KR102414527B1

KR102414527B1 - 이동 통신 시스템에서의 다이버시티 기반 데이터 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102414527B1
Application number: KR1020170093806A
Authority: KR
Inventors: 곽영우; 노훈동; 신철규; 배태한; 최승훈; 김태형; 박성진; 여정호
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2017-04-03
Filing date: 2017-07-24
Publication date: 2022-06-30
Also published as: KR20180112648A; CN110582980A; EP3591881A1; EP3591881A4; CN110582980B

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 기지국이 단말에게 다이버시티 기반 데이터 전송 방법을 지시하기 위한 지시 방법 및 관련 데이터 전송 방법에 관한 것이다.

Description

이동 통신 시스템에서의 다이버시티 기반 데이터 전송 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR DIVERSITY BASED DATA TRANSMISSION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

NR (New Radio) 에서 기지국 및 단말이 신뢰성 높은 데이터 전송을 지원하기 위하여 다이버시티 기반 데이터 전송을 지원할 수 있다. 본 발명은 기지국이 단말에게 다이버시티 기반 데이터 전송 방법을 지시하기 위한 지시 방법 및 관련 데이터 전송 방법을 제안한다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

무선통신 시스템에서 단말이 채널을 추정하기 위해서는 기지국이 이를 위한 기준신호 (Reference signal)을 전송해야 한다. 단말은 기준신호를 이용하여 채널 추정을 수행하고, 수신된 신호를 복조 할 수 있다. 또한 단말은 기준신호를 통해 채널 상태를 파악하고 이를 기지국으로 피드백 하는데 사용할 수도 있다. LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 증가된 Cell-ID, 증가된 채널 대역폭, 다양한 subcarrier spacing 지원, slot기반 전송 및 slot aggregation 지원, 시간상 DMRS bundling 뿐만 아니라 configurable DMRS 구조 지원을 고려하고 있다. 이러한 다양한 NR 지원을 고려하는 경우에 DMRS 시퀀스 생성 방법 또한 달라질 수 있다.

LTE/LTE-A 등 무선통신 시스템에서 상향링크 전송 시에는 PAPR을 줄이고 coverage를 향상시키기 위하여 DFT-S OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 사용한다. 또한, LTE/LTE-A에서는 지원하는 대역의 특성 및 하드웨어 개발 단계에 따라 적은 수의 단말 송신 안테나 만이 고려되었다. 따라서, 이러한 특성을 고려하여 다이버시티 기반 전송이 지원되지 않았다.

하지만, NR에서는 최대 4개의 단말 송신안테나를 가정하는 현재의 무선통신 시스템과는 달리, 향후 new radio (NR, 5G) 무선통신 시스템에서는 고주파의 캐리어로 인하여 안테나 폼팩터가 향상되고 RF 기술이 발전하여 단말에서도 4개 이상의 송신 안테나를 사용할 수 있게 될 확률이 높다. 또한, 기존의 DFT-S OFDM은 rank 1 전송에서만 사용되고 rank 2 이상의 상위 rank에서는 CP-OFDM을 이용한 전송을 지원하게 된다. 이에 따라 NR 무선통신 시스템에서는 상향링크에서의 다이버시티 전송에 대한 요구가 높아지게 된다. 따라서, 본 발명은 상향 링크에서 다이버시티 기법을 이용하여 전송하기 위한 전송 방법 지시 방법 등을 제안한다.

본 발명은 single carrier에서 단말의 전력소모를 고려한 제한된 기지국 신호 수신 절차 및 동적이고 유연하게 시스템 전체 대역을 활용하는 제어 방법을 제안한다.

LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 증가된 Cell-ID, 증가된 채널 대역폭, 다양한 subcarrier spacing 지원, slot기반 전송 및 slot aggregation 지원, 시간상 DMRS bundling 뿐만 아니라 configurable DMRS 구조 지원을 고려하고 있다. 이러한 다양한 NR 지원을 고려하는 경우에 DMRS 시퀀스 생성 방법 또한 달라질 수 있다. 또한 NR 시스템의 DMRS 시퀀스를 UE-specific하게 생성할 수도 있고, TRP-specific하게 생성할 수도 있고, 이와 달리 Resource-specific하게 생성할 수도 있다. 이에 따라 DMRS의 운영방법이 달라 질 수 있다. 따라서 본 발명에서는 이러한 이슈를 반영한 DMRS 시퀀스 생성 방법을 제안한다.

또한 비주기적 CSI-RS 전송은 UE-specific beamformed CSI-RS 전송, multi-TRP/multi-panel operation 지원 등을 위하여 증가하는 CSI-RS 전송 오버헤드를 경감시키기 위하여 널리 사용될 수 있다. 한편 LTE에서 비주기적 CSI-RS는 광대역 전송만이 지원되었으나, NR에서는 다양한 UE bandwidth 지원 및 효율적인 자원 사용을 위하여 협대역 비주기적 CSI-RS를 지원할 필요가 있다. 이를 위하여, 본 발명에서는 무선 통신 시스템의 비주기적 CSI-RS 전송 및 측정을 위한 대역폭 결정 방법 및 장치를 제공한다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및 상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 상향 링크에서 다이버시티 기법을 이용하여 전송하기 위한 전송 방법 지시 방법 등을 제안한다.

또한 본 발명의 일 실시예에 따르면, 5G 무선 통신 시스템에서 다양한 DMRS 구조 및 subcarrier spacing 지원에 따른 DMRS 시퀀스 생성 방법을 제공하고, 증가된 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법을 제안한다. 또한 다양한 DMRS 구조에 따른 DMRS 시퀀스 매핑 방법을 제공한다. 또한 DMRS 시퀀스 특성에 따른 시퀀스 초기화 방법을 방법을 통해 무선자원의 효율적인 전송을 가능케 한다.

또한 본 발명의 일 실시예에 따르면, 복수개의 안테나를 포함하는 기지국 및 단말에서 기준 신호의 전송 효율을 개선하고 이에 따른 시스템 throughput 증대를 기대할 수 있다. 이를 위하여 기지국은 적어도 하나 이상의 비 주기 기준신호 자원을 단말에게 할당할 수 있으며, 상기 비 주기 기준신호들의 전송 대역폭을 결정할 수 있다. 단말은 이를 기반으로 기지국의 의도에 부합하는 채널상태 정보를 생성 및 보고하는 것이 가능하다. 예를 들어 단말은 다양한 대역폭으로 전송되는 비 주기 기준신호들을 수신하여 채널을 측정하거나 해당 비 주기 기준신호에 대한 PDSCH rate matching을 수행할 수 있다. 또 다른 예시로 단말은 UE bandwidth adaptation 시 협대역 PDSCH를 수신하는 상황에서도 광대역 PDSCH 수신을 위한 CSI 생성을 위한 wideband CSI-RS를 수신하는 것이 가능하다. 또 다른 예시로 단말은 기존의 PDSCH CSI와 차별되는 PDCCH CSI를 생성하는 것이 가능하다.

도 1a는 종래 기술에 따른 LTE 또는 LTE-A 시스템의 하향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 1b는 종래 기술에 따른 LTE 또는 LTE-A 시스템의 상향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 1c는 eMBB, URLLC, mMTC 등 다양한 vertical (혹은 slice) 들이 시간-주파수 영역에서 전송되는 예제를 도시하는 도면이다.
도 1d는 eMBB, URLLC, mMTC 등 다양한 vertical (혹은 slice) 들이 시간-주파수 영역에서 전송되는 또 다른 예제를 도시하는 도면이다.
도 1e는 종래 기술에 따른 LTE 또는 LTE-A 시스템의 codeblock segmentation 예제를 도시하는 도면이다.
도 1f는 NR에서의 outer code 예시를 도시하는 도면이다.
도 1g는 NR에서 dynamic beamforming 또는 semi-dynamic beamforming에 따른 상향링크 전송 예시를 도시하는 도면이다.
도 1h는 NR에서 상향 링크 전송을 위해 필요한 채널 상태 정보를 얻기 위해 단말 및 기지국이 기준신호를 전송하는 것을 나타내는 도면이다.
도 1i는 상향링크 전송을 위한 자원할당 및 subband precoding 적용 예시를 도시하는 도면이다.
도 1j는 RE 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 1k는 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더의 적용을 다르게 적용한 도면이다.
도 1m은 시간 자원 단위 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 전송되는 rank수와 동일한 수의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 1n은시간 단위별 프리코더 순환을 한 심볼 전체의 DMRS를 가정하여 도시한 도면이다.
도 1o는RB 혹은 PRG 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 1p는MAC CE를 통한 SRS 후보 자원 활성화 및 DCI를 통한 실제 활성화 동작을 도시한 도면이다.
도 1q는개의 단말들이 상향 링크 데이터를 전송하기 위해 사용하는 시간 및 주파수 자원을 도시한 도면이다.
도 1r은단말의 송신부, 수신부, 처리부를 도시한 도면이다.
도 1s는 지국의 송신부, 수신부, 처리부를 도시한 도면이다.
도 2a는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 2b는 종래 기술에 따른 LTE/LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 2c는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선자원을 도시한 것이다.
도 2d는 길이 31의 Gold 시퀀스를 기반으로 한 PN(Pseudo-random) 시퀀스로 생성되는 신호를 도시한 것이다.
도 2e는 본 발명에 따른 DMRS 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2f는 Unit DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2g는 Unit DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법을 제시하기 위한 도면이다.
도 2h는 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우 각각에 대한 Front-load DMRS의 위치를 도시한 도면이다.
도 2i는 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우 각각에 대한 Extended/Additional DMRS가 전송되는 위치를 도시한 도면이다.
도 2j는 본 발명의 일 실시예에 따른 two-step resource allocation을 도시한 도면이다.
도 2k는 본 발명의 실시 예에 따른 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type1의 가능한 패턴의 모양을 나타낸다.
도 2l 본 발명의 실시 예에 따른 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type2의 가능한 패턴의 모양을 나타낸다.
도 2m은 Type1 DMRS 패턴에 대한 DMRS 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 2n은 실시예에서 제안한 방법을 기반으로 DMRS 패턴 Type1과 Type2에 대한 기지국과 단말의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 2o는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 2p은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 3a는 본 발명의 실시 예가 적용되는 FD-MIMO 시스템을 도시하는 도면이다.
도 3b는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 서브프레임(subframe) 및 1 자원 블록(Resource Block; RB)에 해당하는 무선자원을 도시하는 도면이다.
도 3c는 기지국이 8개 CSI-RS를 전송하는 경우의 n 번째 그리고 n+1 번째 PRB에 대한 CSI-RS RE mapping 예시를 도시하는 도면이다.
도 3d는 BF CSI-RS 운영의 일례를 도시하고 있다.
도 3e는 aperiodic CSI-RS 송수신 및 이에 따른 CSI reporting 예시를 도시하는 도면이다.
도 3f는 aperiodic CSI-RS를 위한 dynamic port numbering 운영 시나리오의 일례를 도시한 도면이다.
도 3g는 aperiodic CSI-RS를 위한 dynamic port numbering 운영 시나리오의 또 다른 예시를 도시한 도면이다.
도 3h는 aperiodic CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그날링 되는 CSI-RS resource configuration을 도시하는 도면이다.
도 3i는 aperiodic CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그날링 되는 CSI-RS resource configuration을 도시하는 도면이다.
도 3j는 aperiodic CSI-RS를 전송하는 경우 기지국의 동작을 도시한 도면이다.
도 3k는 aperiodic CSI-RS에 기반한 단말의 동작을 도시한 도면이다.
도 3l은 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 3m은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 3o는 본 발명의 실시예에 따른 L1(DCI) 혹은 MAC CE signaling을 통한 subband/wideband transmission indication, 혹은 subband/wideband switching signaling을 도시한 도면이다.
도 3p는 전송대역 변경 signaling을 통하여 단말의 bandwidth adaptation을 수행하는 과정을 도시하는 도면이다.
도 3r은 control channel CSI triggering signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다.
도 3s는 aperiodic ZP CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 도면상에 표시된 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호로 나타내었으며, 다음에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 개시는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시 예들을 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면들에 예시하여 상세하게 설명한다. 그러나, 이는 본 개시를 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 개시의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

또한, 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 “한”과, “상기”와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서, 일 예로, “컴포넌트 표면(component surface)”은 하나 혹은 그 이상의 컴포넌트 표면들을 포함한다.

또한, 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 개시의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.

또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 개시를 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

이하, 본 개시의 다른 실시 예에 따른 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 이하, 본 개시의 실시 예에 따른 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템, 통신기능을 포함하는 소형 센서, 웨어러블 디바이스(Wearable Device), 사물인터넷(Internet of Things) 장치를 포함할 수 있다. 이하, 본 개시의 실시 예에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.

이하, 본 개시의 모든 실시예들은 서로 배타적이지 않으며 하나 이상의 실시예들이 복합적으로 수행될 수 있지만 설명의 편의를 위하여 개별 실시예 및 예제들로 구분한다.

<제1 실시예>

무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB(Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한, 5세대 무선통신 시스템으로 5G 혹은 NR (new radio)의 통신표준이 만들어지고 있다.

상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 혹은 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.

LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우, 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HARQ 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화(디코딩)하지 못한 경우, 수신기가 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보(NACK; Negative Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있게 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신성능을 높이게 된다. 또한, 수신기가 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보(ACK; Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도록 할 수 있다.

도 1a는 LTE 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도 1a에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb (102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.

시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 Nsymb (102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB (110)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)는 Nsymb x NRB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB 는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케쥴링되는 RB 개수에 비례하여 데이터 레이트가 증가하게된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. [표 1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.

[표 1]

하향링크 제어정보의 경우 상기 서브프레임 내의 최초 N 개의 OFDM 심벌 이내에 전송된다. 일반적으로 N = {1, 2, 3} 이다. 따라서 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어정보의 양에 따라 상기 N 값이 서브프레임마다 가변하게 된다. 상기 제어정보로는 제어정보가 OFDM 심벌 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어채널 전송구간 지시자, 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케쥴링 정보, HARQ ACK/NACK 신호 등을 포함한다.

LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 하향링크 제어정보(Downlink Control Information; DCI)를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI 는 여러 가지 포맷을 정의하여, 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (UL grant) 인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (DL grant) 인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등에 따라 정해진 DCI 포맷을 적용하여 운용한다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보(DL grant)인 DCI format 1 은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.

- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG (resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB이고, RBG 는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.

- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현하는 리소스가 결정된다.

- 변조 및 코딩 방식(Modulation and coding scheme; MCS): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 transport block 의 크기를 통지한다.

- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ 의 프로세스 번호를 통지한다.

- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 통지한다.

- 중복 버전(Redundancy version): HARQ 의 중복 버전(redundancy version) 을 통지한다.

- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(TPC(Transmit Power Control) command for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel): 상향링크 제어 채널인 PUCCH 에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.

상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH (Physical downlink control channel)(또는, 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다) 혹은 EPDCCH (Enhanced PDCCH)(또는, 향상된 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다)를 통해 전송된다.

일반적으로 상기 DCI는 각 단말에 대해 독립적으로 특정 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)(또는, 단말 식별자)로 스크램블 되어 CRC(cyclic redundancy check)가 추가되고 채널코딩된 후, 각각 독립적인 PDCCH로 구성되어 전송된다. 시간영역에서 PDCCH는 상기 제어채널 전송구간 동안 매핑되어 전송된다. PDCCH 의 주파수영역 매핑 위치는 각 단말의 식별자(ID) 에 의해 결정되고, 전체 시스템 전송 대역에 퍼뜨려진다.

하향링크 데이터는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) 를 통해 전송된다. PDSCH는 상기 제어채널 전송구간 이후부터 전송되는데, 주파수 영역에서의 구체적인 매핑 위치, 변조 방식 등의 스케줄링 정보는 상기 PDCCH 를 통해 전송되는 DCI가 알려준다.

상기 DCI 를 구성하는 제어정보 중에서 5 비트로 구성되는 MCS 를 통해서, 기지국은 단말에게 전송하고자 하는 PDSCH에 적용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터의 크기 (transport block size; TBS)를 통지한다. 상기 TBS 는 기지국이 전송하고자 하는 데이터 (transport block, TB)에 오류정정을 위한 채널코딩이 적용되기 이전의 크기에 해당한다.

LTE 시스템에서 지원하는 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 으로서, 각각의 변조오더(Modulation order) (Qm) 는 2, 4, 6 에 해당한다. 즉, QPSK 변조의 경우 심벌 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트, 64QAM 변조의 경우 심벌 당 6 비트를 전송할 수 있다.

도 1b는 종래 기술에 따른 LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도 1b를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, NsymbUL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 NBW개의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하여 값을 갖는다.

시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(Resource Element; RE, 212)로서 SC-FDMA 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 리소스 블록 페어(208, Resource Block pair; RB pair)은 시간영역에서 NsymbUL 개의 연속된 SC-FDMA 심벌과 주파수 영역에서 NscRB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB는 NsymbUL x NscRB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 혹은 제어정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH 의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.

LTE 시스템에서는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH 혹은 반영구적 스케줄링 해제(semi-persistent scheduling release; SPS release)를 포함하는 PDCCH/EPDDCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK이 전송되는 상향링크 물리채널인 PUCCH 혹은 PUSCH의 타이밍 관계가 정의되어 있다. 일례로 FDD(frequency division duplex)로 동작하는 LTE 시스템에서는 n-4번째 서브프레임에서 전송된 PDSCH 혹은 SPS release를 포함하는 PDCCH/EPDCCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK가 n번째 서브프레임에서 PUCCH 혹은 PUSCH로 전송된다.

LTE 시스템에서 하향링크 HARQ는 데이터 재전송시점이 고정되지 않은 비동기(asynchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 기지국이 전송한 초기전송 데이터에 대해 단말로부터 HARQ NACK을 피드백 받은 경우, 기지국은 재전송 데이터의 전송시점을 스케줄링 동작에 의해 자유롭게 결정한다. 단말은 HARQ 동작을 위해 수신 데이터에 대한 디코딩 결과, 오류로 판단된 데이터에 대해 버퍼링을 한 후, 다음 재전송 데이터와 컴바이닝을 수행한다.

단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 하향링크 데이터를 포함하는 PDSCH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 하향링크 데이터의 HARQ ACK 혹은 NACK를 포함하는 상향링크 제어정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 기지국으로 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 서브프레임 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

LTE 시스템에서 하향링크 HARQ 와 달리 상향링크 HARQ는 데이터 전송시점이 고정된 동기(synchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 상향링크 데이터 전송용 물리채널인 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)와 이에 선행하는 하향링크 제어채널인 PDCCH, 그리고 상기 PUSCH에 대응되는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 물리채널인 PHICH(Physical Hybrid Indicator Channel)의 상/하향링크 타이밍 관계가 다음과 같은 규칙에 의해 고정되어 있다.

단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 상향링크 스케줄링 제어정보를 포함하는 PDCCH 혹은 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 PHICH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 제어정보에 대응되는 상향링크 데이터를 PUSCH를 통해 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

그리고 단말은 서브프레임 i에 기지국으로부터 하향링크 HARQ ACK/NACK을 운반하는 PHICH를 수신하면, 상기 PHICH는 서브프레임 i-k에 단말이 전송한 PUSCH에 대응된다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

상기 무선통신시스템의 설명은 LTE 시스템을 기준으로 설명하였으며, 본 발명의 내용은 LTE 시스템에 국한되는 것이 아니라 NR, 5G 등 다양한 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있다.

도 1c과 와 도 1d는 5G 혹은 NR 시스템에서 고려되는 서비스인 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터들이 주파수-시간자원에서 할당된 모습을 보여준다. 도3에서는 전제 시스템 주파수 대역(300)에서 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터가 할당된 모습이다. eMBB(301)와 mMTC(309)가 특정 주파수 대역에서 할당되어 전송되는 도중에 URLLC 데이터(303, 305, 307)가 발생하여 전송이 필요한 경우, eMBB(301) 및 mMTC(309)가 이미 할당된 부분을 비우고 URLLC 데이터(303, 305, 307)를 전송하는 모습을 도시한 도면이다. 상기 서비스 중에서 URLLC는 특히 짧은 지연시간이 중요하기 때문에, eMBB가 할당된 자원(301)의 일부분에 URLLC 데이터가 할당(303, 305, 307)되어 전송될 수 있을 것이다. 물론 eMBB가 할당된 자원에서 URLLC가 추가로 할당되어 전송되는 경우, 중복되는 주파수-시간 자원에서는 eMBB 데이터가 전송되지 않을 수 있으며, 따라서 eMBB 데이터의 전송 성능이 낮아질 수 있다. 즉, 상기의 경우에 URLLC 할당으로 인한 eMBB 데이터 전송 실패가 발생할 수 있다. 도4에서는 전체 시스템 주파수 대역(400)을 나누어 각 서브밴드(402, 404, 406)에서 서비스 및 데이터를 전송하는 용도로 사용할 수 있다. 상기 서브밴드는 미리 나누어져서 단말에게 상위 시그널링 될 수 있고, 혹은 기지국이 임의로 나누어 단말에게 서브밴드의 정보 없이 서비스들을 제공할 수도 있을 것이다. 도4에서는 서브밴드 402는 eMBB 데이터 전송, 서브밴드 404는 URLLC 데이터 전송, 서브밴드 406에서는 mMTC 데이터 전송에 사용되고 있는 예제를 보여준다. 상기 도3과 도4에서는 URLLC 전송에 사용되는 전송시간구간(transmission time interval, TTI)의 길이는 eMBB 혹은 mMTC 전송에 사용되는 TTI 길이보다 짧을 수 있다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 또한, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.

이하에서 기술되는 eMBB 서비스를 제1타입 서비스라하며, eMBB용 데이터를 제1타입 데이터라한다. 상기 제1타입 서비스 혹은 제1타입 데이터는 eMBB에 국한되는 것은 아니고 고속데이터전송이 요구되거나 광대역 전송을 하는 경우에도 해당될 수 있다. 또한 URLLC 서비스를 제2타입 서비스, URLLC용 데이터를 제2타입 데이터라 한다. 상기 제2타입 서비스 혹은 제2타입 데이터는 URLLC에 국한되는 것은 아니고 저지연시간이 요구되거나 고신뢰도 전송이 필요한 경우에도 해당될 수 있다. 또한 mMTC 서비스를 제3타입 서비스, mMTC용 데이터를 제3타입 데이터라 한다. 상기 제3타입 서비스 혹은 제3타입 데이터는 mMTC에 국한되는 것은 아니고 저속도 혹은 넓은 커버리지, 혹은 저전력 등이 요구되는 경우에 해당될 수 있다.

상기 3가지의 서비스 혹은 데이터를 전송하기 위해 각 타입별로 사용하는 물리계층 채널의 구조는 다를 수 있다. 예를 들어, 전송시간구간(TTI)의 길이, 주파수 자원의 할당 단위, 제어채널의 구조, 데이터의 매핑 방법 등이 다를 수 있을 것이다.

상기에서는 3가지의 서비스와 3가지의 데이터로 설명을 하였지만 더 많은 종류의 서비스와 그에 해당하는 데이터가 존재할 수 있으며, 이 경우에도 본 발명의 내용이 적용될 수 있을 것이다.

본 발명에서는 제안하는 방법 및 장치를 설명하기 위해 종래의 LTE 혹은 LTE-A 시스템에서의 물리채널 (physical channel)와 신호(signal)라는 용어가 사용될 수 있다. 하지만 본 발명의 내용은 LTE 및 LTE-A 시스템이 아닌 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있는 것이다.

본 발명은 상술한 바와 같이, 제1타입, 제2타입, 제3타입 서비스 혹은 데이터 전송을 위한 단말과 기지국의 송수신 동작을 정의하고, 서로 다른 타입의 서비스 혹은 데이터 스케줄링을 받는 단말들을 동일 시스템 내에서 함께 운영하기 위한 구체적인 방법을 제안한다. 본 발명에서 제1타입, 제2타입, 제3타입 단말은 각각 1타입, 제2타입, 제3타입 서비스 혹은 데이터 스케줄링을 받은 단말을 가리킨다.

본 발명에서의 내용은 FDD 및 TDD 시스템에서 적용이 가능한 것이다.

이하 본 발명에서 물리계층 시그널링은 기지국에서 물리계층의 하향링크 컨트롤 채널을 이용하여 단말로, 혹은 단말에서 물리계층의 상향링크 컨트롤 채널을 이용하여 기지국으로 전달되는 신호 전달 방법이며, L1 시그널링, 혹은 PHY 시그널링으로 언급될 수도 있다.

이하 본 발명에서 상위시그널링 또는 상위계층 시그널링은 기지국에서 물리계층의 하향링크 데이터 채널을 이용하여 단말로, 혹은 단말에서 물리계층의 상향링크 데이터 채널을 이용하여 기지국으로 전달되는 신호 전달 방법이며, RRC 시그널링, 혹은 L2 시그널링, 혹은 PDCP 시그널링, 혹은 MAC 제어요소(MAC control element; MAC CE)라고 언급될 수도 있다.

이하 본 발명에서 TPMI라 함은 transmit precoding matrix indicator 혹은 information을 의미하며 이와 유사하게 빔포밍 벡터 정보, 빔 방향 정보 등으로 표현되는 것이 가능하다.

이하 본 발명에서 uplink (UL) DCI 혹은 UL-related DCI라 함은 UL grant와 같이 상향링크 자원설정 정보 및 자원설정 타입 정보, 상향링크 파워컨트롤 정보, 상향링크 기준신호의 cyclic shift 또는 직교커버코드 (orthogonal cover code, OCC), 채널상태정보 (channel state information, CSI) 요청, SRS 요청, codeword 별 MCS 정보, 상향링크 precoding information field 등 상향링크 전송에 필요한 정보들을 포함하는 물리계층 컨트롤 시그날링(L1 control)을 의미한다.

이하 본 발명에서는 다양한 시나리오에서의 상향링크 전송을 수행하기 위하여 다이나믹 (dynamic) 빔포밍(beamforming) 혹은 준다이나믹 (semi-dynamic) 빔포밍이 지원됨을 가정한다.

도 1g은 다이나믹 빔포밍과 준다이나믹 빔포밍을 통한 상향링크 전송 예시를 도시하는 도면이다.

다이나믹 빔포밍은 단말의 이동속도가 낮거나, 셀 간 분리가 잘 되어있거나, 셀 간 간섭 관리가 우수한 상황 등 정확한 상향링크 채널정보가 이용 가능한 경우에 적합하다. 이 경우 단말은 (702) 정확한 상향링크 채널 방향 정보에 의거 좁은 빔폭을 가지는 빔을 이용하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 기지국(701)은 UL grant와 같은 UL DCI를 통하여 TPMI를 단말에게 통보한다. 단말은 상기 TPMI 시그날링을 수신 후 상기 TPMI가 가리키는 프리코더 혹은 빔포밍 벡터/매트릭스를 이용하여 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 상기 다이나믹 빔포밍을 지원하기 위한 코드북 기반의 MIMO transmission은 (rank indicator (RI) 가 존재하는 경우 해당 RI에 따라 결정되는) precoding information (PMI) field를 포함하는 UL DCI에 의하여 운용될 수 있다. 이때 상기 precoding information field는 해당 단말에게 할당된 상향링크 전송에 사용되는 precoding matrix를 가리킨다. 상기 precoding matrix는 wideband precoding 정보인 경우 할당된 전 대역에서 한 가지 방향을 가리키게 되나 subband precoding 정보인 경우 subband 별로 한 가지 방향을 가리키도록 약속될 수 있다. 이때 subband precoding 정보가 지정하는 precoding vector는 상기 wideband precoding 정보에 의하여 지정되는 precoding vector 그룹에 포함되도록 제한되는 것이 가능하다. 이를 통하여 subband precoding 정보에 대한 시그날링 부담을 줄일 수 있다.

준다이나믹 빔포밍은 단말의 이동속도가 높거나, 셀 간 분리가 잘 되어있지 않거나, 셀 간 간섭 관리가 미흡한 상황 등 상향링크 채널정보가 부정확한 경우에 적합하다. 이 경우 단말(703)은 개략적인 상향링크 채널 방향 정보에 의거 여러 방향의 빔들로 이루어진 빔 그룹을 이용하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 기지국(701)은 UL grant와 같은 UL DCI를 통하여 TPMI를 단말에게 통보한다. 단말은 상기 TPMI 시그날링을 수신 후 상기 TPMI가 가리키는 프리코더의 부분집합 혹은 빔포밍 벡터/매트릭스의 부분집합을 이용하여 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 상기 준다이나믹 빔포밍을 지원하기 위한 코드북 기반의 MIMO transmission은 (rank indicator (RI) 가 존재하는 경우 해당 RI에 따라 결정되는) precoding information (PMI) field를 포함하는 UL DCI에 의하여 운용될 수 있다. 이때 상기 precoding information field는 해당 단말에게 할당된 상향링크 전송에 사용되는 precoding vector의 그룹을 가리킨다. 상기 precoding vector 그룹 정보는 wideband information으로 할당된 전체 상향링크 대역에서 동일하게 사용된다. 단말은 통보된 precoding vector 그룹에 포함되는 빔들에 미리 정해진 패턴에 따른 precoder cycling을 적용하는 것이 가능하며, 이러한 precoder cycling은 단말에게 다이버시티 기반의 전송을 통해 지원될 수 있다.

도 1h는 NR에서 상향 링크 전송을 위해 필요한 채널 상태 정보를 얻기 위해 단말 및 기지국이 기준신호를 전송하는 것을 나타내는 도면이다.

NR에서 지원하는 다수의 안테나를 지원하기 넓은 영역이 셀 단위 혹은 섹터 단위의 CSI-RS 빔을 전송하고 단말의 프리코딩 피드백을 이용하여 빔포밍 하는 Non-precoded CSI-RS를 (NP CSI-RS, 1h-10) 사용하는지 안테나에 beamforming을 적용하여 CSI-RS 오버헤드를 줄인 Beamformed CSI-RS (BF CSI-RS, 1h-20)를 사용하느냐에 따라 달라질 수 있다. 해당 NP CSI-RS의 경우 많은 수의 안테나 포트를 지원하기 위하여 복수 개의 단위 자원 설정 을 이용하여 지원하도록 할 수 있으며 BF CSI-RS의 경우에는 단위 자원 설정이 아닌 복수 개의 CSI-RS 자원을 설정하여 단말이 그 중 하나 혹은 복수 개의 자원을 선택하여 채널 상태 정보를 보고하도록 할 수 있다.

이와 유사하게 단말이 SRS를 전송할 때에도 하나의 SRS 자원에서 많은 안테나를 지원하는 NP SRS (1h-20)와 복수 개의 SRS 자원을 단말에게 설정하여 그 중 하나 혹은 복수개의 SRS 자원의 정보를 이용하는 BF SRS (1h-30)가 가능하다. 기지국이 설정한 상기 SRS 자원을 이용하여 단말은 SRS를 송신하고 기지국은 해당 SRS를 수신하여 단말과 기지국간에 필요한 최적의 송신빔을 단말에게 지시하고 기지국에게 최적화 된 수신빔을 찾을 수 있다. 또한, 상향 링크와 하향 링크 간에 채널의 가역성 (reciprocity)이나 빔 결정이 일치할 경우 (correspondence) 상기에서 언급한 NP CSI-RS (1h-10)와 BF CSI-RS (1h-20)를 이용하여 상향 링크 빔을 선택할 수 있다.

상향 링크에서의 precoding vector 그룹 혹은 빔 그룹은 다음의 두 가지 방법들을 통하여 정의되는 것이 가능하다.

첫 번째 방법은 계층적 PMI에 기반하는 빔 그룹 정의 방법이다. 일례로 하나의 code point를 지칭하는 PMI는 두 개 이상의 서브 PMI들로 구성될 수 있다. 만약 PMI가 두 개의 서브 PMI로 이루어져 있다고 가정하면 첫 번째 PMI는 특정 수의 precoding vector들을 포함하는 빔 그룹 인덱스 중 하나를 의미하고, 두 번째 PMI는 상기 빔 그룹에 포함되는 precoding vector의 인덱스 중 하나를 의미하도록 약속될 수 있다. 예를 들어 M개의 단말 송신안테나, O의 oversampling factor에 기반하는 B개의 DFT precoding vector v_k 들을 포함하는 빔 그룹 G_i 들로 구성되는 상향링크 코드북은 다음 수학식 1a와 같이 정의될 수 있다.

[수학식 1a]

여기서 A는 beam skipping factor로 빔 그룹 간 간격 (빔 단위) 를 의미한다. 본 예제에서 첫 번째 PMI i는 빔 그룹의 인덱스를 의미하며

의 payload를 가지는 두 번째 PMI에 의하여 단일 precoding vector가 지정되는 것이 가능하다.

두 번째 방법은 단일 구조의 PMI에 기반하는 빔/빔 그룹 정의 방법이다. 일례로 하나의 PMI는 상위계층 혹은 물리계층 시그날링에 따라 단일 빔을 가리키거나 혹은 빔 그룹을 가리키는 지시자로 이해되는 것이 가능하다. 예를 들어 M개의 단말 송신안테나, O의 oversampling factor에 기반하는 i번째 DFT precoding vector v_i 그리고 B개의 DFT precoding vector들을 포함하는 빔 그룹 G_i 들로 구성되는 상향링크 코드북은 다음 수학식 1b와 같이 정의될 수 있다.

[수학식 1b]

본 예제에서 i번째 PMI는 상기 상위계층 혹은 물리계층 시그날링이 dynamic 빔포밍 혹은 wideband precoding을 지시하는 경우 v_i를 가리키는 것으로 이해될 수 있다. 반면 상기 상위계층 혹은 물리계층 시그날링이 semi-dynamic 빔포밍 혹은 subband precoding을 지시하는 경우 G_i를 가리키는 것으로 이해될 수 있다. 표 2는 본 예제에서 상위계층 시그날링에 의하여 dynamic 혹은 semi-dynamic beamforming 전송 또는 wideband 혹은 subband precoding이 지정되었을 때 TPMI 해석 방법의 일례를 나타낸다. 표 3은 본 예제에서 물리계층 시그날링에 의하여 dynamic 혹은 semi-dynamic beamforming 전송 또는 wideband 혹은 subband precoding이 지정되었을 때 TPMI 해석 방법의 일례를 나타낸다.

[표 2]

표 2. Exemplary PMI table for embodiment 1

[표 3]

표 3. Exemplary PMI table for embodiment 2 (2^nd example)

상기 수학식 1a 및 수학식 1b에서는 단말의 송신 안테나들이 1차원 안테나 배열로 이루어진 경우를 가정하여 1차원 DFT 벡터로 구성되는 코드북을 가정하였으나, 단말의 송신 안테나들이 2차원 안테나 배열로 이루어진 경우 다른 형태의 상향링크 코드북이 사용될 수 있다. 예를 들어 단말의 송신안테나 배열이 첫 번째 차원에 M1개의 안테나 포트를, 두 번째 차원에 M2개의 안테나 포트를 포함하고 있는 경우, 한 쌍의 인덱스 (m1, m2)를 통하여 수학식 1c과 같은 precoding vector

그리고 빔 그룹

을 정의할 수 있다.

[수학식 1c]

상기 수학식 1a, 수학식 1b, 수학식 1c에서는 단말의 송신 안테나들이 모두 동일한 polarization을 가지는 경우를 가정하였으나, 단말의 송신 안테나들이 dual-polarized 배열로 이루어진 경우 상기 상향링크 코드북 예제들은 이를 고려하여 변형되는 것이 가능하다. 일례로 단말의 송신 안테나가 각 polarization 별 M개 총 2M개의 안테나 포트들로 구성되는 1차원 배열인 경우 다음 수학식 1d와 같은 rank 1 precoding vector v_i,k 및 빔 그룹 G_m 을 정의하는 것이 가능하다.

[수학식 1d]

수학식 1d에서 K는 co-phasing quantization level을 의미한다.

또 다른 예시로 단말의 송신 안테나가 각 polarization 별 M1M2개 총 2 M1M2개의 안테나 포트들로 구성되는 2차원 배열인 경우 다음 수학식 1e와 같은 rank 1 precoding vector

를 정의하는 것이 가능하다. 여기서 M1 및 M2는 각각 첫 번째 차원 그리고 두 번째 차원에 포함되는 polarization 별 단말 송신 안테나 포트 수 이다. 빔 그룹의 경우 수학식 1e의

를 바탕으로 상기 수학식 1c와 유사하게 구성되는 것이 가능하다.

[수학식 1e]

상기 dynamic/semi-dynamic beamforming 혹은 wideband/subband precoding 시그날링 예시, 즉 표 2 및 표 3는 은 상기 코드북 예제들에 모두 쉽게 적용이 가능함이 자명하다.

상기 예제들에서 단일 방향을 가리키는 rank 1 codebook을 기반으로 설명하였으나 실제 구현 시 이에 국한되지 않고 두 개 이상의 방향을 가리키는 rank 2 이상의 codebook에 동일하게 적용이 가능하다.

상기 예제들은 UL DCI에 하나의 TPMI가 포함되는 경우를 가정한 것으로 이를 수신한 단말은 자신에게 할당된 전체 상향링크 대역에 하나의 빔 방향 또는 하나의 빔 그룹에 대한 상향링크 프리코딩을 적용하는 것이 가능하다.

도 1i는 상향링크 전송을 위한 자원할당 및 subband precoding 적용 예시를 도시하는 도면이다. 일례로 기지국은 subband precoding을 위하여 UL DCI에 다수의, 예를 들면 NPMI개의 subband에 대한 프리코딩 정보를 포함하는 NPMI개의 TPMI를 전송할 수 있을 것이다. 상기 NPMI 값은 단말에게 할당되는 상향링크 자원(RB) 수 RARB 및 subband를 구성하는 RB 수 PSUBBAND, 그리고 상향링크 자원 할당 방법에 의하여 결정된다. 도 1i의 i1-10과 같이 연속적인 (contiguous) RB들을 할당할 경우 그리고 802는 불연속적으로 (clustered) RB들을 할당하였을 때의 상향링크 자원을 도시하고 있다. 도 1i에서는 PSUBBAND=4인 경우를 가정하였다. 도 1i에 의하면 1i-10과 같이 자원이 할당 되었을 때, 즉 하나의 클러스터로 구성된 자원이 할당된 경우, 필요한 subband 수는 RARB 및 PSUBBAND 에 의거 수학식 1f와 같이 계산이 가능하다. 여기서 클러스터라 함은 연속적으로 할당된 상향링크 RB들의 집합을 의미한다.

[수학식 1f]

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그러나 1i-20과 같이 하나 이상의 클러스터로 구성되는 자원이 할당된 경우 상기 수학식 1f의 계산이 정확하지 않을 수 있으며 이 경우 수학식 1g 또는 수학식 1h의 방법을 기반으로 NPMI를 계산할 수 있다. 수학식 1g은 할당된 RB 중 가장 낮은 인덱스 RBlow와 가장 높은 인덱스 RBhigh를 바탕으로 NPMI를 계산하는 방법이다. 수학식 1h은 각 cluster 별로 할당된 연속된 RB 수에 의거 NPMI를 계산하는 방법이다. 수학식 1h에서 RARB,n은 n 번째 클러스터에 할당된 연속된 RB 수 이며 N은 단말에게 할당된 클러스터의 개수이다.

[수학식 1g]

[수학식 1h]

만약 하나의 상향링크 PMI가 T개의 비트로 이루어진 경우, 본 예제에서 상향링크 subband precoding을 위하여 NPMIT 비트의 TPMI payload 전송이 필요할 수 있다. 이는 수 개의 subband 및 수 비트의 코드북이 사용될 경우 TPMI 시그날링에 수십 비트 이상이 필요할 수 있음을 의미한다. 이는 UL DCI에 전송되기에는 너무 큰 부담이 될 수 있으며 UL DCI 부담을 줄이기 위한 새로운 UL subband precoding 수행 방법을 정의할 필요가 있다. 또한, 이 때, 상향 링크 전송에서 서브 밴드 프리코딩이 지원되는 환경을 정의 할 경우, 송신 및 수신 안테나 수가 적은 단말에게 UL DCI 커버리지를 향상 시킬 수 있으며, 송신 및 수신 안테나 수가 많은 단말에게는 서브 밴드 프리코딩을 지원하여 단말의 상향 링크 전송 성능 및 전체 시스템 성능을 향상 시킬 수 있다.

<실시예 1-1>

단말이 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 주파수 RE 별로 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 전송할 수 있다. 도 1j는 본 실시예에서 제안하는 RE 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.

도 1j에서 단말은 한 RB내에서 두 개의 DMRS 포트를 사용하여 RE 별로 다른 프리코딩을 적용할 수 있다. 이 때, 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 복수 개의 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고, 이를 수신한 단말은 이러한 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 방법은 단말에게 적은 RB에서 자원이 할당 되었을 때에도 더 많은 다이버시티 이득을 제공할 수 있으며, 이에 PRB 혹은 PRG 레벨의 프리코더 사이클링을 추가하여 사용함으로써 추가적인 다이버시티 이득을 기대할 수 있다. 이러한, RE 레벨 프리코더 순환은 주파수 별로 다른 프리코더를 사용하여야 하기 때문에 DFT-S OFDM을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서는 사용하기 어려울 수 있으며, CP-OFDM의 경우에 효용성이 높다. 이에 더하여, 도 1k와 같이 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더의 적용을 다르게 하도록 할 수 있다.

도 1k는 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더 적용의 RE별 맵핑을 다르게 하는 것도 가능하다. 도 1l은 도 1j에서 도시한 프리코더 순환 방법 (1l-10) 과 1k에서 도시한 프리코더 순환 방법의 성능 (1l-20) 을 비교하여 도시한 도면이다.

도 1k에서 도시한 바와 같이 도 1j의 방법은 단말이 좀 더 복잡한 프리코더 맵핑을 적용하여야 하지만, 도 1l (1l-10) 에서 나타낸 방법보다 성능 면에서 좀 더 나은 결과를 도출할 수 있다.

<실시예 1-2>

단말이 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 시간 단위 자원 별로 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 전송할 수 있다. 도 1m은 본 실시예에서 제안하는 시간 자원 단위 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 전송되는 rank수와 동일한 수의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.

도 1m-10, 1m-20 에서 단말은 슬롯 혹은 미니 슬롯 별로 프리코더를 순환하는 것을 가정하였다. DMRS 포트 하나를 위하여 한 심볼 중 일부의 RE를 사용하여 전송하는 DMRS 구조를 기반으로 하여 각각의 슬롯 혹은 미니 슬롯 별로 전송된 DMRS 포트를 이용하여 프리코더 순환을 기반으로 한 다이버시티 전송을 지원하는 방법이다.

상기 프리코더 순환 방법은 DMRS 포트의 오버헤드를 증가시키지 않으면서도 단말에게 다이버시티 전송을 지원할 수 있다는 장점이 있다. 단말은 해당 프리코더를 위해 할당 된 단위 자원의 DMRS 포트의 채널을 이용하여 해당 단위 자원의 채널을 추정할 수 있다.

도 1m-30과 도 1m-40은 DMRS 포트 하나를 위하여 한 심볼 중 일부의 RE를 사용하여 전송하는 DMRS 구조를 기반으로 하여 OFDM 심볼 별로 전체 2개 혹은 4개의 프리코더를 순환하는 방법을 도시한 도면이다.

상기 도 1m-30과 도 1m-40의 방법은 짧은 프리코더 순환 단위를 가짐으로써 도 1m-10이나 도 1m-20에서 제안한 방법보다 더 높은 정도의 다이버시티를 얻을 수 있다.

<실시예 1-3>

도 1n은 시간 단위별 프리코더 순환을 한 심볼 전체의 DMRS를 가정하여 도시한 도면이다.

상기 도 1n에서 DMRS는 ZC (Zadoff-Chu)를 가정하여 도시되어 있지만, PN (Pseudo Noise), Gold sequence, CDM 등의 다양한 시퀀스들 또한 지원될 수 있다. ZC 기반의 non-orthogonal DMRS multiplexing 방법은 한 심볼 내에 상대적으로 많은 수의 DMRS 포트를 지원할 수 있다. 따라서, 상기에서 언급한 1n-10은 한 RB내에서 복수 개의 DMRS 포트를 사용하여 OFDM 심볼 별로 다른 프리코딩을 적용할 수 있다. 이 때, 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 복수 개의 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고, 이를 수신한 단말은 이러한 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 방법은 단말에게 적은 RB에서 자원이 할당 되었을 때에도 시간 단위 프리코더 사이클링을 통하여 더 많은 다이버시티 이득을 제공할 수 있으며, 이에 PRB 혹은 PRG 레벨의 프리코더 사이클링을 추가하여 사용함으로써 추가적인 다이버시티 이득을 기대할 수 있다. 또한, 이러한 방법은 시간 단위에서 동일한 프리코더를 사용하기 때문에 DFT-S OFDM을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서도 적용 가능하다.

<실시예 1-4>

단말이 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 RB 혹은 PRG (Precoding Resource block Group) 별로 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 전송할 수 있다. 도 1o는 본 실시예에서 제안하는 RB 혹은 PRG 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.

도 1o에서 단말은 RB 혹은 PRG 별로 단말이 전송하는 rank수와 동일한 수의 DMRS 포트를 사용하여 RE 별로 다른 프리코딩을 적용할 수 있다. 이 때, 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고, 이를 수신한 단말은 이러한 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한, RB 혹은 PRG 레벨 프리코더 순환은 주파수 별로 다른 프리코더를 사용하여야 하기 때문에 DFT-S OFDM을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서는 사용하기 어려울 수 있으며, CP-OFDM의 경우에 효용성이 높다.

<실시예 1-5>

기지국은 단말에게 상향링크 전송을 위하여 하기와 같은 정보들을 전송할 수 있다.

● 캐리어 지시자 - 해당 상향 링크 전송이 어떠한 캐리어에서 전송되어야 하는지를 지시한다.

● 주파수 호핑 지시자 - 주파수 호핑 여부를 지시한다.

● RB 할당 및 호핑 자원 할당 - 단말이 상향 링크 전송시에 사용하여야 할 RB 할당 및 호핑 자원을 할당한다. 이 필드의 해석은 단말이 상기에서 언급한 호핑 지시자로부터 호핑 여부를 지시 받았는지 아닌지에 따라 달라질 수 있다.

● MCS (Modulation and coding scheme) 및 RV (redundancy version) - 단말이 상향 링크 전송을 위하여 사용하여야 하는 모듈레이션, 채널 코딩 및 HARQ 동작에 필요한 RV를 지시한다.

● 새로운 데이터 지시자 - 해당 데이터가 새로운 데이터인지를 나타낸다.

● DMRS 지시자 - 해당 데이터 전송에 필요한 DMRS 포트를 지시한다. OCC 기반의 orthogonal 다중화를 지원할 경우 필요한 OCC 정보 역시 함께 전송될 수 있으며, ZC 시퀀스 기반의 전송인 경우 ZC 시퀀스에 필요한 cyclic shift 정보가 함께 전달 될 수 있다.

● CSI 요청 지시자 - 비주기적 채널 상태 정보가 필요한 경우 트리거 될 수 있다.

● SRS 요청 지시자 - 비주기적 SRS 전송이 필요한 경우 트리거 될 수 있다.

● 자원 할당 타입 - 상향 링크 전송에 필요한 자원 할당 타입을 나타낼 수 있다.

● TRI (Transmitted Rank Indicator) - 상향 링크 전송에 필요한 rank 정보를 지시할 수 있다.

● TPMI (Transmitted Precoding Matrix Indicator) - 상향 링크 전송에 필요한 PMI 정보를 지시할 수 있다. 이 때, DCI 오버헤드를 줄이기 위하여 wideband TPMI 만 전송하는 것도 가능하며, 가능할 경우 wideband 및 subband TPMI를 모두 전송하는 것도 가능하다.

상기 정보를 기반으로 하여 기지국이 단말에게 다이버시티 전송을 지시하고 단말이 이러한 지시를 수신하기 위하여 기지국으로부터 단말에게 TRI 정보를 통하여 다이버시티 전송을 지시받을 수 있다. 예를 들어, 특정 rank는 프리코더 순환을 적용하고 다른 rank가 지시된 경우에는 프리코더 순환을 적용하지 않는 것이다. 표 4는 이러한 실시예를 예시한 것이다.

[표 4]

상기 도 1C의 예 1과 같이 단말에게 기지국이 rank 1 전송을 지시한 경우에는 단말은 프리코더 순환이나 다이버시티 기반 전송을 지원하지 않을 수 있다. 이외의 rank 2 이상의 전송이 지시된 경우 단말은 프리코더 순환 혹은 다이버시티 기반 전송을 적용하여 지원하게 된다. 예시 2와 같이 rank 2 까지는 다이버시티 기반 전송을 지원하지 않고, rank 3 이상의 전송이 지시된 경우에만 프리코더 순환 혹은 다이버시티 기반 전송을 적용하는 것도 가능하며, 2, 3 이외의 다른 rank에서 전송을 다르게 하는 경우도 가능한 조합이다. 이를 통하여, 기지국은 다이버시티 기반 전송을 위하여 추가적인 DCI 비트나 DCI 포맷 없이 다이버시티 기반 전송을 지시할 수 있다.

이 때, 상기에서 언급한 다이버시티 기반 전송을 위하여 기존 코드북을 이용할 수 있다. 표 5는 상기에서 언급한 다이버시티 기반 전송을 위한 코드북 활용을 예시한 표이다.

[표 5]

상기 표 5에서 단말은 TRI 3과 함께 TPMI를 0으로 할당 받았다고 가정하였으며, 상기에서 언급한 실시예 1-4에서 언급한 RB 별 프리코더 순환을 적용하였다고 가정하였다. 이 때, TPMI로부터 지시된 프리코딩을 순환에 사용되는 순환 단위에 각각 적용하는 것이다. 예를 들어 layer 0은 RB#0, layer 1은 RB#1, layer 2는 RB#2 등과 같이 순서대로 적용하는 것도 가능하다. 상기에서는 실시예 1-4 만을 가정하여 설명하였지만, 상기에서 언급한 실시예 1-1 부터 1-4 까지의 실시예와 이외의 다이버시티 기반 전송 방법에도 모두 적용 가능하다.

또한, 상기의 TRI 지시는 상기에서 설명한 TPMI와 분리되어 지시될 수도 있지만, 함께 지시될 수도 있다. 하기 표 6은 이러한 함께 지시하는 방법을 예시한 표이다.

[표 6]

이 경우, 이러한 지시를 위한 필드는 프리코딩 정보 및 레이어 수 지시자로도 불릴 수 있다.

상기 방법의 설정은 RRC 혹은 DCI 필드를 이용하여 지시될 수 있다. RRC로 설정하는 경우에는 RRC가 설정되지 않은 경우에는 다이버시티 전송이 아닌 것으로 생각하고 모든 레이어를 동일한 자원에서 함께 전송할 수 있으며, RRC가 설정된 경우에는 상기에 언급한 바와 같이 자원 별로 레이어를 순환 될 수 있다. DCI 필드를 이용하여 지시될 경우에는 DCI 0인 경우에는 해당 TRI 및 TPMI 정보를 다이버시티 전송이 아닌 전송을 기반으로 하여 전송하고, 1인 경우에는 해당 TRI 및 TPMI 정보를 다이버시티 전송을 가정하여 전송하는 것이다. 이 때, 다이버시티 전송을 위해 사용되는 rank는 실제 지시된 rank와는 다른 낮은 rank 예를 들어, rank 1이나 rank 2로 고정될 수 있다. 이를 위하여 다른 표를 이용하여 지원하는 것도 가능하다.

또한, 상기 실시예의 장점은 프리코더 순환에 필요한 프리코더 수를 동적으로 조절할 수 있다는 장점이 있다는 것이다. 예를 들어, rank 3와 rank 4 전송을 모두 다이버시티 기반의 rank 1 기반 전송을 사용할 수 있도록 할 경우 3 개의 프리코더 순환 기반 전송을 원할 경우에는 rank 3를 지시하고, 4 개의 프리코더 순환 기반 전송을 원할 경우에는 rank 4를 지시할 수 있다.

이에 더하여, 각각의 rank 지시 역시 다른 rank의 다이버시티 기반 전송을 지원하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들어, rank 3는 rank 1 기반의 다이버시티 기반 전송을 지원하고, rank 4는 rank 2 기반의 다이버시티 기반 전송을 지원하는 것도 가능하다.

<실시예 1-6>

기지국이 단말에게 상향링크 다이버시티 전송을 지시하고 단말이 이러한 지시를 수신하기 위하여 기지국으로부터 단말에게 사전에 RRC로 설정된 SRS 자원 중 복수 개의 SRS 자원을 지시 받을 수 있다.

NR 에서는 기지국이 단말이 전송한 SRS를 통해 기지국이 단말이 전송한 빔 방향에서의 채널 상황을 파악하고, 이러한 SRS 자원을 단말에게 다시 지시함으로써 해당 단말은 상향 링크 데이터 전송에 필요한 빔 방향을 확인할 수 있을 수 있다. 이에 더불어 단말은 상기와 같이 지시된 SRS 자원을 통하여 단말이 전송할 때 사용하는 코드북이 몇 개의 안테나 포트 기반의 코드북을 사용하여야 하는지, 또한 해당 코드북의 코드북 부집합 제한 (codebook subset restriction)이 어떻게 설정되어 있는지 등을 확인할 수 있다.

이 때, 상기 SRS 전송에 필요한 SRS의 상세 정보가 설정 될 수 있다. SRS 전송 대역, 전송 주기 및 슬롯/서브프레임/미니 슬롯 오프셋이 설정될 수 있다. 또한, 안테나 포트 수나 Zadoff-Chu sequence 전송을 위한 cyclic shift 및 transmission comb 역시 각각의 SRS 그룹 별로 전송 될 수 있다.

상기 지시 시에 SRS 자원을 효율적으로 사용하기 위하여 사전에 RRC 등의 상위 레이어를 통해 설정된 SRS 자원 중 일부를 활성화 하여, 활성화 된 자원들 중의 일부 만을 DCI를 통해 지시할 수 있다. 특히, 상위 주파수 대역일 경우 안테나 폼 팩터의 감소로 인하여 단말의 데이터 빔이 좁아지게 되며, 이에 따라 많은 수의 빔 지원 및 이에 따른 SRS 자원의 수 지원이 필요할 수 있다. 이 때, 이러한 SRS 자원들을 활성화 및 비활성화 할 수 있도록 함으로써 단말의 위치 및 최적 빔그룹 등에 맞는 자원의 최적화를 할 수 있다. 상기 SRS의 실제 전송은 하기와 같을 수 있다.

SRS 자원 설정 및 트리거 방법 1: 복수 개의 비주기적 CSI-RS 자원을 사전에 설정하고 설정된 자원의 일부를 활성화 하며, 활성화 된 자원 중의 일부를 트리거 하는 방법

SRS 자원 설정 및 트리거 방법 2: 복수 개의 비주기적 CSI-RS 자원을 사전에 설정하고 활성화에 따라 해당 CSI-RS 자원 전송을 비활성화 될 때까지 주기적으로 전송하는 방법.

SRS 자원 설정 및 트리거 방법 1은 복수 개의 비주기적 SRS 자원을 사전에 설정하고 설정된 자원의 일부를 활성화 하며, 활성화 된 자원 중의 일부를 트리거 하는 방법이다. 이러한 자원의 활성화를 위해 기지국은 MAC CE (Control Element) 신호를 이용하여 전달할 수 있다. 상기 활성화 신호를 전달 받은 단말은 해당 SRS 자원 전송을 위한 기지국의 DCI 트리거가 전달 될 때 해당 SRS 전송을 할 수 있다.

SRS 자원 설정 및 트리거 방법 2는 복수 개의 반영속적 SRS 자원을 사전에 설정하고 활성화에 따라 해당 SRS 자원 전송을 비활성화 될 때까지 주기적으로 전송하는 방법이다. 이러한 자원의 활성화를 위해 기지국은 MAC CE 신호를 이용하여 전달할 수 있다. 또한, 기지국은 MAC CE 신호를 통해 후보 자원을 활성화/비활성화 하고 실제 활성화는 MAC CE 신호를 통해 활성화 된 후보 자원 중 일부를 DCI를 통해 활성화 혹은 비활성화 하는 것도 가능하다. 도 1p는 상기에서 언급한 MAC CE를 통한 SRS 후보 자원 활성화 및 DCI를 통한 실제 활성화 동작을 도시한 도면이다.

상기에서 언급한 SRS 후보 자원을 기반으로 상기 실시예 1-1부터 1-4에서 언급한 다이버시티 전송을 위하여 복수 개의 SRS 자원 혹은 SRS 집합을 지시 받을 수 있다. 상기 실시예 1-1부터 1-4에서 언급한 프리코더 순환을 위한 빔을 확인하기 위하여 복수 개의 SRS 자원이 각각의 순환 단위에 적용될 수 있다. 예를 들어, 도 1j에서 도시한 프리코더 순환을 지원하기 위하여 0번의 UL DMRS에 적용되는 프리코딩은 첫번째로 지시된 SRS 자원을 기반으로 하여 전송하고, 1번의 프리코딩은 두번째로 지시된 SRS 자원을 기반으로 전송하는 것이다. 이러한 적용은 다른 실시예에도 동일하게 적용하며, 순환되는 프리코더의 수에 따라 다른 수의 SRS 자원 혹은 SRS 집합이 지시될 수 있다. 또한, 이러한 복수개의 SRS 자원의 적용은 서브밴드 프리코딩과 함께 적용될 수 있다.

도 1q는 복수 개의 단말들이 상향 링크 데이터를 전송하기 위해 사용하는 시간 및 주파수 자원을 도시한 것이다.

상기 도 1q에 도시한 바와 같이 단말의 채널 상황에 따라 상향 링크 전송 할당은 달라지게 된다. 특히, 상향 링크는 단말의 배터리 특성 및 하드웨어의 한계로 인하여 송신 전력이 제한되어 있다. 따라서, 하향 링크와 다른 자원 할당 특성의 고려가 필요하다. 도 1q의 1q-10에서 채널 상태가 좋은 단말은 넓은 주파수 대역과 짧은 시간을 이용하여 상향링크 데이터를 전송할 수 있다. 이는, 단말과 기지국 간 채널 상태가 좋아 단말이 송신하는 파워 만으로도 충분히 데이터를 잘 전송할 수 있기 때문이다. 1q-20에서의 단말은 어느 정도 제한된 주파수 대역과 늘어난 시간을 이용하여 데이터를 전송한다. 이는, 1q-10에서의 단말보다 상대적으로 채널 상태가 좋지 않기 때문이다. 상향 링크에서는 도 1p에서 나타낸 바와 같이 전송 대역을 줄이고 전송 시간을 증가시킴으로써 주파수의 power spectral density를 높일 수 있다. 또한, 단말이 특정 시간 내에서는 송신 파워가 한정되어 있지만, 동일한 파워를 여러 번 반복하여 사용할 경우 실제로 단말 전송 데이터의 커버리지를 향상 시키는 효과를 갖는다. 또한, 단말과 기지국간 채널이 매우 좋지 않을 경우에는 1q-30에서 나타난 바와 같이 매우 좁은 대역에 오랜 시간 동안 전송하도록 자원을 할당할 수 있다. 상기 도 1q에서 나타난 바와 같이 상향링크 전송의 특성은 단말마다 다르기 때문에 단말이 전송할 때에 필요한 프리코딩 관련 정보 또한 대역별로 달라질 수 있다. 따라서, 상기에서 언급한 바와 같이 단말이 전대역 프리코딩을 적용할 경우에는 하나의 SRS를 지시하고, 서브밴드 프리코딩을 지원할 때에는 서브밴드 수나 서브밴드의 집합인 bandwidth part 등의 수와 동일하거나 적은 수의 SRS 자원 혹은 SRS 자원 집합을 지시함으로써 단말이 상향링크 전송을 하도록 지원할 수 있으며, 단말은 상기와 같이 지시된 SRS 자원을 통하여 단말이 전송할 때 사용하는 코드북이 몇 개의 안테나 포트 기반의 코드북을 사용하여야 하는지, 또한 해당 코드북의 코드북 부집합 제한 (codebook subset restriction)이 어떻게 설정되어 있는지 등을 확인할 수 있다.

상기 서브밴드 프리코딩을 위한 복수 개의 SRS 자원 혹은 SRS 집합은 동일한 복수 개의 SRS 자원 혹은 SRS 집합 지시 필드를 이용하여 지시 받을 수 있다. 이러한 구분은 DCI 필드 혹은 MAC CE 혹은 RRC 필드를 기반으로 이루어 질 수 있다. 예를 들어, DCI 필드가 0일 경우 해당 SRS 집합은 서브밴드 프리코딩을 위해 사용되고, DCI 필드가 1일 경우 해당 SRS 집합은 다이버시티 기반 전송을 위해 사용되는 것이다. 또한, RRC 혹은 MAC CE로 서브밴드 프리코딩 혹은 다이버시티 기반 전송 여부를 설정하고, 해당 설정 여부에 따라 해당 SRS 자원을 설정된 목적에 따라 사용하는 것도 가능하다.

이 때, 상기 전송을 위하여 사전에 SRS 자원 별로 서브밴드 프리코딩 혹은 제 2 프리코딩이 MAC CE 혹은 RRC를 통해 전달 될 수 있다. 이를 통해 DCI 오버헤드를 줄이고 프리코딩 정보를 수신하는 것이 가능하다.

또한, 상기 설정된 복수 개의 SRS 안테나 포트 수는 모두 동일하거나 혹은 하나의 안테나 포트 수만을 설정하도록 할 수 있다. 상대적으로 많은 안테나 (예를 들어, 16 포트 혹은 32 포트)를 지원하는 기지국과 달리 단말은 해당 단말의 폼팩터 때문에 상대적으로 안테나 수가 적을 수 밖에 없다. 따라서, 해당 안테나 수를 달리 설정하여야 하는 필요가 적을 수 있으며 모든 SRS 자원의 안테나 포트 수를 동일하게 맞춤으로써 서브 밴드 프리코딩에서 지원하는 안테나 포트 수가 자원 마다 달라지는 복잡도를 줄이고 동일한 wideband TPMI를 사용하여 UL DCI 오버헤드를 감소시킬 수 있다.

상기에서는 서브밴드 프리코딩을 위한 SRS 자원 필드와 다이버시티 기반 SRS 자원 필드가 동일한 필드를 기반으로 지원되며, DCI, MAC CE, RRC 필드를 기반으로 해당 필드의 지시가 달라지는 것을 제안하였지만, 다이버시티 기반 필드와 서브밴드 프리코딩 필드 외에 다른 필드와 공유될 수 있다. 예를 들어, rank>1 전송 일 때, 각각의 레이어에 다른 빔 지원을 위하여 복수 개의 SRS 지시 혹은 SRS 집합의 지시가 가능할 경우 이러한 지시가 동일한 필드를 이용하여 공유될 수 있다.

<실시예 1-7>

기지국이 단말이 다이버시티 전송을 사용하는지 여부를 판단하기 위해 하기와 같은 방법을 이용하여 단말에게 지시할 수 있다.

● 다이버시티 전송 사용 지시 방법 1: DCI를 통해 지시

● 다이버시티 전송 사용 지시 방법 2: RRC 또는 MAC CE를 통해 지시

● 다이버시티 전송 사용 지시 방법 3: 단말에게 지시된 SRS 자원 수를 통해 지시

다이버시티 전송 사용 지시 방법 1은 DCI를 통해 지시하는 방법이다. 기지국이 단말에게 상향링크 데이터 전송을 스케쥴링 할 때, 상기에서 언급한 바와 같이 TRI, wideband TPMI, 자원할당 등의 정보를 UL DCI로 전달 할 수 있다. 이에 더하여 1 bit를 이용하여 다이버시티 전송 사용 여부를 지시할 수 있다. 예를 들어, 0일 경우 하나 혹은 rank의 수와 동일한 프리코딩 사용을 지시하고 1일 경우 다이버시티 전송 혹은 프리코더 순환을 사용하도록 하는 것이다. 단말이 상기 1 bit을 이용하여 다이버시티 전송을 지시 받을 때에는 사전에 설정된 정보, 예를 들어, 동일 DCI 내의 subband TPMI 정보, 혹은 두번째 DCI의 subband TPMI 정보, 혹은 MAC CE를 통해 사전에 설정된 subband TPMI 정보, 혹은 RRC를 통해 사전에 설정된 subband TPMI 정보를 확인할 수 있다. 이 때, 단말이 MAC CE 혹은 RRC를 통해 subband TPMI를 전달 받을 경우 해당 subband TPMI 정보는 단말에게 지시 가능한 혹은 설정된 SRS 자원 별로 설정될 수 있으며, 단말은 해당 1 bit 정보 및 지시 된 SRS 자원을 통해 subband TPMI를 확인할 수 있다.

다이버시티 전송 사용 지시 방법 2는 RRC 또는 MAC CE를 통해 지시하는 방법이다. 기지국이 단말에게 사전에 RRC 또는 MAC CE를 통해 다이버시티 전송 사용 여부를 설정함으로써 단말은 해당 다이버시티 전송의 사용 여부를 확인할 수 있다. 이 경우, 기지국이 단말에게 전달하는 UL DCI의 정보량이 줄어들어 UL DCI의 커버리지를 확보할 수 있다는 장점이 있다.

다이버시티 전송 사용 지시 방법 3은 단말에게 지시된 SRS 자원 수를 통해 간접적으로 지시하는 방법이다. 상기에서 언급한 바와 같이 SRS 기반의 다이버시티 전송을 하기 위해서는 복수 개의 SRS 자원 혹은 자원 집합의 지시가 필요하다. 따라서, 단말이 해당 복수 개의 SRS 자원 혹은 자원 집합이 지시되었을 때만 다이버시티 전송을 하도록 할 수 있다. 이 때, DCI의 블라인드 디코딩 수를 줄이기 위하여 SRS 지시를 위한 DCI 비트는 최대 지시 가능 SRS 자원의 수에 의하여 결정되고 전송 되지 않을 경우, 특별히 고정된 값을 통해 지시되지 않음을 나타낼 수 있다 (예를 들어, 0은 SRS 지시가 되지 않음을 의미할 수 있다.).

이에 더하여 상기 다이버시티 전송 사용 지시 방법은 복수 개의 조합으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 지시방법 2와 3을 동시에 만족 할 때 (사전에 RRC로 다이버시티 전송을 사용하도록 설정되고, 지시, 설정 된 SRS 자원의 수가 일정 수보다 클 때) 사용하는 것도 가능하다. 또 다른 일례로, 지시방법 1, 2, 3을 모두 만족할 때에 사용하는 것도 가능하다.

상기에서 언급한 복수 개의 SRS 자원을 지시하기 위하여, 하기 표 7과 같은 지시 필드를 이용하여 SRS 집합을 지시할 수 있다.

[표 7]

각각의 SRS 집합은 RRC 혹은 MAC CE를 통하여 어떠한 SRS 자원들을 지시할 수 있도록 할지 비트맵을 통하여 설정 가능할 수 있다. 이러한 필드를 이용할 경우 SRS 자원 지시에 필요한 DCI 오버헤드를 줄이면서도 효과적으로 SRS 자원을 지시할 수 있다.

이에 더하여, DCI 1 비트를 이용하여 복수 개의 SRS 자원 지시 여부를 나타낼 수 있다. 상기에서 언급한 바와 같이 wideband 프리코딩을 지원할 때에는 하나의 SRS 자원을 지시한다. 이 때, 하나의 SRS 자원을 기반으로 한 전송은 복수 개의 SRS 자원 기반 전송보다 빔 방향이 더 중요하고 이에 따라 더 많은 자유도를 필요로 할 수 있다. 반면, 복수 개의 SRS 자원 지시는 많은 자유도를 줄 경우 너무 많은 DCI 오버헤드를 필요로 한다. 따라서, 1비트의 DCI 필드를 기반으로 하여 0일 경우 이후의 SRS 지시 필드는 하나의 SRS 자원을 지시할 수 있도록 하고, 1일 경우 SRS 지시 필드는 복수 개의 SRS 자원을 지시하거나 혹은 상기 표 1F7에서 예시한 것과 유사한 복수개의 SRS 집합 지시 필드를 이용하여 지시할 수 있도록 할 수 있다.

<실시예 1-7>

상기 실시예 1-1 부터 1-4 까지의 실시예가 단말에게 적용될 때 이러한 방법이 단말이 사용하는 waveform에 따라 다르게 적용될 수 있다. DFT-S OFDM의 경우 상기 실시예 1-1과 1-4의 지원이 불가능 하지만, CP-OFDM은 적용이 가능하다. 따라서, CP-OFDM은 실시예 1-1 혹은 1-4 혹은 둘 다를 지원하고, DFT-S OFDM에서는 1-2와 1-3을 지원하는 것도 가능하다. 또한, CP-OFDM에서는 모든 가능 다이버시티 전송을 지원하고, DFT-S OFDM에서는 1-2와 1-3만을 지원하는 것도 가능하다.

<실시예 1-8>

상기에서 언급한 프리코딩과 DMRS 그리고 SRS 간의 관계는 하기와 같이 정의될 수 있다.

● 프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 1: 단말에게 DCI를 통해 지시된 순서를 기반으로 정의

● 프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 2: SRS 자원 ID 등을 통해 간접적으로 정의

● 프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 3: RRC 혹은 MAC CE 등을 통한 설정을 통해 기지국이 단말에게 직접적으로 정의

프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 1은 단말에게 DCI를 통해 지시된 순서를 기반으로 정의하는 방법이다. 이 방법에서, 단말에게 지시된 프리코딩을 기반으로 첫번째 프리코딩은 첫번째로 지시된 DMRS 포트와 SRS 자원을 통해 지시되고, 두번째 프리코딩은 두번째로 지시된 DMRS 포트와 SRS 자원을 통해 지시되는 방법이다. 이러한 방법을 통해 기지국은 단말에게 추가적인 오버헤드 없이 유연하게 DMRS 포트 및 SRS 자원에 다이버시티 기반 전송을 설정할 수 있다는 장점이 있다.

프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 2는 SRS 자원 ID 등을 통해 간접적으로 정의하는 방법이다. 지시 된 프리코딩 정보에서 낮은 레이어의 프리코딩을 지시 된 DMRS 중 낮은 포트 번호를 갖는 DMRS 포트와 낮은 SRS 자원 ID를 갖는 SRS 자원에게 전송하는 것이다. 이러한 방법은 지시 오버헤드 및 구현 복잡도를 줄일 수 있다는 장점이 있다.

프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법 3은 RRC 혹은 MAC CE 등을 통한 설정을 통해 기지국이 단말에게 직접적으로 정의하는 방법이다. RRC 필드를 통해 지시되는 순서 별로 프리코딩의 어떤 레이어나 DMRS 포트에 맵핑 될지를 사전에 설정하여 사용할 수 있다.

상기에 더하여 프리코딩, DMRS, SRS간 관계 정의 방법은 복수 개의 방법이 혼용될 수 있다. 일례로, 정의 방법 1과 2를 혼용하여 DMRS는 낮은 포트 번호를 갖는 DMRS 포트와 낮은 레이어를 적용하고 SRS는 지시된 순서를 통해 지시하는 방법이다. 또한, DMRS는 낮은 포트와 낮은 레이어를 적용하고 SRS는 RRC 또는 MAC CE를 적용하는 것도 가능한 방법이다.

본 발명의 상기 실시예들의 DMRS는 Gold sequence, PN sequence, Zadoff-Chu sequence, CAZAC sequence 등의 다양한 시퀀스 들이 적용 가능하다. 또한, 상기 실시예에서 DMRS 패턴은 한 심볼에 8 RE가 구성되는 것을 가정하여 도시하였지만, 6 RE 등의 다양한 패턴을 이용하여 구성될 수도 있다.

또한, 상기의 실시예들은 상향링크 다이버시티 전송을 기반으로 하여 작성되었지만, 하향링크 및 사이드링크 다이버시티 전송을 위해서도 사용될 수 있다.

또한, 상기의 실시예들을 적용하기 위하여 1보다 큰 rank 전송의 경우 layer shifting이 고려될 수 있다. 예를 들어, rank2를 가정할 경우 프리코더 0이 전송되는 곳에서는 레이어 0 및 1에 DMRS port 0, 1을 순서대로 가정하고, 프리코더 1이 전송되는 곳에서는 레이어 0 및 1에 DMRS port 1, 0을 순서대로 가정하는 것이다. 이러한, 원리는 rank 3 이상의 상위 랭크 전송에서도 동일하게 적용될 수 있다.

또한, 상기 다이버시티 전송에 가능한 rank는 제한될 수 있다. 이는, 다이버시티 전송은 rank 가 늘어날수록 해당 다이버시티 이득이 감소하기 때문이다.

본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 1r과 도 1s에 도시되어 있다. 상기 실시 예들을 수행하는 동작을 수행하기 위한 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.

구체적으로 도 1r은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 1r에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부 (1r-10), 단말기 송신부 (1r-20), 단말기 처리부 (1r-30)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부 (1r-10)와 단말이 송신부 (1r-20)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부 (1r-30)로 출력하고, 단말기 처리부 (1r-30)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부 (1r-30)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 수신부 (1r-10)에서 기지국으로부터 지시 신호 전송 타이밍 정보를 포함하는 신호를 수신하고, 단말 처리부 (1r-30)는 신호 전송 타이밍을 해석하도록 제어할 수 있다. 이후, 단말 송신부 (1r-20)에서 상기 타이밍에서 신호를 송신한다.

도 1s은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 1s에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부 (1s-10), 기지국 송신부 (1s-20), 기지국 처리부 (1s-30)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부 (1s-10)와 기지국 송신부 (1s-20)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부 (1s-30)로 출력하고, 단말기 처리부 (1r-30)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부 (1s-30)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 처리부 (1s-30)는 처리방법을 결정하고, 단말에게 전달할 상기 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 이후, 기지국 송신부 (1s-20)에서 상기 정보를 단말에게 전달하고, 기지국 수신부 (1s-10)는 상기에 따라 초기전송 및 재전송의 combining을 수행한다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 기지국 처리부(1s-30)는 상기 상향링크 프리코딩을 위한 기준신호 처리 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information, DCI)를 생성하도록 제어할 수 있다.

<제2 실시예>

상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE/LTE-A 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 혹은 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.

도 2a는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도 2a에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb (102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.

시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 Nsymb (102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB (110)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)는 Nsymb x NRB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB 는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케쥴링 되는 RB 개수에 비례하여 데이터 전송률이 증가하게 된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. 표 8은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.

[표 8]

도 2b는 종래 기술에 따른 LTE/LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도 2b를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, NsymbUL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 NBW개의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하여 값을 갖는다.

도 2c는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선자원을 도시한 것이다. 상기 도 2c에 도시된 무선자원에는 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.

1. CRS (Cell Specific RS): 한 개의 cell에 속한 모든 단말을 위하여 주기적으로 전송되는 기준신호이며 복수개의 단말들이 공통적으로 이용할 수 있다.

2. DMRS (Demodulation Reference Signal): 특정 단말을 위하여 전송되는 기준신호이며 해당 단말에게 데이터를 전송할 경우에만 전송된다. DMRS는 총 8개의 DMRS port들로 이루어질 수 있다. LTE/LTE-A에서는 port 7에서 port 14까지 DMRS port에 해당하며 port들은 CDM또는 FDM을 이용하여 서로 간섭을 발생시키지 않도록 orthogonality를 유지한다.

3. PDSCH (Physical Downlink Shared Channel): 하향링크로 전송되는 데이터 채널로 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위하여 이용하며 상기 도 2의 data region에서 기준신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 전송됨

4. CSI-RS (Channel Status Information Reference Signal): 한 개의 cell에 속한 단말들을 위하여 전송되는 기준신호를 채널상태를 측정하는데 이용됨. 한 개의 cell에는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있음.

5. 기타 제어채널 (PHICH, PCFICH, PDCCH): 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 송신에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK을 전송함

상기 신호의 경우 도2d에 도시된 바와 같이 길이 31의 Gold 시퀀스를 기반으로 한 PN (Pseudo-random) 시퀀스로 생성된다. 보다 구체적으로 도2d에서와 같이 상위 레지스터의 다항식 D31+D3+1로부터 생성된 첫 번째 m-sequence x₁(n)과 하위 레지스터의 다항식 D31+D3+D2+D+1로부터 생성된 두 번째 m-sequence x₂(n)를 연접하여 PN 시퀀스 C(n)가 생성되며, 아래 수학식으로 표현될 수 있다.

[수학식 2a]

c(n)=(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)=(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)=(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

여기서 N_c=1600이며 레지스터 초기화는 다음과 같이 이루어진다.

상위 레지스터로부터 생성되는 첫 번째 m-sequence x₁(n)는 다음과 같은 고정된 패턴 x₁(0)=1, x₁(n)=0, n=1,2,...,30으로 초기화된다.

하위 레지스터로부터 생성되는 두 번째 m-sequence x₂(n)는 각 신호가 요구하는 scrambling 조건에 의하여 다음 수학식으로 초기화된다.

[수학식 2b]

보다 구체적으로, DMRS의 경우 DMRS 포트 p=5를 전송하기 위하여 수학식 2b는 아래 수학식으로 나타내어진다.

[수학식 2c]

상기 수학식에서 n_s는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며, n_RNTI는 UE ID를 나타낸다. 그리고

는 Cell ID를 나타낸다. 이와 달리 DMRS 포트

를 전송하기 위하여 수학식 2b는 아래 수학식으로 나타내어진다.

[수학식 2d]

상기 수학식에서 n_s는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며, n_SCID는 0또는 1의 값을 갖는 Scrambling ID를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 Scrambling ID의 값은 0으로 가정된다. 또한

는 아래와 같이 결정된다.

●

if no value for

is provided by higher layers or if DCI format 1A, 2B or 2C is used for the DCI associated with the PDSCH transmission

●

otherwise

상기 설명한 바와 같이 DMRS의 경우는 매 서브프레임마다 초기화가 이루어지며 DMRS 포트

를 전송하기 위한 기준신호는 아래 수학식 2e로 표현된다.

[수학식 2e]

여기서

으로 LTE 시스템에서 DL를 위해 지원하는 RB수의 최대값을 나타낸다. 또한 LTE시스템의 경우 normal CP와 extended CP에 대해서 각각 고정된 DMRS 패턴을 사용하기 때문에 이에 대한 PRB당 DMRS RE의 수를 고려하여 수학식 2e와 같이 DMRS 시퀀스가 생성된다.

하지만 LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 증가된 Cell-ID, 증가된 채널 대역폭, 다양한 subcarrier spacing 지원, slot기반 전송 및 slot aggregation 지원, 시간상 DMRS bundling 뿐만 아니라 configurable DMRS 구조 지원을 고려하고 있다. 이러한 다양한 NR 지원을 고려하는 경우에 DMRS 시퀀스 생성 방법 또한 달라질 수 있다. 또한 NR 시스템의 DMRS 시퀀스를 UE-specific하게 생성할 수도 있고, TRP-specific하게 생성할 수도 있고, 이와 달리 Resource-specific하게 생성할 수도 있다. 이에 따라 DMRS의 운영방법이 달라 질 수 있다. 따라서 본 발명에서는 이러한 이슈를 반영한 DMRS 시퀀스 생성 방법을 제안한다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 보다 구체적으로 하향 및 상향 링크에서 신호가 전송되는 시간-주파수영역의 기본 구조가 도1a 및 도1b와 다를 수 있다. 그리고 햐항 및 상향링크로 전송되는 신호의 종류 또한 다를 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.

또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다.

이하에서 기술되는 DMRS (Demodulation reference signal)는 기준신호에 UE-specific한 프리코딩을 걸어 전송되어 단말이 추가적으로 프리코딩 정보를 수신하지 않고도 demodulation를 수행할 수 있는 특징을 가진 기준신호를 말하며, LTE 시스템에서 사용하는 명칭을 그대로 사용한다. 하지만 DMRS에 대한 용어는 사용자의 의도 및 기준신호의 사용 목적의 의해서 다른 용어로 표현될 수 있다. 예를 들어, UE-specific RS나 dedicated RS와 같은 용어로 표현될 수 있다. 보다 구체적으로 DMRS라는 용어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 다른 용어를 통해 상기 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 이하에서 기술되는 SU-MIMO나 MU-MIMO라는 용어 역시 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 사용되는 용어이며 다른 용어를 통해서나 혹은 이러한 용어를 통하지 않고도 발명의 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

아래 설명할 본 발명의 실시예 2-1에서는 기준신호인 DMRS에 다하여 다수의 orthogonal DMRS 안테나 포트를 전송하는 방법을 설명한다. 본 발명의 실시예 2-2에서는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스 생성 시 증가된 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법을 제안한다. 본 발명의 제2-3실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다. 마지막으로 본 발명의 제2-4실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 Resource-specific하게 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다.

<제2-1실시예>

제2-1실시예는 본 발명의 기준신호인 DMRS에 다하여 다수의 orthogonal DMRS 안테나 포트를 전송하는 방법을 설명한다. 구체적으로 도 2e를 통해 본 발명에서 제안하는 DMRS 구조를 설명한다. 본 발명에서는 하나의 OFDM 심볼 기반으로 구성된 Unit DMRS 구조를 제안한다. 이와 같이 하나의 OFDM 심볼을 기반으로 구성된 Unit DMRS 구조는 다양한 TTI(Transmission Time Interval)에 대해 기준신호의 위치를 설정하는데 유리할 뿐만 아니라 low latency지원 및 URLLC을 위한 기준신호 위치 설정에도 장점을 가지며, 안테나 포트 확장과 같은 Scalability 측면에서도 유리할 수 있다. 도 2e에서 도시한 바와 같이 데이터의 최소 전송단위인 PRB를 기준으로 12개의 서브케리어가 하나의 OFDM 심볼에 포함될 수 있다. 식별번호 2e10, 2e20, 2e30에서와 같이 하나의 OFDM 심볼에서 DMRS SC(Subcarrier)의 density는 configurable할 수 있다. 식별번호 2e10와 식별번호 2e20은 12개의 서브케리어안에 4개와 8개의 DMRS SC를 갖는 경우의 DMRS 구조를 각각 나타내며, 식별번호 2e30은 모든 서브케리어가 DMRS SC로 구성되는 DMRS 구조를 나타낸다. 본 발명에서 2e에서 제안된 DMRS 구조의 활용은 데이터 채널에서만 한정하지 않는다. 식별번호 2e10의 DMRS 구조의 경우 낮은 DMRS SC로 구성되어 낮은 안테나 포트가 지원되는 경우나 주파수상 채널 변화가 작은 환경에서 사용될 수 있다. 또한 식별번호 2e10의 DMRS 구조의 경우 낮은 DMRS SC로 구성되어 상대적으로 낮은 DMRS density가 요구되는 mini-slot이나 제어 채널에서 사용될 수도 있다. 이와 반대로 2e20의 DMRS 구조의 경우 높은 DMRS SC로 구성되어 높은 안테나 포트가 지원되는 경우나 주파수상 채널 변화가 큰 환경에서 사용될 수 있다. 또한 식별번호 2e20의 DMRS 구조의 경우 높은 DMRS SC로 구성되어 낮은 SNR영역에서 DMRS density를 높여 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 목적으로 사용될 수 있다. LTE 시스템의 경우, normal CP와 extended CP 그리고 MBSFN 서브프레임에 대해서 각각 고정된 DMRS 패턴이 사용되나, NR에서는 상기 제안된 식별번호 2e20의 DMRS 패턴이 extended CP혹은 MBSFN DMRS로 사용될 수 있다. 식별번호 2e10와 2e20에서 짝수개의 DMRS SC로 구성되는 것은 만약 transmit diversity기법으로 SFBC가 고려될 경우에 orphan RE가 발생하지 않는 장점이 있을 수 있다. 식별번호 2e10와 2e20에서 DMRS SC로 사용되지 않는 SC는 데이터나 다른 기준신호와 같이 다른 신호가 들어가거나 DMRS power boosting을 위해 비우는 것도 가능하다. DMRS SC로 사용되지 않는 SC를 DMRS power boosting을 위해 비우는 것은 낮은 SNR 영역에서 DMRS 채널 추정의 성능을 향상 시키는 용도로 활용될 수 있다. 또한 식별번호 2e10와 2e20에서 도시된 DMRS 구조는 DMRS 전송되지 않는 서브케리어가 있기 때문에 이 중 일부가 DC (Direct Current) 서브케리어로 사용될 수 있다. 예를 들어, 다양한 numerology를 고려하였을 때 식별번호 2e40, 2e50, 2e60를 통해 DC 서브케리어가 2e20에서 도시된 DMRS 구조와 함께 활용되는 방법을 설명한다. 2e10에서 도시된 DMRS 구조 또한 식별번호 2e40, 2e50, 2e60에 도시한 방법이 동일하게 사용될 수 있다. NR 시스템에서 다양한 numerology가 시간상 multiplexing될 수 있는 상황을 고려하여 식별번호 2e40은 f0의 subcarrier spacing가 시간 t0에 설정되어 전송되고, 식별번호 2e50은 2*f0의 subcarrier spacing가 시간 t1에 설정되어 전송되고, 식별번호 2e60은 4*f0의 subcarrier spacing가 시간 t2에 설정되어 전송되는 상황을 고려하였다. 식별번호 2e40, 2e50, 2e60에 도시한 바와 같이 DMRS SC로 사용되지 않는 특정 SC를 DC 서브케리어로 설정하였을 경우에 본 발명의 DMRS 구조는 시간에 따라 변하는 subcarrier spacing에 따라서 DC 서브케리어의 위치를 변화시키지 않아도 되는 장점이 있다. 하지만 식별번호 2e30의 DMRS 구조는 모든 서브케리어에서 DMRS가 전송되기 때문에 DC 를 전송하기 위해서 일부를 puncturing할 필요가 있다. 상기 도 2e10~2e30에서에서 도시한 DMRS SC는 PN(Pseudo-random) 시퀀스를 기반으로 생성될 수도 있고 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 생성될 수 도 있다. 보다 구체적인 활용 방법의 예시는 식별번호 2e10와 2e20의 DMRS 구조는 CP-OFDM시스템에서 사용될 수 있다. 그리고 상/하향 링크에서 같은 시간-주파수 위치에 설정되어 사용될 수 있다. 만약 상/하향 링크가 동일한 DMRS의 구조를 갖게 되면 상/하향 링크의 DMRS 포트를 orthogonal하게 할당하는 것이 가능해지기 때문에 flexible duplex와 같은 환경에서 보다 채널 추정 성능을 향상시켜 간섭 제거 능력이 향상될 수 있다. 이와 반대로 식별번호 3e30의 DMRS 구조는 LTE와 유사하게 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 하며 상향링크에서 DFT-s-OFDM시스템에서 사용될 수 있다. 이는 LTE와 유사하게 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 위한 운영이 가능해 질 수 있다. 하지만 본 발명에서 상기 제시한 도 3e10~3e30의 활용방법에 한정 짓지 않는다. 예를 들어, 식별번호 2e30의 DMRS 구조가 CP-OFDM/DFT-s-OFDM와 상/하향 링크에 모두 사용될 수도 있다.

도 2f에서는 도 2e에서 제안된 Unit DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법을 설명한다. 도 2f에서 편의상 안테나 포트는 p=A,B,C,D,...,로 표시되었다. 하지만 안테나 포트 넘버는 다른 숫자로 표시될 수 있음에 주목한다. 또한 여기서 안테나 포트의 매핑은 다수의 layer 전송 및 rank를 지원하기 위함이다. 따라서 하기 명시되는 안테나 포트 매칭은 layer 전송이나 rank 지원이라는 용어로 대체될 수 있다. 구체적으로 식별번호 2f10와 식별번호 2f 20은 식별번호 2e10의 DMRS 구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 식별번호 2f10은 길이 2의 OCC (Orthogonal Cover Code)를 적용하여 두 안테나 포트 p=A, B가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 2f10은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B가 매핑되는 방법을 도시한다. 다음으로 식별번호 2f30와 식별번호 2f40은 식별번호 2e20의 DMRS 구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 식별번호 2e20의 DMRS는 식별번호 2e10과 비교하여 기준신호의 density를 높여 채널 추정 성능을 향상 시킬 수 있다. 식별번호 2f30은 길이 2의 OCC를 적용하여 두 안테나 포트 p=A,B가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 2f40은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B가 매핑되는 방법을 도시한다. 다음으로 식별번호 2f50와 식별번호 2f60은 식별번호 2e20의 DMRS 구조에 네 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 이때, 채널 추정 성능을 향상 시키기 위해서 식별번호 2e20의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브케리어를 비워 DMRS power boosting을 위한 용도로 사용될 수 있다. 식별번호 2f50은 길이 2의 OCC와 FDM을 적용하여 네 안테나 포트 p=A,B,C,D가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 2f60은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B,C,D가 매핑되는 방법을 도시한다. 다음으로 식별번호 2f70와 식별번호 2f80은 식별번호 2e20의 DMRS 구조에 여섯 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 이때, 채널 추정 성능을 향상 시키기 위해서 식별번호 2e20의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브케리어를 비워 DMRS power boosting을 위한 용도로 사용될 수 있다. 식별번호 2f70은 길이 2의 OCC와 FDM을 적용하여 여섯 개의 안테나 포트 p=A,B,C,D,E,F가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 2f80은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B,C,D,E,F가 매핑되는 방법을 도시한다. 식별번호 2f70와 식별번호 2f80에서 안테나 포트가 매핑되는 방법은 상기 안테나 포트 매핑 방법과 다르게 안테나 포트별 RS density가 일정하지 않은 특징을 갖는다. 이는 MU-MIMO을 위해 할당하는 안테나 포트를 가정한 디자인 방법으로써, 단말마다 서로 다른 채널 상태를 가질 수 있기 때문에 채널 상태가 좋은 단말에게는 낮은 RS density를 갖는 포트를 할당하고, 채널 상태가 나쁜 단말에게는 높은 RS density를 갖는 포트를 할당하는 것이 가능하다. 다음으로 식별번호 2f90와 식별번호 2f100은 식별번호 2e20의 DMRS 구조에 여덟 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 이때, 채널 추정 성능을 향상 시키기 위해서 식별번호 2e20의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브케리어를 비워 DMRS power boosting을 위한 용도로 사용될 수 있다. 식별번호 2f90은 길이 2의 OCC와 FDM을 적용하여 여덟 개의 안테나 포트 p=A,B,C,D,E,F,G,H가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 2f100은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B,C,D,E,F,G,H가 매핑되는 방법을 도시한다. 상기 식별 번호 2f10, 2f30, 2f50, 2f70, 2f90에서 OCC가 주파수 상으로 적용되는 것은 power imbalance 문제가 발생하지 않는 장점을 갖는다. LTE 시스템의 경우 시간상으로 OCC가 적용될 경우에 power imbalance 문제가 발생하여 두 개의 PRB안에서 매 PRB마다 OCC가 다르게 걸리는 제약이 있다. 마지막으로 식별번호 2f110은 식별번호 2e30의 DMRS구조를 도시한 것이며 식별번호 2e30에서는 12 서브케리어를 모두 DMRS로 사용하기 때문에 ZC(Zadoff-Chu)를 사용해서 orthogonal한 DMRS 안테나 포트 지원하는 방법을 고려할 수 있다. 이때 LTE에서와 같이 subcarrier spacing이 15kHz를 가정하고 8개의 Cyclic Shift (CS) field를 적용하여 8개까지의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 수 있다. 2e30의 DMRS구조를 활용하는 또 다른 방법으로 4개의 서브케리어 간격으로 FDM하여 4개의 orthogonal 안테나 포트를 지원는 방법을 고려할 수도 있다. 본 발명에서 상기 도2f10~2f110에서 제안된 DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법에 한정하지 않는다.

도 2g에서는 상기 도2f에서 제안된 Unit DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법을 제시한다. 더 많은 수의 안테나 포트 매핑을 위해서는 도e의 Unit DMRS 구조에 TDM, FDM, CDM 추가적으로 적용하여 구성될 수 있다. 예를 들어, 도2g10와 도2g20에서와 같이 도2e20이 시간상으로 TDM되어 더 많은 수의 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. TDM을 사용하여 orthogonal 안테나 포트를 확장할 경우에 주파수 상의 RS density가 그대로 유지되는 장점이 있지만, 전송 단위(하나의 PRB)에서 DMRS의 density가 높아지는 단점이 있다. 전송 단위에서 DMRS의 density를 낮게 유지하기 위하여 higher rank는 채널 상황이 매우 좋고, 주파수 상의 채널의 selectivity가 낮은 환경에서 지원된다는 점을 고려하여 FDM이나 CDM를 사용하여 orthogonal 안테나 포트를 확장하는 방법을 고려할 수 있다. 예를 들어, 도2g30와 도2g40에서와 같이 도2e20가 주파수상으로 FDM되어 더 많은 수의 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. 하지만 FDM을 사용하여 안테나 포트수를 확장하는 경우에는 전송 단위가 여러 PRB로 확장되는 단점이 발생한다. 또한 도2g50과 도2g60에서와 같이 확장된 길이의 OCC를 적용하여 더 많은 수의 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. 보다 구체적으로 도2g50는 도2e20에서 OCC길이 8을 사용하여 8개의 안테나 포트를 multiplexing하는 방법을 도시하며, 도2g60는 도2e30에서 OCC길이 12을 사용하여 12개의 안테나 포트를 multiplexing하는 방법을 도시한다. 여기서 OCC code는 Walsh-Hadamard code로 생성할 수 있다. 다음으로 도e30와 같이 모든 서브케리어가 DMRS SC로 구성되는 경우에 앞서 설명한 바와 같이 도e30에 적용된 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 다양한 안테나 포트 확장이 가능할 수 있다. 만약 도d30에서 서브케리어 간격을 15kHz을 가정하고 ZC 시퀀스를 CS하여 8개의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 경우 도2g10와 같이 TDM을 적용하여 16개의 orthogonal 안테나 포트 확장이 가능하다. 만약 도e30에서 4개의 서브케리어 간격으로 FDM을 사용할 경우 최대 4개의 orthogonal 안테나 포트 지원이 가능하나, 도2g10와 같이 FDM을 고려할 경우 8개의 최대 8개의 orthogonal 안테나 포트 지원이 가능하다. 또는 도2g20와 같이 추가적인 FDM을 고려할 경우 최대 12개의 orthogonal 안테나 포트 지원이 가능하다. 본 발명에서 도 2g에서 제시된 안테나 포트 확장 방법에 한정하지 않는다. TDM, FDM, CDM을 조합하여 적용될 수 있으며, 다양한 방법으로 orthogonal 안테나 포트를 확장하는 것이 가능하다. 예를 들어, 앞서 설명한 바와 같이 도2g10이나 도2g20에서와 같이 TDM만을 사용하여 안테나 포트수를 확장하는 경우에 전송 단위에서 DMRS의 density가 높아지는 단점이 있다. 이러한 단점을 보완하기 위한 방법으로 도2g70에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 TDM하거나 도2g80에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 OCC길이 4의 CDM이 적용될 수도 있다. 상기 도2g70와 도2g80에서는 두 슬롯을 기준으로 설명하였지만, 도2g70와 도2g80에서 TDM 또는 CDM이 적용되는 시간 단위는 슬롯에 한정하지 않는다. 또한 도2g50서와 같이 OCC 길이 8을 적용하여 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 방법과 달리 만약 DMRS가 ZC 시퀀스로 생성된 경우에는 도2g90에서와 같이 CS를 이용하여 추가적인 안테나 포트를 지원하는 것이 가능하다. 예를 들어, 도2f50에서와 같이 FDM/CDM으로 4개의 안테나 포트로 multiplexing이 된 경우에 CS를 사용하면 추가적인 안테나 포트 확장이 가능하다. CS field가 4개로 만들어질 경우 최대 16개로 안테나 포트를 확장할 수도 있다. 도2g90 에서와 같이 OCC 대신 CS를 사용할 경우에 주파수 상의 RS density가 그대로 유지되는 장점이 있다.

5G 통신 시스템에서는 DMRS구조가 다수로 설정 가능할 수 있다. 이에 대한 예로 설정 가능한 DMRS의 구조가 Front-loaded DMRS와 Extended/Additional DMRS로 구분 지어 질 수 있다. 구체적으로 설명하면, Front-loaded DMRS는 빠른 데이터 디코딩을 위해 NR-PDSCH의 앞쪽에 위치하는 DMRS로서 하나 또는 두 개의 인접한 OFDM 심볼로 구성될 수 있다. 또한 Front-loaded DMRS는 NR-PDSCH의 앞에 위치하는데, 그 위치가 고정될 수 있고, flexible하게 설정될 수도 있다. 예를 들어 Front-loaded DMRS의 위치를 NR-PDSCH의 시작 첫번째 심볼로 정할 경우에 NR-PDCCH의 영역에 의해 Front-loaded RS가 flexible하게 변동 될 수도 있다. Front-loaded DMRS위 위치가 고정되는 경우와 flexible한 경우의 장단점을 설명하면, Front-loaded DMRS의 위치가 고정되는 경우 옆 셀의 DMRS도 항상 같은 위치에서 전송된다고 가정할 수 있다. 하지만 제어채널의 영역이 configurable하게 설정되거나, 제어채널이 전송되지 않는 서브프레임에서 데이터 채널의 DMRS가 더 앞에 위치하지 못함으로써 decoding latency에 취약할 수 있다. Front-loaded DMRS위 위치가 flexible한 경우 front-loaded RS가 항상 데이터 채널의 앞쪽에 위치하게 됨으로써 decoding latency 측면에서 장점을 갖지만, front-loaded RS의 위치가 variable해짐으로써 셀간 DMRS 위치가 고정적이지 않아 간섭제어 및 Advanced receiver 운영에 문제가 생길 수 있다. 이를 위해 추가적으로 네트워크 시그널링을 도입하는 방법을 고려할 수 있지만. 일반적으로 DMRS의 위치가 고정 설정되는 방법이 시스템 운영에 보다 유리한 장점이 있다. 따라서 상기와 같은 이유로 Front-load DMRS를 고정적인 위치에 설정하는 구체적인 방법을 제안한다. 도2h에 Front-load DMRS의 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시하였다. 여기서 Front-load DMRS의 위치 설정은 제어 채널의 영역에 의해서 결정될 수 있다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도2h10과 같이 Front-load DMRS는 3번째 OFDM 심볼에 위치한다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 3개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도2h20과 같이 Front-load DMRS는 4번째 OFDM 심볼에 위치한다. 앞서 설명한 바와 같이 상기와 같이 Front-load DMRS의 위치가 최대 설정 가능한 제어 채널 영역에 의해 결정되면, 제어 채널이 일부 또는 모두 설정되지 않을 경우 decoding latency를 줄이는데 손해가 있을 수 있다. 따라서 본 발명에서는 확장된 방법으로 또 따른 Front-load DMRS의 위치를 설정할 수 있는 방법을 제안한다. 예를 들어, 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도2h10과 같이 Front-load DMRS는 3번째 OFDM 심볼에 고정하는 설정과 함께, 도2h30과 같이 Front-load DMRS를 1번째 OFDM 심볼에 고정하는 옵션을 설정할 수 있다. 그리고 상황에 따라 이 두 가지 Option을 configure하면 Front-loaded DMRS의 위치가 고정되는 경우가 갖는 단점을 보완할 수 있다. 구체적으로 다수의 Front-load DMRS의 위치를 설정하는 것은 다양한 방법으로 이루어 질 수 있다. 예를 들어, RRC와 같은 상위 레이어 시그널링을 통해 semi-static하게 설정하는 방법을 고려할 수 있다. 다른 방법으로 MIB나 SIB와 같은 시스템 정보에 설정할 수 도 있다. 또한 DCI를 통해 dynamic하게 설정하는 방법을 고려할 수도 있다. 이와 달리, SPS(Semi-persistent scheduling)를 통해 설정하는 것도 가능하다.

다음으로 Extended/Additional DMRS에 대해서 설명한다. 앞서 설명한 Front-loaded DMRS는 High Doppler상황에서 시간상으로 빠르게 변하는 채널을 트레킹하는 것이 불가능하므로 채널을 정확하게 추정하는 어려움이 있다. 또한 Front-loaded DMRS만으로는 frequency offset에 대한 correction을 수행하는 것이 불가능하다. 따라서 이러한 이유로 슬롯에서 Front-loaded DMRS가 전송되는 위치보다 뒤쪽에 추가적인 DMRS가 전송될 필요가 있다. 도2i에 Extended/Additional DMRS가 전송되는 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시하였다. 도2i는 도2h에서 설명한 바와 같이 Front-loaded DMRS의 위치를 설정한 도2h10, 도2h20, 그리고 도2h30에 대해서 각각 Extended/Additional DMRS를 도시하였음에 주목한다. 도2i10~도2i60에서는 Extended/Additional DMRS위치를 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치를 피해서 설정한 점에 주목한다. 이는 LTE-NR coexistence인 상황에서 간섭의 영향에 유리한 장점을 가질 수 있다. 하지만 도2i70~도2i90의 경우에는 도2h30과 마찬가지로 Front-loaded DMRS의 위치가 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치와 겹치게 된다. 슬롯의 길이가 7 OFDM 심볼인 경우에는 도2i에 도시한 바와 같이 Extended/Additional DMRS의 위치가 하나로 설정될 수 있음에 반해 슬롯의 길이가 14 OFDM 심볼인 경우에는 Extended/Additional DMRS의 위치가 Doppler상황에 따라서 2개로 설정될 필요가 있다. 예를 들어, 채널이 빠르게 변화하는 환경에서는 도2i20과 같이 Extended/Additional DMRS의 위치를 설정할 수 있으며, 채널이 매우 빠르게 변화하는 환경에서는 도2i30과 같이 Extended/Additional DMRS의 위치를 설정할 필요가 있다. 상기 실시예에서 도2h와 도2i는 도2e에서 설명한 Unit DMRS구조를 기본으로 DMRS가 설정되는 기본적인 위치를 도시한 것이며, 도2g에서 설명한 바와 같이 안테나 포트 확장을 위해서 Unit DMRS구조가 확장되는 경우에는 DMRS 전송되는 위치는 추가적으로 설정될 수 있음에 주목한다. 또한 Extended/Additional DMRS의 경우에는 시간상에 다수의 DMRS가 설정됨에 따라서 DMRS 오버헤드 문제가 발생할 수 있다. 따라서 이러한 경우에는 도2e10과 같이 주파수상 낮은 density를 갖는 DMRS를 설정함으로써 DMRS 오버헤드를 줄이는 것이 가능하다.

아래는 상기 발명에 따라 DMRS 구조가 다양해지는 점을 고려하여 기지국이 DMRS의 구조를 설정하는 방법을 설명한다. 구체적으로 상기 발명에 따르면 지원되는 orthogonal 안테나 포트수가 증가됨에 따라 DMRS port multiplexing 방법이 달라질 수 있음에 주목한다. 또한 Unit DMRS 구조에서 주파수상 다른 RS density를 설정할 수 있음에 주목한다. 그리고 Front-loaded RS와 Extended/Additional DMRS와 같이 시간상 확장된 RS 구조를 설정할 수 있음에 주목한다. 이에 따라서 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS 구조를 설정했을 때, 단말이 설정된 DMRS 구조를 가정하여 채널 추정을 잘 수행하기 위해서는 이에 대한 설정을 단말에게 시그널링 해주어야 한다. DMRS구조 설정은 semi-static하게 또는 dynamic하게 설정될 수 있다. DMRS구조를 semi-static하게 설정하는 가장 간단한 방법은 higher layer 시그널링을 통해 DMRS의 구조를 설정하는 방법이다. 보다 구체적으로 RRC의 RS관련 시그널링 필드에 아래 표 9와 같이 설정 정보를 포함시킬 수 있다.

[표 9]

보다 구체적으로 표9에서 DMRS-PatternId를 통해 다른 패턴으로 매핑 정보를 지시하는 것이 가능하다. 여기서 maxDMRS-Pattern는 최대 설정 가능한 DMRS-PatternId의 수를 나타낸다. 예를 들어, 상기 실시예에서 MU-MIMO를 위해 12 orthogonal DMRS 포트를 매핑하는 경우에 8개의 orthogonal DMRS 포트를 매핑하는 하는 경우와 매핑 패턴이 달라질 수 있는 점을 관찰하였다. 이러한 경우에 DMRS-PatternId를 이용하여 달라진 패턴 정보를 지시해 줄 수 있다. 보다 구체적으로 (0, 1)를 설정하여 0은 SU-MIMO를 위해 8포트까지 지원하는 패턴을 나타내며 1은 MU-MIMO를 위해 12포트를 지원하는 경우의 패턴을 나타냄을 지시할 수 있다. 또 다른 예로, (0, 4, 8, 12)를 설정하여 0은 SU-MIMO로 동작하는 DMRS 패턴을 지시하고, 4, 8, 12는 각각 사용되는 DMRS 안테나 포트수가 4, 8, 12에 해당되는 DMRS 패턴을 지시할 수도 있다. 이때 12로 설정된 경우 MU-MIMO를 위한 DMRS 패턴으로만 지시될 수 있다. 또한 표9에서 DMRS-timeDensityId를 통해 시간상 확장된 RS 구조를 지시하는 것이 가능하다. 여기서 maxDMRS-Time는 최대 설정 가능한 DMRS-timeDensityId의 수를 나타낸다. 예를 들어, Front-loaded RS와 Extended/Additional DMRS와 같이 시간상 확장된 RS 구조를 설정하는데 사용될 수 있다. 마지막으로 표9에서 DMRS-frequencyDensityId를 통해 주파수 다른 RS density를 설정할 수 있다. 여기서 maxDMRS-Freqeuncy는 최대 설정 가능한 DMRS-frequencyDensityId의 수를 나타낸다. 예를 들어, DMRS-frequencyDensityId는 RS 오버헤드를 조절하기 위하여 주파수상 낮은 RS density를 설정하는데 사용될 수 있다. 표9에 설정된 필드값의 용어는 다른 용어로 대체 될 수 있음에 주목한다. 상기 용어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 다른 용어를 통해 상기 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 상기와 같은 방법을 통해 DMRS구조가 RRC로 semi-static하게 설정될 수 있으며 단말은 RRC에 설정된 값을 보고 현재 전송된 DMRS의 구조를 파악할 수 있다. 다음으로 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS구조를 dynamic하게 설정하는 방법을 설명한다. 만약 상기에서 RRC에 DMRS 정보를 설정한 방법과 유사한 방법으로 DMRS에 대한 정보가 MAC CE에 설정하면 보다 dynamic하게 DMRS구조에 대한 정보를 설정하는 것이 가능하다. 다음으로 DMRS구조를 dynamic하게 설정하는 가장 간단한 방법은 DCI에 DMRS 구조에 대한 정보를 넣어 전송하는 것이다. 이때 기본적인 동작을 위해서 DMRS 구조를 dynamic하게 운영하기 위한 필드가 적용되지 않는 DCI format이 따로 정의 될 수 있다. DCI를 이용하여 DMRS구조를 설정하게 되면 dynamic하게 DMRS 구조의 변경이 가능해지는 장점이 있다. 반면에 이를 운영하기 위해 DCI 오버헤드가 발생하는 단점이 있다. 따라서 DMRS 구조에 대한 설정이 semi-static시그널링과 dynamic시그널링을 조합한 Hierarchical configuration 구조로 운영될 수도 있다. 구체적으로 표2에서 DMRS-timeDensityId와 DMRS-frequencyDensityId만 RRC로 설정되고 DMRS-PatternId는 MAC CE나 DCI에 설정될 수 있다. 그 이유는 시간 주파수상 채널 변화에 대응하기 위한 DMRS 패턴은 dynamic 시그널링이 필요할 만큼 빨리 변동시킬 필요가 없을 수 있기 때문에 RRC에 설정하고 SU/MU에 대한 DMRS 패턴은 dynamic하게 운영할 필요가 있기 때문에 이를 위한 DMRS 패턴 정보는 MAC CE나 DCI에 설정될 수 있다.

<제2-2실시예>

제2-2실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스 생성 시 증가된 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법을 제안한다. 앞서 설명한 바와 같이 PN 시퀀스 C(n)를 기반으로 DMRS 시퀀스 r(m)를 생성할 때 아래 수학식과 같이 생성되는 시퀀스 길이는 PRB내에 DMRS RE 개수 A와 NR 시스템의 DL 또는 UL를 위해 지원하는 RB수의 최대값

에 의하여 결정 될 수 있다.

[수학식 2f]

하지만 NR 시스템에서는 다양한 DMRS 구조가 지원될 수 있으며, 다양한 DMRS 구조를 고려하여 효과적으로 DMRS 시퀀스를 생성하고 이를 resource에 매핑하는 방법이 필요하다. 또한 NR 시스템에서는 다양한 numerology가 지원될 뿐만 아니라, 400MHz까지의 채널 대역폭을 고려하고 있다. 지원하는 subcarrier spacing을 15/30/60/120/240/480kHz까지 고려하고 채널 대역폭을 5/10/40/80/100/200/400MHz까지 고려한 경우에 최대 서브케리어 수와 PRB수는 아래 표 10과 표 11에 각각 도시한 바와 같다.

[표 10]

Max number of subcarriers (w/ 99% SE) (assuming max 6600 SCs)

[표 11]

Max number of PRBs (w/ 99% SE) (assuming max 6600 SCs)

상기 표 10과 11에서 제시한 서브케리어 수와 RB수는 단지 예시일 뿐이며, NR 표준화 진행에 따라 다른 값이 사용될 수 있다. 표4에 따르면 NR 시스템에서 지원하는 최대 RB수는 지원하는 subcarrier spacing와 채널 대역폭에 따라 상이한 값을 갖게 되며 최대 지원가능 subcarrier 수를 6600으로 가정한 경우에 RB수의 최대값은 550으로 증가 될 수 있다. 반면 동일한 채널 대역폭을 사용하는 경우에도 subcarrier spacing이 증가하면 지원하는 RB수의 최대값은 감소하게 된다. 따라서 다양하게 지원되는 RB수에 따라 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법이 필요하다.

우선 첫번째로, 상기 수학식 2f에서 PRB내에 DMRS RE 개수 A를 결정하는 방법을 설명한다. 구체적으로 NR 시스템에서는 다양한 DMRS 구조가 지원되기 때문에 이를 고려하여 효과적으로 DMRS 시퀀스를 생성하기 위한 방법으로 아래의 대안들을 고려해 볼 수 있다.

● Alt-1: A는 다양한 DMRS 구조 중 다른 DMRS 패턴을 포함하는 가장 RE density가 높은 DMRS 패턴의 DMRS RE개수로 결정된다.

● Alt-2: A는 다양한 DMRS 구조 중 Front-loaded DMRS 패턴의 DMRS RE개수로 결정된다.

상기 대안 중 Alt-1의 경우는 다양한 DMRS 구조 중 다른 DMRS 패턴을 포함하는 가장 RE density가 높은 DMRS 패턴의 DMRS RE개수로 A를 결정하고 DMRS 시퀀스를 생성하며 더 낮은 RE density를 갖는 DMRS 패턴의 경우에는 그 중 일부 시퀀스만 사용하는 방법이다. 보다 구체적으로 도2h와 도2i에서 도2h10, 도2i10, 도2i20, 도2i30를 기준으로 설명하면 상기 Alt-1은 도2i30와 같이 가장 RE density가 높은 DMRS 패턴을 기준으로 DMRS 시퀀스가 생성된다. 그리고 도2h10, 도2i10, 도2i20와 같이 낮은 RE density를 갖는 DMRS 패턴이 사용될 경우에는 생성해 놓은 패턴중 일부만이 resource에 매핑 될 수 있다. 이와 달리 Alt-2의 경우는 다양한 DMRS 구조 중 Front-loaded DMRS 패턴의 DMRS RE개수로 A를 결정하고 DMRS 시퀀스를 생성하며 더 높은 RE density를 갖는 DMRS 패턴의 경우에는 생성된 시퀀스를 재사용하여 확장하는 방법이다. 보다 구체적으로 도2h와 도2i에서 도2h10, 도2i10, 도2i20, 도2i30를 기준으로 설명하면 상기 Alt-2은 도2h10와 같이 가장 Front-loaded DMRS 패턴을 기준으로 DMRS 시퀀스가 생성된다. 그리고 도2i10, 도2i20, 도2i30와 같이 높은 RE density를 갖는 DMRS 패턴이 사용될 경우에는 생성해 놓은 Front-loaded DMRS 패턴에 대한 시퀀스를 반복하여 Additional DMRS를 위한 resource에 매핑 할 수 있다. 또한 Alt-2의 경우에 도2e에 도시한 바와 같이 주파수상 다른 density를 갖는 Unit DMRS패턴이 모두 지원될 경우에 Alt-2는 이중 높은 density를 갖는 Unit DMRS패턴을 기준으로 시퀀스를 생성할 수 있다. 보다 구체적으로 도2e10와 도2e20이 모두 지원될 경우에 Alt-2는 도2e20를 기준으로 시퀀스를 생성하고 만약 도2e10과 같이 낮은 density를 갖는 Unit DMRS패턴이 설정되었을 경우에는 생성된 시퀀스 중 일부를 puncturing하고 나머지만 resource에 매핑 될 수 있다. Alt-1과 비교하여 Alt-2의 경우에는 더 짧은 길이의 DMRS 시퀀스로 운영할 수 있는 장점이 있다.

다음으로, 상기 수학식 2f에서 DL 또는 UL를 위해 지원하는 RB수의 최대값

를 결정하는 방법을 설명한다. 앞서 설명한 바와 같이 NR 시스템에서 지원하는 최대 RB수는 지원하는 subcarrier spacing와 채널 대역폭에 따라 상이한 값을 갖게 되며 최대 지원가능 RB수는 LTE시스템과 비교하여 매우 증가될 수 있다. 따라서 다양하게 지원되는 RB수에 따라 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법이 필요하다. 이때 DMRS 시퀀스 길이를 결정하는 방법으로 아래의 대안들을 고려해 볼 수 있다.

● Alt-1:

는 현재 설정된 subcarrier spacing에서 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정된다.

● Alt-2:

는 NR에서 정의된 모든 subcarrier spacing과 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정된다.

상기 대안 중 Alt-1의 경우는 현재 설정된 subcarrier spacing에서 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정되는 방법이다. 보다 구체적으로 표4에서 현재 설정된 subcarrier spacing이 15kHz일 경우에 최대 지원 대역폭 100MHz를 고려하여 RB수는 550이 될 수 있다. 만약 현재 설정된 subcarrier spacing이 15kHz 일 경우에 최대 지원 대역폭 40MHz를 고려하여 RB수는 220이 될 수 있다. 반면 Alt-2의 경우는 NR에서 정의된 모든 subcarrier spacing에서 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정되는 방법이기 때문에 표4를 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 550가

로 설정될 수 있다. 또한 Alt-2의 경우에는 생성해야 하는 DMRS 시퀀스 길이를 최소화 하기 위해서 모든 지원 subcarrier spacing을 <6GHz와 >6GHz로 구분지어 고려할 수 있다. 구체적으로 <6GHz인 경우에 지원하는 subcarrier spacing을 15/30/60kHz로 한정하여 이때 표4를 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 550가

로 설정될 수 있다. 하지만 6GHz인 경우에 지원하는 subcarrier spacing을 120/240/480kHz로 한정하여 이때 표4를 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 275가

로 설정될 수 있다. 다른 방법으로 Alt-2은 기지국이 지원하는 subcarrier spacing과 채널 대역폭을 만을 고려하여 그 셋 안에서

가 결정될 수도 있다. 예를 들어, 기지국이 지원하는 subcarrier spacing이 15/30/60kHz로 한정되고 지원하는 채널 대역폭이 5/10/40MHz로 한정될 경우에 이 셋 안에서 표4를 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 220가

로 설정될 수 있다. 하지만 상기 대안방법을 고려할 경우 현재 LTE와 비교하여 생성해야 하는 DMRS 시퀀스 길이가 여전히 매우 길어질 수 있다. 따라서 이를 해결하기 위한 방법으로 다음을 고려할 수 있다. 하기 제안 방법은 two-step resource allocation을 활용한 방법이다. 증가된 채널 대역폭으로 인하여 RBG 크기가 증가하는 것을 방지하기 위하여 two-step resource allocation이 사용될 수 있다. 구체적으로 도2j에 도시한 바와 같이 예를 들어, 최대 500RB의 시스템 대역폭이 할당된 경우에 RBG 크기를 4로 유지하기 위한 two-step resource allocation방법은 도2j의 도2j10과 같이 우선 첫번째 step에서 5bit 비트맵을 이용하여 500RB중 100RB의 자원 할당 위치를 설정한다. 그 다음 두번째 step에서 25bit 비트맵을 이용하여 100RB에서 4RB의 할당 위치를 설정할 수 있다. 따라서

를 현재 할당된 최대 대역폭을 기준으로 결정하는 것이 아니라 상기 설명한 two-step resource allocation을 적용하여 반영할 수 있다. 보다 구체적으로 도2j10에서 최대 500RB의 시스템 대역폭이 할당된 경우에

는 500이 되는 것이 아니라 two-step resource allocation 첫번째 step에서 결정된 100RB가

로 결정될 수 있다. two-step resource allocation을 활용한

의 결정 방법은 상기 대안 Alt-1과 Alt-2에 모두 적용될 수 있다.

<제2-3실시예>

제2-3실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다. DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하는 것은 TRP ID를 이용하여 DMRS 시퀀스를 생성함으로써 TRP마다 서로 다른 DMRS 시퀀스를 갖게 된다. 여기서 TRP(Transmission Reception Point)는 Cell이라는 개념으로 활용될 수 있으며, TRP ID는 Cell ID를 나타낼 수 있다. 본 발명의 모든 실시예에서 TRP와 Cell의 용어는 같은 개념으로 활용되어 대체될 수 있다. DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성함으로써 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation을 최대한 randomization할 수 있는 장점이 있다. 반면에 단말이 다른 TRP의 간섭 신호를 효과적으로 제거하기 위해서는 다른 TRP ID와 같은 다른 TRP에 대한 DMRS 정보를 시그널링 받아야 하는 단점이 있다. 본 발명에서는 DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하고 초기화하는 구체적인 방법들을 제안한다. 보다 구체적으로 제2-3실시예는 Cell-ID와 슬롯 넘버, 그리고 Scrambling ID로 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 방법을 제시한다. 첫번째 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다.

[수학식 2g]

상기 수학식에서 n_s는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며, n_SCID는 Scrambling ID를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 Scrambling ID의 값은 0으로 가정된다. NR 시스템에서 n_SCID는 2개 또는 2개 이상의 값을 가질 수 있다. n_SCID는 가짓수 N는 LTE 시스템과 마찬가지로 CoMP 운영에서 두 TRP간의 DMRS sequence scrambling을 고려하여 0 또는 1의 두 가지 값으로 설정될 수 있고, NR 시스템의 경우 보다 다양한 운영환경을 고려하여 i=0,1,…,N으로 2개 이상의 값을 가질 수 있다. 예를 들어 N=4로 확장을 고려할 수 있다. 또한 X는 n_SCID를 구분 짓는 비트수가 되며 X=log₂(N)으로 결정될 수 있다. 또한

는 아래와 같이 결정될 수 있다.

●

if no value for

is provided by higher layers or if DCI format which does not support n_SCID values is used for the DCI associated with the PDSCH transmission

●

otherwise

위에서

의 값은 상위 레이어에 아래 표12와 유사한 방법으로 설정될 수 있다. 표12에서 N_cellID는 cell ID의 수를 나타내며 LTE시스템에서는 504개의 Cell ID로 구성되었지만, NR 시스템에서는 1000개로 확장될 수 있다. 또한 표5에서는 n_SCID가 4개인 경우를 도시한 예이며, 이에 대한 수는 NR시스템의 고려에 따라 2개로 줄어들거나 더 확장될 수도 있다. 수학식 2g에서 Y는 Cell ID를 구분 짓는 비트수가 되며 Cell ID가 1000개인 경우에 Y=10이 될 수 있다.

[표 12]

상기 수학식 2g는 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만, NR 시스템의 경우, subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 보다 구체적으로 subcarrier spacing (SCS)에 따른 슬롯의 길이는 아래 표 13에 도시한 바와 같다.

[표 13]

Slot length depending on subcarrier spacing (SCS)

상기 표 13에서와 같이 subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2h]

상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2g와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 2h에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, 수학식 2g가 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.

● UE is not expected to update c_init less than Xmsec.

여기서 X=1msec가 될 수 있다.

[표 14]

Example of M value for maintaining DMRS sequence initialization over slot length of 1ms

DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 2g의 방법보다 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation을 좀 더 randomization할 수 방법이다. 구체적으로

와

가 각각 X₁= first cell ID와 X₂= second cell ID를 초기화 값으로 생성된 PN 시퀀스라고 가정하고

와

가 각각 X₁+Z 와 X₂+Z를 초기화 값으로 생성된 PN 시퀀스라고 가정한다. 여기서

는 슬롯 넘버라고 가정한다. 이때 time synchronized network를 가정할 경우에

와

의 cross-correlation 특성은

와

의 cross-correlation 특성과 동일하다. 이는

와

가 bad correlation을 갖는 경우에

와

역시 bad correlation를 갖는 것을 의미한다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2i]

상기 수학식에서

부분을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2g와 동일하다. 상기 수학식에서

부분은

로 대체될 수 있다. 상기 수학식에서

를 사용하는 이유는

보다

를 사용하는 것이 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation을 좀 더 randomization할 수 방법이기 때문이다. 보다 구체적으로 M1와 M2를 서로 다른 Cell-ID라고 가정했을 때, M2+1=2(M1+1)이 되는 경우를 고려해 본다. 예를 들어, (0,1), (1,3), (2,5), (3,7),…의 경우에 해당한다. 이러한 경우에

를 사용하여 시퀀스를 초기화 하였을 경우에 수학식 2f에서의 Cell-ID M1에 해당하는 I component와 Cell-ID M2에 해당하는 Q component에 해당하는 cross correlation이 슬롯 넘버에 따라서 변하지 않게 된다. 이러한 경우에

를 사용하여 상기와 같은 문제가 해결될 수 있다. 상기 수학식 2i는 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만, NR 시스템의 경우, subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2j]

상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2i와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 7로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 2j에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, 수학식 2i가 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.

UE is not expected to update c_init less than Xmsec.

여기서 X=1msec가 될 수 있다.

DMRS 시퀀스를 TRP-specific하게 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 2h의 변형된 방법으로 반복된 수학식 2h에서

의 사용을 피하기 위한 방법이다. 이를 위해서 아래 수학식이 사용될 수 있다.

[수학식 2k]

상기 수학식의 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2g와 동일하다. 하지만, NR 시스템의 경우, subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2l]

상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2k와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 7로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 2l에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, 수학식 2k가 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.

● UE is not expected to update c_init less than Xmsec.

여기서 X=1msec가 될 수 있다.

<제2-4실시예>

제2-4실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 Resource-specific하게 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다. DMRS 시퀀스를 Resource-specific하게 생성하는 것은 상기 제2-3실시예와 달리 TRP ID를 이용하여 DMRS 시퀀스를 생성하지 않음으로써 TRP마다 동일한 DMRS 시퀀스를 갖게 된다. 단지 DMRS 시퀀스는 할당된 자원 영역에서 다른 시퀀스를 갖게 된다. 따라서 상기 방법은 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation이 높아지는 단점이 있다. 하지만 단말이 다른 TRP의 간섭 신호를 효과적으로 제거하기 위해서는 다른 TRP ID와 같은 다른 TRP에 대한 일부 DMRS 정보를 시그널링 받지 않아도 되는 장점이 있다. 본 발명에서는 DMRS 시퀀스를 Resource-specific하게 생성하고 초기화하는 구체적 방법들을 제안한다. 보다 구체적으로 제2-3실시예는 슬롯 넘버와 Scrambling ID로 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 방법을 제시한다. 첫번째 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다.

[수학식 2m]

상기 수학식에서 n_s는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며, n_SCID는 Scrambling ID를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 Scrambling ID의 값은 0으로 가정된다. NR 시스템에서 n_SCID는 2개 또는 2개 이상의 값을 가질 수 있다. n_SCID는 가짓수 N는 LTE 시스템과 마찬가지로 CoMP 운영에서 두 TRP간의 DMRS sequence scrambling을 고려하여 0 또는 1의 두 가지 값으로 설정될 수 있고, NR 시스템의 경우 보다 다양한 운영환경을 고려하여 i=0,1,…,N으로 2개 이상의 값을 가질 수 있다. 예를 들어 N=4로 확장을 고려할 수 있다. 또한 X는 n_SCID를 구분 짓는 비트수가 되며 X=log₂(N)으로 결정될 수 있다. 상기 수학식 2m은 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만, NR 시스템의 경우, subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표6에서와 같이 subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2n]

상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2m과 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 7로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 2l에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, 수학식 2m이 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.

● UE is not expected to update c_init less than Xmsec.

여기서 X=1msec가 될 수 있다.

DMRS 시퀀스를 Resource-specific하게 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 2m의 방법보다 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation을 좀 더 randomization할 수 방법이다. 구체적으로

와

가 각각 X₁+Z 와 X₂+Z를 초기화 값으로 생성된 PN 시퀀스라고 가정한다. 여기서 Z는 슬롯 넘버라고 가정한다. 이때 time synchronized network를 가정할 경우에

와

의 cross-correlation 특성은

와

의 cross-correlation 특성과 동일하다. 이는

와

가 bad correlation을 갖는 경우에

와

[수학식 2o]

상기 수학식에서 (2n_SCID+1)부분을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2m과 동일하다. 상기 수학식에서 (2n_SCID+1)부분은 (n_SCID+1)로 대체될 수 있다. 상기 수학식에서 (2n_SCID+1)를 사용하는 이유는 (n_SCID+1)보다 (2n_SCID+1)를 사용하는 것이 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 cross-correlation을 좀 더 randomization할 수 방법이기 때문이다. 보다 구체적으로 M1와 M2를 서로 다른 Scrambling ID라고 가정했을 때, M2+1=2(M1+1)이 되는 경우를 고려해 본다. 예를 들어, (0,1), (1,3), (2,5), (3,7),…의 경우에 해당한다. 이러한 경우에 (n_SCID+1)를 사용하여 시퀀스를 초기화 하였을 경우에 수학식 2f에서의 Cell-ID M1에 해당하는 I component와 Cell-ID M2에 해당하는 Q component에 해당하는 cross correlation이 슬롯 넘버에 따라서 변하지 않게 된다. 이러한 경우에 (2n_SCID+1)를 사용하여 상기와 같은 문제가 해결될 수 있다. 상기 수학식 2o는 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만, NR 시스템의 경우, subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 subcarrier spacing이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식 제안된다.

[수학식 2p]

상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 2o와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 2p에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, 수학식 2o가 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.

● UE is not expected to update c_init less than Xmsec.

여기서 X=1msec가 될 수 있다.

<제2- 5실시예 >

제 2-5 실시예는 현재 3GPP 합의 사항을 바탕으로 한 front-loaded DMRS 패턴을 기반으로 안테나 포트가 매핑 되는 구체적인 방법을 제안한다. 우선 3GPP에서 합의된 front-loaded DMRS 패턴은 아래와 같이 Type1과 Type2로 구분될 수 있으며 이는 상위레이어 시그널링으로 설정 될 수 있다. 안테나 포트가 매핑되는 방법에 따라서 DMRS의 density가 상이할 수 있으며 이는 결국 채널 추정 성능과 연결되기 때문에 각 Type에 따른 최적화된 매핑 방법은 DMRS의 디자인에 매우 중요하다. 전송 슬롯에서 추가적인 DMRS가 전송될 경우에는 아래의 DMRS 패턴과 동일한 패턴이 front-loaded DMRS 뒤에 반복될 수 있다.

l Configuration type1

n One symbol: Comb 2 + 2 CS, up to 4 ports

n Two symbols: Comb 2 + 2 CS + TD-OCC ({1 1} and {1 -1}), up to 8 ports

u Note: It should be possible to schedule up to 4 ports without using both {1,1} and {1,-1}.

l Configuration type2

n One symbol: 2-FD-OCC across adjacent REs in the frequency domain, up to 6 ports

n Two symbols: 2-FD-OCC across adjacent REs in the frequency domain + TD-OCC (both {1,1} and {1,-1}) up to 12 ports

u Note: It should be possible to schedule up to 6 ports without using both {1,1} and {1,-1}.

상기 합의 사항을 바탕으로 아래에 도면 2k와 2l을 통해 안테나 포트의 매핑 방법 따라 달라지는 패턴의 모양을 구체적으로 살펴본다. 아래의 실시예에서 안테나 포트 p는 Type1의 경우에 p=P1~P8로 표현되고, Type2의 경우에 p=P1~P12로 표현되었다. 하지만 포트 번호는 다르게 표시될 수 있음에 주목한다. 예를 들어, Type1의 경우에 p=1000~1007로 표현되고, Type2의 경우에 p=1000~1011로 표현될 수 있다.

우선 Type1의 패턴의 경우 상기 합의 사항과 같이 Comb 2와 2 CS(Cyclic Shift)를 기본구조로 하며 두 심볼 패턴의 경우 TD-OCC ({1 1} and {1 -1})가 적용되어 최대 8개의 orthogonal DMRS 포트를 지원하는 방법이다. 이와 같이 다수의 안테나 포트를 지원하기 위한 방법이 적용되어 아래 수학식과 같이 DMRS는 시간상 위치 l번째 OFDM 심볼과 k번째 서브케리어에 매핑 될 수 있다.

[수학식 2q]

수학식 2q에서 r(m)은 상기 제2-2실시예의 수학식 2f에서 생성된 DMRS 시퀀스를 나타내며

은 두 심볼 패턴에 적용되는 TD-OCC의 적용을 나타내며,

는 2 CS가 적용되기 위한 phase를 나타낸다. 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 달라지는 상기 값들은 아래 표에 구체적으로 제시된다.

구체적으로 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type1의 가능한 패턴의 모양을 도2k에 도시하였다. 도 2k10과 2k20은 Type1이 하나의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 도 2k10은 DMRS 포트 P1/P3과 P2/P4가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2k20은 DMRS 포트 P1/P2과 P3/P4가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 도 2k10과 2k20에서 같은 Comb내에서는 2 CS를 이용하여 두 개의 포트까지 구분할 수 있다. 구체적으로 도 2k10의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 6 REs are used <= 1 layer transmission

l 12 REs are used > 1 layer transmission

이와 달리, 도 2k20의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 6 REs are used <= 2 layer transmission

l 12 REs are used > 2 layer transmission

따라서 도 2k10과 2k20은 전송되는 DMRS 포트수에 따라 서로 다른 DMRS density를 가질 수 있다. 다음으로 도 2k30~2k70은 Type1이 두개의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 도 2k30은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P7과 P2/P4/P6/P8가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2k40은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P6과 P2/P4/P7/P8가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 또한 도 2k50은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P7과 P3/P4/P6/P8가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2k60은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P6과 P3/P4/P7/P8가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 마지막으로 도 2k70은 DMRS 포트 P1/P2/P3/P4과 P5/P6/P7/P8가 Comb 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 도 2k30~2k70에서 같은 Comb내에서는 2 CS와 TD-OCC를 이용하여 네 개의 포트까지 구분할 수 있다. 구체적으로 도 2k30과 2k40의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 12 REs are used <= 1 layer transmission

l 24 REs are used > 1 layer transmission

이와 달리, 도 2k50과 2k60의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 12 REs are used <= 2 layer transmission

l 24 REs are used > 2 layer transmission

이와 달리, 도 2k70의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 12 REs are used <= 4 layer transmission

l 24 REs are used > 4 layer transmission

상기 설명한 Type1에 대한 안테나 포트가 매핑 방법에 따르면 이에 따른 DMRS density가 달라지게 되며 최적화된 매핑 방법에 따라서 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 서로 다른 매핑 패턴이 사용될 수 있음을 알 수 있다.

보다 구체적으로 하기에는 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 어떠한 안테나 포트 매핑 방법을 사용하느냐에 따라서 상기 수학식12에서 달라지는 파라미터에 대한 구체적인 설정 방법을 제시한다. 우선 도2k에 제시한 안테나 포트 매핑 방법에 따라 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴의 가능한 설정 방법을 아래와 같이 10가지 경우로 구분하고 이에 대한 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정을 테이블을 통해 제시한다.

l Case1: One symbol 도2k10 and Two symbol 도2k30

l Case2: One symbol 도2k10 and Two symbol 도2k40

l Case3: One symbol 도2k10 and Two symbol 도2k50

l Case4: One symbol 도2k10 and Two symbol 도2k60

l Case5: One symbol 도2k10 and Two symbol 도2k70

l Case6: One symbol 도2k20 and Two symbol 도2k30

l Case7: One symbol 도2k20 and Two symbol 도2k40

l Case8: One symbol 도2k20 and Two symbol 도2k50

l Case9: One symbol 도2k20 and Two symbol 도2k60

l Case10: One symbol 도2k20 and Two symbol 도2k70

또한 두 심볼 패턴의 경우 같은 아래와 같이 Comb내에서 안테나 포트에 2 CS와 TD-OCC가 적용되는 우선순위에 따라 추가적인 경우를 고려할 수 있다.

l Alt-1: 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용

l Alt-2: 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용

아래 표15-1과 표15-2에 상기 Case1에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표15-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 15-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case1-1)

다음으로 표15-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표15-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 15-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case1-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표16-1과 표16-2에 상기 Case2에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표16-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 16-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case2-1)

다음으로 표16-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표16-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 16-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case2-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표17-1과 표17-2에 상기 Case3에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표17-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 17-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case3-1)

다음으로 표17-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표17-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 17-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case3-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표18-1과 표18-2에 상기 Case4에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표18-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 18-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case4-1)

다음으로 표18-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표18-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 18-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case4-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표19-1과 표19-2에 상기 Case5에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표19-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 19-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case5-1)

다음으로 표19-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표19-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 19-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case5-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표20-1과 표20-2에 상기 Case6에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표20-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 20-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case6-1)

다음으로 표20-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표20-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 20-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case6-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표21-1과 표21-2에 상기 Case7에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표21-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 21-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case7-1)

다음으로 표21-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표21-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 21-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case7-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표22-1과 표22-2에 상기 Case8에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표22-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 22-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case8-1)

다음으로 표22-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표22-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 22-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case8-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표23-1과 표23-2에 상기 Case9에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표23-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 23-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case9-1)

다음으로 표23-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표23-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 23-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case9-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

아래 표24-1과 표24-2에 상기 Case10에 따른 상기 수학식12에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표24-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 24-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case10-1)

다음으로 표24-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 2 CS 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표24-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 24-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 1 (Case10-2)

(*) Scheduled up to 4 ports in two symbols

상기 표15-24에 제시된 파라미터는 수학식 2q에 대응되는 파라미터값을 명시한 것이며, 만약 다른 표현으로 동일한 효과를 나타낼 수 있을 경우에 수식적 표현 및 일부 값은 다르게 표현될 수 있음에 주목한다.

다음으로 Type2의 패턴의 경우 상기 합의 사항과 같이 주파수상 인접한 2 RE에서 FD-OCC를 기본구조로 하며 두 심볼 패턴의 경우 TD-OCC ({1 1} and {1 -1})가 적용되어 최대 12개의 orthogonal DMRS 포트를 지원하는 방법이다. 이와 같이 다수의 안테나 포트를 지원하기 위한 방법이 적용되어 아래 수학식과 같이 DMRS는 시간상 위치 l번째 OFDM 심볼과 k번째 서브케리어에 매핑 될 수 있다.

[수학식 2r]

수학식 2r에서 r(m)은 상기 제2-2실시예의 수학식 2f에서 생성된 DMRS 시퀀스를 나타내며

은 두 심볼 패턴에 적용되는 TD-OCC의 적용을 나타내며,

는 인접한 주파수상 RE에서 2-FD-OCC의 적용을 나타낸다. 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 달라지는 상기 값들은 아래 표에 구체적으로 제시된다.

구체적으로 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type2의 가능한 패턴의 모양을 도2l에 도시하였다. 도 2l10과 2l20은 Type2가 하나의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 도 2l10은 DMRS 포트 P1/P2와 P3/P4와 P5/P6가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2l20은 DMRS 포트 P1/P4와 P2/P5와 P3/P6가 FDM로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 도 2l10과 2l20에서 주파수상 인접한 두 RE에 매핑 되어 있는 두개의 포트는 FD-OCC를 이용하여 구분할 수 있다. 구체적으로 도 2l10의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 4 REs are used <= 2 layer transmission

l 8 REs are used > 2 and <= 4 layer transmission

l 12 REs are used > 4 layer transmission

이와 달리, 도 2l20의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 4 REs are used 1 layer transmission

l 8 REs are used 2 layer transmission

l 12 REs are used > 2 layer transmission

따라서 도 2l10과 2l20은 전송되는 DMRS 포트수에 따라 서로 다른 DMRS density를 가질 수 있다. 다음으로 도 2l30~2l70은 Type2가 두개의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 도 2l30은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P7과 P2/P4/P6/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2l40은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P6과 P2/P4/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 또한 도 2l50은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P7과 P3/P4/P6/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며, 도 2l60은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P6과 P3/P4/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 마지막으로 도 2l70은 DMRS 포트 P1/P2/P3/P4과 P5/P6/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한다. 도 2l30~2l70에서 주파수상 인접한 두 RE에 매핑 되어 있는 포트들은 FD-OCC와 TD-OCC를 이용하여 네 개의 포트까지 구분할 수 있다. 구체적으로 도 2l30과 2l40의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 8 REs are used <= 2 layer transmission

l 12 REs are used > 2 and <= 4 layer transmission

l 24 REs are used > 4 layer transmission

이와 달리, 도 2l50과 2l60의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 8 REs are used 1 layer transmission

l 12 REs are used 2 layer transmission

l 24 REs are used > 2 layer transmission

이와 달리, 도 2l70의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS density를 갖게 된다.

l 8 REs are used <= 4 layer transmission

l 12 REs are used > 4 and <= 8 layer transmission

l 24 REs are used > 8 layer transmission

상기 설명한 Type2에 대한 안테나 포트가 매핑 방법에 따르면 이에 따른 DMRS density가 달라지게 되며 최적화된 매핑 방법에 따라서 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 서로 다른 매핑 패턴이 사용될 수 있음을 알 수 있다.

보다 구체적으로 하기에는 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 어떠한 안테나 포트 매핑 방법을 사용하느냐에 따라서 상기 수학식13에서 달라지는 파라미터에 대한 구체적인 설정 방법을 제시한다. 우선 도2l에 제시한 안테나 포트 매핑 방법에 따라 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴의 가능한 설정 방법을 아래와 같이 10가지 경우로 구분하고 이에 대한 상기 수학식13에 대한 파라미터 설정을 테이블을 통해 제시한다.

l Case1: One symbol 도2l10 and Two symbol 도2l30

l Case2: One symbol 도2l10 and Two symbol 도2l40

l Case3: One symbol 도2l10 and Two symbol 도2l50

l Case4: One symbol 도2l10 and Two symbol 도2l60

l Case5: One symbol 도2l10 and Two symbol 도2l70

l Case6: One symbol 도2l20 and Two symbol 도2l30

l Case7: One symbol 도2l20 and Two symbol 도2l40

l Case8: One symbol 도2l20 and Two symbol 도2l50

l Case9: One symbol 도2l20 and Two symbol 도2l60

l Case10: One symbol 도2l20 and Two symbol 도2l70

또한 두 심볼 패턴의 경우 같은 아래와 같이 주파수상 인접한 두 RE내에서 안테나 포트에 FD-OCC와 TD-OCC가 적용되는 우선순위에 따라 추가적인 경우를 고려할 수 있다.

l Alt-1: 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용

l Alt-2: 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용

아래 표25-1과 표25-2에 상기 Case1에 따른 상기 수학식13에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표25-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 25 -1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case1-1)

다음으로 표25-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표25-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 25-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case1-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표26-1과 표26-2에 상기 Case2에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표26-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 26-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case2-1)

다음으로 표26-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표26-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 26-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case2-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표27-1과 표27-2에 상기 Case3에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표27-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 27-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case3-1)

다음으로 표27-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표27-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 27-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case3-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표28-1과 표28-2에 상기 Case4에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표28-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다

[표 28-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case4-1)

다음으로 표28-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표28-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 28-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case4-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표29-1과 표29-2에 상기 Case5에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표29-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다

[표 29-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case5-1)

다음으로 표29-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표29-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 29-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case5-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표30-1과 표30-2에 상기 Case6에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표30-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 30-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case6-1)

다음으로 표30-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표30-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 30-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case6-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표31-1과 표31-2에 상기 Case7에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표31-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 31-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case7-1)

다음으로 표31-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표31-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 31-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case7-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표32-1과 표32-2에 상기 Case8에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표32-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 32-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case8-1)

다음으로 표32-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표32-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 32-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case8-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표33-1과 표33-2에 상기 Case9에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표33-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 33-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case9-1)

다음으로 표33-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표33-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 33-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case9-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

아래 표34-1과 표34-2에 상기 Case10에 따른 상기 수학식2r에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표34-1는 두 심볼 패턴에서 FD-OCC를 우선 적용하고 TD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.

[표 34-1] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case10-1)

다음으로 표34-2는 두 심볼 패턴에서 TD-OCC를 우선 적용하고 FD-OCC 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표34-2에서 Two symbol(*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우에 사용되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-OCC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.

[표 34-2] Parameters for PDSCH DM-RS type 2 (Case10-2)

(*) Scheduled up to 6 ports in two symbols

상기 표25-34에 제시된 파라미터는 수학식 2r에 대응되는 파라미터값을 명시한 것이며, 만약 다른 표현으로 동일한 효과를 나타낼 수 있을 경우에 수식적 표현 및 일부 값은 다르게 표현될 수 있음에 주목한다.

<제2-6실시예>

제 2-6 실시예는 상기 제 2-5 실시예에서 설명한 DMRS 패턴을 기반으로 DMRS에 대한 power boosting 방법을 제안한다. DMRS 패턴에 따라서 DMRS에 대한 power boosting 방법이 달라질 수 있음에 주목한다. 도2k에서 도시한 바와 같이 Type1 DMRS 패턴의 경우에는 Comb 2와 2CS가 사용되며 데이터 전송 레이어 수가 2 보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 파워를 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다.

도 2m은 Type1 DMRS 패턴에 대한 DMRS 전송을 설명하기 위한 도면이다.

구체적으로, 도2m10에 도시한 바와 같이 도2k10에 대한 예를 들어보면 데이터 전송 레이어 수가 4인 경우에 DMRS가 전송되는 RE에서는 DMRS가 두 포트만 전송되기 때문에 DMRS의 파워를 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 이는 도2k에서 도시한 모든 패턴의 경우에 적용된다. 이와 같이 Type1 DMRS 패턴의 경우에는 DMRS에 대한 power boosting 을 아래와 같이 PDSCH (데이터)와 UE-specific RS(DMRS)의 EPRE의 비율로 제시하는 것이 가능하다.

l For DMRS configuration type1, if UE-specific RSs are present in the PRBs upon which the corresponding PDSCH is mapped, the UE may assume the ratio of PDSCH EPRE to UE-specific RS EPRE within each OFDM symbol containing UE-specific RS is

n 0 dB for number of transmission layers less than or equal to two

n and -3 dB otherwise

이와 달리, 도2l에서 도시한 바와 같이 Type2 DMRS 패턴의 경우에는 주파수상 인접한 두개의 RE에 OCC가 적용되며 전송 레이어 수가 2 보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 파워를 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 또한 데이터 전송 레이어 수가 4 보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 파워를 3배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 구체적으로, 도2m20에 도시한 바와 같이 도2l10에 대한 예를 들어보면 데이터 전송 레이어 수가 6인 경우에 DMRS가 전송되는 RE에서는 DMRS가 두 포트만 전송되기 때문에 DMRS의 파워를 3배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 이는 도2l에서 도시한 모든 패턴의 경우에 적용된다. 이와 같이 Type2 DMRS 패턴의 경우에는 DMRS에 대한 power boosting 을 아래와 같이 PDSCH (데이터)와 UE-specific RS(DMRS)의 EPRE의 비율로 제시하는 것이 가능하다.

l For DMRS configuration type2, if UE-specific RSs are present in the PRBs upon which the corresponding PDSCH is mapped, The UE may assume the ratio of PDSCH EPRE to UE-specific RS EPRE within each OFDM symbol containing UE-specific RS is

n 0 dB for number of transmission layers less than or equal to two

n -3 dB for number of transmission layers larger than 2 and less than or equal to four

n and -4.77 dB otherwise.

<제2-7실시예>

제 2-7 실시예는 상기 제 2-5 실시예에서 설명한 DMRS 패턴을 기반으로 DMRS 정보에 대한 시그널링 방법을 제안한다. DMRS 패턴에 따라서 DMRS에 대한 시그널링 방법이 달라질 수 있음에 주목한다. DMRS에 대한 시그널링 정보는 다음을 포함할 수 있다.

l Number of layers & port number

l SCID (Scrambling ID)

l One symbol and two symbol indicator

위에서 layer 수 및 포트 번호는 SU/MU dynamic switching 및 MU 동작을 위해서 필요한 정보이다. 상기 제 2-5실시예에서 설명한 바와 같이 Type1 DMRS 패턴은 한 심볼에서 4개의 포트까지 두 심볼에서 8개의 포트까지 지원하는 방법이고 Type2 DMRS 패턴은 한 심볼에서 6개의 포트까지 두 심볼에서 12개의 포트까지 지원하는 방법이다. 따라서 Type1과 Tape2 DMRS 패턴은 지원하는 총 orthogonal DMRS 레이어 수 및 포트 번호가 달라지게 된다. 또한 SCID는 CoMP동작을 위해서 사용될 수 있는 파라미터로서 SCID가 virtual cell ID로 기능하여 인접셀로부터 DMRS를 구분하는 역할을 할 수 있다. LTE 시스템에서는 1bit의 SCID가 사용되었지만 NR 시스템에서는 SCID 비트수가 증가 될 수 있다. 마지막으로 one symbol/two symbol indicator는 DMRS 패턴이 한심볼 혹은 두 심볼로 구성되고 낮은 레이어 전송시에도 두 심볼을 구성할 수 있기 때문에 기지국은 이에 대한 정보를 하나의 비트를 이용하여 단말로 시그널링 해야한다. 상기 정보 중 number of layer & port number 및 SCID는 dynamic switching이 필요한 정보이기 때문에 DCI를 통해 dynamic 시그널링을 하여야 한다. 하지만 one symbol/two symbol indicator는 상위레이어로 설정되거나 DCI를 통해 dynamic 시그널링 될 수 있다. one symbol/two symbol indicator가 상위레이어로 설정될 경우 DMRS의 한 심볼 또는 두 심볼로의 운영에 제한이 있을 수 있다.

아래에는 상기 DMRS 정보 중 number of layer & port number에 대한 시그널링 방법에 초점을 맞추어 Type1과 Type2에 따라 달라지는 점을 설명하도록 한다. 보다 구체적으로 아래 실시예에서 Type1과 Type2에 대하여 number of layer & port number에 대한 정보를 시그널링 하기 위하여 다음과 같은 비트수가 사용된다.

l Type1: Number of layers & port number - 4bits

l Type2: Number of layers & port number - 5bits

이때, Type1과 Type2의 설정에 따라서 한 비트의 정보량의 차이가 발생하기 때문에 상위 레이어로 DMRS 패턴 설정이 Type1또는 Type2로 설정되느냐에 따라서 DCI의 총 비트수가 달라질 수 있다. 또는 이와 달리 zero padding을 하여 Type1또는 Type2의 총 DCI 비트수를 큰 쪽에 맞추어 설정하는 것도 가능하다. 구체적으로 앞서 설명한 바와 같이 Type1 DMRS 패턴은 한 심볼에서 4개의 포트까지 두 심볼에서 8개의 포트까지 지원하는 방법으로 표35에서는 Type1 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIMO를 8 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시한다.

[표 35] Type1, 8 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 2

이와 달리 표36에서는 Type1 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIMO를 8 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시한다.

[표 36] Type1, 8 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 4

또한 앞서 설명한 바와 같이 Type2 DMRS 패턴은 한 심볼에서 6개의 포트까지 두 심볼에서 12개의 포트까지 지원하는 방법으로 표37에서는 Type2 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIMO를 12 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시한다. 이 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 1인 경우가 12가지로 표시되며, UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 2인 경우가 6가지로 표시된다.

[표 37] Type2, 12 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 2

이와 달리 표38에서는 Type2 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIMO를 12 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시한다. 이 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 1인 경우가 12가지로 표시되며, UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 2인 경우가 6가지로 표시되며, UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 3인 경우가 4가지로 표시되며, UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 4인 경우가 3가지로 표시된다.

[표 38] Type2, 12 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 4

상기 표37과 표38는 두개의 열을 이용하여 1 codeword (CW) 전송과 2CW전송을 구분하여 도시하였으나 하기 표39과 표40는에서와 같이 하나의 열만을 이용하여 안테나 포트와 전송레이어 수에 대한 정보를 시그널링하는 것도 가능하다. 표39과 표40에서 2CW로 전송되는 경우는 따로 표시를 하였으며 표시가 되지 않은 경우는 1CW로 전송되는 것을 가정한다. 구체적으로 표39는 표30가 변형된 형태로 한 열을 이용하여 MU-MIMO를 12 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시하며, 표40는 표31가 변형된 형태로 한 열을 이용하여 MU-MIMO를 12 orthogonal port를 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS table 디자인 방법을 도시한다. 표39와 표40에 제안된 시그널링 방법은 표30과 표31에서 2CW에 대한 사용되지 않는 많은 reserved index를 방지하기 위한 방법으로 고려될 수 있다.

[표 39] Type2, 12 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 2

[표 40] Type2, 12 orthogonal DMRS ports and Max # of MU layers per UE is 2

<제2-8실시예>

제 2-8 실시예는 상기 제 2-5/2-6/2-7 실시예에서 제안한 방법을 기반으로 DMRS 패턴 Type1과 Type2에 대한 기지국과 단말의 동작을 종합적으로 설명하도록 한다. 본 동작의 설명을 도 2n에 도시하였다. 우선 첫번째 단계로 기지국은 DMRS 패턴 Type1과 Type2에 대한 정보를 상위레이어로 설정한다. 다음으로 2n10단계에서 DMRS 패턴이 Type1로 설정되었으면 2n20단계에서 단계로 이동하여 제 2-7실시예에서 설명한 바와 같이 Type1에 대한 number of layers&port number 정보를 시그널링 할 수 있다. 역시 제 2-6실시예에서 설명한 바와 같이 layer수에 따라 DMRS power boosting을 다르게 설정할 수 있다. 다음으로 2n21단계로 이동하여 DMRS가 한심볼 패턴으로 설정되어 있으면 2n22단계로 이동하여 제2-5실시예에서 설명한 바와 같이 한심볼에 대한 DMRS 파라미터를 구성한다. 만약 두 심볼 패턴으로 설정되어 있으면 2n23단계로 이동하여 제2-5실시예에서 설명한 바와 같이 한심볼에 대한 DMRS 파라미터를 구성한다. 이후 2n24단계에서와 같이 단말은 DMRS에 대해서 설정된 정보를 확인하고 2n40단계로 이동하여 채널 추정을 수행한다. 2n10단계에서 DMRS 패턴이 Type2로 설정되었을 경우 상기 Type1으로 설정되었을 때의 동작과 동일한 동작이 수행될 수 있다. 본 발명의 제 2-5실시예에서 제안한 바와 같이 DMRS 포트 매핑에 따라서 DMRS density가 달라질 수 있으며 DMRS type에 따라 하나 또는 두개의 심볼로 구성된 DMRS가 서로 다른 안테나 포트 매핑 방법을 사용할 수 있다. 구체적으로 Type1의 경우 2n22단계와 2n23단계에서의 파라미터 구성이 달라 질 수 있다. Type2의 경우 2n32단계와 2n33단계에서의 파라미터 구성이 달라 질 수 있다. 보다 구체적으로 DMRS의 오버헤드와 채널 추정 성능을 고려하여 Type1 패턴의 경우에 하나의 심볼로 구성될 경우 도2k10의 패턴이 선호될 수 있다. 또한 Type1패턴의 경우에 두개의 심볼로 구성될 경우 도2k50이나 도2k60의 패턴이 선호될 수 있다. 이러한 경우에 Type1의 경우 실시예 2-5에서 설명한 바와 같이 2n22단계와 2n23단계에서의 파라미터 구성이 달라 질 수 있다. 이와 달리, DMRS의 오버헤드와 채널 추정 성능을 고려하여 Type2 패턴의 경우에 하나의 심볼로 구성될 경우 도2l10의 패턴이 선호될 수 있다. 또한 Type2패턴의 경우에 두개의 심볼로 구성될 경우 도2l30이나 도2l40의 패턴이 선호될 수 있다. 이러한 경우에 Type2의 경우 실시예 2-5에서 설명한 바와 같이 2n32단계와 2n33단계에서의 파라미터 구성이 동일 할 수 있다.

본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도2o과 도2p에 도시되어 있다. 상기 제2-1실시예부터 제2-8실시예까지 DMRS 구조를 구성하고 기지국이 DMRS 시퀀스를 생성하는 방법 및 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.

구체적으로 도 2o은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도2o에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1800), 단말기 송신부(1804), 단말기 처리부(1802)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1800)와 단말이 송신부(1804)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1802)로 출력하고, 단말기 처리부(1802)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1802)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 수신부(1800)에서 기지국으로부터 기준신호를 수신하고, 단말 처리부(1802)는 기준신호의 적용 방법을 해석하도록 제어할 수 있다. 또한, 단말 송신부(1804)에서도 기준신호를 송신할 수 있다.

도 2p는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 2p에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1901), 기지국 송신부(1905), 기지국 처리부(1903)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1901)와 기지국 송신부(1905)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1903)로 출력하고, 단말기 처리부(1903)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1903)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 처리부(1903)는 기준신호의 구조를 결정하고, 단말에게 전달할 기준신호의 configuration 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 또한 이를 기반으로 DMRS 시퀀스를 생성할 수 있다. 이후, 기지국 송신부(1905)에서 상기 기준신호와 configuration 정보를 단말에게 전달하고, 기지국 수신부(1901)는 역시 기준신호를 수신할 수 있다.

<제3 실시예>

<제3-1 실시예>

이하, 본 개시는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다중 반송파(multi-carrier)를 이용하는 다중 접속 방식(multiple access scheme)을 적용한 무선 이동 통신 시스템에서 단말이 무선 채널 상태(channel quality)를 측정하고, 측정 결과를 기지국에 통보하기 위한 채널 상태 정보의 송수신 방법에 관한 것이다.

이하, 본 개시의 실시예들을 구체적으로 설명함에 있어서, OFDM 기반 무선통신 시스템, 특히 3GPP EUTRA 표준을 주된 대상으로 할 것이지만, 본 개시의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하다.

도 3a는 본 개시의 실시 예가 적용되는 FD-MIMO 시스템을 도시하는 도면이다. LTE-A Pro에서 도입된 FD-MIMO 시스템은 기존 LTE/LTE-A MIMO 기술이 진화되어 8개 이상 다수의 송신안테나가 이용될 수 있다. 도 3a에서 3a-00의 기지국 송신 장비는 8 개 이상의 송신안테나로 무선 신호를 전송한다. 복수개의 송신안테나들은 일례로 3a-01과 같이 서로 최소거리를 유지하도록 배치될 수 있다. 상기 최소거리의 한 예로는 송신되는 무선신호의 파장길이의 절반이다. 일반적으로 송신안테나 사이에 무선신호의 파장길이의 절반이 되는 거리가 유지되는 경우 각 송신안테나에서 전송되는 신호는 서로 상관도가 낮은 무선채널의 영향을 받게 된다. 전송하는 무선신호의 대역이 2GHz일 경우 이 거리는 7.5cm가 되며 대역이 2GHz보다 높아지면 이 거리는 더 짧아진다.

도 3a에서 3a-00의 기지국 송신 장비에 배치된 8 개 이상의 송신안테나들은 한 개 또는 복수 개의 단말로 3a-02와 같이 신호를 전송하는데 활용된다. 복수의 송신안테나에는 적절한 프리코딩(precoding)이 적용되어 복수의 단말들에게로 동시에 신호를 송신하도록 한다. 이때 한 개의 단말은 1개 또는 그 이상의 information stream을 수신할 수 있다. 일반적으로 한 개의 단말이 수신할 수 있는 information stream의 개수는 단말이 보유하고 있는 수신안테나 수와 채널상황에 따라 결정된다.

도 3b는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 서브프레임(subframe) 및 1 자원 블록(Resource Block; RB)에 해당하는 무선자원을 도시하는 도면이다. 도 3b에 도시된 무선자원은 시간축 상에서 한 개의 서브프레임(subframe)으로 이루어지며 주파수축 상에서 한 개의 자원 블록(Resource Block, RB)으로 이루어진다. 이와 같은 무선자원은 주파수 영역에서 12개의 부반송파(subcarrier)로 이루어지며 시간영역에서 14개의 OFDM 심볼로 이루어져서 총 168개의 고유 주파수 및 시간 위치 갖도록 한다. LTE/LTE-A에서는 상기 도 3b의 각각의 고유 주파수 및 시간 위치를 자원 요소 (resource element, RE)라 한다.

상기 도 3b에 도시된 무선자원에서는 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.

2. DMRS (Demodulation Reference Signal): 특정 단말을 위하여 전송되는 기준신호이며 해당 단말에게 데이터를 전송할 경우에만 전송된다. DMRS는 총 8개의 DMRS port들로 이루어질 수 있다. LTE/LTE-A에서는 port 7에서 port 14까지가 DMRS port에 해당하며 각 port들은 CDM또는 FDM을 이용하여 서로 간섭을 발생시키지 않도록 orthogonality를 유지한다.

3. PDSCH (Physical Downlink Shared Channel): 하향링크로 전송되는 데이터 채널로 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위하여 이용하며 상기 도 2의 data region에서 기준신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 전송된다.

4. CSI-RS (Channel Status Information Reference Signal): 한 개의 cell에 속한 단말들을 위하여 전송되는 기준신호로, 채널상태를 측정하는데 이용된다. 한 개의 cell에는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있다. LTE/LTE-A 시스템에서 한 개의 CSI-RS는 한 개, 두 개, 네 개, 또는 여덟 개의 안테나 포트에 대응될 수 있다. LTE-A Pro 시스템에서 한 개의 CSI-RS는 한 개, 두 개, 네 개, 여덟 개, 열두 개, 또는 열여섯 개의 안테나 포트에 대응될 수 있으며 향후 최대 삼십이 개의 안테나 포트까지 확장될 수 있다.

5. 기타 제어채널 (PHICH, PCFICH, PDCCH): 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 송신에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK 전송하는데 사용된다.

상기 신호 외에 LTE-A/LTE-A Pro 시스템에서는 다른 기지국의 전송하는 CSI-RS가 해당 셀의 단말들에게 간섭없이 수신될 수 있도록 뮤팅(muting)을 설정할 수 있다. 상기 muting은 CSI-RS가 전송될 수 있는 위치에서 적용될 수 있으며 일반적으로 단말은 해당 무선 자원을 건너뛰어 트래픽 신호를 수신한다. LTE-A/LTE-A Pro 시스템에서 muting은 또 다른 용어로 0 전력 CSI-RS(zero-power CSI-RS)라고 불리기도 한다. Muting의 특성상 Muting이 CSI-RS의 위치에 동일하게 적용되며 전송전력이 송신되지 않기 때문이다.

도 3b에서 CSI-RS는 CSI-RS를 전송하는 안테나들 수에 따라 A, B, C, D, E, E, F, G, H, I, J로 표시된 위치의 일부를 이용하여 전송될 수 있다. 또한 muting도 A, B, C, D, E, E, F, G, H, I, J로 표시된 위치의 일부에 적용될 수 있다. 특히 CSI-RS는 전송하는 안테나포트 수에 따라서 2개, 4개, 8개의 RE로 전송될 수 있다. 안테나포트 수가 2개일 경우 상기 도 3b에서 특정 패턴의 절반에 CSI-RS가 전송되며 안테나포트 수가 4개일 경우 특정 패턴의 전체에 CSI-RS가 전송되고 안테나포트수가 8개일 경우 두 개의 패턴을 이용하여 CSI-RS가 전송된다. 반면 muting의 경우 언제나 한 개의 패턴 단위로 이루어진다. 즉, muting은 복수개의 패턴에 적용될 수는 있지만 CSI-RS와 위치가 겹치지 않는 경우 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수는 없다. 단, CSI-RS의 위치와 muting의 위치가 겹칠 경우에 한해서 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수 있다.

상기 설명한 바와 같이 LTE/LTE-A에서는 하나의 CSI-RS 자원에 두 개, 네 개, 또는 여덟 개의 안테나포트가 설정될 수 있다. 두 개의 안테나포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우 시간 축에서 연결된 두 개의 RE에서 각 안테나포트의 신호가 전송되며 각 안테나포트의 신호는 직교코드로 구분된다. 또한 네 개의 안테나포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우 두 개의 안테나포트를 위한 CSI-RS에 추가로 두 개의 RE를 더 이용하여 동일한 방법으로 나머지 두 개의 안테나포트에 대한 신호가 전송된다. 8개의 안테나포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우도 마찬가지이다.

기지국은 채널 추정 정확도를 향상시키기 위하여 CSI-RS의 전송파워를 부스팅할 수 있다. 네 개 또는 여덟 개 안테나포트(antenna port, AP) CSI-RS가 전송될 경우 특정 CSI-RS 포트는 정해진 위치의 CSI-RS RE에서만 전송되며 같은 OFDM symbol 내 다른 OFDM symbol에서는 전송되지 않는다. 도 3c는 기지국이 8개 CSI-RS를 전송하는 경우의 n 번째 그리고 n+1 번째 PRB에 대한 CSI-RS RE mapping 예시를 도시하는 도면이다. 도 3c에서와 같이 15번 또는 16번 AP를 위한 CSI-RS RE 위치가 도 3c의 체크 패턴과 같을 경우 빗금 패턴으로 표시되는 나머지 17~22번 AP를 위한 CSI-RS RE에는 15번 또는 16번 AP의 전송전력이 사용되지 않는다. 따라서 도 3c에 표시된 바와 같이 15번 또는 16번 AP는 3, 8, 9번째 subcarrier에 사용될 전송전력을 2번 subcarrier에서 사용할 수 있다. 이와 같은 자연스러운 power boosting은 2번 subcarrier를 통하여 전송되는 15번 CSI-RS port의 전력이 data RE에서 사용되는 15번 AP의 전송전력 대비 최대 6dB까지 높게 설정되는 것이 가능하게 한다. 현재의 2/4/8 port CSI-RS pattern들은 각각 0/2/6 dB의 natural power boosting이 가능하며 각각의 AP들은 이를 통하여 사용 가능한 모든 파워를 이용(full power utilization)하여 CSI-RS를 전송하는 것이 가능하다.

또한, 단말은 CSI-RS와 함께 CSI-IM (혹은 IMR, interference measurement resources)을 할당 받을 수 있는데 CSI-IM의 자원은 4port를 지원하는 CSI-RS와 동일한 자원 구조와 위치를 가진다. CSI-IM은 하나 이상의 기지국을부터 데이터 수신을 하는 단말이 인접한 기지국으로부터 간섭을 정확하게 측정하기 위한 자원이다. 가령, 인접 기지국이 데이터를 전송할 때의 간섭의 양과 전송하지 않을 때의 간섭의 양을 측정하고 싶은 경우 기지국은 CSI-RS와 두 개의 CSI-IM 자원을 구성하고 하나의 CSI-IM은 인접 기지국이 항상 신호를 전송하도록 하고 다른 하나의 CSI-IM은 인접 기지국이 항상 신호를 전송하지 않도록 하여 인접 기지국의 간섭 양을 효과적으로 측정할 수 있다.

LTE-A/LTE-A Pro 시스템에서 기지국은 상위 레이어 시그날링을 통하여 CSI-RS 자원 설정 정보 (CSI-RS resource configuration) 를 단말에 통보할 수 있다. 상기 CSI-RS resource configuration은 CSI-RS 설정 정보의 index, CSI-RS가 포함하는 port 수, CSI-RS의 전송 주기, 전송 오프셋, CSI-RS 설정 정보 (CSI-RS configuration), CSI-RS 스크램블링 ID, QCL 정보 등을 포함한다. 구체적으로 단말은 CSI-RS configuration과 CSI-RS가 포함하는 port 수 정보를 조합하여 어떤 RE들에서 CSI-RS가 전송되는 지 판단할 수 있다.

LTE-A/LTE-A Pro 시스템에서 기지국은 하향링크 채널 상태를 측정하기 위하여 기준신호 (reference signal)를 단말로 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 기지국과 자신 사이의 채널 상태를 측정한다. 상기 채널 상태는 기본적으로 몇 가지 요소가 고려되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함된다. 상기 하향링크에서의 간섭량은 인접 기지국에 속한 안테나 의하여 발생되는 간섭신호 및 열잡음 등이 포함되며, 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하다. 한 예로 송신안테나가 한 개인 기지국에서 수신안테나가 한 개인 단말로 신호를 전송할 경우, 단말은 기지국에서 수신된 기준신호를 이용하여 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지 및 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하고 Es/Io를 결정해야 한다. 결정된 Es/Io는 데이터전송 속도 또는 그에 상응하는 값으로 변환되고, 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator, CQI)의 형태로 기지국에 통보됨으로써, 기지국이 하향링크에서 어떤 데이터 전송속도로 단말에게 전송을 수행할지를 판단할 수 있게 한다.

LTE-A/LTE-A Pro 시스템의 경우 단말은 하향링크의 채널상태에 대한 정보를 기지국에게 피드백하여 기지국의 하향링크 스케줄링에 활용할 수 있도록 한다. 즉, 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 LTE/LTE-A 표준에서 정의하는 형태로 기지국으로 피드백한다. LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 정보로는 크게 다음의 세가지가 있다.

- 랭크 지시자(Rank Indicator, RI): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 spatial layer의 개수

- 프리코더 매트릭스 지시자(Precoder Matrix Indicator, PMI): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 precoding matrix에 대한 지시자

- 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator, CQI): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률 (data rate). CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 SINR, 최대의 오류정정 부호화율 (code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수 있다.

상기 RI, PMI, CQI는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 한 예로 LTE/LTE-A에서 지원하는 precoding matrix는 rank별로 다르게 정의되어 있다. 때문에 RI가 1의 값을 가질 때 PMI 값과, RI가 2의 값을 가질 때 PMI 값은 그 값이 동일하더라도 다르게 해석이 된다. 또한 단말이 CQI를 결정할 때에도 자신이 기지국에 통보한 rank 값과 PMI 값이 기지국에서 적용되었다고 가정한다. 즉, 단말이 RI_X, PMI_Y, CQI_Z를 기지국에 통보한 경우, rank가 RI_X이고 precoding이 PMI_Y일 때, CQI_Z에 해당하는 데이터 전송률을 단말이 수신할 수 있다는 것을 의미한다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송방식을 수행할 지를 가정함으로써, 해당 전송방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.

상기 RI, PMI, CQI는 주기적 또는 비주기적 형태로 피드백 될 수 있다. 기지국이 특정 단말의 비주기적 피드백 정보를 얻고 싶을 때, 기지국은 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 위한 하향링크 제어정보 (DCI, downlink control information)에 포함된 비주기적 피드백 지시자를 특정 비주기적 피드백을 수행하도록 설정하여 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 수행한다. 상기 해당 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임 에서 수신하면 해당 단말은 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보를 포함하여 상향링크 전송을 수행한다. 여기서 k는 FDD(frequency division duplexing)에서는 4이며 TDD(time division duplexing)에서는 <표 41>과 같이 정의된다.

[표 41]

TDD UL/DL configuration에서 각 서브프레임 번호 n에 대한 k 값

상기 채널정보 생성 및 보고를 수행하기 위하여 대규모 안테나를 보유하는 기지국의 경우에는 8개 이상의 안테나의 채널을 측정하는 기준신호 자원을 구성하여 단말에 전송할 필요가 있다. 이를 위하여 LTE-A Pro에서는 하나의 CSI-RS 자원에 두 개, 네 개, 여덟 개, 열두 개, 또는 열여섯 개의 안테나포트가 설정될 수 있으며 향후 스무 개, 스물네 개 스물여덟 개, 그리고 서른두 개의 안테나포트 설정 기능이 추가될 수 있다. 구체적으로 LTE-A Pro Release 13에서는 두 가지 종류의 CSI-RS 설정 방법을 제공한다.

첫 번째 방법은 non-precoded CSI-RS로 (Class A CSI reporting을 위한 CSI-RS), 기지국은 단말에게 하나 이상의 4, 또는 8 포트 CSI-RS 패턴을 단말에게 설정하고 상기 설정된 CSI-RS 패턴들을 조합하여 8개 이상의 CSI-RS 포트들을 수신하도록 설정하는 것이 가능하다. 구체적으로, {1, 2, 4, 8}-port CSI-RS의 경우 기존과 같은 mapping rule을 따르며, 12-port CSI-RS의 경우 3개의 4-port CSI-RS pattern의 조합으로 (aggregation) 구성되고, 16-port CSI-RS의 경우 2개의 8-port CSI-RS pattern의 조합으로 구성된다. 또한 LTE/LTE-A release 13에서는 12-/16-port CSI-RS에 대하여 길이 2 또는 4의 직교커버코드 (OCC, orthogonal cover code)를 이용하여 CDM(code division multiplexing)-2 또는 CDM-4를 지원한다. 상기 도 3c의 설명은 CDM-2를 기반으로 한 CSI-RS 파워 부스팅에 대한 것으로, 상기 설명에 따르면 CDM-2 기반 12-/16-port CSI-RS에 대한 full power utilization을 위하여 PDSCH 대비 최대 9dB의 power boosting이 필요하게 된다. 이는 CDM-2 기반 12-/16-port CSI-RS를 운영 시 full power utilization을 위하여 기존 대비 고성능의 hardware가 필요함을 의미한다. LTE-A Pro Release 13에서는 이를 고려하여 CDM-4 기반의 12-/16-port CSI-RS를 도입하였으며 이 경우 기존과 같은 6dB power boosting을 통하여 full power utilization이 가능해지게 된다.

두 번째 방법은 beamformed (BF) CSI-RS로 (Class B CSI reporting을 위한 CSI-RS), 기지국은 다수의 TXRU(transceiver unit)들에 특정한 beam을 적용하여 단말이 다수의 TXRU를 하나의 CSI-RS 포트로 인식하게 하는 것이 가능하다. 기지국이 사전에 단말의 채널 정보를 알고 있을 경우 기지국은 자신의 TXRU에 상기 채널 정보에 적합한 빔이 적용된 소수의 CSI-RS 만을 설정할 수 있다. 또 다른 예시로 기지국은 단말에게 8개 이하의 CSI-RS 포트들을 포함하는 다수의 CSI-RS resource configuration들을 설정할 수 있다. 이때 기지국은 CSI-RS resource configuration 별로 서로 다른 방향의 빔을 적용하여 상기 CSI-RS 포트들을 빔포밍하는 것이 가능하다. 도 3d은 BF CSI-RS 운영의 일례를 도시하고 있다. 도 3d을 참조하면 기지국(3d-01)은 서로 다른 방향으로 beamforming된 세 개의 CSI-RS(3d-02, 3d-03, 3d-04)를 단말들(3d-05, 3d-06)에게 설정할 수 있다. 각각의 CSI-RS 자원 3d-02, 3d-03, 3d-04 들은 하나 이상의 CSI-RS 포트들을 포함할 수 있다. 단말 Xd-05는 설정된 CSI-RS 자원 3d-02, 3d-03, 3d-04들에 대하여 채널 상태 정보를 생성하고 그 중 자신이 선호하는 CSI-RS 자원의 인덱스를 CRI (CSI-RS Resource Indicator)를 통하여 기지국으로 보고할 수 있다. 도 3d의 예제에서 단말 3d-05가 CSI-RS resource 3d-03을 선호할 경우 3d-03에 해당하는 인덱스를 기지국에 보고할 것이고, 단말 3d-06가 CSI-RS 자원 3d-02를 선호활 경우 3d-02에 해당하는 인덱스를 기지국에 보고할 것이다.

상기 CRI는 LTE-A Pro Release 13을 기준으로 단말이 가장 선호하는 하나의 CSI-RS 인덱스에 대한 보고를 지원하지만 이는 향후 단말이 선호하는 CSI-RS의 인덱스들의 조합으로 확장되는 것이 가능하다. 예를 들어 단말 3d-05가 가장 선호하는 두 개의 CSI-RS 자원이 3d-03과 3d-04일 경우 3d-05는 해당 CSI-RS 자원들의 인덱스 두 개를 직접 보고하거나 또는 해당 CSI-RS 자원들로 구성되는 집합을 지시하는 인덱스를 보고하는 것이 가능하다. 이는 채널의 angular spread가 넓거나 이동성이 높은 단말을 다양한 방향의 빔으로 지원하거나 서로 다른 TRP(transmission and reception point)에서 전송되는 복수의 CSI-RS에 대한 선택을 지원하는 등 다양한 응용을 가능하게 하기 위함이다.

<제 3-2 실시 예: Aperiodic CSI-RS 설정방법 1>

LTE-A Pro Release 13까지에서 CSI-RS는 상기 제 3-1 실시 예에서 설명한 바와 같이 상위 레이어 시그날링(higher layer signaling 또는 RRC signaling)에 의하여 반 정적으로(semi-static) 상세 설정 값들이 정해진다. 상기 LTE-A Pro Release 13까지의 CSI-RS resource configuration은 다음과 같은 정보들을 포함한다.

Number of CSI-RS ports: 하나의 CSI-RS resource에 포함되는 CSI-RS 포트 수.

CSI-RS configuration: Number of CSI-RS ports와 함께 CSI-RS RE들의 위치를 지시하는 설정 값.

CSI-RS subframe configuration, I_CSI _- _RS: CSI-RS 전송 주기, T_CSI _- _RS와 CSI-RS subframe offset, Δ_CSI-RS를 지시하는 설정 값.

CSI-RS power boosting factor, P_C: PDSCH 대비 CSI-RS 전송 파워 비에 대한 UE 가정.

Scrambling ID, n_ID

QCL (quasi co-location) 정보

기존의 CSI-RS는 상기 정해진 상세 설정 값들에 따라 정해진 포트 수를 포함하며 주기적으로 전송된다. 따라서 상기 beamformed CSI-RS에 UE-specific beamforming을 적용한다고 가정할 때 UE 수만큼의 CSI-RS 자원 설정이 필요하게 되어 매우 큰 부담이 될 수 있다. 또는 상기 beamformed CSI-RS에 cell-specific beamforming을 적용할 때에도 기지국의 안테나 수가 증가하여 빔 폭이 좁아질 경우 역시 많은 수의 CSI-RS 자원 설정이 필요하게 되는 문제가 있다.

이러한 문제를 해결하고 효율적인 CSI-RS 자원 할당을 가능케 하기 위하여 비 주기적 CSI-RS (aperiodic CSI-RS, Ap-CSI-RS) 전송을 도입하는 것이 가능하다. 한 단말의 입장에서 보았을 때, 비 주기적 CSI-RS에서는 설정된 모든 자원에서 항상 CSI-RS가 전송되지 않고 특정 조건을 만족하는 자원에서만 CSI-RS가 전송될 수 있다.

도 3e는 aperiodic CSI-RS 송수신 및 이에 따른 CSI reporting 예시를 도시하는 도면이다. 도 3e에 따르면 기지국은 각 단말에 aperiodic CSI-RS 전송을 위한 CSI-RS resource를 설정할 수 있다. 이때 기지국은 aperiodic CSI-RS가 항상 전송되지 않을 수 있는 점을 고려하여 복수개의 단말에 같은 aperiodic CSI-RS 자원을 설정할 수 있다. 이는 일정 수의 단말이 공유하는 aperiodic CSI-RS resource pool을 운영하여 CSI-RS resource 사용 효율을 높이기 위함이다. 상기 CSI-RS 설정정보를 바탕으로 기지국은 UL grant 등의 L1 signaling을 통하여 단말에게 aperiodic CSI reporting을 trigger할 수 있다. 단말은 상기 aperiodic CSI triggering에 의거 aperiodic CSI-RS 설정방법에 따라 1. aperiodic CSI trigger와 같은 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하거나, 2. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe에서 가장 가까운 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하거나, 3. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe이후의 subframe중 가장 가까운 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하거나, 4. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe으로부터 일정 시간 이후, 예를 들면 l 번째 subframe 이후에 전송되는 aperiodic CSI-RS를 수신하는 것이 가능하다. 여기서 l은 상기 설명한 k 보다는 작게 설정될 수 있다. 또한 l은 사전에 미리 결정된 값이거나 또는 higher layer signaling/L1 signaling에 의하여 지정되는 값일 수 있다. 이후 단말은 수신된 aperiodic CSI-RS를 바탕으로 CSI를 생성하고 상기 설명한 바와 같이 n+k 번째 subframe에서 CSI를 기지국에 보고할 수 있다. 여기서 n 번째 subframe은 상기 aperiodic CSI trigger를 포함하는 subframe 이다. 만약 단말이 상기 설명한 “4. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe으로부터 일정 시간 이후, 예를 들면 l 번째 subframe 이후에 전송되는 aperiodic CSI-RS를 수신하는 방법”을 따르는 경우 생성된 CSI는 n+k+l 번째 subframe에서 기지국에 보고되는 것도 가능하다. 이는 CSI 생성을 위한 단말 프로세싱 시간을 확보하기 위함이다.

상기 aperiodic CSI-RS resource pool을 운영하기 위한 구체적인 방법으로 1. RRC 시그날링 + L1 시그날링을 이용하거나, 2. RRC 시그날링 + MAC CE 시그날링 + L1 시그날링을 이용하거나, 3. RRC 시그날링 + MAC CE 시그날링을 이용하는 방법이 있다. 상기 RRC 시그날링 MAC CE 시그날링 / L1 시그날링은 신뢰도 측면에서 RRC > MAC CE > L1의 순으로 높은 신뢰도를 가지며 지연 측면에서는 L1 < MAC CE < RRC의 순으로 낮은 지연시간을 필요로 한다. 예를 들어 RRC 시그날링을 통하여 설정되는 정보들은 단말이 수신 시 신뢰도는 매우 높으나 수신에 필요한 시간이 매우 긴 단점이 있으며, L1 시그날링을 통하여 설정되는 정보의 경우 수신에 필요한 지연시간은 매우 짧으나 신뢰도가 상대적으로 떨어지게 된다. 또한 L1 시그날링은 용량이 제한적인 downlink control channel (DCI)에 의하여 전송되므로 시그날링 비용이 커지는 단점이 있다.

상기 첫 번째 예제와 같이 1. RRC 시그날링 + L1 시그날링을 이용하는 경우 기지국은 단말에게 N개의 CSI-RS resource들을 RRC 시그날링을 통하여 단말에게 설정하고, 이후 상기 설정된 N개의 CSI-RS resource들 중 L(<N)개의 resource들을 L1 시그날링을 이용하여 선택한다. 이때 L1 시그날링 오버헤드는 N 및 L에 의하여 (N combination L) 결정되므로 예를 들면 N=8개의 CSI-RS resource가 RRC를 통하여 설정되고 그 중 L≤2개의 resource를 L1 시그날링을 통하여 고른다고 할 경우 총

비트의 매우 큰 DCI payload를 필요로 하게 될 수 있다.

한편, 상기 두 번째 예제와 같이 2. RRC 시그날링 + MAC CE 시그날링 + L1 시그날링을 이용하는 경우 RRC 시그날링 된 CSI-RS resource들 중 MAC CE 시그날링을 통하여 지정되는 특정 CSI-RS resource들을 activation/de-activation 시키고 이에 대한 L1 시그날링을 수행하는 것이 가능하다. 이를 통하여 기지국은 CSI-RS 자원설정 지연시간과 DCI 시그날링 오버헤드 간 적절한 tradeoff를 얻을 수 있다. 예를 들어 N=8개의 CSI-RS resource가 RRC를 통하여 설정되고 그 중 K=4개의 resource를 MAC CE로 activation 시킨 후 이 중 L≤2개의 resource L1 시그날링을 통하여 고른다고 할 경우, 총

비트로 필요한 DCI payload가 상기 첫 번째 예제 대비 줄어드는 것을 알 수 있다.

상기 세 번째 예제와 같이 3. RRC 시그날링 + MAC CE 시그날링을 이용하는 경우 RRC 시그날링 된 N개의 CSI-RS resource들 중 MAC CE 시그날링을 통하여 지정되는 K개의 CSI-RS resource들을 activation/de-activation 시키는 것이 가능하다. 이때 단말은 상기 첫 번째 및 두 번째 예제와는 달리 L1 시그날링 없이 MAC CE에 의하여 CSI-RS의 전송 여부를 최종적으로 판단하게 된다. 이 경우 매 서브프레임 마다의 CSI-RS 비주기 전송 지시는 불가능하지만 DCI overhead가 크게 줄어드는 장점이 있다.

본 실시예에서 aperiodic CSI-RS는 상위 레이어 시그날링을 통하여 설정되는 것이 가능하다. Aperiodic CSI-RS를 위한 CSI-RS resource configuration은 상기 설명한 바와 같이, number of CSI-RS ports, CSI-RS configuration, CSI-RS subframe configuration, CSI-RS power boosting factor, Scrambling ID, QCL (quasi co-location) 정보 등의 세부 설정 정보들을 포함할 수 있다. Aperiodic CSI-RS를 위한 CSI-RS resource configuration이 상기 세부 설정 정보 중 CSI-RS subframe configuration을 포함하는 경우 상기 설명한 aperiodic CSI-RS 수신 방법 중 “2. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe에서 가장 가까운 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하는 방법” 또는 “3. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe이후의 subframe중 가장 가까운 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하는 방법”이 사용될 수 있다. 이는 CSI-RS subframe configuration이 aperiodic CSI-RS가 전송될 수 있는 후보 subframe들에 대한 정보를 포함하고 있기 때문이다.

한편, Aperiodic CSI-RS를 위한 CSI-RS resource configuration이 상기 세부 설정 정보 중 CSI-RS subframe configuration을 포함하지 않거나 포함되었더라도 이를 무시하도록 약속되는 (또는 기지국에 의하여 지시되는) 경우 CSI-RS resource configuration에는 aperiodic CSI-RS가 전송될 수 있는 후보 subframe에 대한 정보가 포함되지 않는다. 따라서 상기 설명한 aperiodic CSI-RS 수신 방법 중 “1. aperiodic CSI trigger와 같은 subframe에 전송된 aperiodic CSI-RS를 수신하는 방법” 또는 “4. aperiodic CSI trigger가 signaling된 subframe으로부터 일정 시간 이후, 예를 들면 l 번째 subframe 이후에 전송되는 aperiodic CSI-RS를 수신하는 방법”이 사용될 수 있다.

L1 signaling(UL DCI 또는 UL grant)에는 1bit 또는 복수개의 bit들로 구성되는 aperiodic CSI-RS triggering이 존재할 수 있다.

1bit aperiodic CSI-RS triggering이 지원되는 경우 triggering 여부에 따라 DCI format 1 또는 DCI format 4의 CSI request field의 해석 방법이 달라지는 것이 가능하다. 예를 들어 aperiodic CSI-RS가 triggering 되지 않은 경우 CSI request field는 종래와 같이 상위 레이어에 의해 설정된 serving cell들의 셋, CSI process들의 셋, 또는 CSI subframe 셋들 중 CSI를 보고할 집합을 지시하는 역할을 수행한다. 반면 aperiodic CSI-RS가 triggering 된 경우 CSI request field는 <표 42>에 나타난 바와 같이 다수의 CSI-RS 자원 후보 중 aperiodic CSI-RS가 전송되는 CSI-RS 자원을 지시하는 역할을 수행할 수 있다. 이때 1bit의 추가적인 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS 전송이 triggering 되므로 CSI request field의 모든 code point들은 'no aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI are triggered' 이외의 다른 의미를 가질 수 있다. 또 다른 예시로, 1bit aperiodic CSI-RS triggering이 지원되는 경우 DCI format 1 또는 DCI format 4의 CSI request field의 해석 방법이 higher layer signaling(RRC signaling)에 의하여 지시되는 것이 가능하다. 이 경우 CSI request field는 1 bit RRC signaling에 의하여 종래와 같이 상위 레이어에 의해 설정된 serving cell들의 셋, CSI process들의 셋, 또는 CSI subframe 셋들 중 CSI를 보고할 집합을 지시하는 역할을 수행하거나, 아니면 <표 43>의 예시와 같이 다수의 CSI-RS 자원 후보 중 aperiodic CSI-RS가 전송되는 CSI-RS 자원을 지시하는 역할을 수행할 수 있다. 이때 CSI request field는 aperiodic CSI-RS triggering을 위한 기능을 포함하여야 하므로 적어도 한 개의 code point는 'no aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI are triggered'의 의미를 가질 수 있다.

[표 42]

L1 signaling 기반 1bit aperiodic CSI-RS triggering에 의한 CSI request field 해석방법

[표 43]

Higher layer signaling 기반 1bit aperiodic CSI-RS triggering에 의한 CSI request field 해석방법

반면 복수개의 bit들로 구성된 aperiodic CSI-RS triggering의 경우 어떠한 CSI-RS 자원에 aperiodic CSI-RS가 전송될 지를 통보하는 기능을 포함하는 것이 가능하다. 표 42은 두 개의 bit들로 구성되는 aperiodic CSI-RS triggering field의 예제이다. <표 44>의 예시를 따르면 aperiodic CSI-RS triggering field에서 적어도 한 개의 code point는 'no aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI are triggered'의 의미를 가질 수 있다. 이외 세 개의 code point들은 각각 serving cell c에서의 aperiodic CSI-RS triggering과 across serving cell에 대하여 higher layer signaling 된 첫 번째 그리고 두 번째 CSI-RS 집합에 대한 aperiodic CSI-RS triggering을 의미한다. 이때 각각의 CSI-RS들은 서로 다른 aperiodic CSI-RS 및 aperiodic CSI reporting에 연관된다. <표 44>는 aperiodic CSI triggering field가 세 개 이상의 bit들로 구성되는 경우에도 유사한 원리에 의하여 확장이 가능하다. <표 44>와 같은 새로운 테이블은 신규 TM (transmission mode), 예를 들면 TM 11등에 의하여 지정될 수 있다.

[표 44]

2bits aperiodic CSI-RS triggering에 의한 aperiodic CSI-RS field 해석방법

<제 3-3 실시 예: Aperiodic CSI-RS 설정방법 2>

본 실시예에서는 aperiodic CSI-RS를 위한 설정 방법 중 dynamic port numbering 설정에 관한 예시를 설명한다. 상기 dynamic port numbering은 aperiodic CSI-RS 전송 시 aperiodic CSI-RS 자원에 포함되는 CSI-RS 포트의 숫자가 달라질 수 있음을 의미한다. 한 가지 예시로 이는 aperiodic CSI-RS resource가 동적인 CSI-RS resource aggregation에 의하여 구성될 수 있음을 의미할 수 있다.

도 3f는 aperiodic CSI-RS를 위한 dynamic port numbering 운영 시나리오의 일례를 도시한 도면이다. 도 3f에서 기지국 3f-01과 3f-02가 각각 8개의 CSI-RS 포트들을 운영하고 있다고 가정하자.

일례로 단말 3f-03이 기지국 3f-01로부터 데이터를 전송 받는 경우, 기지국 3f-01은 3f-04에서 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS 전송 및 aperiodic CSI에 대한 trigger를 수행할 수 있다. 단말 3f-03은 이를 통하여 상기 제 3-2 실시 예와 유사한 방법을 통하여 aperiodic CSI-RS resource 3f-06에서 전송되는 aperiodic CSI-RS를 수신하고 8 포트 CSI-RS로 구성되는 채널 3f-05에 대한 CSI를 생성하여 기지국에 보고하는 것이 가능하다.

또 다른 예시로 단말 3f-03이 기지국 3f-01 및 3f-02로부터 동시에 데이터를 전송 받는 경우 (예를 들면 CoMP JT와 같이), 기지국은 3f-07에서 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS 전송 및 aperiodic CSI에 대한 trigger를 수행할 수 있다. 이때 aperiodic CSI-RS triggering은 채널 3f-08을 측정하기 위한 aperiodic CSI-RS resource 3f-09와 채널 3f-10을 측정하기 위한 aperiodic CSI-RS resource 3f-11이 동시에 전송되는 것을 의미할 수 있다. 도 3f에서는 설명의 편의상 3f-09와 3f-11이 서로 다른 subframe에 설정된 상황을 도시하였으나 이에 국한되지 않고 상기 제 2실시 예의 aperiodic CSI-RS triggering 방법에 따라 같은 subframe 내에서 전송되는 것도 가능하다. 단말은 상기 aperiodic CSI-RS 3f-09 및 3f-11을 수신하여 8 포트 CSI-RS 기반 CSI를 CSI-RS resource 별로 각각 생성하여 보고할 수 있지만 (8Tx codebook 사용), 3f-09와 3f-11의 CSI-RS를 하나의 CSI-RS resource로 인식하여 (aggregation between aperiodic CSI-RS resources) 16 포트 CSI-RS 기반 CSI를 생성하여 보고하는 것도 가능하다 (16 Tx codebook 사용). 이는 단말이 단일 기지국의 안테나 수 보다 더 큰 크기의 코드북을 사용하여 PMI를 생성하도록 하는 것으로, 이렇게 생성된 PMI는 각 기지국 안테나 간 phase 차이뿐만 아니라 TRP 3f-01과 TRP 3f-02 간 phase 차이도 암시적으로 포함하므로 CpMP JT에서의 CQI mismatch 문제를 해결할 수 있다.

도 3g는 aperiodic CSI-RS를 위한 dynamic port numbering 운영 시나리오의 또 다른 예시를 도시한 도면이다. 향후 CRI는 복수개의 선호하는 CSI-RS resource들 또는 복수개의 CSI-RS resource들로 구성되는 하나의 subset을 지시하는 기능을 가지도록 확장될 수 있다. 만약 하나의 subset 안에 포함되는 CSI-RS resource들의 CSI-RS 포트 수 총 합이 각각 다르다면, 선택된 CSI-RS resource subset에 따라 서로 다른 precoding scheme이 적용될 필요가 있을 수 있다. 예를 들어 도 3g와 같은 'one cell' operation 시나리오를 가정해보자. 이때 coverage RS(또는 CRS, coverage CSI-RS, cell-specific CSI-RS)는 macro eNB 3g-00에 의하여 전송되지만 UE-specific RS(또는 CSI-RS, UE-specific CSI-RS, dedicated CSI-RS, 3g-03 ~ 3g-06)는 서로 다른 TRP에서 각각 전송되는 것이 가능하다. 즉, 각 TRP들은 상기 UE-specific RS에 의하여 구별될 수 있다. 각각의 TRP들이 서로 다른 빔이 적용된 다수의 UE-specific RS resource들을 가지고 있다고 가정할 때, 단말은 TRP 별 선호하는 UE-specific RS resource 정보를 TRP 별 CRI를 통하여 기지국에 보고할 수 있다. 예를 들어 단말이 복수개의 TRP에서 데이터를 수신한다고 가정하였을 때, TRP 3g-01와 3g-02에서 데이터를 수신하는 경우 단말은 TRP 3g-01을 위하여 CSI-RS 3g-03 또는 3g-04 중 선호하는 하나를 보고하고, TRP 3g-02를 위하여 CSI-RS 3g-05 또는 3g-06중 선호하는 하나를 보고할 수 있을 것이다. 이 경우 기지국은 단말의 선호를 참조하여 aperiodic CSI-RS를 복수개의 CSI-RS 자원에서 선택적으로 전송하는 것이 가능하다. 이와 같이 복수개의 CSI-RS 자원에서 aperiodic CSI-RS가 전송될 경우 구체적인 설정 및 전송 방법은 도 3f의 예시와 유사하게 수행될 수 있다.

구체적으로 dynamic port configuration 기반 또는 dynamic resource aggregation 기반 aperiodic CSI-RS 설정을 위하여 다음과 같은 방법들이 고려될 수 있다.

● Aperiodic CSI- RS 설정방법 2a:

- 첫 번째 방법은 상위 레이어 시그날링 및 1bit L1 signaling을 통한 aperiodic CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 aperiodic CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그날링 되는 CSI-RS resource configuration은 도 3h와 같다. 도 3h를 참조하면 non-precoded CSI-RS, beamformed CSI-RS, hybrid CSI-RS를 고려하여 세 가지 종류의 higher layer signaling이 가능하다. 이때 상위 레이어 시그날링은 상기 실시예 2의 설명과 같이 RRC 시그날링 및 MAC CE 시그날링을 포함할 수 있다. 이는 도 3h에서 KA, KB, KCA, KCB 등으로 지칭되는 CSI-RS resource 혹은 configuration들이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정을 통하여 activation/deactivation 되는 것도 가능함을 의미한다. 도 3h는 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 실시예 2에서의 설명과 유사하게 RRC/MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다.

- Non-precoded CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 3h-02와 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-02는 8개 이상 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 K_A개의 CSI-RS configuration들(3h-03)과 하나의 다른 세부 설정 정보들을(3h-04) 포함한다. 이때 상기 1bit L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger될 경우 이는 3h-03에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 것을 의미할 수 있다.

- Beamformed CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 3h-05와 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-05는 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 K_B개의 CSI-RS resource configuration들로 구성되며 각각의 CSI-RS resource configuration들은(3h-06) 각자의 CSI-RS 세부 설정 정보들을 포함한다. 이때 상기 1bit L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다. 첫 번째 방법은 3h-06에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 것을 의미하도록 약속되는 것이다. 이 경우 aperiodic CSI-RS를 통한 CRI 보고가 가능하지만 aperiodic CSI-RS로 인한 CSI-RS overhead reduction 효과는 감소하게 된다. 두 번째 방법은 3h-06 중 단말이 미리 보고한 CRI가 지정하는 CSI-RS resource에서만 aperiodic CSI-RS가 전송되도록 약속하는 것이다. 이 경우 CSI-RS overhead reduction 효과는 극대화 되지만 aperiodic CSI-RS를 통한 CRI 보고는 어렵게 된다. 두 번째 방법에서 만약 CRI가 복수개의 CSI-RS resource들을 지정할 경우 함께 지정된 CSI-RS resource들은 단일 CSI-RS resource로 인지될 수 있다. 예를 들어 CRI가 두 개의 8 포트 CSI-RS resource들을 aperiodic CSI-RS resouce로 지정하였을 때 단말이 가정하는 aperiodic CSI-RS 포트 수는 두 개 CSI-RS resource들에 포함되는 CSI-RS 포트 수의 총 합으로 16이 된다.

- Hybrid CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 3h-07과 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-07은 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 K_CA개의 CSI-RS configuration들을 포함하는 3h-08과 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 K_CB개의 CSI-RS resource configuration들을 포함하는 3h-09의 두 부분으로 구성될 수 있다. 일례로 3h-08은 3h-02와 유사할 수 있으며 3h-09는 3h-05와 유사할 수 있다. 이때 상기 1bit L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 triggering 될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다. 첫 번째 방법은 3h-08에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 것을 의미하도록 약속되는 것이다. 이 경우 3h-09에 의하여 지정되는 CSI-RS 포트들은 periodic CSI-RS resource에서 전송된다. 두 번째 방법은 3h-09에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 또는 3h-09에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS resource 중 CRI에 의하여 지정되는 부분에만 aperiodic CSI-RS가 전송되도록 하는 것이다. Hybrid CSI-RS의 경우 2bit L1 signaling을 통한 aperiodic CSI-RS triggering이 지원되는 것도 가능하다. 예를 들어 각 bit는 3h-08에 의해 지정되는 CSI-RS resource들에서의 aperiodic CSI-RS 전송 여부와 3h-09에 의해 지정되는 CSI-RS resource들에서의 aperiodic CSI-RS 전송 여부를 지시하기 위하여 사용될 수 있다.

- 본 예제에서 aperiodic CSI-RS triggering을 위한 L1 signaling이 '모든 CSI-RS resource'들을 위해 적용될 경우 상기 L1 signaling은 CSI process 별 개별적으로 지원되는 것이 가능하다. 또는 aperiodic CSI-RS triggering을 위한 L1 signaling이 'CRI에 의하여 지정되는 CSI-RS resource'를 위해 적용될 경우 상기 L1 signaling은 CSI process에 관계 없이 해당 CSI-RS resource에 적용될 수 있다.

● Aperiodic CSI- RS 설정방법 2b:

- 두 번째 방법은 상위 레이어 시그날링 및 복수개 bit들로 구성되는 L1 signaling을 통한 aperiodic CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 aperiodic CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그날링 되는 CSI-RS resource configuration은 도 3i와 같다. 이때 상위 레이어 시그날링은 상기 실시예 2의 설명과 같이 RRC 시그날링 및 MAC CE 시그날링을 포함할 수 있다. 이는 도 3i에서 KA, KB, KCA, KCB 등으로 지칭되는 CSI-RS resource 혹은 configuration들이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정을 통하여 activation/deactivation 되는 것도 가능함을 의미한다. 도 3i는 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 실시예 2에서의 설명과 유사하게 RRC/MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다.

- 도 3i를 참조하면 non-precoded CSI-RS, beamformed CSI-RS, hybrid CSI-RS를 고려하여 세 가지 종류의 higher layer signaling이 가능하다. 본 예제에서는 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 전송될 CSI-RS resource subset들을 지정하는 것이 가능하며 상기 CSI-RS resource subset들은 3i-02와 같이 higher layer signaling에 의하여 단말에 공지될 수 있다. 3i-02에서 Set A ~ Set X에는 적어도 한 개 이상의 CSI-RS resource가 할당될 수 있으며 만약 두 개 이상의 CSI-RS resource가 하나의 set에 할당된 경우 함께 할당된 CSI-RS resource들은 단일 CSI-RS resource로 인지될 수 있다. 예를 들어 Set A가 L1 signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS resouce로 지정되었을 때 단말이 가정하는 aperiodic CSI-RS 포트 수는 Set A에 포함되는 모든 CSI-RS resource들에 포함되는 CSI-RS 포트 수의 총 합이다. 실시예 2에서 MAC CE 시그날링에 의한 activation/deactivationds 상기 CSI-RS resource subset을 설정하기 위한 구체적인 예시 중 하나이다. 만약 실시예 2의 세 번째 예제와 같이 RRC 및 MAC CE 설정만 제공되며 L1 시그날링은 지원되지 않을 경우 단말은 상기 CSI-RS resource subset Set A ~ Set X에 포함되는 모든 CSI-RS가 전송되고 있다고 가정할 수 있다.

- Non-precoded CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 상기 aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게 3h-02와 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-02는 8개 이상 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 K_A개의 CSI-RS configuration들(3h-03)과 하나의 다른 세부 설정 정보들을(3h-04) 포함한다. 이때 복수개 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger될 경우, 이는 3h-02의 일부 설정정보들을 무시하고 3i-02에 의하여 지정되는 CSI-RS resource 설정 정보로 대체하여 해당 RE에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 것을 의미할 수 있다. 예를 들어 2bit L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger 될 경우 상기 <표 42>, <표 43>, <표 44> 또는 <표 45>를 참조하여 aperiodic CSI-RS가 전송되는 것이 가능하다. <표 42~44>의 목적은 상기 설명한 바와 같으며, <표 19>의 경우 기지국이 '00'을 설정한 경우 단말은 aperiodic CSI-RS가 전송되는 CSI-RS resource들을 aggregation 하지 않고, CRI를 보고하기 위한 목적으로 사용하는 것이 가능하다. 또 다른 방법으로 K_A개의 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 3h-03의 CSI-RS configuration 각각에 대한 aperiodic CSI-RS 전송 여부를 시그날링 하는 것도 가능하다.

[표 45]

2bits aperiodic CSI-RS triggering에 의한 aperiodic CSI-RS field 해석방법

- Beamformed CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 상기 aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게 3h-05와 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-05는 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 K_B개의 CSI-RS resource configuration들로 구성되며 각각의 CSI-RS resource configuration들은(3h-06) 각자의 CSI-RS 세부 설정 정보들을 포함한다. 이때 복수개 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다. 첫 번째 방법은 K_B개의 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 3h-06의 CSI-RS resource configuration 각각에 대한 aperiodic CSI-RS 전송 여부를 시그날링 하는 것이다. 이는 가장 유동적인 방법이지만 높은 L1 signaling overhead를 요구한다. 두 번째 방법은 L1 signaling overhead를 줄이기 위하여 이보다 작은 수의 bit들로 구성된 L1 signaling을 통해 3i-02의 설정 정보를 참조하여 aperiodic CSI-RS 설정 정보를 수신하도록 하는 것이다. 일례로 <표 42>, <표 43>, 또는 <표 44>를 기반으로 aperiodic CSI request field를 aperiodic CSI-RS 설정 정보로 사용하거나 <표 45>와 같이 새로운 table을 도입하는 것도 가능하다. 이에 대한 상세한 설명은 앞의 예제들과 유사하므로 생략한다.

- Hybrid CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그날링은 상기 aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게 3h-07과 같은 시그날링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 3h-07은 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 K_CA개의 CSI-RS configuration들을 포함하는 3h-08과 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 K_CB개의 CSI-RS resource configuration들을 포함하는 3h-09의 두 부분으로 구성될 수 있다. 일례로 3h-08은 3h-02와 유사할 수 있으며 3h-09는 3h-05와 유사할 수 있다. 이때 복수개 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS가 trigger될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다. 첫 번째 방법은 K_CA+K_CB개 또는 1+K_CB 개의 bit들로 구성된 L1 signaling을 통하여 3h-07의 CSI-RS resource configuration 각각에 대한 aperiodic CSI-RS 전송 여부를 시그날링 하는 것이다. L1 signaling이 1+K_CB 개의 bit들로 구성되는 경우 3h-08에 포함되는 CSI-RS configuration들은 하나의 그룹으로써 aperiodic CSI-RS 전송 사용 여부가 결정된다. 이는 가장 유동적인 방법이지만 높은 L1 signaling overhead를 요구한다. 두 번째 방법은 L1 signaling overhead를 줄이기 위하여 이보다 작은 수의 bit들로 구성된 L1 signaling을 통해 3i-02의 설정 정보를 참조하여 aperiodic CSI-RS 설정 정보를 수신하도록 하는 것이다. 일례로 <표 42>, <표 43>, 또는 <표 44>를 기반으로 aperiodic CSI request field를 aperiodic CSI-RS 설정 정보로 사용하거나 <표 45>와 같이 새로운 table을 도입하는 것도 가능하다. 이에 대한 상세한 설명은 앞의 예제들과 유사하므로 생략한다.

● Aperiodic CSI- RS 설정방법 2c:

- 세 번째 방법은 상위 레이어 시그날링 및 복수개 bit들로 구성되는 L1 signaling을 통한 aperiodic CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 aperiodic CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그날링 되는 CSI-RS resource configuration은 도 3h와 같다. 이때 상위 레이어 시그날링은 상기 실시예 2의 설명과 같이 RRC 시그날링 및 MAC CE 시그날링을 포함할 수 있다. 이는 도 3h에서 KA, KB, KCA, KCB 등으로 지칭되는 CSI-RS resource 혹은 configuration들이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정을 통하여 activation/deactivation 되는 것도 가능함을 의미한다. 도 3h는 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 실시예 2에서의 설명과 유사하게 RRC/MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다. 도 3h를 참조하면 non-precoded CSI-RS, beamformed CSI-RS, hybrid CSI-RS등 CSI-RS type을 고려하여 세 가지 종류의 higher layer signaling이 가능하다. 본 예제에서는 상기 aperiodic CSI-RS 설정방법 2a에서와 유사하게 1 bit 또는 2 bit L1 signaling을 이용하여 aperiodic CSI-RS를 trigger하는 것이 가능하다. 본 예제와 상기 aperiodic CSI-RS 설정방법 2a과의 차이는 본 예제의 경우 aperiodic CSI-RS를 위한 상세 설정 정보 중 'Number of CSI-RS ports'에 대한 재 설정이 가능하다는 것이며 이를 위하여 <표 46> 또는 <표 47>과 같이 CSI request field 등 기존의 L1 signaling을 재사용 하거나 <표 48> 또는 <표 49>와 같이 이를 위한 새로운 L1 signaling을 도입할 수 있다.

- <표 46>는 1bit L1 signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS가 triggering 되었을 때 CSI request field에 대한 단말의 해석 방법을 나타내는 표이다. 상기 Aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게, 단말은 non-precoded CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 beamformed CSI-RS를 위한 CSI-RS resource들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 UE-specific beamforemd CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS resource가 설정 됨) aperiodic CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다. 단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS resource configuration에서 CSI-RS configuration을 확인할 수 있다. 이후 단말은 기지국에 의하여 설정된 CSI request field 값에 따라 해당 CSI-RS resource에 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는 지를 알 수 있다. 예를 들어 CSI request field가 00일 경우 1개, CSI request field가 01일 경우 2개, CSI request field가 10일 경우 4개, CSI request field가 11일 경우 8개로 number of CSI-RS port를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS configuration 과 number of CSI-RS port를 조합하여 aperiodic CSI-RS가 전송되는 RE 위치를 해석하는 것이 가능하다. 상기 CSI request field 해석 방법은 하나의 예시로, 다양한 숫자 들을 signaling하는 것도 가능하다. 일례로 CSI request field가 00일 경우 기존 CSI-RS resource configuration에 포함되어 RRC signaling된 number of CSI-RS ports를 재사용 하고, 이외 CSI request field가 01일 경우 1개, CSI request field가 10일 경우 2개, CSI request field가 11일 경우 4개로 number of CSI-RS port를 해석하는 것도 가능하다.

[표 46]

Aperiodic CSI-RS 설정방법 2c에서의 1bit L1 signaling aperiodic CSI-RS triggering에 의한 CSI request field 해석방법

- <표 47>는 1bit RRC signaling에 의하여 CSI request field를 aperiodic CSI-RS triggering을 목적으로 사용하도록 설정되었을 때의 CSI request field에 대한 단말의 해석 방법을 나타내는 표이다. 상기 Aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게, 단말은 non-precoded CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 beamformed CSI-RS를 위한 CSI-RS resource들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 UE-specific beamforemd CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS resource가 설정 됨) aperiodic CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다. 단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS resource configuration에서 CSI-RS configuration을 확인할 수 있다. 이후 단말은 기지국에 의하여 설정된 CSI request field 값에 따라 해당 CSI-RS resource에 aperiodic CSI-RS가 전송되는지, 전송된다면 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는 지를 알 수 있다. 예를 들어 CSI request field가 00일 경우 이는 aperiodic CSI-RS가 전송되지 않음을 의미하며, CSI request field가 01일 경우 1개, CSI request field가 10일 경우 2개, CSI request field가 11일 경우 4개로 number of CSI-RS port를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS configuration 과 number of CSI-RS port를 조합하여 aperiodic CSI-RS가 전송되는 RE 위치를 해석하는 것이 가능하다. 상기 CSI request field 해석 방법은 하나의 예시로, 특정한 숫자가 표에 정의되는 것도 가능하지만, 다양한 숫자들이 RRC signaling되는 것도 가능하다. 일례로 CSI request field가 00일 경우 이는 aperiodic CSI-RS가 전송되지 않음을 의미하며, CSI request field가 01일 경우 기존 CSI-RS resource configuration에 포함되어 RRC signaling된 number of CSI-RS ports를 재사용 하고, CSI request field가 10일 경우 1개, CSI request field가 11일 경우 2개로 number of CSI-RS port를 해석하는 것도 가능하다.

[표 47]

Aperiodic CSI-RS 설정방법 2c에서의 1bit higher layer signaling aperiodic CSI-RS triggering에 의한 CSI request field 해석방법

- 또 다른 방법으로 추가적인 L1 signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS resource가 포함하는 CSI-RS port 수를 공지하는 것도 가능하다. <표 48>와 <표 49>는 2bit L1 signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS port 수를 설정하는 예시를 나타내는 표이다. 상기 Aperiodic CSI-RS 설정방법 2a와 유사하게, 단말은 non-precoded CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 beamformed CSI-RS를 위한 CSI-RS resource들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS가 전송되거나, 또는 UE-specific beamforemd CSI-RS를 위한 CSI-RS resource에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS resource가 설정 됨) aperiodic CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다. 단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS resource configuration에서 CSI-RS configuration을 확인할 수 있다. 이후 단말은 aperiodic CSI-RS가 trigger 되었을 때 <표 48> 또는 <표 49>와 같은 aperiodic CSI-RS field값에 따라 해당 aperiodic CSI-RS resource에 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는 지를 알 수 있다. <표 48>의 예시를 따를 경우 aperiodic CSI-RS field값에 따른 CSI-RS 포트 수는 aperiodic CSI-RS field table에 미리 정해지는 것이 가능하다. 예를 들어 CSI request field가 00일 경우 1개, CSI request field가 01일 경우 2개, CSI request field가 10일 경우 4개, CSI request field가 11일 경우 8개로 number of CSI-RS port를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS configuration 과 number of CSI-RS port를 조합하여 aperiodic CSI-RS가 전송되는 RE 위치를 해석하는 것이 가능하다. 상기 aperiodic CSI-RS field 해석 방법은 하나의 예시로, 특정한 숫자가 표에 정의되는 것도 가능하지만, <표 49>와 같이 다양한 숫자들이 RRC signaling되는 것도 가능하다. 일례로 CSI request field가 00일 경우 기존 CSI-RS resource configuration에 포함되어 RRC signaling된 number of CSI-RS ports를 재사용 하고, CSI request field가 01일 경우 1개, CSI request field가 10일 경우 2개, CSI request field가 11일 경우 4개로 number of CSI-RS port를 해석하는 것도 가능하다.

- 상기 <표 48> 및 <표 49>의 예제와 유사하게, periodic CSI-RS와 aperiodic CSI-RS의 공존을 고려하여 <표 50>를 사용하는 것이 가능하다. <표 50>를 통하여 periodic CSI-RS에 기반한 aperiodic CSI reporting과 aperiodic CSI-RS에 기반한 aperiodic CSI reporting을 개별적으로 on/off 시키는 것이 가능하다.

[표 48]

2bits aperiodic CSI-RS triggering에 의한 aperiodic CSI-RS field 해석방법

[표 49]

2bits aperiodic CSI-RS triggering에 의한 aperiodic CSI-RS field 해석방법

[표 50]

2bits aperiodic CSI-RS triggering에 의한 aperiodic CSI-RS field 해석방법

<제 3-4 실시 예: Aperiodic CSI-RS 전송에 따른 rate matching 방법>

LTE-A/LTE-A Pro system에서 단말은 NZP (non-zero power) CSI-RS 설정 정보 및 ZP (zero power) CSI-RS 설정 정보를 확인하여 PDSCH RE mapping을 확인하고 rate matching을 수행하는 것이 가능하다. 종래 periodic CSI-RS 전송에서는 CSI-RS 전송 정보가 semi-static하게 설정되므로 상기 rate matching을 위한 추가적인 시그날링이 필요하지 않았다. 반면 본 발명에서 제안하는 aperiodic CSI-RS 전송을 도입할 경우 CSI-RS 전송 여부 및 일부 CSI-RS 설정 정보가 dynamic하게 바뀔 수 있으므로 효율적인 rate matching을 위한 방법이 필요하게 된다. 본 실시예에서는 aperiodic CSI-RS를 고려한 rate matching 방법으로 다음과 같은 세 가지 예제를 제공한다.

● Aperiodic CSI- RS를 위한 rate matching 방법 1:

- 첫 번째 방법은 RRC signaling되는 CSI-RS resource configuration 및 ZP CSI-RS 설정을 기반으로 rate matching을 수행하는 방법이다. 상기 실시 예들에서 설명한 바와 같이 aperiodic CSI-RS 전송의 한 방법으로 CSI-RS resource configuration으로 지정되는 종래 CSI-RS subframe 들을 aperiodic CSI-RS resource pool로 고려하고 UL grant 등 L1 signaling에 의하여 실제 aperiodic CSI-RS가 전송될 subframe을 단말에 공지하는 방법이 있다. 첫 번째 방법은 단말이 자신에게 할당된 CSI-RS subframe 이외의 CSI-RS subframe들은 다른 단말들에게 할당될 것으로 생각하고 rate matching을 수행하는 방법이다. 첫 번째 방법을 사용할 경우 rate matching mechanism은 단순하지만 단말의 수가 작은 경우 data 전송 효율이 필요 이상으로 떨어질 수 있는 특징이 있다.

● Aperiodic CSI- RS를 위한 rate matching 방법 2:

- 두 번째 방법은 RRC signaling되는 CSI-RS resource configuration 및 ZP CSI-RS 설정, 그리고 L1 signaling되는 aperiodic CSI-RS triggering 및 CSI request field를 기반으로 rate matching을 수행하는 방법이다. 1bit L1 signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS triggering 여부가 결정 된다고 가정하자. 만약 aperiodic CSI-RS가 triggering 된 경우 상기 설명한 바와 같이 단말은 <표 42> ~ <표 50>에 따라 aperiodic CSI-RS 설정 정보를 해석하는 것이 가능하다. 한편 aperiodic CSI-RS가 triggering 되지 않은 경우에도 단말이 <표 42> ~ <표 50>에 따라 aperiodic CSI-RS 설정 정보를 해석하고 해당 CSI-RS resource를 aperiodic ZP CSI-RS로 인식하거나 aperiodic IMR(interference measurement resource)로 인식하는 것이 가능하다. 이는 rate matching을 aperiodic CSI-RS 전송 여부에 따라 비주기적으로 수행하기 위함이며, 이 방법을 통하여 현재 해당 단말을 위한 aperiodic CSI-RS는 없는 경우 다른 단말을 위한 aperiodic CSI-RS가 존재하는지, 존재한다면 어떤 RE에 존재하는 지를 공지하는 것이 가능하다. 본 예제에 따르면 aperiodic CSI-RS가 triggering 되었을 때와 되지 않았을 때 CSI request field 또는 aperiodic CSI field의 해석 방법이 같을 필요는 없다. 예를 들어 aperiodic CSI-RS가 triggering 되었을 때는 <표 42> 또는 <표 50>를 따르고 aperiodic CSI-RS 이는 aperiodic CSI-RS가 triggering 된 경우에는 aperiodic CSI-RS가 없다는 것을 알려줄 필요가 없지만, aperiodic CSI-RS가 triggering 되지 않은 경우에는 해당 단말 이외 다른 단말에게도 aperiodic CSI-RS가 없다는 것을 알려줄 필요가 있을 수 있기 때문이다.

● Aperiodic CSI- RS를 위한 rate matching 방법 3:

- 세 번째 방법은 RRC signaling되는 CSI-RS resource configuration 및 ZP CSI-RS 설정, 그리고 RRC signaling되는 aperiodic CSI-RS triggering 및 CSI request field를 기반으로 rate matching을 수행하는 방법이다. 1bit RRC signaling에 의하여 aperiodic CSI-RS triggering을 위한 CSI request field 사용 또는 aperiodic CSI-RS field 사용 여부가 결정 된다고 가정하자. 또한 설명의 편의를 위하여 단말에게 CSI request field와 aperiodic CSI-RS field가 모두 signaling되는 경우를 가정하겠다. 이때 aperiodic CSI-RS field는 <표 24>와 같다. 이 경우 aperiodic CSI-RS field는 CSI request field가 00이 아닌 다른 값을 가질 경우, 즉 aperiodic CSI가 trigger된 경우 aperiodic NZP CSI-RS resource 정보로 해석될 수 있다. 반대로 만약 CSI request field가 00일 경우, 즉 aperiodic CSI가 trigger되지 않은 경우 aperiodic ZP CSI-RS resource 또는 aperiodic IMR 정보로 해석되도록 약속하는 것이 가능하다. 다시 말해서 CSI request field와 aperiodic CSI-RS field를 종합적으로 해석하여 NZP CSI-RS 뿐 만 아니라 ZP CSI-RS에 대한 dynamic rate matching을 지원할 수 있다.

<제 3-5 실시 예: Aperiodic CSI-RS 전송 대역폭 설정 방법>

상기 실시 예 들에서는 하나 이상의 CSI-RS resource에서 비 주기적 CSI-RS 전송을 위한 자원설정 방법 및 전송타이밍 결정 방법에 대하여 논의하였다. 한편 비 주기적 CSI-RS 전송 효율을 극대화 하기 위하여 비 주기 CSI-RS 전송의 대역폭을 관리하는 것 또한 매우 중요하다. 예를 들어 LTE에서는 단말은 자신이 서포트 하는 E-UTRA band에 따라 해당 단말이 지원해야 하는 channel bandwidth를 결정하게 된다. <표 51>를 참조하면 단말이 만약 E-UTRA band 2를 지원하는 경우 단말은 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20} MHz channel bandwidth를 지원해야 하며, 만약 E-UTRA band 6을 지원하는 경우 단말은 {5, 10} MHz channel bandwidth를 지원해야 한다. 즉 LTE는 단말 별 UE maximum bandwidth를 따로 지원하지 않으며, MTC, eMTC, NB-IoT 등 서비스에 따라서 channel bandwidth가 달라지는 것은 가능하다.

[표 51]

반면, NR의 경우 같은 대역 내 eMBB, URLLC, mMTC 등 여러 vertical들의 공존, low cost eMBB UE 등 다양한 요인에 의하여 UE 별 서로 다른 UE-bandwidth를 지원하게 될 가능성이 있다. 따라서 넓은 system bandwidth 내 서로 다른 maximum UE-bandwidth를 가지는 단말들이 공존할 수 있으며 이들을 모두 wideband 비주기 CSI-RS로 지원하는 것은 자원의 낭비를 야기할 수 있다. 본 실시예에서는 이를 해결하기 위하여 비주기 CSI-RS 전송 대역폭 관리를 위한 방법들을 제공한다.

NR에서 CSI-RS를 위한 RRC 설정은 CSI-RS 전송 주기 및 time offset과 같은 timing 정보들을 포함할 수 있다. 상기 time offset은 periodic CSI-RS 혹은 semi-persistent CSI-RS를 위한 slot offset 그리고 aperiodic CSI-RS를 위한 triggering offset과 같이 하나 이상의 값을 포함할 수 있다. 이때 triggering offset은 DCI로 aperiodic CSI-RS 전송이 트리거 된 이후 실제 전송까지의 시간차이에 대한 정보를 포함한다. Aperiodic CSI-RS 전송 시 상기 timing 정보들은 무시되는 것도 가능하다. 예를 들어 aperiodic CSI-RS의 경우 단말은 상기 전송 주기 및 offset 값을 무시하고 aperiodic CSI-RS 전송 정보를 포함하는 DCI 수신 타이밍에 의하여 aperiodic CSI-RS 전송 여부를 확인할 수 있다.

또한 NR에서 CSI-RS를 위한 RRC 설정은 CSI-RS 전송 대역폭, frequency offset, RB 혹은 subband location 과 같은 전송대역 정보들을 포함할 수 있다. 상기 frequency offset은 downlink 혹은 uplink DC subcarrier를 포함하는 PRB를 기준으로 하거나 scheduled PDSCH를 기준으로 하는 PRB 단위 혹은 다수의 PRB로 구성되는 subband 단위의 offset일 수 있다. 이와 같이 RRC 설정되는 CSI-RS 전송대역 정보들은 반 정적으로(semi-static) CSI-RS 전송 대역을 관리하기에는 적합하지만 동적으로(dynamic) CSI-RS 전송대역을 변경하는 것은 불가능하다. 동적인 CSI-RS 전송대역 설정/변경을 위하여 다음과 같은 방법들을 고려할 수 있다.

첫 번째 방법은 CSI-RS frequency hopping을 통한 동적인 CSI-RS 전송대역 변경이다. 기지국과 단말은 미리 정해진 몇 가지 frequency hopping 패턴을 공유하고 특정 규칙 혹은 L1(DCI), L2(MAC CE, RRC) signaling에 따라 협대역(subband) 전송되는 CSI-RS의 주파수 자원 위치를 결정할 수 있다. 상기 frequency hopping 타이밍은 slot/subframe 위치에 의해 절대값으로 정의되거나 aperiodic CSI-RS 트리거를 포함하는 DCI에 의하여 상대값으로 정의될 수 있다. 예를 들어 상기 hopping 타이밍이 절대값으로 정의되는 경우 aperiodic CSI-RS triggering과 관계 없이 slot/subframe index에 따라 CSI-RS 전송을 위한 subband 위치가 변화한다. 반면 상기 hopping 타이밍이 상대값으로 정의되는 경우 CSI-RS 전송을 위한 subband 위치는 aperiodic CSI-RS triggering에 의하여 변화한다. 본 방법에서는 hopping 패턴의 종류와 전송 타이밍 조정 등에 의하여 CSI-RS 전송을 위한 subband를 결정할 수 있으나 hopping 패턴이 한 번 정해지면 변경에 많은 시간이 걸리기 때문에 subband 설정의 자유도가 제한된다.

두 번째 방법은 L1(DCI) 혹은 MAC CE signaling을 통한 subband/wideband transmission indication, 혹은 subband/wideband switching signaling 이다. 본 방법에서는 상기 RRC 설정된 CSI-RS의 전송대역 정보를 변경하는 dynamic signaling(L1 혹은 MAC CE)을 지원하다. 도 3o는 두 번째 방법의 일례를 도시하는 도면이다. 도 3o에서 DCI는 단말에게 설정된 CORESET(COntrol REsource SET) (3o-05, 3o-20, 3o-30, 3o-40)안에서 정의되는 CSS(common search space) 혹은 USS(UE-specific search space)에서 전송되며, aperiodic CSI-RS(3o-15, 3o-25, 3o-35, 3o-45)의 전송 여부 및 주파수/시간 자원 인덱스를 지시할 수 있다. 또한 이에 더해서 상기 DCI는 해당 aperiodic CSI-RS가 subband 전송 되는지(3o-15, 3o-25) 혹은 wideband 전송되는지(3o-35, 3o-45)를 알려주는 전송대역 변경 signaling을 포함한다. 상기 두 가지 정보들은 joint encoding 되는 것도 가능하지만 설명의 편의를 위하여 아래 설명에서는 각각 독립적으로 encoding 된 상황을 가정하겠다. 상기 전송대역 변경 signaling이 subband 전송을 의미하는 경우 이는 해당 aperiodic CSI-RS의 전송대역이 CORESET의 bandwidth와 같은 것을 의미하거나(3o-15) 혹은 해당 aperiodic CSI-RS의 전송대역이 설정된 PDSCH 전송대역(3o-10)과 같은 것을 의미(3o-25)할 수 있다. 만약 상기 전송대역 변경 signaling이 wideband 전송을 의미하는 경우 이는 해당 aperiodic CSI-RS의 전송대역이 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역과 같은 것을 의미하거나(3o-35) 혹은 해당 aperiodic CSI-RS의 전송대역이 system bandwidth 혹은 system bandwidth가 몇 개의 bandwidth parts로 나뉘는 경우 bandwidth part의 대역과 같은 것을 의미(3o-45)할 수 있다.

이와 유사하게 상기 전송대역 변경 signaling은 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역을 사용할 지 혹은 system bandwidth, bandwidth part, UE-bandwidth로 대변되는 wideband CSI-RS 전송을 수행할 지를 지시하는 지시자로 사용되는 것도 가능하다. 도 3p는 상기 전송대역 변경 signaling을 통하여 단말의 bandwidth adaptation을 수행하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET(3p-05)에서 전송되는 DCI를 통하여 UE bandwidth(3p-12)내에서 PDSCH(3p-10)를 스케쥴링하고, aperiodic CSI-RS(3p-15)를 트리거할 수 있다. 이때 기지국은 상기 전송대역 변경 signaling을 통하여(0으로 설정) 단말이 RRC로 설정된 CSI-RS 전송대역을 사용하도록 지시할 수 있다. 3p-15에서는 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역이 CORESET 대역과 같다고 가정하였다. 한편 기지국이 3p-40과 같이 더 넓은 대역에 단말의 PDSCH를 할당하고 싶은 경우 기지국은 3p-15의 대역보다 더 넓은 대역에 대한 CSI가 필요하게 될 것이다. 따라서 기지국은 CORESET(3p-20)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말이 wideband aperiodic CSI-RS(3p-25)를 수신하도록 전송대역 변경 signaling을 설정하게(1로 설정) 된다. 단말은 3p-25를 수신하여 CSI를 생성 후 기지국에 보고하고, 기지국은 이를 통하여 스케쥴링을 수행할 수 있다. 기지국은 스케쥴링 결과를 바탕으로 3p-30에서 전송되는 DCI를 통하여 단말에게 넓은 대역의 PDSCH(3p-40)를 할당하고 전송할 수 있다.

이와 유사하게 상기 전송대역 변경 signaling은 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역을 사용할 지 혹은 가장 최근에 설정된 DL bandwidth와 CSI-RS 전송 대역을 일치시킬지를 지시하는 지시자로 사용되는 것도 가능하다. 상세 설명은 도 3o 및 3p와 유사하므로 생략하도록 한다.

상기 설명 및 도면에서 단말이 단일한 CORESET을 가지는 것처럼 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 단말이 다수의 CORESET을 가지는 경우에도 상기 설명들을 확장하여 적용하는 것이 가능하다. 상기 설명에서 CORESET은 control channel과 별개로 설정되는 UE-bandwidth 혹은 bandwidth part로 대체되어 동일한 방법들을 적용하는 것이 가능하다. 이를 위한 상세한 설명은 상기 예제들과 유사하므로 생략하도록 한다.

상기 설명 및 도면은 단일 자원에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 경우에 대한 예제이며 작은 payload의 signaling으로 aperiodic CSI-RS의 전송대역 변경을 지원한다 (제일 단순한 예제에서는 1bit). 한편 다수의 자원에서 aperiodic CSI-RS가 전송되는 경우 다음의 두 가지 방법으로 상기 예제들을 확장하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 상기 다수의 CSI-RS 자원에 동일한 전송대역 변경 시그날링을 적용하는 것이다. 이 경우 추가적인 DCI payload 증가는 없으나 CSI-RS 전송대역 설정 자유도는 떨어지게 된다. 두 번째 방법은 CSI-RS 자원 별 혹은 자원 그룹 별 전송대역 변경 시그날링을 지원하는 것이다. 이 경우 동시에 전송되는 aperiodic CSI-RS 자원 수에 따라 DCI payload는 증가하게 되지만 CSI-RS 전송대역 설정 자유도는 높아지게 된다. 두 번째 방법을 적용할 경우 동시에 전송되는 aperiodic CSI-RS 자원 수는 2 또는 3으로 제한될 수 있다.

상기 설명 및 도면에서 aperiodic CSI-RS triggering 및 전송대역 변경 signaling을 포함하는 DCI와 해당 aperiodic CSI-RS는 동일한 slot에서 전송되는 것으로 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 상기 CSI-RS 전송 타이밍 정보에 따라 하나 이상의 slot들에 나뉘어 전송되는 것도 가능함이 자명하다.

<제 3-6 실시 예: Control channel CSI를 위한 aperiodic CSI-RS 전송>

본 실시예에서는 control channel CSI 획득을 위한 aperiodic CSI-RS 전송대역 설정방법을 제공한다. 이 경우 상기 전송대역 변경 signaling은 control channel CSI triggering signaling으로 이해되는 것이 가능하다. 도 3r은 상기 control channel CSI triggering signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET(3r-05)에서 전송되는 DCI를 통하여 UE bandwidth(3r-15)내에서 PDSCH(3r-10)를 스케쥴링하고, aperiodic CSI-RS(3r-20)를 트리거할 수 있다. 이때 기지국은 상기 control channel CSI triggering signaling을 통하여 (0으로 설정) 단말이 RRC로 설정된 CSI-RS 전송대역을 사용하도록 지시할 수 있다. 이는 단말이 PDSCH를 위한 CSI를 생성하도록 하기 위함이며, 단말은 PDSCH를 위한 전송환경(채널코딩(LDPC), {4-1024} modulation order, PDSCH TBS(transport block size) 등)을 고려하여 CQI, PMI, RI, CRI 등 필요한 CSI를 생성한다. 3r-20에서는 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역이 scheduling 된 PDSCH 대역과 같다고 가정하였다. 한편 기지국이 control channel에 대한 CSI가 필요한 경우 기지국은 CORESET(3r-25)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말이 control channel CSI 생성을 위한 CSI-RS(3r-30, 3r-40)를 수신하도록 control channel CSI triggering signaling을 설정하게(1로 설정) 된다. 이때 control channel CSI 생성을 위한 CSI-RS(3r-30, 3r-40)를 수신하도록 control channel CSI triggering signaling를 설정하는 것은 실제 CSI-RS의 전송 대역이 3r-30과 같이 변경되는 것을 의미할 수도 있으나 실제 CSI-RS의 전송대역은 변하지 않고(3r-40) 단말의 수신 윈도우만이 변경되는 것(3r-45)을 의미하는 것도 가능하다. 이후 단말은 3r-30 또는 3r-45를 수신하여 PDCCH를 위한 CSI를 생성하게 되며, 단말은 PDCCH를 위한 전송환경(채널코딩(polar code), 4 QAM modulation order, PDCCH payload size 등)을 고려하여 CQI, PMI, RI, CRI 등 필요한 CSI를 생성한다. 기지국은 이를 통하여 PDSCH 및 PDCCH에 대한 스케쥴링을 수행할 수 있다.

<제 3-7 실시 예: Subband aperiodic CSI-RS를 위한 PDSCH rate matching>

상기 실시예 3-5, 3-6에서는 NZP CSI-RS를 위한 전송대역 조정에 대하여 주로 설명하였다. 한편 ZP CSI-RS는 다른 cell/beam/TRP로부터의 CSI-RS 자원 부분을 비워 PDSCH rate matching을 수행하거나, 다른 cell/beam/TRP로부터의 간섭을 측정하거나, NZP CSI-RS의 power boosting을 수행하는 등 다양한 역할을 수행하므로 ZP CSI-RS의 전송대역 조정 또한 중요하게 다루어질 필요가 있다.

도 3s는 상기 aperiodic ZP CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET(3s-05)에서 전송되는 DCI를 통하여 UE bandwidth(3s-15)내에서 PDSCH(3s-10)를 스케쥴링하고, aperiodic CSI-RS(3s-20)를 트리거할 수 있다. 여기서 aperiodic CSI-RS의 전송 대역은 해당 단말의 CORESET 전송 대역과 같게 설정되었다고 가정하였다. 한편 상기 단말의 PDSCH(3s-10)은 자신이 수신하지 않을 (serving cell/TRP로부터 전송된 것이 아닌) 또 다른 subband aperiodic CSI-RS 자원(3s-25)와 겹치는 것이 가능하다. 이때 3s-25를 수신하는 단말의 CORESET은 3s-05와 다른 대역에서 전송되는 것이 가능하며 따라서 3s-25의 전송대역 또한 3s-20과 다를 수 있다.

이러한 상황을 고려하였을 때 3s-25에 대응하기 위한 ZP CSI-RS를 설정하기 위하여 크게 다음과 같은 두 가지 방법들을 사용하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 DCI에 NZP CSI-RS를 위한 전송대역 변경 시그날링과 ZP CSI-RS를 위한 전송대역 변경 시그날링을 별도로 지원하여 ZP CSI-RS의 전송대역을 관리하는 것이다. 일례로 기지국은 RRC 설정된 ZP CSI-RS의 전송대역이 3s-25를 커버하기에 부족한 경우 ZP CSI-RS 전송대역 변경 시그날링을 통하여 상기 RRC 설정된 ZP CSI-RS 전송대역 대신 system bandwidth/bandwidth part/scheduled PDSCH bandwidth 등으로 표현되는 wideband 영역에 설정되도록(3s-30) 지시할 수 있다. 이는 ZP CSI-RS를 위한 오버헤드를 다소 증가시키게 되지만 전송대역 변경 시그날링 오버헤드는 크게 증가시키지 않는 장점이 있다. 첫 번째 방법의 또 다른 예시로 기지국은 RRC 설정된 ZP CSI-RS의 전송대역이 3s-25를 커버하기에 부족한 경우 ZP CSI-RS 전송대역 변경 시그날링에 ZP CSI-RS 전송대역 정보를 직접 포함하는 것이다. 이 경우 ZP CSI-RS 전송대역 설정(3s-35)은 NP CSI-RS 전송대역 설정(3s-25)와 일치하거나 유사하게 되어 ZP CSI-RS 설정 오버헤드는 최적화 될 수 있지만 전송대역 변경 시그날링 오버헤드는 크게 증가될 수 있다.

두 번째 방법은 상기 전송대역 변경 시그날링을 NZP CSI-RS와 ZP CSI-RS 간 동일하게 사용하는 것이며 이때 전송대역 변경 시그날링은 aperiodic NZP/ZP CSI-RS triggering/resource selection signaling 중 하나 혹은 모두와 함께 joint encoding 되거나, 혹은 aperiodic NZP/ZP CSI-RS triggering/resource selection signaling과 독립적으로 encoding 되는 것이 가능하다. 만약 aperiodic NZP CSI-RS triggering/resource selection signaling과 전송대역 변경 시그날링이 joint encoding 되는 경우 aperiodic ZP CSI-RS의 대역폭은 최근에 설정된 aperiodic NZP CSI-RS의 전송대역폭 시그날링을 따라 결정되는 것이 가능하다. 만약 aperiodic NZP/ZP CSI-RS triggering/resource selection signaling과 전송대역 변경 시그날링이 joint encoding 되는 경우 aperiodic ZP CSI-RS의 대역폭은 joint encoding 방법에 따라 결정된다. 만약 aperiodic NZP/ZP CSI-RS triggering/resource selection signaling과 전송대역 변경 시그날링이 독립적으로 encoding 되는 경우 aperiodic ZP 및 NZP CSI-RS의 대역폭은 독립적으로 encoding 된 전송대역 변경 시그날링에 따라 결정되는 것이 가능하다.

상기 표 45 ~ 표 50의 예제들은 '상위레이어'의 정의에 따라 그 의미가 바뀔 수 있음을 유의해야 한다. 예를 들어 상기 상위레이어가 RRC 시그날링 만을 의미할 경우 상기 표들은 RRC 시그날링 된 CSI-RS들의 리스트를 의미하나, MAC CE 시그날링을 함께 의미하는 경우 상기 표들은 MAC CE에 의하여 activation 된 CSI-RS 자원을 의미하는 것으로 약속될 수 있다. 이와 유사하게 상기 L1 시그날링들이 지시하는 CSI-RS 자원들의 의미도 바뀔 수 있음이 자명하다. 예를 들어 상기 상위레이어가 RRC 시그날링 만을 의미할 경우 상기 L1 시그날링이 지칭하는 CSI-RS 자원들은 RRC 시그날링 된 CSI-RS들의 리스트를 의미하나, MAC CE 시그날링을 함께 의미하는 경우 상기 L1 시그날링이 지칭하는 CSI-RS 자원들은 MAC CE에 의하여 activation 된 CSI-RS 자원을 의미하는 것으로 약속될 수 있다.

본 발명의 실시예에 따라 aperiodic CSI-RS를 전송하는 경우 기지국의 동작은 도 3j를 참조하여 상술한 바와 같다. 도 3j를 참조하면 기지국은 3j-01 단계에서 RRC signaling을 통하여 적어도 하나의 aperiodic CSI-RS를 설정한다. 이때 RRC signaling은 aperiodic CSI-RS에 대한 전송대역정보를 포함할 수 있다. 이후 기지국은 3j-02 단계에서 alternative들에 따라 필요할 경우 higher layer (MAC CE) signaling을 통하여 상기 RRC 설정 된 CSI-RS 중 activation/deactivation 될 자원들을 설정한다. 또한 기지국은 3j-03단계에서 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS를 trigger할 수 있으며 RRC 설정 된 전송대역을 변경하도록 지시하는 것이 가능하다. 이후 기지국은 3j-04 단계에서 3j-01, 3j-02 및 3j-03를 통하여 공지된 aperiodic CSI-RS resource에 aperiodic CSI-RS를 전송한다.

또한 본 발명의 실시예에 따라 aperiodic CSI-RS에 기반한 단말의 동작은 도 3k를 참조하여 상술한 바와 같다. 도 3k를 참조하면 단말은 3k-01 단계에서 higher layer (RRC) signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS 관련 semi-static 설정정보를 수신한다. 이후 단말은 3k-02 단계에서 alternative들에 따라 필요할 경우 higher layer (MAC CE) signaling을 통하여 상기 RRC 설정 된 CSI-RS 중 activation/deactivation 될 자원들에 대한 설정정보를 수신한다. 또한 단말은 3k-03단계에서 L1 signaling을 통하여 aperiodic CSI-RS 관련 전송대역변경 시그날링을 포함하는 dynamic 설정정보를 수신한다. 이후 단말은 3k-04 단계에서 3k-01, 3k-02 및 3k-03 단계에서 수신한 aperiodic CSI-RS 설정정보를 기반으로 해당 CSI-RS resource에서 aperiodic CSI-RS를 수신한다. 이후 단말은 3k-04 단계에서 수신한 aperiodic CSI-RS를 기반으로 CSI 정보를 생성하고 이를 정해진 타이밍에 기지국으로 보고한다.

도 3l은 본 발명의 실시 예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.

도 3l을 참조하면, 단말은 통신부(3l-01)와 제어부(3l-02)를 포함한다. 통신부(3l-01)는 외부(예를 들어, 기지국)로부터 데이터를 송신 또는 수신하는 기능을 수행한다. 여기서 통신부(3l-01)는 제어부(3l-02)의 제어하에 피드백 정보를 기지국으로 전송할 수 있다.

제어부(3l-02)는 단말을 구성하는 모든 구성 요소들의 상태 및 동작을 제어한다.

구체적으로 제어부(3l-02)는 기지국으로부터 할당 받은 정보에 따라 피드백 정보를 생성한다. 또한, 제어부(3l-02)는 생성한 채널 정보를 기지국으로부터 할당 받은 타이밍 정보에 따라 기지국으로 피드백하도록 통신부(3l-01)를 제어한다. 이를 위해 제어부(3l-02)는 채널 추정부(3l-03)를 포함할 수 있다.

채널 추정부(3l-03)는 기지국으로부터 수신되는 CSI-RS 및 피드백 할당 정보를 통해 필요한 피드백 정보를 판단하고, 상기 피드백 정보에 기초하여 수신된 CSI-RS를 사용하여 채널을 추정한다.

도 3l에서는 단말이 통신부(3l-01)와 제어부(3l-02)로 구성된 예를 설명하였으나, 이에 한정되지 않고 단말에서 수행되는 기능에 따라 다양한 구성들을 더 구비할 수 있다. 예를 들어 단말은 단말의 현 상태를 표시하는 표시부, 사용자로부터 기능 수행 등과 같은 신호가 입력되는 입력부, 단말에 생성된 데이터들을 저장하는 저장부 등을 더 포함할 수 있다.

또한, 상기에서는 채널 추정부(3l-03)가 제어부(3l-02)에 포함된 것으로 도시하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 제어부(3l-02)는 적어도 하나 이상의 기준 신호 자원 각각에 대한 설정 정보를 기지국으로부터 수신하도록 통신부(3l-01)를 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(3l-02)는 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 측정하고, 상기 측정 결과에 따른 피드백 정보를 생성하기 위한 피드백 설정 정보를 상기 기지국으로부터 수신하도록 통신부(3l-01)를 제어할 수 있다.

또한 제어부(3l-02)는 상기 통신부(3l-01)를 통하여 수신된 적어도 하나 이상의 기준 신호를 측정하고 상기 피드백 설정 정보에 따라 피드백 정보를 생성할 수 있다. 그리고 제어부(3l-02)는 상기 생성된 피드백 정보를 상기 피드백 설정 정보에 따른 피드백 타이밍에서 상기 기지국으로 전송하도록 통신부(3l-01)를 제어할 수 있다.

또한 제어부(3l-02)는 기지국으로부터 주기적 또는 비 주기적으로 전송되는 CSI-RS를 수신하고, 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를 생성하고, 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다. 이 때 제어부(3l-02)는, 상기 기지국의 안테나 포트 그룹 간 관계를 참조하여 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 선택할 수 있다.

또한 제어부(3l-02)는 기지국으로부터 주기적 또는 비 주기적으로 전송되는 CSI-RS를 수신하고, 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를 생성하고, 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다. 이 때 제어부(3l-02)는, 상기 기지국의 모든 안테나 포트 그룹을 참조하여 하나의 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 선택할 수 있다. 또한 제어부(3l-02)는 기지국으로부터 피드백 설정 정보를 수신하고, 상기 기지국으로부터 주기적 또는 비 주기적으로 전송되는 CSI-RS를 수신하고, 상기 수신한 피드백 설정 정보 및 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를 생성하고, 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다.

도 3m은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.

도 3m을 참조하면, 기지국은 제어부(3m-02)와 통신부(3m-01)를 포함한다.

제어부(3m-02)는 기지국을 구성하는 모든 구성의 상태 및 동작을 제어한다. 구체적으로, 제어부(3m-02)는 단말의 채널 추정을 위한 CSI-RS 자원을 단말에게 할당하고 피드백 자원 및 피드백 타이밍을 단말에게 할당한다.

이를 위해 제어부(3m-02)는 자원 할당부(3m-03)를 더 포함할 수 있다. 또한 여러 단말로부터의 피드백이 충돌하지 않도록 피드백 설정 및 피드백 타이밍을 할당하고 해당 타이밍에서 설정된 피드백 정보를 수신하고 해석한다.

통신부(3m-01)는 단말로 데이터, 기준 신호 및 피드백 정보를 송수신하는 기능을 수행한다. 여기서 통신부(3m-01)는 제어부(3m-02)의 제어하에 할당된 자원을 통해 CSI-RS를 단말로 전송하고, 단말로부터 채널 정보에 대한 피드백을 수신한다.

상기에서는 자원 할당부(3m-03)가 제어부(3m-01)에 포함된 것으로 도시하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.

제어부(3m-02)는 적어도 하나 이상의 기준 신호 각각에 대한 설정 정보를 단말에 전송하도록 통신부(3m-01)를 제어하거나, 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 생성할 수 있다. 또한, 제어부(3m-02)는 상기 측정 결과에 따른 피드백 정보를 생성하기 위한 피드백 설정 정보를 상기 단말에 전송하도록 상기 통신부(3m-01)를 제어할 수 있다.

또한, 상기 제어부(3m-02)는 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 상기 단말에 전송하고, 상기 피드백 설정 정보에 따른 피드백 타이밍에서 상기 단말로부터 전송되는 피드백 정보를 수신하도록 통신부(3m-01)를 제어할 수 있다.

또한, 제어부(3m-02)는 단말에 피드백 설정 정보를 전송하고, 상기 단말에 주기적 또는 비 주기적 CSI-RS를 전송하고, 상기 피드백 설정 정보 및 상기 CSI-RS에 기초하여 생성된 피드백 정보를 상기 단말로부터 수신할 수 있다. 이 때 제어부(3m-02)는 상기 기지국의 각 안테나 포트 그룹에 대응되는 피드백 설정 정보 및 안테나 포트 그룹 간의 관계에 기초하는 추가적 피드백 설정 정보를 전송할 수 있다. 또한, 제어부(3m-02)는 피드백 정보에 기초하여 빔포밍된 CSI-RS를 주기적 또는 비 주기적으로 상기 단말에 전송하고, 상기 CSI-RS에 기초하여 생성된 피드백 정보를 상기 단말로부터 수신할 수 있다.

Claims

무선 통신 시스템의 단말의 방법에 있어서,
기지국으로부터 DMRS(demodulation reference signal) 설정 타입의 결정과 관련된 정보를 수신하는 단계;
상기 기지국으로부터 PDSCH(physical downlink shared channel)와 관련된 DMRS 포트를 지시하는 제어 정보를 수신하는 단계;
상기 DMRS 포트를 기반으로 상기 기지국으로부터 DMRS를 수신하는 단계를 포함하고,
상기 DMRS 설정 타입은 제1 DMRS 설정 타입 및 제2 DMRS 설정 타입 중 하나에 대응되고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제1 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 두 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제2 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 세 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS의 시퀀스는 상기 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기반으로 자원 요소(RE: resource element)에 매핑되고,
상기 제1 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #4, #5는 상기 두 개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #6, #7는 상기 두 개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고,
상기 제2 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #6, #7은 상기 3개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #8, #9는 상기 3개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #4, #5, #10, #11은 상기 3개의 그룹 중 제3 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 방법.
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제1항에 있어서,
동일한 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 DMRS 시퀀스는 각각의 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기초로 동일한 자원 요소에서 직교하도록 매핑되는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 DMRS 설정 타입의 결정과 관련된 정보는 무선 자원 제어(RRC: radio resource control) 메시지를 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
통신 시스템의 기지국의 방법에 있어서,
DMRS(demodulation reference signal) 설정 타입의 결정과 관련된 정보를 단말로 송신하는 단계;
PDSCH(physical downlink shared channel)과 관련된 DMRS 포트를 지시하는 제어 정보를 상기 단말로 송신하는 단계; 및
상기 DMRS 포트를 기반으로 단말로 DMRS를 송신하는 단계를 포함하고,
상기 DMRS 설정 타입은 제1 DMRS 설정 타입 및 제2 DMRS 설정 타입 중 하나에 대응되고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제1 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 두 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제2 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 세 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS의 시퀀스는 상기 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기반으로 자원 요소(RE: resource element)에 매핑되고,
상기 제1 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #4, #5는 상기 두 개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #6, #7는 상기 두 개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고,
상기 제2 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #6, #7은 상기 3개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #8, #9는 상기 3개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #4, #5, #10, #11은 상기 3개의 그룹 중 제3 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 방법.
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제6항에 있어서,
동일한 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 DMRS 시퀀스는 각각의 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기초로 동일한 자원 요소에서 직교하도록 매핑되는 것을 특징으로 하는 방법.
제6항에 있어서,
상기 DMRS 설정 타입의 결정과 관련된 정보는 무선 자원 제어(RRC: radio resource control) 메시지를 통해 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
통신 시스템의 단말에 있어서,
송수신부; 및
기지국으로부터 DMRS(demodulation reference signal) 설정 타입의 결정과 관련된 정보를 수신하고, 상기 기지국으로부터 PDSCH(physical downlink shared channel)과 관련된 DMRS 포트를 지시하는 제어 정보를 수신하고, 상기 DMRS 포트를 기반으로 상기 기지국으로부터 DMRS를 수신하도록 구성되는 제어부를 포함하고,
상기 DMRS 설정 타입은 제1 DMRS 설정 타입 및 제2 DMRS 설정 타입 중 하나에 대응되고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제1 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 두 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제2 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 세 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS의 시퀀스는 상기 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기반으로 자원 요소(RE: resource element)에 매핑되고,
상기 제1 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #4, #5는 상기 두 개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #6, #7는 상기 두 개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고,
상기 제2 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #6, #7은 상기 3개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #8, #9는 상기 3개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #4, #5, #10, #11은 상기 3개의 그룹 중 제3 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 단말.
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제11항에 있어서,
동일한 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 DMRS 시퀀스는 각각의 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기초로 동일한 자원 요소에서 직교하도록 매핑되는 것을 특징으로 하는 단말.
제11항에 있어서,
상기 DMRS 설정 타입의 결정과 관련된 정보는 무선 자원 제어(RRC: radio resource control) 메시지를 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 단말.
통신 시스템의 기지국에 있어서,
송수신부; 및
DMRS(demodulation reference signal) 설정 타입의 결정과 관련된 정보를 단말로 송신하고, PDSCH(physical downlink shared channel)과 관련된 DMRS 포트를 지시하는 제어 정보를 상기 단말로 송신하고, 상기 DMRS 포트를 기반으로 단말로 DMRS를 송신하는 제어부를 포함하고,
상기 DMRS 설정 타입은 제1 DMRS 설정 타입 및 제2 DMRS 설정 타입 중 하나에 대응되고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제1 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 두 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS 설정 타입이 상기 제2 DMRS 설정 타입에 대응되는 경우, 상기 DMRS 포트는 세 개의 그룹 중 하나에 속하고,
상기 DMRS의 시퀀스는 상기 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기반으로 자원 요소(RE: resource element)에 매핑되고,
상기 제1 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #4, #5는 상기 두 개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #6, #7는 상기 두 개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고,
상기 제2 DMRS 설정 타입에 대해서, DMRS 포트 인덱스 #0, #1, #6, #7은 상기 3개의 그룹 중 제1 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #2, #3, #8, #9는 상기 3개의 그룹 중 제2 그룹에 속하고, DMRS 포트 인덱스 #4, #5, #10, #11은 상기 3개의 그룹 중 제3 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 기지국.
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제16항에 있어서,
동일한 그룹에 속하는 DMRS 포트들의 DMRS 시퀀스는 각각의 DMRS 포트에 대응되는 시간 도메인 관련 파라미터 및 주파수 도메인 관련 파라미터를 기초로 동일한 자원 요소에서 직교하도록 매핑되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제16항에 있어서,
상기 DMRS 설정 타입의 결정과 관련된 정보는 무선 자원 제어(RRC: radio resource control) 메시지를 통해 송신되는 것을 특징으로 하는 기지국.