KR20050023806A

KR20050023806A - 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 송수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050023806A
Application number: KR1020030061245A
Authority: KR
Inventors: 김응선; 이종혁; 김호진; 윤상보
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-09-02
Filing date: 2003-09-02
Publication date: 2005-03-10
Also published as: US20050084035A1; KR100575959B1

Abstract

본 발명은 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서, 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스와 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지며, 상기 제1파일럿 시퀀스와 상이한 제2파일럿 시퀀스를 생성하고, 상기 제1시퀀스를 미리 설정한 설정 횟수번 반복하고, 상기 제2시퀀스를 상기 설정 횟수번 반복한 후, 상기 설정 횟수번 반복한 상기 제1시퀀스들과 상기 설정 횟수번 반복한 제2시퀀스들을 결합하여 상기 파일럿 심벌로 생성한 후 송신함으로써 정확한 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 가능하게 한다.

Description

다중 반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서 파일럿 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING PILOT IN A COMMUNICATION SYSTEM USING MULTI CARRIER MODULATION SCHEME}

본 발명은 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

이동 통신 시스템이 발전해나감에 따라 사용자들이 서비스받기를 요구하는 데이터의 양과 그 처리 속도 역시 증가하고 있다. 이동 통신 시스템의 무선 채널상에서 데이터를 고속으로 전송할 경우 다중 경로 페이딩(multipath fading)과, 도플러 확산(doppler spread) 등의 영향으로 인해 높은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 가지게 되며, 따라서 무선 채널에 적합한 무선 접속 방식에 대한 필요성이 대두되었다. 현재 상기 무선 접속 방식으로 비교적 낮은 출력, 즉 비교적 낮은 송신 전력(transmit power)과, 낮은 탐지 확률 등의 장점을 가지는 대역 확산(spread spectrum) 변조 방식이 널리 사용되고 있다.

상기 대역 확산 방식은 크게 직접 시퀀스 대역 확산(DSSS: Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 'DSSS'라 칭하기로 한다) 방식과 주파수 호핑 대역 확산(FHSS: Frequency Hopping Spread Spectrum, 이하 'FHSS'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류할 수 있다. 상기 DSSS 방식은 무선 채널에서 발생하는 다중 경로 현상을 채널의 경로 다이버시티(path diversity)를 이용하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하여 적극적으로 대처할 수 있는 장점이 있다. 그러나, 상기 DSSS 방식은 10 Mbps의 전송 속도까지는 효율적으로 사용하는 것이 가능하나, 10 Mbps의 전송 속도 이상의 고속 데이터 전송시 칩(chip)간 간섭(interference)이 증가함에 따라 하드웨어 복잡도(hardware complexity)가 급속히 증가하고, 다중 사용자 간섭(multi-user interference)에 의해 기지국(BS: Base Station)이 수용할 수 있는 사용자들의 개수, 즉 전체 시스템 용량에 한계가 있다는 문제점이 있다.

상기 FHSS 방식은 데이터를 랜덤 시퀀스(random sequence)에 의하여 주파수를 호핑하면서 전송하기 때문에, 다중 채널 간섭(multi-path interference) 및 협대역 임펄스성 잡음(narrow band impulse noise)의 영향을 줄일 수 있다는 장점이 있다. 상기 FHSS 방식은 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 매우 중요한데, 고속 데이터 전송시에는 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.

그래서, 최근 고속 데이터 전송에 적합한 무선 접속 방식으로서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식이 대두되고 있다. 최근 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한, 보호구간(guard interval)의 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 '다중 반송파 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 프레임(frame) 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 1은 일반적인 다중 반송파 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 다중 반송파 통신 시스템의 프레임은 다수의 파일럿 심벌(pilot symbol) 영역들과, 다수의 데이터 심벌(data symbol) 영역들로 구성된다. 상기 파일럿 심벌 영역들은 시간 동기 획득(time synchronization acquisition)과, 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)과, 채널 추정(channel estimation) 및 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다) 측정을 위한 파일럿 심벌이 송신되는 영역들이다. 여기서, 상기 파일럿 심벌은 미리 설정된 설정 파일럿 시퀀스(pilot sequence)로 구성되며, 1개의 프레임 길이를 N이라고 가정하고, 상기 1개의 프레임내의 상기 다수의 파일럿 심벌들 전체 길이를 N_p라고 정의하기로 한다. 또한, 상기 데이터 심벌 영역들은 실제 정보 데이터(information data)를 포함하는 데이터 심벌이 송신되는 영역들이다. 여기서, 상기 1개의 프레임내의 상기 다수의 데이터 심벌들 전체 길이는 상기 다수의 파일럿 심벌들 전체 길이 N_p를 제외한 N-N_p, 즉 N_d가 된다.

한편, 상기 다중 반송파 통신 시스템에서 상기 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 다양한 방식들이 제안되었다. 상기 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식들중 대표적인 방식들로는 Schmidl 방식과, Minn 방식과, cyclic prefix 방식과, IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 표준 규격(standard spec)에서 고려하고 있는 방식(이하 'IEEE 802.11a 방식'이라고 칭하기로 한다)이 있다. 이하, 설명의 편의상 상기 다중 반송파 통신 시스템을 상기 OFDM 통신 시스템을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

그러면 첫 번째로 도 2를 참조하여 상기 Schmidl 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 2는 Schmidl 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템에서 1개의 OFDM 심벌 길이는 'N'이라고 가정하기로 하며, 상기 OFDM 심벌 길이 N의 단위는 샘플(sample)이다. 여기서, 1개의 OFDM 심벌 길이가 N 샘플이므로, 1개의 파일럿 심벌 및 1개의 데이터 심벌 길이 역시 N 샘플이다. 또한, 상기 Minn 방식과, cyclic prefix 방식과, IEEE 802.11a 방식을 설명함에 있어서도 상기 1개의 파일럿 심벌 길이는 N 샘플이라고 가정하기로 한다.

상기 도 2를 참조하면, 상기 Schmidl 방식은 2개의 동일한 파일럿 시퀀스들로 구성된 파일럿 심벌을 사용한다. 즉, 상기 Schmidl 방식은 N/2 샘플 길이를 가지는 파일럿 시퀀스 A_Sch가 2개 결합된 형태의 파일럿 심벌을 사용한다. 상기 Schmidl 방식에 따른 파일럿 심벌은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서, P는 파일럿 심벌을 나타내며, A는 N/2동안의 샘플들을 나타낸다.

상기 Schmidl 방식에 따른 시간 동기는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서 는 추정되는 시간 동기, 즉 심벌 타이밍(estimated symbol timing) 혹은 프레임 타이밍(frame timing)을 나타내며, 해당 누적 구간에서 상기 값이 최대값(maximum value)이 될 때의 가 상기 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍으로 검출되는 것이다. 상기 심벌 타이밍은 심벌의 시작 시점을 나타내며, 프레임 타이밍은 프레임의 시작 시점을 나타내는 것이다. 여기서, 상기 Schmidl 방식은 동일한 2개의 파일럿 시퀀스 A_Sch가 반복되는 구조를 가지므로 상기 해당 누적 구간은 N/2 샘플 구간 동안이 된다.

또한, 상기 수학식 2에서, 이고,이고, r(d)는 수신 신호(received signal)를 나타낸다. 여기서, 상기 P₁(d)는 상기 Schmidl 방식에 따른 상기 해당 누적 구간의 d + k번째 샘플과 상기 d + k번째 샘플에서 N/2만큼 이격된 샘플, 즉 d + k + N/2번째 샘플과의 상관값(correlation value)의 누적값을 나타내며, 상기 R₁(d)는 상기 Schmidl 방식에 따른 상기 해당 누적 구간동안의 평균 전력(average power)을 나타낸다. 상기와 같은 방식으로 상기 Schmidl 방식은 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 검출할 수 있고, 즉 심벌 동기 및 프레임 동기를 획득할 수 있고, 상기 검출한 심벌 동기 및 프레임 동기를 가지고 주파수 동기를 획득할 수 있다.

상기 Schmidl 방식에서 주파수 동기를 획득하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 주파수 오프셋(frequency offset)을 δf라고 가정하면, 상기 수신 신호는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 3에서, r(nT_s)는 수신 신호를 나타내며, s(t)는 송신 신호를 나타내며, T_s는 샘플링(sampling) 주기를 나타내며, Δf는 부반송파(sub-carrier) 간격을 나타내며, g(n)은 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭하기로 한다)을 나타낸다.

상기 시간 동기 획득 과정에서 타이밍 오프셋(timing offset)을 정확하게 추정했다고 가정하면, 즉 상기 시점 T가 정확하게 추정??다고 가정하면, 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/2만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/2번째 샘플과의 상관값의 누적값 P₁(T)는 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 시간 동기 획득 과정에서 상기 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 상기 수학식 4는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 5에서 는 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/2만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/2번째 샘플과의 상관값의 누적값 P₁(T)의 위상(phase)을 나타낸다. 따라서, 상기 수학식 5를 사용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 상기 주파수 오프셋은 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

그런데, 위상의 2πambiguity를 고려할 경우 의 조건을 만족해야만 하며, 따라서 상기 Schmidl 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위(frequency acquisition range)는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 7에 나타낸 바와 같이 상기 Schmidl 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 1개의 부반송파 범위가 되며, 따라서 상기 1개의 부반송파 범위를 초과하는 주파수 오프셋은 검출하는 것이 불가능하여 주파수 동기 획득에 한계가 발생한다는 문제점이 있다.

상기 도 2에서는 Schmidl 방식에 대해서 설명하였으며, 두 번째로 도 3을 참조하여 상기 Minn 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 3은 Minn 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 도 2에서 설명한 바와 동일하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 1개의 OFDM 심벌 길이는 N 샘플이고, 1개의 파일럿 심벌 길이는 N 샘플이라고 가정하기로 한다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 Minn 방식은 4개의 동일한 파일럿 시퀀스들로 구성된 파일럿 심벌을 사용한다. 즉, 상기 Minn 방식은 N/4 샘플 길이를 가지는 파일럿 시퀀스 A_Minn가 4개 결합된 형태의 파일럿 심벌을 사용한다. 여기서, 상기 4개의 파일럿 시퀀스들 중 A_Minn가 처음에는 그대로 2번 반복되고, 그 다음에는 역위상을 가지고 2번 반복된다. 따라서, 상기 Minn 방식에 따른 파일럿 심벌은 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 8에서, P는 파일럿 심벌을 나타내며, A는 N/4동안의 샘플들을 나타낸다.

상기 Minn 방식에 따른 시간 동기는 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 9에서 는 추정되는 시간 동기, 즉 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍을 나타내며, 해당 누적 구간에서 상기 값이 최대값가 될 때의 가 상기 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍으로 검출되는 것이다. 여기서, 상기 Minn 방식은 동일한 4개의 파일럿 시퀀스 A_Minn가 반복되는 구조를 가지므로 상기 해당 누적 구간은 N/4 샘플 구간 동안이 된다.

또한, 상기 수학식 9에서, 이고, 이고, r(d)는 수신 신호를 나타낸다. 여기서, 상기 P₂(d)는 상기 Minn 방식에 따른 상기 해당 누적 구간의 d + k번째 샘플과 상기 d + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 d + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값을 나타내며, 상기 R₂(d)는 상기 Minn 방식에 따른 상기 해당 누적 구간동안의 평균 전력을 나타낸다. 상기 P₂(d)에서 m은 상기 파일럿 심벌을 구성하는 파일럿 시퀀스들의 세트(set)를 나타내는 변수로서, 상기 m = 0일 경우에는 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 선행하는 2개의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타내며, 상기 m = 1일 경우에는 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 후행하는 2개의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타낸다.

상기와 같은 방식으로 상기 Minn 방식은 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 검출할 수 있고, 즉 심벌 동기 및 프레임 동기를 획득할 수 있고, 상기 검출한 심벌 동기 및 프레임 동기를 가지고 주파수 동기를 획득할 수 있다.

상기 Minn 방식에서 주파수 동기를 획득하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 주파수 오프셋을 δf라고 가정하고, 상기 시간 동기 획득 과정에서 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 즉 상기 시점 T가 정확하게 추정??다고 가정하면, 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값 P₂(T)는 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 시간 동기 획득 과정에서 상기 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 상기 수학식 10은 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 11에서 는 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값 P₂(T)의 위상을 나타낸다. 따라서, 상기 수학식 11을 사용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 상기 주파수 오프셋은 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

그런데, 위상의 2πambiguity를 고려할 경우 의 조건을 만족해야만 하며, 따라서 상기 Minn 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 13에 나타낸 바와 같이 상기 Minn 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 2개의 부반송파 범위가 되며, 따라서 상기 2개의 부반송파 범위를 초과하는 주파수 오프셋은 검출하는 것이 불가능하여 주파수 동기 획득에 한계가 발생한다는 문제점이 있다. 물론, 상기 Minn 방식은 상기 Schmidl 방식에 비해서는 주파수 획득 범위가 늘기는 하였으나, 상기 Minn 방식에 따른 주파수 획득 범위 역시 실제 무선 채널 통신 상에서는 정확한 주파수 오프셋 추정에 한계를 가져온다.

상기 도 3에서는 Minn 방식에 대해서 설명하였으며, 세 번째로 도 4를 참조하여 상기 cyclic prefix 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 4는 cyclic prefix 방식에 따른 OFDM 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 4를 설명하기에 앞서, 상기 도 2 및 도 3에서 설명한 바와 동일하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 1개의 OFDM 심벌 길이는 N 샘플이고, 상기 cyclic prefix의 길이는 N_cp 샘플이라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 cyclic prefix에 대해서 설명하면 다음과 같다. 상기 OFDM 통신 시스템에서는 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 보호 구간(guard interval)을 삽입한다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "cyclic prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "cyclic postfix" 방식으로 사용하고 있다. 따라서, 상기 cyclic prefix는 실제 보호구간을 나타내는 것이며, 설명의 편의상 cyclic prefix라고 칭하기로 한다.

상기 도 4를 참조하면, 상기 cyclic prefix 방식은 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들, 즉 N_CP개의 샘플을 복사하여 상기 OFDM 심벌의 전단에 삽입하는 형태를 가진다. 여기서, 상기 cyclic prefix 방식을 사용할 경우의 상관 함수(correlation function)은 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 14에서, G(n)은 상기 상관 함수를 나타내며, 상기 상관 함수 G(n)의 값이 최대값이 될 때 현재의 샘플이 상기 OFDM 심벌의 마지막 샘플과 일치하는 것이다. 그러므로, 상기 심벌 타이밍 딜레이(symbol timing delay), 즉 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍은 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있으며, 주파수 오프셋은 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

상기 cyclic prefix 방식을 사용할 경우 주파수 획득 범위는 하기 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 17에 나타낸 바와 같이 상기 cyclic prefix 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 1/2개의 부반송파 범위가 되며, 따라서 상기 1/2개의 부반송파 범위를 초과하는 주파수 오프셋은 검출하는 것이 불가능하여 주파수 동기 획득에 한계가 발생한다는 문제점이 있다. 상기 cyclic prefix 방식을 사용할 경우, 상기 Schmidl 방식이나 상기 Minn 방식에 비해서 주파수 획득 범위가 굉장히 작아져서 정확한 주파수 오프셋 추정에 한계를 가져온다. 또한, 상기 cyclic prefix 방식은 심벌 타이밍은 획득할 수 있지만 프레임 타이밍을 획득하는 것은 난이하여 전반적으로 동기 획득에 있어 한계가 발생하게 된다는 문제점이 있다.

상기 도 4에서는 cyclic prefix 방식에 대해서 설명하였으며, 네 번째로 도 5를 참조하여 상기 IEEE 802.11a 방식에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 5는 IEEE 802.11a 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 5를 설명하기에 앞서, 상기 도 2 및 도 3에서 설명한 바와 동일하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 1개의 OFDM 심벌 길이는 N 샘플이고, 1개의 파일럿 심벌 길이는 N 샘플이라고 가정하기로 한다.

상기 도 5를 참조하면, 먼저 상기 IEEE 802.11a 방식은 4개의 동일한 파일럿 시퀀스들로 구성된 파일럿 심벌을 사용한다. 즉, 상기 IEEE 802.11a 방식은 N/4 샘플 길이를 가지는 파일럿 시퀀스 A_802.11a가 4개 결합된 형태의 파일럿 심벌을 사용한다. 여기서, 상기 IEEE 802.11a 방식에서 사용하는 파일럿 심벌은 상기 Minn 방식에서 사용하는 파일럿 심벌과는 달리 동일한 파일럿 시퀀스 A_802.11a가 4번 반복된다. 따라서, 상기 IEEE 802.11a 방식에 따른 파일럿 심벌은 하기 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 18에서, P는 파일럿 심벌을 나타내며, A는 N/4동안의 샘플들을 나타낸다.

상기 IEEE 802.11a 방식에 따른 시간 동기는 하기 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 9에서 는 추정되는 시간 동기, 즉 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍을 나타내며, 해당 누적 구간에서 상기 값이 최대값이 될 때의 가 상기 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍으로 검출되는 것이다. 여기서, 상기 IEEE 802.11a 방식은 동일한 4개의 파일럿 시퀀스 A_802.11a가 반복되는 구조를 가지므로 상기 해당 누적 구간은 N/4 샘플 구간 동안이 된다.

또한, 상기 수학식 19에서, 이고,이고, r(d)는 수신 신호를 나타낸다. 여기서, 상기 P(d)는 상기 IEEE 802.11a 방식에 따른 상기 해당 누적 구간의 d + k번째 샘플과 상기 d + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 d + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값을 나타내며, 상기 R(d)는 상기 IEEE 802.11a 방식에 따른 상기 해당 누적 구간동안의 평균 전력을 나타낸다. 상기 P(d)에서 m = 0일 경우에는 cyclic prefix 에 복사되어진 4번째 파일럿 시퀀스와 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 선행하는 1번째 의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타내며, 상기 m = 1일 경우에는 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 1번째, 2번째의 2개의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타내고, m = 2일 경우에는 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 2번째, 3번째의 2개의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타내고, m = 3일 경우에는 상기 4개의 파일럿 시퀀스들중 3번째, 4번째의 2개의 파일럿 시퀀스들간의 상관이 수행됨을 나타낸다.

상기와 같은 방식으로 상기 IEEE 802.11a 방식은 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 검출할 수 있고, 즉 심벌 동기 및 프레임 동기를 획득할 수 있고, 상기 검출한 심벌 동기 및 프레임 동기를 가지고 주파수 동기를 획득할 수 있다.

상기 IEEE 802.11a 방식에서 주파수 동기를 획득하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 주파수 오프셋을 δf라고 가정하고, 상기 시간 동기 획득 과정에서 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 즉 상기 시점 T가 정확하게 추정됐다고 가정하면, 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값 P(T)는 하기 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 시간 동기 획득 과정에서 상기 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 상기 수학식 20은 하기 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 21에서 는 상기 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N/4만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N/4번째 샘플과의 상관값의 누적값 P(T)의 위상을 나타낸다. 따라서, 상기 수학식 21을 사용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 상기 주파수 오프셋은 하기 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.

그런데, 위상의 2πambiguity를 고려할 경우 의 조건을 만족해야만 하며, 따라서 상기 IEEE 802.11a 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 하기 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 23에 나타낸 바와 같이 상기 IEEE 802.11a 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위는 2개의 부반송파 범위가 되며, 따라서 상기 2개의 부반송파 범위를 초과하는 주파수 오프셋은 검출하는 것이 불가능하여 주파수 동기 획득에 한계가 발생한다는 문제점이 있다. 물론, 상기 IEEE 802.11a 방식 역시 상기 Schmidl 방식이나 cyclic prefix 방식에 비해서는 주파수 획득 범위가 늘기는 하였으나, 상기 IEEE 802.11a 방식에 따른 주파수 획득 범위 역시 실제 무선 채널 통신 상에서는 정확한 주파수 오프셋 추정에 한계를 가져온다.

상기에서 설명한 바와 같이 상기 Schmidl 방식과, Minn 방식 및 IEEE 802.11a 방식은 심벌 타이밍과 프레임 타이밍을 획득함과 동시에 주파수 동기를 획득할 수 있으나, 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위에 한계가 존재하여 정확한 주파수 동기 획득이 불가능하다는 문제점을 가진다. 또한, 상기 cyclic prefix 방식은 심벌 타이밍은 획득할 수 있으나, 프레임 타이밍을 획득하는 것이 불가능하고, 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위에 한계가 존재하여 정확한 주파수 동기 획득이 불가능하다는 문제점을 가진다. 그러므로, 심벌 타이밍과 프레임 타이밍을 획득할 수 있으면서도 정확한 주파수 동기를 획득할 수 있는, 즉 주파수 획득 범위의 제한이 적은 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에 대한 필요성이 대두되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중파 변조 통신 시스템에서 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위의 제한이 최소화되는 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1장치는; 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위한 상기 파일럿 심벌 송신 장치에 있어서, 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스 및 제2파일럿 시퀀스를 생성하는 파일럿 시퀀스 생성부와, 상기 제1파일럿 시퀀스와 상기 제2파일럿 시퀀스를 미리 설정한 설정 횟수번 반복하는 반복기와, 상기 설정 횟수번 반복한 상기 제1시퀀스들과 상기 설정 횟수번 반복한 제2시퀀스들을 결합하여 상기 파일럿 심벌로 생성한 후 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2장치는; 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 장치에 있어서, 미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 시간 동기 획득기와, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득기에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 주파수 동기 획득기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제3장치는; 미리 설정된 N개의 부반송파들을 가지며, 상기 N개의 부반송파 신호들이 심벌을 구성하고, 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 장치에 있어서, 미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 시간 동기 획득기와, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득기에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 주파수 동기 획득기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위한 상기 파일럿 심벌 송신 방법에 있어서, 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지며, 상기 제1파일럿 시퀀스와 상이한 제2파일럿 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 제1시퀀스를 미리 설정한 설정 횟수번 반복하고, 상기 제2시퀀스를 상기 설정 횟수번 반복하는 과정과, 상기 설정 횟수번 반복한 상기 제1시퀀스들과 상기 설정 횟수번 반복한 제2시퀀스들을 결합하여 상기 파일럿 심벌로 생성한 후 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 방법에 있어서, 미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 과정과, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득 과정에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제3방법은; 미리 설정된 N개의 부반송파들을 가지며, 상기 N개의 부반송파 신호들이 심벌을 구성하고, 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 방법에 있어서, 미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 과정과, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득 과정에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 '다중 반송파 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 시간 동기 획득(time synchronization acquisition) 및 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)을 수행하기 위한 파일럿(pilot) 신호 송수신 방안을 제안한다. 본 발명에서 제안하는 파일럿 신호 송수신 방안은 상기 주파수 동기 획득시 검출할 수 있는 주파수 획득 범위를 넓힘으로써 정확한 주파수 동기 획득을 가능하게 한다. 이하, 설명의 편의상 상기 다중 반송파 통신 시스템을 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)을 일 예로 하여 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 6을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템에서 1개의 OFDM 심벌(symbol) 길이는 'N'이라고 가정하기로 하며, 상기 OFDM 심벌 길이 N의 단위는 샘플(sample)이다. 여기서, 1개의 OFDM 심벌 길이가 N 샘플이므로, 1개의 파일럿 심벌(pilot symbol) 및 1개의 데이터 심벌(data symbol) 길이 역시 N 샘플이다.

상기 도 6을 참조하면, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식은 2개의 상이한 파일럿 시퀀스(pilot sequence)들로 구성된 파일럿 심벌을 사용한다. 즉, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식은 상기 도 6에 도시되어 있는 바와 같이 N₁ 샘플 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스, 즉 파일럿 시퀀스 A_P를 2번 반복하고, N₂ 샘플 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스, 즉 파일럿 시퀀스 B_P를 2번 반복하는 형태의 파일럿 심벌을 사용한다. 여기서, 상기 N₁과 N₂간에는 하기 수학식 24와 같은 관계가 성립한다.

여기서, 설명의 편의상 N₁> N₂라고 가정하기로 한다.

본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에 따른 파일럿 심벌은 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 25에서, P는 파일럿 심벌을 나타내며, A는 N₁동안의 샘플들을 나타내며, B는 N₂ 동안의 샘플들을 나타낸다.

한편, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에 따른 시간 동기는 하기 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 26에서 는 추정되는 시간 동기, 즉 심벌 타이밍(estimated symbol timing) 혹은 프레임 타이밍(frame timing)을 나타내며, 해당 누적 구간에서 상기 값이 최대값(maximum value)이 될 때의 가 상기 심벌 타이밍 혹은 프레임 타이밍으로 검출되는 것이다. 상기 심벌 타이밍은 심벌의 시작 시점을 나타내며, 프레임 타이밍은 프레임의 시작 시점을 나타내는 것이다. 여기서, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식은 상이한 2개의 파일럿 시퀀스들 A_P와 B_P가 각각 2번 반복되는 구조를 가지므로 상기 해당 누적 구간은 각각 N₁ 샘플 구간과 N₂ 샘플 구간 동안이 된다.

또한, 상기 수학식 26에서, 이고, 이고, r(d)는 수신 신호(received signal)를 나타낸다. 여기서, 상기 P(d)는 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에 따른 상기 해당 누적 구간의 d + k번째 샘플과 상기 d + k번째 샘플에서 N₁만큼 이격된 샘플, 즉 d + k + N₁번째 샘플과의 상관값(correlation value)의 누적값과, d + k번째 샘플과 상기 d + k번째 샘플에서 N₂만큼 이격된 샘플, 즉 d + k + N₂번째 샘플과의 상관값을 나타낸다. 또한, 상기 R(d)는 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에 따른 상기 해당 누적 구간동안의 평균 전력(average power)을 나타낸다. 상기와 같은 방식으로 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 검출할 수 있고, 즉 심벌 동기 및 프레임 동기를 획득할 수 있고, 상기 검출한 심벌 동기 및 프레임 동기를 가지고 주파수 동기를 획득할 수 있다.

본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식에서 주파수 동기를 획득하는 과정을 설명하면 다음과 같다.

먼저, 주파수 오프셋(frequency offset)을 δf라고 가정하고, 상기 주파수 동기를 획득하기 위해서 하기 수학식 27과 같은 관계를 정의한다.

상기 시간 동기 획득 과정에서 타이밍 오프셋(timing offset)을 정확하게 추정했다고 가정하면, 즉 상기 시점 T가 정확하게 추정됐다고 가정하면, 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N₂만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 누적값 P_f(T)는 하기 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 28에서 Δf는 부반송파(sub-carrier) 간격을 나타낸다.

또한, 상기 시간 동기 획득 과정에서 상기 타이밍 오프셋을 정확하게 추정했다고 가정하면, 상기 수학식 28은 하기 수학식 29 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 29에서 는 해당 누적 구간의 T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N₁만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N₁번째 샘플과의 상관값의 누적값과, T + k번째 샘플과 상기 T + k번째 샘플에서 N₂만큼 이격된 샘플, 즉 T + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 누적값 P_f(T)의 위상(phase)을 나타낸다. 따라서, 상기 수학식 29를 사용하여 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 상기 주파수 오프셋은 하기 수학식 30과 같이 나타낼 수 있다.

그런데, 위상의 2πambiguity를 고려할 경우 의 조건을 만족해야만 하며, 따라서 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위(frequency acquisition range)는 하기 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 31에 나타낸 바와 같이 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식을 사용할 경우 주파수 동기 획득을 위한 주파수 획득 범위가 증가하게 되고, 따라서 정확한 주파수 동기 획득이 가능하게 된다. 일 예로, 상기 N₂의 샘플 길이가 N/8 샘플 길이일 경우, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식을 사용할 경우 주파수 획득 범위가 4Δf, 즉 4개의 부반송파들 범위까지 증가하게 된다.

한편, 도시하지는 않았으나, 상기 파일럿 심벌을 송신하는 장치는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 파일럿 신호 송신 장치와 동일한 구조를 가진다. 즉, 상기 파일럿 신호 송신 장치는 파일럿 시퀀스를 생성하는 파일럿 시퀀스 생성기(pilot sequence generator)와, 상기 파일럿 시퀀스에서 생성한 파일럿 시퀀스를 반복하는 반복기(repeater)와, 상기 반복기에서 출력하는 반복된 파일럿 시퀀스들을 상기 파일럿 심벌 구조에 대응하게 결합하여 송신하는 송신기로 구성된다. 여기서, 본 발명에서 제안하는 파일럿 심벌을 송신하는 장치를 설명하면 다음과 같다.

먼저, 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 본 발명에서는 서로 다른 2개의 파일럿 시퀀스들, 즉 파일럿 시퀀스 A_p와 파일럿 시퀀스 B_p를 생성해야하므로 상기 파일럿 시퀀스 생성기가 상기 파일럿 시퀀스 A_p와 파일럿 시퀀스 B_p를 생성할 수도 있고, 혹은 별도의 2개의 파일럿 시퀀스 생성기들, 즉 제1파일럿 시퀀스 생성기와 제2파일럿 시퀀스 생성기를 구비하여 상기 제1파일럿 시퀀스 생성기가 상기 파일럿 시퀀스 A_p를 생성하고, 상기 제2파일럿 시퀀스 생성기가 상기 파일럿 시퀀스 B_p를 생성할 수도 있다. 여기서는 설명의 편의상 상기 제1파일럿 시퀀스 생성기가 상기 파일럿 시퀀스 A_p를 생성하고, 상기 제2파일럿 시퀀스 생성기가 상기 파일럿 시퀀스 B_p를 생성하는 경우를 일 예로 하여 설명하기로 한다.

그러면, 상기 제1파일럿 시퀀스 생성기에서 생성한 파일럿 시퀀스 A_p와 상기 제2파일럿 시퀀스 생성기에서 생성한 파일럿 시퀀스 B_p는 상기 반복기로 입력되고, 상기 반복기는 상기 파일럿 시퀀스 A_p와 파일럿 시퀀스 B_p를 미리 설정한 설정 횟수, 즉 2번 반복한 후 상기 송신기로 출력한다. 그러면 상기 송신기는 상기 2번 반복된 파일럿 시퀀스 A_p들과 파일럿 시퀀스 B_p들을 파일럿 심벌로 결합하여 파일럿 신호 수신 장치측으로 송신한다. 여기서, 상기 송신기의 구체적인 동작은 일반적인 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리 동작과 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 도 6에서는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 심벌 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시에에서의 기능을 수행하기 위한 파일럿 신호 수신 장치 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 7은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 파일럿 신호 수신 장치 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, 상기 파일럿 신호 수신 장치는 시간 동기 획득기(711)와, 주파수 동기 획득기(713)로 구성된다. 먼저, 수신 신호, 즉 파일럿 심벌 신호가 입력되면, 상기 파일럿 심벌 신호는 상기 시간 동기 획득기(711)로 전달된다. 상기 시간 동기 획득기(711)는 상기 도 6에서 설명한 바와 같은 방식으로 시간 동기를 획득하고, 상기 시간 동기 획득에 따른 타이밍, 즉 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 상기 주파수 동기 획득기(713)로 출력한다. 여기서, 상기 시간 동기 획득기(711)의 구체적인 동작은 상기 도 6에서 설명한 시간 동기 획득 과정과 동일하므로 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 주파수 동기 획득기(713)는 상기 시간 동기 획득기(713)에서 출력한 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍에 상응하게 동기를 일치시킨 후, 상기 도 6에서 설명한 바와 같은 방식으로 주파수 동기를 획득하고, 상기 주파수 동기 획득에 따른 주파수 오프셋을 최종적으로 출력하게 된다. 여기서, 상기 주파수 동기 획득기(713)의 구체적인 동작 역시 상기 도 6에서 설명한 주파수 동기 획득 과정과 동일하므로 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다음으로 도 8 및 도 9를 참조하여 일반적인 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식들, 즉 상기 종래 기술 부분에서 설명한 Schmidl 방식과, Minn 방식과 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 표준 규격(standard spec)에서 고려하고 있는 방식(이하 'IEEE 802.11a 방식'이라고 칭하기로 한다)과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric을 설명하기로 한다.

상기 도 8은 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 25%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric을 도시한 그래프이다.

상기 도 8을 참조하면, OFDM 통신 시스템에서 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 1/4, 즉 25%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric이 도시되어 있다. 상기 도 8에 도시되어 있는 바와 같이 OFDM 심벌 길이의 25%인 경우 상기 Minn 방식은 2개의 피크값(peak value)을 가지기 때문에, 정확한 시간 동기 획득이 불가능하다. 또한, 상기 Schmidl 방식은 상기 cyclic prefix의 길이와 동일한 개수의 피크값을 가지기 때문에, 정확한 시간 동기 획득이 불가능하다.

상기 도 9는 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 10%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric을 도시한 그래프이다.

상기 도 9를 참조하면, OFDM 통신 시스템에서 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 1/10, 즉 10%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric이 도시되어 있다. 상기 도 9에 도시되어 있는 바와 같이 상기 IEEE 802.11a 방식은 상기 cyclic prefix의 길이와 동일한 개수의 피크값을 가지기 때문에, 정확한 시간 동기 획득이 불가능하다. 또한, 상기 Schmidl 방식은 상기 cyclic prefix의 길이와 동일한 개수의 피크값을 가지기 때문에, 정확한 시간 동기 획득이 불가능하다.

상기 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 성능을 구체적으로 비교하면 하기 표 1과 같다.

상기 표 1의 성능 비교는 상기 OFDM 통신 시스템에서 상기 OFDM 심벌 길이 N = 1024이고, 상기 cyclic prefix의 길이 N_cp= 256이고, N₁ = 384이고, N₂ = 128일 경우의 성능 비교를 나타낸다.

다음으로 도 10 내지 도 14를 참조하여 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 시간 동기 및 주파수 동기 성능을 비교하기로 한다.

상기 도 10은 채널의 평균 전력을 도시한 그래프이다.

상기 도 10에 도시되어 있는 바와 같이 채널의 평균 전력은 시간 지연(time delay)에 따라서 상이하며, 일반적으로 시간 지연이 적을수록 평균 전력이 높게 나타난다.

상기 도 11은 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균을 도시한 그래프이다.

상기 도 11에 도시되어 있는 바와 같이 IEEE 802.11a 방식과 과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균이 가장 작고, 그 다음으로 Schmidl 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균이 작고, 마지막으로 Minn 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균이 가장 크다. 결국, IEEE 802.11a 방식과 과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균이 가장 작다는 것은 가장 정확하게 시간 동기를 획득할 수 있다는 것을 나타낸다.

상기 도 12는 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러를 도시한 그래프이다.

상기 도 12에 도시되어 있는 바와 같이 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러가 가장 작고, 그 다음으로 IEEE 802.11a 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러가 작고, 그 다음으로 Schmidl 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러가 작고, 마지막으로 Minn 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러가 가장 크다. 결국, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러가 가장 작다는 것은 가장 정확하게 시간 동기를 획득할 수 있다는 것을 나타낸다.

상기 도 13은 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 주파수 오프셋의 평균을 도시한 그래프이다.

상기 도 13을 참조하면, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 주파수 오프셋의 평균이 가장 높으며, 그 다음으로 Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과, Schmidl 방식 순으로 추정 가능한 주파수 오프셋의 평균 값을 가진다. 결국, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 주파수 오프셋의 평균이 가장 높다는 것은 가장 정확하게 주파수 동기를 획득할 수 있다는 것을 의미하는 것이다.

상기 도 14는 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러를 도시한 그래프이다.

상기 도 14를 참조하면, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)가 가장 작고, 그 다음으로 Minn 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러가 작고, 그 다음으로 IEEE 802.11a 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러가 작고, 마지막으로 Schmidl 방식 순으로 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러가 가장 크다. 결국, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러가 가장 작다는 것은 가장 정확하게 주파수 동기를 획득할 수 있다는 것을 의미하는 것이다.

상기 도 10 내지 도 14에서 설명한 바와 같이 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식은 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 시간 동기 및 주파수 동기를 가장 정확하게 획득할 수 있다. 또한, 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 타이밍 추정 에러, 즉 시간 동기 획득 과정에서의 에러는 1샘플 이내에 존재하며, 주파수 오프셋 추정 에러 역시 굉장히 작다. 그러나, 상기 IEEE 802.11a 방식은 타이밍 추정 에러가 작아서 시간 동기 획득면에서는 정확도가 존재하지만, 주파수 오프셋 추정에 있어서는 정확한 추정이 불가능하여 결과적으로 주파수 동기 획득 과정에서의 성능 열화가 발생한다. 그리고, 상기 Schmidl 방식 및 Minn 방식은 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득 과정에서 모두 성능 열화가 발생한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 서로 다른 길이의 2개의 시퀀스들이 반복되는 형태의 파일럿 심벌을 송수신함으로써 주파수 동기 획득을 위해 추정할 수 있는 주파수 오프셋을 확대시켜 정확한 주파수 동기 획득을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 서로 다른 길이의 2개의 시퀀스들이 반복되는 형태의 파일럿 심벌을 송수신함으로써 시간 동기 획득 과정에서 심벌 타이밍 및 프레임 타이밍을 동시에 정확하게 획득할 수 있다는 이점을 가진다.

도 1은 일반적인 다중 반송파 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 2는 Schmidl 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 3은 Minn 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 4는 cyclic prefix 방식에 따른 OFDM 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 5는 IEEE 802.11a 방식에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 심벌 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 7은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 파일럿 신호 수신 장치 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 8은 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 25%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric을 도시한 그래프

도 9는 cyclic prefix의 길이가 OFDM 심벌 길이의 10%인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 Time Metric을 도시한 그래프

도 10은 채널의 평균 전력을 도시한 그래프

도 11은 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 심벌 타이밍 에러의 평균을 도시한 그래프

도 12는 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 심벌 타이밍 추정 에러의 평균 제곱 에러를 도시한 그래프

도 13은 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 가능한 주파수 오프셋의 평균을 도시한 그래프

도 14는 주파수 오프셋이 3Δf인 경우 Schmidl 방식과, Minn 방식과, IEEE 802.11a 방식과 본 발명에서 제안하는 시간 동기 및 주파수 동기 획득을 위한 방식의 추정 주파수 오프셋 에러의 평균 제곱 에러를 도시한 그래프

Claims

미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위한 상기 파일럿 심벌 송신 방법에 있어서,

상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스를 생성하는 과정과,

상기 설정 길이 미만의 길이를 가지며, 상기 제1파일럿 시퀀스와 상이한 제2파일럿 시퀀스를 생성하는 과정과,

상기 제1시퀀스를 미리 설정한 설정 횟수번 반복하고, 상기 제2시퀀스를 상기 설정 횟수번 반복하는 과정과,

상기 설정 횟수번 반복한 상기 제1시퀀스들과 상기 설정 횟수번 반복한 제2시퀀스들을 결합하여 상기 파일럿 심벌로 생성한 후 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1파일럿 시퀀스의 길이와 상기 제2파일럿 시퀀스의 길이는 상이함을 특징으로 하는 상기 방법.
미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위한 상기 파일럿 심벌 송신 장치에 있어서,

상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스 및 제2파일럿 시퀀스를 생성하는 파일럿 시퀀스 생성부와,

상기 제1파일럿 시퀀스와 상기 제2파일럿 시퀀스를 미리 설정한 설정 횟수번 반복하는 반복기와,

상기 설정 횟수번 반복한 상기 제1시퀀스들과 상기 설정 횟수번 반복한 제2시퀀스들을 결합하여 상기 파일럿 심벌로 생성한 후 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제3항에 있어서,

상기 파일럿 시퀀스 생성부는;

상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스를 생성하는 제1파일럿 시퀀스 생성기와,

상기 설정 길이 미만의 길이를 가지며, 상기 제1파일럿 시퀀스와 상이한 제2파일럿 시퀀스를 생성하는 제2파일럿 시퀀스를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제3항에 있어서,

상기 제1파일럿 시퀀스의 길이와 상기 제2파일럿 시퀀스의 길이는 상이함을 특징으로 하는 상기 장치.
미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 장치에 있어서,

미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 시간 동기 획득기와,

상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득기에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 주파수 동기 획득기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제6항에 있어서,

상기 시간 동기 획득기는 미리 설정되어 있는 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 상관값과 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 상관값을 가산한 값의 절대값을 상기 설정 누적 구간 동안의 평균 전력으로 나눈 값이 최대값이 되는 시점을 상기 시간 동기를 획득한 시점으로 판단함을 특징으로 하는 상기 장치.
제7항에 있어서,

상기 설정 누적 구간 동안의 평균 전력은 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 평균 전력과 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 평균 전력을 가산한 값임을 특징으로 하는 상기 장치.
제7항에 있어서,

상기 주파수 동기 획득기는 상기 시간 동기를 획득한 시점에서의 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 상관값과 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 상관값을 가산한 값의 위상을 사용하여 상기 주파수 동기를 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.
미리 설정된 N개의 부반송파들을 가지며, 상기 N개의 부반송파 신호들이 심벌을 구성하고, 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 장치에 있어서,

미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 시간 동기 획득기와,

상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득기에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 주파수 동기 획득기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제6항에 있어서,

상기 시간 동기 획득기는 하기 수학식 32와 같이 시간 동기를 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.

상기 수학식 32에서, 는 추정되는 시간 동기가 획득된 시점을 나타내며, 이고, 이고, r(d)는 수신 신호를 나타내고, 상기 P(d)는 미리 설정한 설정 누적 구간의 d + k번째 샘플과 d + k + N₁번째 샘플과의 상관값의 누적값과 d + k번째 샘플과 d + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 가산값을 나타내고, R(d)는 상기 설정 누적 구간의 평균 전력을 나타내며, N₁은 상기 제1파일럿 시퀀스의 길이를 나타내며, N₂는 제2파일럿 시퀀스의 길이를 나타냄.
제11항에 있어서,

상기 주파수 동기 획득기는 하기 수학식 33과 같이 주파수 동기를 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.

상기 수학식 33에서 는 상기 설정 누적 구간의 T + k번째 샘플과 T + k + N₁번째 샘플과의 상관값의 누적값과, T + k번째 샘플과 T + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 누적값 P_f(T)의 위상을 나타냄.
미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 방법에 있어서,

미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 과정과,

상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득 과정에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제13항에 있어서,

상기 시간 동기 획득 과정은 미리 설정되어 있는 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 상관값과 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 상관값을 가산한 값의 절대값을 상기 설정 누적 구간 동안의 평균 전력으로 나눈 값이 최대값이 되는 시점을 상기 시간 동기를 획득한 시점으로 판단하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
제14항에 있어서,

상기 설정 누적 구간 동안의 평균 전력은 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 평균 전력과 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 평균 전력을 가산한 값임을 특징으로 하는 상기 방법.
제13항에 있어서,

상기 주파수 동기 획득 과정은 상기 시간 동기를 획득한 시점에서의 상기 설정 누적 구간 동안 상기 제1파일럿 시퀀스들에 대한 상관값과 상기 제2파일럿 시퀀스들에 대한 상관값을 가산한 값의 위상을 사용하여 상기 주파수 동기를 획득하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
미리 설정된 N개의 부반송파들을 가지며, 상기 N개의 부반송파 신호들이 심벌을 구성하고, 미리 설정된 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 파일럿 심벌들과, 상기 설정 길이를 가지는, 적어도 1개 이상의 데이터 심벌들이 하나의 프레임을 구성하는 다중 반송파 변조 통신 시스템에서 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득을 위해 송신한 상기 파일럿 심벌을 수신하는 방법에 있어서,

미리 설정한 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제1파일럿 시퀀스들과, 상기 설정 횟수번 반복된 상기 설정 길이 미만의 길이를 가지는 제2파일럿 시퀀스들로 구성된 상기 파일럿 심벌을 수신하고, 상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 송신기와 시간 동기를 획득하는 과정과,

상기 수신한 파일럿 심벌을 입력하여 상기 시간 동기 획득 과정에서 획득한 시간 동기 정보에 상응하게 동기한 후 주파수 동기를 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제17항에 있어서,

상기 시간 동기 획득 과정은 하기 수학식 34와 같이 시간 동기를 획득하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.

상기 수학식 34에서, 는 추정되는 시간 동기가 획득된 시점을 나타내며, 이고, 이고, r(d)는 수신 신호를 나타내고, 상기 P(d)는 미리 설정한 설정 누적 구간의 d + k번째 샘플과 d + k + N₁번째 샘플과의 상관값의 누적값과 d + k번째 샘플과 d + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 가산값을 나타내고, R(d)는 상기 설정 누적 구간의 평균 전력을 나타내며, N₁은 상기 제1파일럿 시퀀스의 길이를 나타내며, N₂는 제2파일럿 시퀀스의 길이를 나타냄.
제17항에 있어서,

상기 주파수 동기 획득 과정은 하기 수학식 35와 같이 주파수 동기를 획득하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.

상기 수학식 35에서 는 상기 설정 누적 구간의 T + k번째 샘플과 T + k + N₁번째 샘플과의 상관값의 누적값과, T + k번째 샘플과 T + k + N₂번째 샘플과의 상관값의 누적값 P_f(T)의 위상을 나타냄.