【発明の詳細な説明】
TDM/TDMA受信機用適応フィルタ
本発明は、固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定のタイムスロットにお
いて送信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機のための復調器に
関する。
多数のイコライザ適応方法（すなわち、適応的ディジタル・フィルタリング）
が開発され、広く応用されている。最も広範囲に報告されているのは、最小二乗
平均(Least Mean Squares，LMS)および帰納的最小二乗(Recursive Least Square
s，RLS)として知られているアルゴリズムである。これら2 つのタイプの基本的
な違いは、フィルタ係数を調節するために使用される誤差最小化基準である。そ
の名前が示すように、LMS は、その誤差の統計的期待値（平均）を最小にし、理
論的に、無限回の繰り返しの後、最適解に収束するのみである。これに対して、
RLS は、与えられた１組のオペレーティング・パラメータに対して、その瞬間の
誤差を最小にし、プロセスに与えられたデータだけによって規定される収束特性
を有する。これらの2 つのタイプの方法は、以下のように、それらに関連する長
所と欠点を有する。
LMS は比較的ゆっくり収束し、高速のチャネル変更に穏やかに追随するのは不
得手であるが、効率的に実現できる。
RLS は、速く収束し、良好なトラッキング特性を有するが、計算コストが高く
、敏感な不安定性を有する。
その計算上の要求を軽減しようとして、基本RLS アルゴリズムの「高速の」変
形、および、妥協した変形の両方が、長年にわたって開発されてきた。しかし、
これらは、未だ、LMS より、5 〜10倍、
計算上の要求が厳しい。
一般に、LMS、RLS、および、適応技術については、Simon Haykinによる「Adap
tive Filter Theory」Prentice Hall 1991 2nd Editionの中で詳細に記述されて
いる。
適応フィルタ（イコライザ）は、多重パス干渉(multi-path interference）を
補償するために、TDM/TDMAネットワークにおいて使用される。信号は、建物、丘
、および、側面の高い乗り物等で反射して、送信機と受信機の間で種々のパスを
とり得る。DM BalstonおよびRCV Macario 編「Cellular Radio Systems」Artech
House Inc 1993 の167 ページ以降において論議されているように、伝送媒体の
信号伝達特性を評価し（例えば、インパルス応答を決定し）、それから、受信信
号を補償するように処理することによって等化が行われる。伝送路の伝達関数を
評価するためには、いくつかの既知の方法が存在する。そして、これらの方法の
大部分は、予測されたデータ・シーケンスを受信することを前提としている。こ
れは、データ・パケットの一部として送信されたトレーニング・シーケンスであ
る。受信機は、このシーケンスを検出し、そして、表現しようとするビット・シ
ンボル・パターン（1，0他）すなわち、シンボルが何かを知ることにより、受信
信号を生成したと思われる最も蓋然性の高い伝達関数、および、多重パス歪み(m
ulti-path distortion)を補償するために要求されるフィルタ（イコライザ）係
数を推定することができる。
既知の移動式のTDM/TDMAネットワーク（すなわち、移動電話加入者を有するも
の）においては、新しく受信したデータ・パケット各々の復調の前にイコライザ
の完全な再トレーニングが必要であるくらいに、伝播遅延はフレーム毎に変化し
得る。あいにく、このことは、RLS アルゴリズムが、高い計算コストで使用され
なければなら
ないか、あるいは、再トレーニングを可能にするために、送信される他のデータ
をより少なくして、各データパケットに多数のトレーニング・シンボルを含まな
ければならないことを意味する。
本発明は、以下に参照する請求項において定義される。好適な特徴は、その従
属項に記述される。
本発明の第１の形態は、好適には、TDM/TDMA受信機ユニットのための復調器を
提供し、この復調器は以下の構成の適応フィルタ手段を含む。この適応フィルタ
手段は、１つのフレームの各タイムスロットにおいて受信したデータ・パケット
の各々において、複数のデジタル・ビット値を決定して、フィルタ係数を適応さ
せるように動作し、ここで、１つのタイムスロット内の１つのデータ・パケット
をフィルタリングする際のフィルタ係数値は、次のフレームの対応するタイムス
ロットにおいて次に受信したデータ・パケットを適応的にフィルタリングする際
の初期値として使用される。好適には、対応するタイムスロットの間の時間には
、フィルタ係数は再利用のためにメモリに格納される。
好適には、上記の復調器は、受信されたデータと予測された同期データとの間
の複素相関を実行して、受信されたパケットにおける所定のシンボルにおいてキ
ャリア位相を決定するように動作する相関手段を含む。「複素相関」とは、実部
および虚部の両方を有する複数の値を含むデータの相関を意味する。
そのような復調器は、特に、実質的に位置を固定した複数の基地局と複数の加
入者ユニットを有するTDM/TDMAネットワークにおいて使用できる。多重パス伝播
のためのフェージング効果が起こるだろうけれども、これらの効果は、伝送フレ
ーム速度(transmission frame rate)と比較してゆっくり変化するのみである。
好適な復調器では、前のフレームにて適合されたフィルタ係数を再利用すること
によって、多重パス伝播の予測される性質、すなわち、多重パス伝播がゆっくり
変化するという性質を考慮に入れている。結果として、トレーニング・シーケン
スの長さは、大いに減らされ得、ユーザ・データのために使用できる帯域幅をよ
り大きい割合にする。
本発明による復調器を含む好適なTDM/TDMAネットワークにおいては、そのシー
ケンスは短いが、データ・パケットは、依然として、トレーニングに適したデー
タ・シーケンスを含む。好適な復調器は、この予測されたシーケンスを受信し、
そのキャリア位相とパケットのタイミングを決定するが、必ずしも、適応のフィ
ルタ係数をトレーニングにより適応させるためではない。
本発明による好適な復調器では、有利なことに、必要なトレーニング・データ
の量を最小にして、それにより、ユーザデータのために使用できる帯域幅を最大
にし、RLS 適応アルゴリズムの使用を避ける。結果において、好適な復調器は、
単純な構成であり得、消費電力が少ない。また、開始点として前のフレームの対
応するデータ・パケットからのフィルタ係数を使うことによって、ゆっくり収束
し、実施構成が簡素であるフィルタ係数適応方法が、使用され得る。
本発明はまた、デジタル・ビット値を決定し、フィルタ係数を適応させるため
に、１つのフレームの各タイムスロットにおいて受信したデータ・パケット各々
の適応フィルタリングの方法に関する。ここで、１つのタイムスロットにおいて
１つのデータ・パケットをフィルタリングする際のフィルタ係数値は、次のフレ
ームの対応するタイムスロットにおいて次に受信したデータ・パケットを適応フ
ィルタリングする際の初期値として使用される。
本発明の第２の形態は、好適には、相関手段を有する復調器を提供する。この
相関手段は、受信データと予測された同期データとの
間で、複素相関を実行して、受信されたパケットにおいて所定のシンボルにおい
てキャリア位相を決定するするように動作する。これは、計算の効率という利点
と位相認識の速度という利点を有する。本発明はまた、復調器においてキャリア
位相を決定するための対応する方法に関する。例として、以下のような添付図面
が参照されるであろう。
図1 は、基地局（BTE，Base Terminating Equipment）と加入者ユニット（NTE
，Network Terminating Equipment）を含むシステムを示す図である。
図2 は、二重のリンク(duplex link)についてフレーム構成およびタイミング
を図示する図である。
図3 は、基地局から加入者ユニットまで送られた（すなわちダウンリンクの）
異なる種類のデータ・パケットを示す図である。
図4 は、加入者ユニットにおける復調器のシンボル・プロセッサを図示するブ
ロック図である。
図5 は、図4 に示された相関器を図示するブロック図である。
図6 は、図4 に示された回転部および自動利得制御(Automatic Gain Control
，AGC)を図示するブロック図である。
図7 は、π/4−DQPSK(Differential Quadrative Phase Shift Keying)変調に
よるイコライザ出力の量子化を図示する。
基本システム
図1 に示されるように、好適なシステムは、電話システムの１部である。この
システムでは、交換機から加入者へのローカルな布線ループ(local wired loop)
は、固定された基地局（BTE）と固定された加入者ユニット（NTE）との間の全二
重無線リンクに置き替えられている。好適なシステムは、二重の無線リンク（無
線インターフェース）、そして、必要なプロトコルを実行する送信機と受信機
を含む。好適なシステムと、この分野で良く知られているGSM のようなデジタル
・セルラー移動電話システムとの間には類似性がある。このシステムは、階層化
されたモデル（特に、以下に記す層）に基づいたプロトコルを使う。PHY(Physic
al)，MAC(Medium Access Control)，DLC(DataLink Control)，NWK(Network)。
GSM と比較して1 つの違いは、好適なシステムにおいては、加入者ユニットが
固定された位置にあり、ハンド・オフの取り決めや、他の可動性に関連する取り
決めの必要性がないということである。これは、例えば、好適なシステムにおい
て、方向性のアンテナおよび商用電源(mains electricity)が使用され得ること
を意味する。
好適なシステムにおける各基地局は、近くの基地局の間での干渉を最小にする
ように、全体の周波数割当てから選ばれた12の周波数において、6 つの二重の無
線リンクを提供する。二重のリンクのためのフレーム構成およびタイミングは、
図2 において示されている。二重の無線リンクの各々は、加入者ユニットから基
地局までのアップリンクを有し、そして、周波数をオフセットして、基地局から
加入者ユニットへのダウンリンクを有する。ダウンリンクはTDM であり、アップ
リンクはTDMAである。全てのリンクのための変調は、π/4−DQPSK であり、そし
て、全てのリンクのための基本フレーム構成は、2560ビットのフレームにつき10
のスロット（すなわち、256 ビット／スロット）である。ビット伝送速度は、51
2 kbpsである。ダウンリンクは、連続的に送信され、重要なシステム情報のため
の放送チャネルを含む。送信されるべきユーザ情報がないときは、ダウンリンク
送信は、その基本枠とスロット構造を使用しつつ、適当なフィル・パターン(fil
l pattern)で填めて続けられる。
アップリンクおよびダウンリンク送信のために、呼設定(call set-up)の後で
使用されるノーマル・スロット(normal slots)と、呼
設定中に使用されるパイロット・スロットの2 つのタイプのスロットがある。
ダウンリンクの各ノーマル・スロットは、24ビットの同期情報を有し、S-フィ
ールドと称される24ビットが後に続く。S-フィールドは８ビット・ヘッダを含み
、D-フィールドと称される160 ビットが後に続く。この後には、前進型誤信号訂
正(Forward Error Correction)の24ビットと８ビットのテール(tail)が後に続き
、更に、12ビットの放送チャネルが続く。この放送チャネルは、１つのフレーム
の複数のスロットの各々にある複数のセグメントから成る。これら複数のセグメ
ントは共に、基地局によって送信されるダウンリンク共通シグナリング・チャネ
ルを形成する。放送チャネルは、スロット・リスト、マルチ・フレームおよびス
ーパー・フレームの情報、コネクションレス・メッセージ、そして、システムの
動作にとって基本的な他の情報のようなリンク情報を含む制御メッセージ含んで
いる。
呼設定の間、各ダウンリンク・パイロット・スロットは、周波数修正データ、
受信機初期化のためトレーニング・シーケンス、更に、ほんの短いS-フィールド
とD-フィールド情報を含む。
アップリンク・スロットは、基本的に2 つの異なる種類のデータ・パケットを
含む。第１の種類のパケット（パイロット・パケットと呼ばれる）は、接続が設
定される前に、例えば、ALOHA 呼要求のために、そして、適応的時間アラインメ
ントを許容するために使用される。他の種類のデータ・パケット（ノーマル・パ
ケットと呼ばれる）は、呼が確立されたときに使用され、適応的時間アラインメ
ントの使用による、より大きいデータ・パケットである。
各アップリンクのノーマル・パケットは、 4ビット持続するランプ(ramp)を前
後に有する244 ビットのデータ・パケットを含む。こ
れらのランプと256 ビットのスロットの残りのビットは、タイミングの誤差によ
る近隣のスロットからの干渉に対する保護ギャップ(ガード・ギャップ，guard g
ap)を提供する。各加入者ユニットは、それらの信号が基地局に届くために必要
とする時間を補償するように、スロット送信のタイミングを調節する。アップリ
ンクの通常のデータ・パケットの各々は、24ビットの同期データを有し、ダウン
リンクのノーマル・スロットの各々におけると同じビット数のS-フィールドおよ
びD-フィールドが後に続く。
アップリンクのパイロット・スロットの各々は、前後に4 ビットのランプを有
する長さ192 ビットのパイロット・データ・パケットを含み、60ビットの拡張さ
れたガード・ギャップを定める。タイミング情報が得られず、それなしでは、伝
播遅延によって近隣のスロットが干渉するであろうから、このより大きいガード
・ギャップは必要である。パイロット・パケットは、64ビットの同期を含み、８
ビット・ヘッダで始まる104 ビットのS-フィールドが続いた後に、16ビットの周
期冗長検査(Cyclic Redundancy Check)、2 つの予備ビット、14のFEC ビット、
そして、8 つのテール・ビット(tail bit)で終わる。D-フィールドはない。
上記データ・パケットにおけるS-フィールドは、2 つのタイプのシグナリング
のために使用され得る。第１のタイプは、MAC シグナリング（MS）であって基地
局のMAC 層と加入者ユニットのMAC 層の間でのシグナリングのために使用される
。ここでは、タイミングが重要である。第２のタイプは、関連シグナリング(ass
ociated signalling）と称され、遅くても速くてもよく、基地局と加入者ユニッ
トとの間のＤＬＣまたはNWK 層におけるシグナリングのために使用される。上記
のD フィールドは最も大きいデータ・フィールドであり、正規の電話の場合、デ
ィジタル化されたスピーチ・サンプルを
含むが、また、非スピーチ・データ・サンプルを含むこともできる。
好適なシステムにおいては、呼掛け応答プロトコル(challenge response prot
ocol)を使用する加入者ユニットの確認(authentication)のための設備が設けら
れている。一般的な暗号化は、送信されたスーパーフレーム・ナンバ(number)に
同期するキー・ストリーム・ゼネレータ( 生成子)によって作られる予測不可能
な暗号ビット列と、スピーチまたはデータとを組み合わせることにより提供され
る。
加えて、上記の送信された信号は、直流成分を取り除くためにスクランブルさ
れる。
加入者ユニット復調器は、基地局から加入者の方向（ダウンリンク）に送信さ
れたデータの物理的な受信に関係する。
現在、３つのタイプのダウンリンク・パケットがあり、これらのうちの2 つは
図3 に示される。復調の見地から、第3 のパケット・タイプ（アイドル・パケッ
ト，Idle Packet）は、そのDOWN-P-DATA データ・フィールドが、固定されたフ
ィル・パターンと置き換えられている他は図示されたパイロット・パケットと同
じものである。
加入者ユニット復調器
以下の機能は、シンボル・プロセッサ(Symbol Processor)として知られている
、加入者ユニットの復調装置のサブセクションによって実行される。
同期相関（同期検出、スロット・タイミング再生、最初のキャリヤ位相再生）
、
デジタルAGC、
等化、
キャリヤ位相トラッキング、および
スライシング（シンボル決定）。
シンボル・プロセッサは、基本（非等化）コヒ−レント受信機(basic（non-eq
ualizing）coherent receiver)か、線形イコライザ、または、判定帰還イコライ
ザ（DFE，decision feedback equalizer）のうちの1 つとして動作する。特定の
加入者ユニットにとってどれが最もよいかは、RF伝搬路の特性によって決められ
るだろう。基本受信機は、多重パス効果が重要でない所では、最も良いパフォー
マンスを示すであろう。線形イコライザは、多重パス干渉があるが厳しくないと
ころで良いパフォーマンスを示すであろう。そして、DFE は、激しく分散的(dis
persive)なチャネルを通して動作するポテンシャルを有する。
シンボル処理
シンボル・プロセッサによって実行される機能は、図4 に示されている。図4
は、２重線の矢印が複素数データのパスを示す信号フロー図である。
加入者受信機の（図示されない）無線周波数（RF）部からの出力信号は、ディ
ジタル化され、複素数サンプルのシーケンスとしてベースバンドでシンボル・プ
ロセッサに提供される。これらのサンプルは、非リアルタイム処理を可能にする
ようにバッファされる。オペレーティング・モードに従い、ノーマルまたはパイ
ロット・パケット、或は、放送データの断片であり得る復調された（出力された
）ビット・シーケンスは、フォーマット分解およびビット・レベルのプロトコル
処理を行う別々の回路ブロックに転送される。
入力サンプル・レートで動作する相関器2 を除いては、全ての処理は、シンボ
ル・レートで反復的に実行される。タイミングは、捕獲されたパケットの受信さ
れたスロット同期(Slot Synch)シーケン
スが、相関器2 によって使用される入力バッファの所定の領域に入るように組織
される。
複素相関
予測された同期シーケンス（スロット同期またはフレーム同期）の格納された
表現に対する、相関器2 における複素相関は、その瞬間のキャリア位相と信号レ
ベル（利得）の推定を生成する。これらキャリア位相と信号レベルは、その後、
入力データ・サンプルのスケーリング（scaling）および位相アラインメント（
すなわち、回転）に使用される。格納された同期パターンによって定義される0
度基準を有する、同期シーケンス中のキャリア位相の中央(midway)を確立するた
めに、回転部3 により回転が実行される。スケーリングは、自動利得制御（AGC
）回路1 の動作によって実行される。
予測された同期シーケンス（スロット1 から9 におけるスロット同期、スロッ
ト0 におけるフレーム同期）は、各々、N サンプルからなる2 つのシーケンスと
して格納される。1 つのシーケンスは、図5 に示される実数成分ReY［n］である
。そして、他のシーケンスは、図５に示された虚数成分ImY［n］である。シーケ
ンスY［n］は、バイナリ・スロット同期またはフレーム同期シーケンスでΠ/4-D
QPSK変調されたベースバンド搬送信号を最適にサンプリングし、整合された受信
フィルタでフィルタリングすることによって生成される、予測された信号点(con
stellation points)を表現する。
格納されたシーケンスY［n］は、布線により設定された定数、あるいは、好適
には、スタティック・レジスタ16にプログラムされることにより格納される。
相関器2 は、シフトレジスタ18からの1 つのシンボルにつき1 つのサンプルを
処理する。
ここで、シフトレジスタ18は、（図示されない）スロット・バッ
ファからの入力データX［n］を保持し、実数および虚数成分ReX［n］およびImX
［n］は別々に保持されている。スタティック・レジスタ16は、予測された値Y［
n］を保持する。シフトレジスタ18は、入力サンプル1 つにつき1 回更新され、
（後に示される）同期ウィンドウからの間引かれた(decimated)シーケンス、例
えば、1 シンボルにつき2 つのサンプルの場合、サンプル1、3、5、7 を、効果
的に保持する。
図5 に示されるように、相関器は2 つの主な機能ブロックから成る。1 つのブ
ロック20は、入力データの実数成分ReX［n］の積和演算を実行する。他のブロッ
ク22は、入力データの虚数成分ImX［n］の積和演算を実行する。積和回路20およ
び22からの実数および虚数それぞれの出力信号24および26は、それぞれの加算部
28および30において結合され、離散的なクロス相関関数(cross-correlation fun
ction)Rxy［n］の実数および虚数成分ReRxy およびImRxy を提供する。
受信された同期シーケンスは、パケットの受信の際にスロット・バッファのあ
る領域を占有することが知られている。クロス相関は、着信同期パターンを含む
ことが知られているスロット・バッファ（同期ウィンドウ）の限られた領域を横
切って実行される。相関関数の各要素について、２乗器32および34において２乗
し、加算部36において加算することによって出力パワーが評価される。パワー・
ピークは、ピーク検出器38によって検出される。予測されたシーケンスY［n］、
および、着信した間引かれた同期シーケンスは、時間的に整列される。それから
、検出器は、着信キャリア位相から独立したピーク信号Rxy（ピーク）を出力す
る。ピーク・パワー値Rxy（ピーク）の逆数が決定され、図6 に示されるようにA
GC 回路1 に印加されるスケール・ファクタとして出力される。ピークが検出
されると、加算部28および30は、実数および虚数のピーク・パワー成分Re Rxy（
ピーク）とIm Rxy（ピーク）を提供する。これらは、図6 に示されるように、位
相補正信号として回転部3 に印加される。
図6 に示されるように、回転部3 において、入力データ・サンプルの実数およ
び虚数成分ReX［n］およびImX［n］は、それぞれ、実数および虚数のピーク・パ
ワー値Re Rxy（ピーク）およびIm Rxy（ピーク）に乗じられる。その結果として
生ずる実数および虚数の出力は合計され、位相に修正出力信号42および44となる
。
これらの出力42および44は、位相および利得が修正されたサンプルReX[n]'お
よびImX[n]'として出力される前に、スケール・ファクタによってスケーリング
するためにAGC 回路1 に印加される。
復調
同期の中央に最も近い１つから始まる、位相および利得が修正されたサンプル
は、主復調ループに印加される。
主復調ループは、
シンボルのスライス（絶対位相デコード，absolute phase decoding）、
キャリヤ・トラッキング（位相ロック・ループ）、そして
多重パス等化を実行する。
イコライザは、4 つの主要部分で実現される：
フィードフォワード・フィルタ2、
フィードバック・フィルタ4、
量子化部8、そして、
フィルタ適応機構。
2 つのフィルタ部分は、各々、変化するタップ・ウエイト（すな
わち、係数）を有する複素数のタップド・ディレイ・ライン（complex tapped d
elay line， すなわち、有限インパルス応答フィルタ）から成る。
1 シンボル期間につき少くとも1 つの遅延素子/ 係数を有するフィードフォワ
ード・フィルタ4 は、AGC ブロック1 から入力データを取得し、タップド・ディ
レイ・ラインにおいて保持されたサンプルを現在の係数セットで畳み込み演算し
、その出力を位相ロック・ループ（PLL）12の回転部10へ提供する。
同様に、1 つのシンボル期間につき1 つの遅延素子/ 係数のみを有するフィー
ドバック・フィルタ4 は、量子化部8 からの判定信号点を、別の係数セットと共
に畳み込む。フィードフォワードおよびフィードバック・フィルタ4 および6 か
らの出力が結合されてイコライザ出力を構成し、フィルタ・セクションのこの特
別な構成は、一般に、判定帰還イコライザ（DFE）と称される。
動作中には、このイコライザは、量子化部8 に供給される1 つのシンボル期間
につき1 つの（等化された）出力サンプルを生成する。このとき、量子化部8 の
機能は、上記の出力を、この変調機構を特徴づけている『理想的な』信号点のセ
ットと比較すること、そして、ユークリッドの意味において最も近い信号点を選
ぶことである。このプロセスは、図7 において、π/4-DQPSK変調機構について示
されている。図7 は、可能な複数の信号点Y のうち最も近い信号点Y'を有するよ
うに選択されたイコライザ出力サンプルX を示している。
選択された信号点Y'は、現在の受信シンボルに対する量子化部8 の判定であり
、そして、それ自身は、フィードバック・フィルタ4 の次の入力サンプルとなる
。また、量子化部8 の判定は、連続してシンボル・デコード回路に供給され、こ
れらは、送信されたビット
・シーケンスを再生するように処理される。
イコライザ出力X と選択された信号点Y の差は、現在のシンボルの判定誤差Z
を示し、これは、長期的誤差(long term error)をゼロにするために、係数の適
応機構によって使用される。フィードフォワードおよびフィードバック・フィル
タ4 および６における係数が、シンボル間干渉の効果を適切に和らげる値に達し
たとき、イコライザは収束したと言われる。
イコライザ係数は、パイロット・パケット処理に先立って、定数（「主タップ
」が１にセットされるのを除いて他は０にセットされる）に初期化される（イコ
ライザを最初にトレーニングするために、拡張されたトレーニング・シーケンス
ETS が使われる）。これ以降、1 つのスロットにおける最終値は、次のフレーム
の対応するスロットにおいて開始値として使用される。
2 つのフィルタ出力は、位相回転部10の量子化部側で結合される。位相回転部
10は、判定によって制御される位相ロックループ(decision-directed phase loc
ked loop)12 によって駆動される。スライスすることによって位相誤差項が生成
され、回転部の出力ベクトルを最も近い信号点候補から減ずることによって、イ
コライザ係数更新に適したシンボル誤差ベクトルが生成される。
その位相誤差項は、キャリヤ・トラッキング・アルゴリズムに渡される。キャ
リヤ・トラッキング・アルゴリズムは、次のシンボルに備えて現在の位相推定を
修正する。サイン・ルックアップ・テーブル(sine lookup table)13は、その位
相推定を等価なデカルト座標表現に変換するために使用される。各パケットの開
始点においては、あるいは、より詳しくは、処理されるべき最初のサンプル(同
期シーケンスにおける中間のサンプルであるが)に対しては、位相基準（キャリ
ヤ・トラッキング・アルゴリズムの内の状態変数）は
、ゼロにセットされる。これ以降、それは、専用のキャリヤ・トラッキング・ア
ルゴリズムによって適応させられる。
シンボル誤差ベクトルの２つの表現が必要である。フィードバック更新のため
の未処理の誤差、および、フィードフォワード更新のために、位相ロック・ルー
プによって取り除かれた位相オフセットを再度導入する、回転を戻された(derot
ated)誤差ベクトルである。判定誤差とフィードフォワード・フィルタにおける
サンプルのとの間に相関関係を再確立するために、回転除去部(derotator)14に
よる回転除去(De-rotation)が必要である。係数は、どのような直接形(direct-f
orm)適応アルゴリズムでも使用され得るが、いわゆる確率的勾配(Stochastic Gr
adient)LMSアルゴリズムを使って調整される。
キャリヤ・トラッキング・ループおよびイコライザの適応特性は、イコライザ
には多重パス・チャネル変動のみを補償させつつ、（周波数オフセットを含む）
キャリア位相変動が、位相ロック・ループの動作によって取り除かれることを確
実にするように選ばれる。
スロット復調を完了するに際し、イコライザ係数は、次のフレームの対応する
スロットにおいて使用するために備えて格納される。
以下では、本発明の動作は、ノーマルおよびパイロット・パケットの処理に関
係するステップに関する。パイロット・パケットを処理するために、以下のステ
ップが関係する。
１）必要なパイロット・パケットをディジタル化して、スロット・バッファに
捕獲する（好適な復調器においては、集団遅延(group delay)を最小にするため
に同期処理とパケット捕獲は重複して実行される）。
２）イコライザ係数を、１フレーム前の先行するスロットの終わりにおけるそ
れらの値に復元する（最初のパイロット・パケットの
ために、それらの係数は、定数データで初期化される）。
３）同期ウィンドウの上のスロット同期データ（すなわちスロット0 における
フレーム同期）について相関をとる。
相関器のピーク出力を使って、スロット・バッファの同期領域における全ての
サンプルのスケーリングを行い、回転させる。
これにより、入力キャリヤの位相がイコライザ係数に合わせられる。
４）スケーリングされ回転された入力同期サンプルを、復調器/イコライザに
通し、
既知のシンボル（同期）シーケンスに基づいてイコライザ係数とローカルな位
相基準を適応させる。
５）パケットの完全性を示すために同期シーケンスを復調する。
誤って受信された同期シーケンスは、例えば、潜在的に起こり得る破壊をそれ
によって防ぐためにイコライザ適応を禁止するように使用されるかもしれない。
６）遅延された同期ウィンドウ上の拡張トレーニング・シーケンスETS につい
て相関をとる。ピーク相関器出力を使用して、スロット・バッファのETS および
DOWN-P-DATA 領域のサンプルをスケーリングし、回転させる。これにより、入力
・キャリヤの位相をイコライザ係数に合わせる。
７）公称の同期の位置からのピーク・オフセットを決定し、そして、必要に応
じて、復調器の時間フレームを補償するように再調整する。
８）ローカルな位相基準を0 度にリセットし、それから、スケーリングされ回
転されたETS サンプルを復調器/ イコライザに通し、イコライザ係数と位相基準
を既知の（ETS）シーケンスに基礎づいて適応させる。これは、通常のトレーニ
ング手続きである。
９）（スケーリングされ回転された）DOWN-P-DATA サンプルを、復調器/ イコ
ライザに通し、信号点判定に基づいてイコライザ係数と位相基準とを適応させる
。これは、典型的に判定に基づいて制御された適応(decision-directed adaptat
ion)である。復調されたDOWN-P-DATA の寄与は、ビット・レベルのプロトコル処
理のために転送される。
10）キャリヤ上の次のパイロットまたはノーマルのパケット（すなわち、次の
フレームにおける）のために、イコライザ係数は格納される。
イコライザがパイロット・パケットからのトレーニングに成功すると、ノーマ
ル・パケット受信への切り替えが起こる。それからの、ノーマル・パケット受信
の好適な手続きは次の通りである：
１）必要なノーマル・パケットをディジタル化し、スロット・バッファに捕獲
する（好適な復調器においては、集団遅延(group delay)を最小にするために同
期処理とパケット捕獲は重複して実行される）。
２）イコライザ係数を、1 フレーム前の先行するスロットの終わりにおけるそ
れらの値に復元する（最初のノーマル・パケットのために、それらの係数は、パ
イロット・トレーニングの間に確立される）。
３）同期ウィンドウ上でスロット同期（スロット0 におけるフレーム同期）に
ついて相関をとる。相関器のピーク出力を使って、スロット・バッファにおける
全てのサンプルをスケーリングし回転する。これにより、その入力・キャリヤの
位相をイコライザ係数に合わせる。
４）スケーリングされ回転された入力同期サンプルを、復調器/イコライザに
通し、
既知のシンボル（同期）シーケンスに基づいてイコライザ係数とローカルな位
相基準を適応させる。同期シーケンスを復調してパケットの完全性を示す。
誤って受信された同期シーケンスは、例えば、潜在的に起こり得る破壊をそれ
によって防ぐためにイコライザ適応を禁止するように使用されるかもしれない。
５）（スケーリングされ回転された）DOWN-N-DATA サンプルを、復調器/ イコ
ライザに通し、信号点判定に基づいてイコライザ係数と位相基準を適応させる。
典型的には、これは、判定に基づいて制御された適応(decision-directed adapt
ation)と称される。復調されたDOWN-N-DATA は、ビット・レベルのプロトコル処
理のために転送される。
６）イコライザ係数は、次のパイロットまたはノーマル・パケット（すなわち
、次のフレーム）のために格納される。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Adaptive Filter for TDM / TDMA Receivers The present invention is directed to a receiver for a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames. And a demodulator. A number of equalizer adaptation methods (ie, adaptive digital filtering) have been developed and are widely applied. The most widely reported are algorithms known as Least Mean Squares (LMS) and Recursive Least Squares (RLS). The fundamental difference between these two types is the error minimization criterion used to adjust the filter coefficients. As the name implies, the LMS minimizes the statistical expectation (mean) of its error, and theoretically only converges to the optimal solution after infinite iterations. RLS, on the other hand, for a given set of operating parameters, minimizes the instantaneous error and has a convergence characteristic defined only by the data provided to the process. These two types of methods have advantages and disadvantages associated with them, as follows. LMSs converge relatively slowly, and are not good at gently following fast channel changes, but they can be implemented efficiently. RLS converges quickly and has good tracking properties, but is computationally expensive and has sensitive instability. In an effort to reduce its computational requirements, both "fast" and compromised variants of the basic RLS algorithm have been developed over the years. However, these are still 5-10 times more computationally demanding than LMS. In general, LMS, RLS, and adaptation techniques are described in detail in Simon Haykin's "Adaptive Filter Theory" Prentice Hall 1991 2nd Edition. Adaptive filters (equalizers) are used in TDM / TDMA networks to compensate for multi-path interference. The signal may reflect off buildings, hills, high-sided vehicles, etc., and take various paths between the transmitter and the receiver. Evaluate the signaling characteristics of the transmission medium (eg, determine the impulse response), and then compare the received signal, as discussed in DM Balston and RCV Macario, Cellular Radio Systems, Artech House Inc 1993, pg. Equalization is performed by processing to compensate for There are several known methods for evaluating the transfer function of a transmission line. And most of these methods rely on receiving the predicted data sequence. This is the training sequence transmitted as part of the data packet. The receiver detects this sequence and, based on the bit symbol pattern (1, 0, etc.) it is trying to represent, ie, knowing what the symbol is, is most likely to have generated the received signal. It is possible to estimate a transfer function and filter (equalizer) coefficients required for compensating for multi-path distortion. In known mobile TDM / TDMA networks (ie, those with mobile telephone subscribers), the propagation delay is such that a full retraining of the equalizer is required before demodulation of each newly received data packet. May change from frame to frame. Unfortunately, this means that the RLS algorithm must be used at a high computational cost, or reduce the number of other data transmitted to allow It means that training symbols must be included. The invention is defined in the claims referred to below. Preferred features are described in the dependent claims. A first aspect of the present invention preferably provides a demodulator for a TDM / TDMA receiver unit, the demodulator including an adaptive filter means having the following configuration. The adaptive filter means operates to determine a plurality of digital bit values and adapt filter coefficients in each of the data packets received in each time slot of a frame, where one time The filter coefficient value for filtering one data packet in a slot is used as an initial value for adaptively filtering the next received data packet in the corresponding time slot of the next frame. Preferably, during the time between corresponding time slots, the filter coefficients are stored in memory for reuse. Preferably, the demodulator is operative to perform a complex correlation between the received data and the predicted synchronization data to determine a carrier phase at a given symbol in the received packet. Including means. "Complex correlation" refers to the correlation of data containing multiple values having both real and imaginary parts. Such a demodulator can be used in particular in a TDM / TDMA network having a plurality of substantially fixed location base stations and a plurality of subscriber units. Although fading effects for multipath propagation will occur, these effects only change slowly compared to the transmission frame rate. The preferred demodulator takes into account the expected nature of multipath propagation, ie, the slowly changing nature of multipath propagation, by reusing the fitted filter coefficients in previous frames. As a result, the length of the training sequence can be greatly reduced, making a larger percentage of the bandwidth available for user data. In a preferred TDM / TDMA network including a demodulator according to the present invention, the sequence is short, but the data packets still contain a data sequence suitable for training. A preferred demodulator receives this predicted sequence and determines its carrier phase and packet timing, but not necessarily by training the adaptive filter coefficients. The preferred demodulator according to the invention advantageously minimizes the amount of training data required, thereby maximizing the bandwidth available for user data and avoiding the use of RLS adaptation algorithms. As a result, a suitable demodulator can be a simple configuration and consumes less power. Also, by using the filter coefficients from the corresponding data packet of the previous frame as a starting point, a filter coefficient adaptation method that converges slowly and has a simple implementation can be used. The present invention also relates to a method of adaptive filtering of each data packet received in each time slot of a frame to determine digital bit values and adapt filter coefficients. Here, the filter coefficient value when filtering one data packet in one time slot is used as an initial value when adaptively filtering the next received data packet in the corresponding time slot of the next frame. You. A second aspect of the present invention preferably provides a demodulator having a correlation means. The correlating means operates to perform a complex correlation between the received data and the predicted synchronization data to determine a carrier phase at predetermined symbols in the received packet. This has the advantage of computational efficiency and the speed of phase recognition. The invention also relates to a corresponding method for determining a carrier phase in a demodulator. By way of example, reference will be made to the accompanying drawings as follows: Figure 1 1 is a diagram showing a system including a base station (BTE, Base Terminating Equipment) and a subscriber unit (NTE, Network Terminating Equipment). Figure 2 FIG. 3 is a diagram illustrating a frame configuration and timing for a duplex link. Figure 3 FIG. 4 illustrates different types of data packets sent from the base station to the subscriber unit (ie, on the downlink). Figure 4 FIG. 4 is a block diagram illustrating a demodulator symbol processor in a subscriber unit. Figure 5 FIG. 5 is a block diagram illustrating the correlator shown in FIG. Figure 6 FIG. 5 is a block diagram illustrating a rotating unit and an automatic gain control (AGC) shown in FIG. Fig. 7 9 illustrates quantization of an equalizer output by π / 4-DQPSK (Differential Quadrative Phase Shift Keying) modulation. Basic system As shown in FIG. 1, the preferred system is part of a telephone system. In this system, a local wired loop from the switch to the subscriber is connected to a full-duplex wireless link between a fixed base station (BTE) and a fixed subscriber unit (NTE). Has been replaced. A preferred system includes a dual radio link (radio interface), and a transmitter and receiver running the required protocols. There is similarity between the preferred system and a digital cellular mobile telephone system such as GSM, which is well known in the art. This system uses a protocol based on a layered model (specifically, the layers described below). PHY (Physical), MAC (Medium Access Control), DLC (DataLink Control), NWK (Network). One difference compared to GSM is that in the preferred system the subscriber unit is in a fixed position and there is no need for handoff or other mobility related arrangements. is there. This means, for example, that in a suitable system, directional antennas and mains electricity can be used. Each base station in the preferred system provides six dual radio links at twelve frequencies selected from the overall frequency allocation to minimize interference between nearby base stations. The frame structure and timing for the duplex link is shown in FIG. Each of the dual radio links has an uplink from the subscriber unit to the base station, and has a frequency offset and a downlink from the base station to the subscriber unit. The downlink is TDM and the uplink is TDMA. The modulation for all links is π / 4-DQPSK, and the basic framing for all links is 10 slots per 2560 bit frame (ie, 256 bits / slot). The bit transmission rate is 512 kbps. The downlink is continuously transmitted and includes a broadcast channel for important system information. When there is no user information to be transmitted, the downlink transmission continues, using its basic frame and slot structure, with an appropriate fill pattern. For uplink and downlink transmissions, there are two types of slots, normal slots used after call set-up and pilot slots used during call setup. is there. Each normal slot in the downlink has 24 bits of synchronization information followed by 24 bits called the S-field. The S-field contains an 8-bit header followed by 160 bits called the D-field. This is followed by a 24-bit and 8-bit tail of Forward Error Correction, followed by a 12-bit broadcast channel. The broadcast channel is composed of a plurality of segments in each of a plurality of slots of one frame. These segments together form a downlink common signaling channel transmitted by the base station. The broadcast channel contains control messages including link information such as slot list, multi-frame and super-frame information, connectionless messages, and other information that is fundamental to the operation of the system. During call setup, each downlink pilot slot contains frequency correction data, a training sequence for receiver initialization, and only short S-field and D-field information. An uplink slot basically contains two different types of data packets. The first type of packet (called a pilot packet) is used before the connection is set up, for example, for ALOHA call requests and to allow for adaptive time alignment. Other types of data packets (referred to as normal packets) are used when a call is established and are larger data packets due to the use of adaptive time alignment. Each uplink normal packet includes a 244 bit data packet with a preceding and following ramp that lasts 4 bits. These ramps and the remaining bits of the 256-bit slot provide a guard gap for interference from neighboring slots due to timing errors. Each subscriber unit adjusts the timing of the slot transmissions to compensate for the time required for those signals to reach the base station. Each of the uplink normal data packets has 24 bits of synchronization data, followed by the same number of bits of S-field and D-field as in each of the downlink normal slots. Each of the uplink pilot slots contains a 192-bit long pilot data packet with a 4-bit ramp before and after, defining an extended guard gap of 60 bits. This larger guard gap is necessary because no timing information is available, without which neighboring slots will interfere due to propagation delay. The pilot packet contains a 64-bit synchronization, followed by a 104-bit S-field starting with an 8-bit header, followed by a 16-bit Cyclic Redundancy Check, two spare bits, and 14 FEC bits. , And ends with eight tail bits. There is no D-field. The S-field in the data packet can be used for two types of signaling. The first type is MAC signaling (MS), which is used for signaling between the base station MAC layer and the subscriber unit MAC layer. Here, timing is important. The second type is called associated signaling and may be slow or fast and is used for signaling at the DLC or NWK layer between the base station and the subscriber unit. The D field described above is the largest data field, which contains digitized speech samples for regular telephone calls, but can also contain non-speech data samples. In a preferred system, provision is provided for authentication of the subscriber unit using a challenge response protocol. General encryption is provided by combining speech or data with an unpredictable cryptographic bit string produced by a key stream generator (generator) that is synchronized to the transmitted superframe number (number). You. In addition, the transmitted signal is scrambled to remove DC components. The subscriber unit demodulator is concerned with the physical reception of data transmitted from the base station in the direction of the subscriber (downlink). Currently, there are three types of downlink packets, two of which are shown in FIG. From a demodulation point of view, the third packet type (Idle Packet) is the pilot packet shown except that its DOWN-P-DATA data field has been replaced with a fixed fill pattern. It is the same as a packet. Subscriber unit demodulator The following functions are performed by a subsection of the demodulator of the subscriber unit, known as a Symbol Processor. Synchronous correlation (synchronization detection, slot timing recovery, initial carrier phase recovery), digital AGC, equalization, carrier phase tracking, and slicing (symbol determination). The symbol processor may be one of a basic (non-equalizing) coherent receiver, a linear equalizer, or a decision feedback equalizer (DFE). Operate. Which is best for a particular subscriber unit will depend on the characteristics of the RF channel. The basic receiver will perform best where multipath effects are not important. A linear equalizer will perform well where there is multipath interference but not severe. And DFEs have the potential to operate through highly dispersive channels. Symbol processing The functions performed by the symbol processor are shown in FIG. FIG. 4 is a signal flow diagram in which a double arrow indicates a path of complex data. The output signal from a radio frequency (RF) section (not shown) of the subscriber receiver is digitized and provided to the symbol processor at baseband as a sequence of complex samples. These samples are buffered to allow for non-real-time processing. Depending on the operating mode, the demodulated (output) bit sequence, which can be a normal or pilot packet or a piece of broadcast data, is separated into separate circuit blocks that perform format decomposition and bit-level protocol processing. Will be transferred. Except for correlator 2, which operates at the input sample rate, all processing is performed iteratively at the symbol rate. The timing is organized so that the received Slot Synch sequence of the captured packet enters a predetermined area of the input buffer used by the correlator 2. Complex correlation The complex correlation in correlator 2 to the stored representation of the expected synchronization sequence (slot synchronization or frame synchronization) produces an estimate of the instantaneous carrier phase and signal level (gain). These carrier phases and signal levels are then used for scaling and phase alignment (ie, rotation) of the input data samples. Rotation is performed by the rotator 3 to establish the midway of the carrier phase in the synchronization sequence, having a zero degree reference defined by the stored synchronization pattern. The scaling is performed by the operation of the automatic gain control (AGC) circuit 1. The predicted synchronization sequences (slot synchronization in slots 1 to 9 and frame synchronization in slot 0) are each stored as two sequences of N samples. One sequence is the real component ReY [n] shown in FIG. The other sequence is the imaginary component ImY [n] shown in FIG. The sequence Y [n] is a prediction generated by optimally sampling a Π / 4-D QPSK modulated baseband carrier signal in a binary slot-synchronous or frame-synchronous sequence and filtering with a matched receive filter. Express constellation points. The stored sequence Y [n] is stored by a constant set by wiring or, preferably, by being programmed in the static register 16. Correlator 2 processes one sample per symbol from shift register 18. Here, the shift register 18 holds input data X [n] from a slot buffer (not shown), and real and imaginary components ReX [n] and ImX [n] are separately held. The static register 16 holds the predicted value Y [n]. The shift register 18 is updated once for each input sample, and is a sequence decimated from the synchronization window (shown below), eg, samples 1, 3, 5 for two samples per symbol. , 7 are effectively retained. As shown in Figure 5, the correlator consists of two main functional blocks. One block 20 performs a product-sum operation on the real component ReX [n] of the input data. The other block 22 performs a product-sum operation on the imaginary component ImX [n] of the input data. The real and imaginary output signals 24 and 26 from the multiply-accumulate circuits 20 and 22, respectively, are combined in respective adders 28 and 30 to form the real number of a discrete cross-correlation function Rxy [n]. And the imaginary components ReRxy and ImRxy. It is known that the received synchronization sequence occupies an area of the slot buffer upon reception of a packet. Cross-correlation is performed across a limited area of the slot buffer (sync window) known to contain the incoming sync pattern. The output power is evaluated by squaring each of the elements of the correlation function in the squarers 32 and 34 and adding them in the adder 36. The power peak is detected by a peak detector 38. The predicted sequence Y [n] and the incoming decimated synchronization sequence are time aligned. The detector then outputs a peak signal Rxy (peak) independent of the incoming carrier phase. The reciprocal of the peak power value Rxy (peak) is determined and output as a scale factor applied to the AGC circuit 1 as shown in FIG. When a peak is detected, adders 28 and 30 provide real and imaginary peak power components Re Rxy (peak) and Im Rxy (peak). These are applied to the rotator 3 as phase correction signals, as shown in FIG. As shown in FIG. 6, in the rotator 3, the real and imaginary components ReX [n] and ImX [n] of the input data sample are converted into real and imaginary peak power values Re Rxy (peak) and Im Multiplied by Rxy (peak). The resulting real and imaginary outputs are summed to produce corrected output signals 42 and 44 in phase. These outputs 42 and 44 are applied to the AGC circuit 1 for scaling by a scale factor before being output as modified samples ReX [n] 'and ImX [n]' with phase and gain. demodulation The phase and gain corrected samples, starting from the one closest to the center of synchronization, are applied to the main demodulation loop. The main demodulation loop performs symbol slicing (absolute phase decoding), carrier tracking (phase locked loop), and multipath equalization. The equalizer is implemented in four main parts: a feedforward filter 2, a feedback filter 4, a quantizer 8, and a filter adaptation mechanism. The two filter parts each consist of a complex tapped delay line (ie, a finite impulse response filter) with varying tap weights (ie, coefficients). A feedforward filter 4 having at least one delay element / coefficient per symbol period takes the input data from AGC block 1 and convolves the samples held in the tapped delay line with the current set of coefficients. , Its output to the rotating part 10 of a phase locked loop (PLL) 12. Similarly, feedback filter 4 having only one delay element / coefficient per symbol period convolves the decision signal point from quantizer 8 with another set of coefficients. The outputs from the feedforward and feedback filters 4 and 6 are combined to form an equalizer output, and this special configuration of the filter section is commonly referred to as a decision feedback equalizer (DFE). In operation, the equalizer produces one (equalized) output sample per symbol period supplied to the quantizer 8. At this time, the function of the quantizer 8 is to compare the above output with the set of "ideal" signal points that characterize this modulation scheme and to select the closest signal point in the Euclidean sense That is. This process is illustrated in FIG. 7 for the π / 4-DQPSK modulation scheme. FIG. 7 shows an equalizer output sample X selected to have the closest signal point Y ′ among the plurality of possible signal points Y. The selected signal point Y ′ is the decision of the quantizer 8 for the current received symbol, and is itself the next input sample of the feedback filter 4. The determination of the quantization unit 8 is continuously supplied to a symbol decoding circuit, and these are processed so as to reproduce the transmitted bit sequence. The difference between the equalizer output X and the selected signal point Y indicates the decision error Z of the current symbol, which is used by the coefficient adaptation mechanism to zero out the long term error . The equalizer is said to have converged when the coefficients in the feedforward and feedback filters 4 and 6 have reached values that adequately mitigate the effects of intersymbol interference. The equalizer coefficients are initialized to a constant (other than "main tap" is set to 1 except for the "main tap" being set to 1) prior to pilot packet processing (to train the equalizer first, , An extended training sequence ETS is used). Thereafter, the last value in one slot is used as the starting value in the corresponding slot of the next frame. The two filter outputs are combined on the quantization unit side of the phase rotation unit 10. The phase rotator 10 is driven by a decision-directed phase locked loop 12 controlled by the decision. A phase error term is generated by slicing, and a symbol error vector suitable for updating the equalizer coefficient is generated by subtracting the output vector of the rotation unit from the nearest signal point candidate. The phase error term is passed to a carrier tracking algorithm. The carrier tracking algorithm modifies the current phase estimate for the next symbol. A sine lookup table 13 is used to convert the phase estimate into an equivalent Cartesian representation. At the beginning of each packet, or more specifically, for the first sample to be processed (which is an intermediate sample in the synchronization sequence), the phase reference (the state variable in the carrier tracking algorithm) ) Is set to zero. From then on, it is adapted by a dedicated carrier tracking algorithm. Two representations of the symbol error vector are needed. A raw error for feedback updates and a derotated error vector that reintroduces the phase offset removed by the phase locked loop for feedforward updates. To re-establish the correlation between the decision error and the samples in the feedforward filter, de-rotation by a derotator 14 is required. The coefficients are adjusted using a so-called Stochastic Gradient LMS algorithm, although any direct-form adaptation algorithm can be used. The adaptive properties of the carrier tracking loop and the equalizer ensure that carrier phase variations (including frequency offsets) are removed by the operation of the phase locked loop, while allowing the equalizer to compensate only for multipath channel variations. To be chosen. Upon completing the slot demodulation, the equalizer coefficients are stored for use in the corresponding slot of the next frame. In the following, the operation of the invention relates to the steps involved in processing normal and pilot packets. To process a pilot packet, the following steps are involved. 1) Digitize the required pilot packet and capture it in the slot buffer (in the preferred demodulator, the synchronization and packet capture are performed in duplicate to minimize group delay) ). 2) Restore the equalizer coefficients to their values at the end of the previous slot one frame earlier (for the first pilot packet, those coefficients are initialized with constant data). 3) Correlate slot synchronization data above the synchronization window (ie, frame synchronization in slot 0). The peak power of the correlator is used to scale and rotate all samples in the slot buffer synchronization region. As a result, the phase of the input carrier is adjusted to the equalizer coefficient. 4) Pass the scaled and rotated input sync samples through a demodulator / equalizer to adapt the equalizer coefficients and local phase reference based on a known symbol (sync) sequence. 5) Demodulate the synchronization sequence to indicate packet integrity. An erroneously received synchronization sequence may be used, for example, to inhibit equalizer adaptation to thereby prevent potential corruption. 6) Correlate the extended training sequence ETS on the delayed synchronization window. The peak correlator output is used to scale and rotate the samples in the ETS and DOWN-P-DATA regions of the slot buffer. Thereby, the phase of the input / carrier is matched with the equalizer coefficient. 7) Determine the peak offset from the position of the nominal synchronization and, if necessary, re-adjust to compensate for the demodulator time frame. 8) Reset the local phase reference to 0 degrees, then pass the scaled and rotated ETS samples through a demodulator / equalizer and adapt the equalizer coefficients and phase reference based on a known (ETS) sequence. This is a normal training procedure. 9) Pass the (scaled and rotated) DOWN-P-DATA samples through the demodulator / equalizer and adapt the equalizer coefficients and phase reference based on the signal point determination. This is typically a decision-directed adaptation. The demodulated DOWN-P-DATA contribution is transferred for bit-level protocol processing. 10) The equalizer coefficients are stored for the next pilot or normal packet on the carrier (ie, in the next frame). When the equalizer has successfully trained from the pilot packet, a switch to normal packet reception occurs. The preferred procedure for normal packet reception is then as follows: 1) Digitize the required normal packets and capture them in the slot buffer (in a preferred demodulator, the group delay is reduced). Synchronization and packet capture are performed redundantly to minimize). 2) Restore the equalizer coefficients to their values at the end of the previous slot one frame before (for the first normal packet, those coefficients are established during pilot training). 3) Correlate slot synchronization (frame synchronization in slot 0) on the synchronization window. Use the peak output of the correlator to scale and rotate all samples in the slot buffer. As a result, the phase of the input / carrier is adjusted to the equalizer coefficient. 4) Pass the scaled and rotated input sync samples through a demodulator / equalizer to adapt the equalizer coefficients and local phase reference based on a known symbol (sync) sequence. Demodulate the synchronization sequence to indicate packet integrity. An erroneously received synchronization sequence may be used, for example, to inhibit equalizer adaptation to thereby prevent potential corruption. 5) Pass the (scaled and rotated) DOWN-N-DATA samples through the demodulator / equalizer and adapt the equalizer coefficients and phase reference based on the signal point determination. Typically, this is referred to as decision-directed adaptation. The demodulated DOWN-N-DATA is transferred for bit level protocol processing. 6) The equalizer coefficients are stored for the next pilot or normal packet (ie, the next frame).
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項
【提出日】１９９７年７月４日
【補正内容】
明細書
TDM/TDMA受信機におけるキャリヤ位相再生
本発明は、固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定のタイムスロットにお
いて送信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機のための復調器に
関する。
多数のイコライザ適応方法（すなわち、適応的ディジタル・フィルタリング）
が開発され、広く応用されている。最も広範囲に報告されているのは、 最小二
乗平均(Least Mean Squares，LMS)および帰納的最小二乗(Recursive Least Squa
res，RLS)として知られているアルゴリズムである。これら2 つのタイプの基本
的な違いは、フィルタ係数を調節するために使用される誤差最小化基準である。
その名前が示すように、LMS は、その誤差の統計的期待値（平均）を最小にし、
理論的に、無限回の繰り返しの後、最適解に収束するのみである。これに対して
、RLS は、与えられた１組のオペレーティング・パラメータに対して、その瞬間
の誤差を最小にし、プロセスに与えられたデータだけによって規定される収束特
性を有する。これらの2 つのタイプの方法は、以下のように、それらに関連する
長所と欠点を有する。
LMS は比較的ゆっくり収束し、高速のチャネル変更に穏やかに追随するのは不
得手であるが、効率的に実現できる。
RLS は、速く収束し、良好なトラッキング特性を有するが、計算コストが高く
、敏感な不安定性を有する。
その計算上の要求を軽減しようとして、基本RLS アルゴリズムの「高速の」変
形、および、妥協した変形の両方が、長年にわたって開発されてきた。しかし、
これらは、未だ、LMS より、5 〜10倍、
計算上の要求が厳しい。
請求の範囲
１．固定長の複数の時間フレーム内の複数のタイムスロットにおいて複数のデ
ータ・パケットとして受信した複数のデジタル・データ・メッセージの復調器で
あって、
受信した同期データ（x［n］）と、予測した同期データ（y［n］）との間の複
素相関を実行して、受信したデータ・パケットにおける所定の複数のシンボルに
おける相関の実数および虚数成分（ReRxy，ImRxy）を決定するように動作する相
関手段を有し、
前記復調器は更に、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の実数および虚数成分（ReRxy（ピ
ーク）ImRxy（ピーク））を決定するように動作するピーク・パワー検出器と、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の実数および虚数成分（ReRxy（ピ
ーク），ImRxy（ピーク））として決定された値を、受信データの次の復調にお
ける、受信したシンボル位相の調整を達成するように適用するように動作する適
用手段とを有し、
前記適用手段は、
受信したシンボル（x［n］）の実数および虚数成分に、ピーク・パワーが発生
したときの前記相関の前記実数および虚数成分（ReRxy（ピーク），ImRxy（ピー
ク））を乗ずる回転部と、
位相を修正された出力シンボルを与えるように、 結果として生ずる前記実数
および虚数の積を合計するように動作する合計手段とを有することを特徴とする
復調器。
２．前記ピーク・パワー検出器は、ピーク・パワー値を決定するように動作し
、
前記適用手段は、出力シンボルの大きさを修正するように、前記
ピーク・パワー値を適用するように動作する請求項1 に記載のデジタル・データ
・メッセージの復調器。
３．前記適用手段は、前記ピーク・パワー値の逆数によってスケーリングする
ことにより、出力シンボルの大きさを修正する請求項2 に記載のデジタル・デー
タ・メッセージの復調器。
４．前記受信した同期データは、受信の際に、それが前記受信したデータ・パ
ケットの範囲内の所定の１つまたは複数の位置にあるものとして選択される請求
項１乃至３の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調器。
５．前記受信したデータ・パケットは、処理のためにメモリに格納される請求
項１乃至４の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調器。
６．前記相関手段は、第１の手段および第２の手段を有し、
前記第１の手段は、予測された同期データの対応する実数および虚数成分を乗
じられた前記受信した同期データの実数成分に対する積値の合計を決定するよう
に動作し、
前記第２の手段は、前記予測された同期データの実数および虚数成分を乗じら
れた前記受信した同期データの虚数成分に対する積値の合計を決定するように動
作し、
前記第１および第２の手段それぞれからの前記実数および虚数の出力信号が結
合手段によって結合されて、前記相関の実数および虚数成分を提供し、
前記復調器は、更に、
前記ピーク・パワー検出器に対して、前記相関の前記実数および虚数成分それ
ぞれに比例する値を２乗して提供するように動作する２乗手段を有し、
前記結合手段は、パワー・ピークが発生したときの前記相関の前
記実数および虚数成分を提供する請求項１乃至５の何れか１つに記載のデジタル
・データ・メッセージの復調器。
７．前記復調器は、１つのフレームの各タイムスロットにおける受信した各デ
ータ・パケット上で、デジタル・ビット値を決定して、フィルタ係数を適応させ
るように動作する適応フィルタ手段を有し、
前記適応フィルタ手段において、１つのタイムスロットにおいて１つのデータ
・パケットをフィルタリングする際のフィルタ係数値は、次のフレームの対応す
るタイムスロットにおいて次の受信したデータ・パケットを適応フィルタリング
する際の初期値として使用される請求項１乃至６の何れか１つに記載のデジタル
・データ・メッセージの復調器。
８．固定長の複数の時間フレーム内で複数の所定のタイムスロットにおいて送
信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機のための請求項7 に記載
の復調器であって、
対応するタイムスロットの間の期間は、複数のフィルタ係数が再利用のために
メモリに格納される復調器。
９．固定長の複数の時間フレーム内で複数の所定のタイムスロットにおいて送
信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機であって、該受信機は、
請求項１乃至８の何れか１つに記載の復調器を有することを特徴とする受信機。
10．前記受信機が、時分割多重化（TDM ）データ信号を受信するように動作す
る加入者ユニットである請求項9 に記載の受信機。
11．前記受信機が、固定された位置を有する加入者ユニットである請求項10に
記載の受信機。
12．前記受信機が、時分割多元接続（time division multiple access，TDMA
）データ信号を受信するように動作する基地局である
請求項9 に記載の受信機。
13．前記受信機が、無線で送信されたデジタル・データ・メッセージを受信す
るように動作する請求項9 乃至12の何れか１つに記載の受信機。
14．各々が、基地局からの固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定のタイ
ムスロットにおける複数のデータ・パケットを有するデジタル・データ・メッセ
ージを受信するように動作する複数の加入者ユニットと、
前記複数の加入者ユニットからの固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定
のタイムスロットにおける複数のデータ・パケットを有するデジタル・データ・
メッセージを受信するように動作する前記基地局とを有する通信手段であって、
前記基地局および前記加入者ユニットは、各々、請求項9 乃至13の何れか１つ
に記載の受信機を有することを特徴とする通信手段。
15．固定長の複数の時間フレームの内の複数のタイムスロットにおける複数の
データ・パケットとして受信したデジタル・データ・メッセージを復調する方法
であって、該方法は、
受信した（x［n］）同期シンボルと、予測した（y［n］）同期シンボルとの間
の複素相関を実行して、
受信したデータ・パケットにおける所定のシンボルにおいて前記相関の実数お
よび虚数成分（ReRxy，ImRxy）を決定すること、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分（ReRxy
（ピーク），ImRxy（ピーク））を決定すること、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分として決
定された前記値を、受信したシンボルの実数および虚数成分に、ピーク・パワー
が発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分が乗じられるように、適用
すること、
受信データの次の復調において受信したシンボル位相の調整を達成するように
、位相を修正された出力シンボルを与えるために、前記結果として生ずる実数お
よび虚数の積を合計することを含むことを特徴とする方法。
16．ピーク・パワー値が決定され、出力シンボルの大きさを修正するために適
用される請求項15に記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。
17．出力シンボルの前記大きさは、前記ピーク・パワー値の逆数によってスケ
ーリングされる請求項16に記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。
18．予測された同期データの対応する実数および虚数成分を乗じられた、受信
した同期データの実数成分について積の合計が決定され、
前記それぞれの実数および虚数の出力信号は、結合されて、前記相関の実数お
よび虚数成分を提供し、
前記相関の前記実数および虚数成分を２乗したものに比例する値が提供され、
パワー・ピークが検出され、ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記
実数および虚数成分が提供される請求項15乃至18の何れか１つに記載のデジタル
・データ・メッセージの復調方法。
19．受信した各々のデータ・パケットを適応フィルタリングして、デジタル・
ビット値を決定し、フィルタ係数を適応させ、
１つのタイムスロットにおいてデータ・パケットをフィルタリングする際のフ
ィルタ係数値は、次のフレームの対応するタイムスロットにおいて次に受信した
データ・パケットを適応フィルタリングする際の初期値として使用される請求項
14乃至16の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。
【手続補正書】
【提出日】１９９７年１２月２６日
【補正内容】
請求の範囲
１．固定長の複数の時間フレーム内の複数のタイムスロットにおいて複数のデ
ータ・パケットとして受信した複数のデジタル・データ・メッセージの復調器で
あって、
受信した同期データ（x［n］）と、予測した同期データ（y［n］）との間の複
素相関を実行して、受信したデータ・パケットにおける所定の複数のシンボルに
おける相関の実数および虚数成分（ReRxy，ImRxy）を決定するように動作する相
関手段を有し、
前記復調器は更に、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の実数および虚数成分（ReRxy（ピ
ーク）ImRxy（ピーク））を決定するように動作するピーク・パワー検出器と、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の実数および虚数成分（ReRxy（ピ
ーク），ImRxy（ピーク））として決定された値を、受信データの次の復調にお
ける、受信したシンボル位相の調整を達成するように適用するように動作する適
用手段とを有し、
前記適用手段は、
受信したシンボル（x［n］）の実数および虚数成分に、ピーク・パワーが発生
したときの前記相関の前記実数および虚数成分（ReRxy（ピーク），ImRxy（ピー
ク））を乗ずる回転部と、
位相を修正された出力シンボルを与えるように、 結果として生ずる前記実数
および虚数の積を合計するように動作する合計手段とを有することを特徴とする
復調器。
２．前記ピーク・パワー検出器は、ピーク・パワー値を決定するように動作し
、
前記適用手段は、出力シンボルの大きさを修正するように、前記ピーク・パワ
ー値を適用するように動作する請求項1 に記載のデジタル・データ・メッセージ
の復調器。
３．前記適用手段は、前記ピーク・パワー値の逆数によってスケーリングする
ことにより、出力シンボルの大きさを修正する請求項2 に記載のデジタル・デー
タ・メッセージの復調器。
４．前記受信した同期データは、受信の際に、それが前記受信したデータ・パ
ケットの範囲内の所定の１つまたは複数の位置にあるものとして選択される請求
項１乃至３の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調器。
５．前記受信したデータ・パケットは、処理のためにメモリに格納される請求
項１乃至４の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調器。
６．前記相関手段は、第１の手段および第２の手段を有し、
前記第１の手段は、予測された同期データの対応する実数および虚数成分を乗
じられた前記受信した同期データの実数成分に対する積値の合計を決定するよう
に動作し、
前記第２の手段は、前記予測された同期データの実数および虚数成分を乗じら
れた前記受信した同期データの虚数成分に対する積値の合計を決定するように動
作し、
前記第１および第２の手段それぞれからの前記実数および虚数の出力信号が結
合手段によって結合されて、前記相関の実数および虚数成分を提供し、
前記復調器は、更に、
前記ピーク・パワー検出器に対して、前記相関の前記実数および虚数成分それ
ぞれに比例する値を２乗して提供するように動作する２乗手段を有し、
前記結合手段は、パワー・ピークが発生したときの前記相関の前記実数および
虚数成分を提供する請求項１乃至５の何れか１つに記載のデジタル・データ・メ
ッセージの復調器。
７．前記復調器は、１つのフレームの各タイムスロットにおける受信した各デ
ータ・パケット上で、デジタル・ビット値を決定して、フィルタ係数を適応させ
るように動作する適応フィルタ手段を有し、
前記適応フィルタ手段において、１つのタイムスロットにおいて１つのデータ
・パケットをフィルタリングする際のフィルタ係数値は、次のフレームの対応す
るタイムスロットにおいて次の受信したデータ・パケットを適応フィルタリング
する際の初期値として使用される請求項１乃至６の何れか１つに記載のデジタル
・データ・メッセージの復調器。
８．固定長の複数の時間フレーム内で複数の所定のタイムスロットにおいて送
信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機のための請求項7 に記載
の復調器であって、
対応するタイムスロットの間の期間は、複数のフィルタ係数が再利用のために
メモリに格納される復調器。
９．固定長の複数の時間フレーム内で複数の所定のタイムスロットにおいて送
信される複数のデジタル・データ・メッセージの受信機であって、該受信機は、
請求項１乃至８の何れか１つに記載の復調器を有することを特徴とする受信機。
10．前記受信機が、時分割多重化（TDM）データ信号を受信するように動作す
る加入者ユニットである請求項9 に記載の受信機。
11．前記受信機が、固定された位置を有する加入者ユニットである請求項10に
記載の受信機。
12．前記受信機が、時分割多元接続（time division multiple access，TDMA
）データ信号を受信するように動作する基地局である請求項9 に記載の受信機。
13．前記受信機が、無線で送信されたデジタル・データ・メッセージを受信す
るように動作する請求項9 乃至12の何れか１つに記載の受信機。
14．各々が、基地局からの固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定のタイ
ムスロットにおける複数のデータ・パケットを有するデジタル・データ・メッセ
ージを受信するように動作する複数の加入者ユニットと、
前記複数の加入者ユニットからの固定長の複数の時間フレーム内の複数の所定
のタイムスロットにおける複数のデータ・パケットを有するデジタル・データ・
メッセージを受信するように動作する前記基地局とを有する通信手段であって、
前記基地局および前記加入者ユニットは、各々、請求項9 乃至13の何れか１つ
に記載の受信機を有することを特徴とする通信手段。
15．固定長の複数の時間フレームの内の複数のタイムスロットにおける複数の
データ・パケットとして受信したデジタル・データ・メッセージを復調する方法
であって、該方法は、
受信した（x［n］）同期シンボルと、予測した（y［n］）同期シンボルとの間
の複素相関を実行して、
受信したデータ・パケットにおける所定のシンボルにおいて前記相関の実数お
よび虚数成分（ReRxy，ImRxy）を決定すること、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分（ReRxy
（ピーク），ImRxy（ピーク））を決定すること、
ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分として決
定された前記値を、受信したシンボルの実数および虚数成分に、ピーク・パワー
が発生したときの前記相関の前記実数および虚数成分が乗じられるように、適用
すること、
受信データの次の復調において受信したシンボル位相の調整を達成するように
、位相を修正された出力シンボルを与えるために、前記結果として生ずる実数お
よび虚数の積を合計することを含むことを特徴とする方法。
16．ピーク・パワー値が決定され、出力シンボルの大きさを修正するために適
用される請求項15に記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。
17．出力シンボルの前記大きさは、前記ピーク・パワー値の逆数によってスケ
ーリングされる請求項16に記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。
18．予測された同期データの対応する実数および虚数成分を乗じられた、受信
した同期データの実数成分について積の合計が決定され、
前記それぞれの実数および虚数の出力信号は、結合されて、前記相関の実数お
よび虚数成分を提供し、
前記相関の前記実数および虚数成分を２乗したものに比例する値が提供され、
パワー・ピークが検出され、ピーク・パワーが発生したときの前記相関の前記
実数および虚数成分が提供される請求項15乃至17の何れか１つに記載のデジタル
・データ・メッセージの復調方法。
19．受信した各々のデータ・パケットを適応フィルタリングして、デジタル・
ビット値を決定し、フィルタ係数を適応させ、
１つのタイムスロットにおいてデータ・パケットをフィルタリングする際のフ
ィルタ係数値は、次のフレームの対応するタイムスロットにおいて次に受信した
データ・パケットを適応フィルタリングする際の初期値として使用される請求項15
乃至18の何れか１つに記載のデジタル・データ・メッセージの復調方法。[Procedure amendment] Patent Law Article 184-8, Paragraph 1 [Date of submission] July 4, 1997 [Content of amendment] Specification Carrier phase recovery in TDM / TDMA receiver A demodulator for a receiver of a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a frame. A number of equalizer adaptation methods (ie, adaptive digital filtering) have been developed and are widely applied. The most widely reported are algorithms known as Least Mean Squares (LMS) and Recursive Least Squares (RLS). The fundamental difference between these two types is the error minimization criterion used to adjust the filter coefficients. As the name implies, LMS minimizes the statistical expectation (mean) of its error, and theoretically only converges to the optimal solution after infinite iterations. In contrast, RLS minimizes the instantaneous error for a given set of operating parameters and has a convergence characteristic defined only by the data provided to the process. These two types of methods have advantages and disadvantages associated with them, as follows. LMSs converge relatively slowly, and are not good at gently following fast channel changes, but they can be implemented efficiently. RLS converges quickly and has good tracking properties, but is computationally expensive and has sensitive instability. In an effort to reduce its computational requirements, both "fast" and compromised variants of the basic RLS algorithm have been developed over the years. However, these are still 5-10 times more computationally demanding than LMS. Claims 1. A demodulator for a plurality of digital data messages received as a plurality of data packets in a plurality of time slots in a plurality of fixed-length time frames, the demodulator being configured to predict a received synchronization data (x [n]). A correlation operable to perform a complex correlation with the synchronization data (y [n]) to determine the real and imaginary components (ReRxy, ImRxy) of the correlation at predetermined symbols in the received data packet. Means, the demodulator further comprising: a peak power detector operative to determine the real and imaginary components (ReRxy (peak) ImRxy (peak)) of the correlation when peak power occurs. The values determined as the real and imaginary components (ReRxy (Peak), ImRxy (Peak)) of the correlation when the peak power occurs are used in the next demodulation of the received data. Applying means operable to achieve an adjustment of the received symbol phase, said applying means comprising: real and imaginary components of the received symbol (x [n]) having a peak power A rotator that multiplies the real and imaginary components (ReRxy (Peak), ImRxy (Peak)) of the correlation when generated, and the resulting product of the real and imaginary numbers to provide a phase corrected output symbol And summing means operable to sum. 2. The peak power detector is operative to determine a peak power value, and the applying means is operative to apply the peak power value to modify a magnitude of an output symbol. 2. A demodulator of the digital data message according to 1. 3. 3. The digital data message demodulator according to claim 2, wherein said applying means corrects the size of an output symbol by scaling by a reciprocal of said peak power value. 4. 4. The method according to claim 1, wherein the received synchronization data is selected upon reception as being at one or more predetermined positions within the range of the received data packet. A demodulator of the described digital data message. 5. 5. The digital data message demodulator according to claim 1, wherein the received data packet is stored in a memory for processing. 6. The correlating means comprises first means and second means, wherein the first means operates on the real component of the received synchronization data multiplied by the corresponding real and imaginary components of the predicted synchronization data. Operative to determine a sum of product values, wherein the second means determines a sum of product values for an imaginary component of the received synchronization data multiplied by a real and imaginary component of the predicted synchronization data. The real and imaginary output signals from each of the first and second means are combined by combining means to provide real and imaginary components of the correlation, the demodulator further comprising: Squaring means operable to provide a peak power detector with a squared value proportional to each of the real and imaginary components of the correlation, wherein the combining means comprises: Demodulator of the digital data message according to any one of claims 1 to 5 wherein providing the real and imaginary components of the correlation when the over-click occurs. 7. Said demodulator comprising adaptive filter means operable to determine a digital bit value on each received data packet in each time slot of a frame and to adapt filter coefficients; In the means, the filter coefficient value in filtering one data packet in one time slot is used as an initial value in adaptively filtering the next received data packet in the corresponding time slot of the next frame. A demodulator for digital data messages according to any one of the preceding claims. 8. The demodulator according to claim 7, for a receiver of a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed-length time frames, wherein the demodulator is for a corresponding time slot. During the period of the demodulator, a plurality of filter coefficients are stored in memory for reuse. 9. 9. A receiver for a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames, the receiver comprising: A receiver characterized by having a demodulator according to (1). Ten. The receiver of claim 9, wherein the receiver is a subscriber unit operable to receive a time division multiplexed (TDM) data signal. 11． The receiver according to claim 10, wherein the receiver is a subscriber unit having a fixed location. 12． The receiver according to claim 9, wherein the receiver is a base station operable to receive a time division multiple access (TDMA) data signal. 13. 13. A receiver according to any one of claims 9 to 12, wherein the receiver is operative to receive wirelessly transmitted digital data messages. 14. A plurality of subscriber units each operable to receive a digital data message having a plurality of data packets in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames from a base station; Communication means comprising: the base station operable to receive digital data messages having a plurality of data packets in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames from a plurality of subscriber units. A communication means, wherein each of the base station and the subscriber unit has the receiver according to any one of claims 9 to 13. 15． A method for demodulating a digital data message received as a plurality of data packets in a plurality of time slots in a plurality of fixed length time frames, the method comprising: receiving a received (x [n]) synchronization symbol; And performing a complex correlation between the predicted (y [n]) synchronization symbols to determine the real and imaginary components (ReRxy, ImRxy) of the correlation at predetermined symbols in the received data packet; Determining the real and imaginary components (ReRxy (peak), ImRxy (peak)) of the correlation when peak power occurs; determining as the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs The real and imaginary components of the received symbol are converted to the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs. Applying the resulting real and imaginary products to provide a phase corrected output symbol to achieve adjustment of the received symbol phase in the next demodulation of the received data. A method comprising summing. 16． 16. The method of demodulating a digital data message according to claim 15, wherein a peak power value is determined and applied to modify a magnitude of an output symbol. 17． 17. The method of claim 16, wherein the magnitude of an output symbol is scaled by a reciprocal of the peak power value. 18． A sum of products is determined for the real components of the received synchronization data multiplied by the corresponding real and imaginary components of the predicted synchronization data, and the respective real and imaginary output signals are combined to form the correlation Providing a real and imaginary component, providing a value proportional to the square of the real and imaginary components of the correlation, detecting a power peak, detecting the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs. 19. The method of demodulating a digital data message according to any one of claims 15 to 18, wherein an imaginary component is provided. 19. Each received data packet is adaptively filtered to determine a digital bit value, a filter coefficient is adapted, and a filter coefficient value for filtering a data packet in one time slot corresponds to that of the next frame. 17. The method of demodulating a digital data message according to claim 14, wherein the digital data message is used as an initial value when adaptively filtering a next received data packet in a given time slot. [Procedure amendment] [Submission date] December 26, 1997 [Content of amendment] Claims 1. A demodulator for a plurality of digital data messages received as a plurality of data packets in a plurality of time slots in a plurality of fixed-length time frames, the demodulator being configured to predict a received synchronization data (x [n]). A correlation operable to perform a complex correlation with the synchronization data (y [n]) to determine the real and imaginary components (ReRxy, ImRxy) of the correlation at predetermined symbols in the received data packet. Means, the demodulator further comprising: a peak power detector operative to determine the real and imaginary components (ReRxy (peak) ImRxy (peak)) of the correlation when peak power occurs. The values determined as the real and imaginary components (ReRxy (Peak), ImRxy (Peak)) of the correlation when the peak power occurs are used in the next demodulation of the received data. Applying means operable to achieve an adjustment of the received symbol phase, said applying means comprising: real and imaginary components of the received symbol (x [n]) having a peak power A rotator that multiplies the real and imaginary components (ReRxy (Peak), ImRxy (Peak)) of the correlation when generated, and the resulting product of the real and imaginary numbers to provide a phase corrected output symbol And summing means operable to sum. 2. The peak power detector is operative to determine a peak power value, and the applying means is operative to apply the peak power value to modify a magnitude of an output symbol. 2. A demodulator of the digital data message according to 1. 3. 3. The digital data message demodulator according to claim 2, wherein said applying means corrects the size of an output symbol by scaling by a reciprocal of said peak power value. 4. 4. The method according to claim 1, wherein the received synchronization data is selected upon reception as being at one or more predetermined positions within the range of the received data packet. A demodulator of the described digital data message. 5. 5. The digital data message demodulator according to claim 1, wherein the received data packet is stored in a memory for processing. 6. The correlating means comprises first means and second means, wherein the first means operates on the real component of the received synchronization data multiplied by the corresponding real and imaginary components of the predicted synchronization data. Operative to determine a sum of product values, wherein the second means determines a sum of product values for an imaginary component of the received synchronization data multiplied by a real and imaginary component of the predicted synchronization data. The real and imaginary output signals from each of the first and second means are combined by combining means to provide real and imaginary components of the correlation, the demodulator further comprising: Squaring means operable to provide a peak power detector with a squared value proportional to each of the real and imaginary components of the correlation, wherein the combining means comprises: Demodulator of the digital data message according to any one of claims 1 to 5 wherein providing the real and imaginary components of the correlation when the over-click occurs. 7. Said demodulator comprising adaptive filter means operable to determine a digital bit value on each received data packet in each time slot of a frame and to adapt filter coefficients; In the means, the filter coefficient value in filtering one data packet in one time slot is used as an initial value in adaptively filtering the next received data packet in the corresponding time slot of the next frame. A demodulator for digital data messages according to any one of the preceding claims. 8. The demodulator according to claim 7, for a receiver of a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed-length time frames, wherein the demodulator is for a corresponding time slot. During the period of the demodulator, a plurality of filter coefficients are stored in memory for reuse. 9. 9. A receiver for a plurality of digital data messages transmitted in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames, the receiver comprising: A receiver characterized by having a demodulator according to (1). Ten. The receiver according to claim 9, wherein the receiver is a subscriber unit operable to receive a time division multiplexed (TDM) data signal. 11． The receiver according to claim 10, wherein the receiver is a subscriber unit having a fixed location. 12． The receiver according to claim 9, wherein the receiver is a base station operable to receive a time division multiple access (TDMA) data signal. 13. 13. A receiver according to any one of claims 9 to 12, wherein the receiver is operative to receive wirelessly transmitted digital data messages. 14. A plurality of subscriber units each operable to receive a digital data message having a plurality of data packets in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames from a base station; Communication means comprising: the base station operable to receive digital data messages having a plurality of data packets in a plurality of predetermined time slots in a plurality of fixed length time frames from a plurality of subscriber units. A communication means, wherein each of the base station and the subscriber unit has the receiver according to any one of claims 9 to 13. 15． A method for demodulating a digital data message received as a plurality of data packets in a plurality of time slots in a plurality of fixed length time frames, the method comprising: receiving a received (x [n]) synchronization symbol; And performing a complex correlation between the predicted (y [n]) synchronization symbols to determine the real and imaginary components (ReRxy, ImRxy) of the correlation at predetermined symbols in the received data packet; Determining the real and imaginary components (ReRxy (peak), ImRxy (peak)) of the correlation when peak power occurs; determining as the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs The real and imaginary components of the received symbol are converted to the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs. Applying the resulting real and imaginary products to provide a phase corrected output symbol to achieve adjustment of the received symbol phase in the next demodulation of the received data. A method comprising summing. 16． 16. The method of demodulating a digital data message according to claim 15, wherein a peak power value is determined and applied to modify a magnitude of an output symbol. 17． 17. The method of claim 16, wherein the magnitude of an output symbol is scaled by a reciprocal of the peak power value. 18． A sum of products is determined for the real components of the received synchronization data multiplied by the corresponding real and imaginary components of the predicted synchronization data, and the respective real and imaginary output signals are combined to form the correlation Providing a real and imaginary component, providing a value proportional to the square of the real and imaginary components of the correlation, detecting a power peak, detecting the real and imaginary components of the correlation when peak power occurs. The method of any of claims 15 to 17 , wherein an imaginary component is provided. 19. Each received data packet is adaptively filtered to determine a digital bit value, a filter coefficient is adapted, and a filter coefficient value for filtering a data packet in one time slot corresponds to that of the next frame. demodulation method for a digital data message according to any one of claims 15 to 18 is used then the received data packet as an initial value at the time of adaptive filtering in the time slots.
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(51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｃ
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，
ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ
Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ
，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，
ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ
Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ
，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ
，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ
Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ
，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，
ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ
Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ
，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification symbol FI H04L 27/22 H04B 7/26 C (81) Designated country EP (AT, BE, CH, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, LU, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG) , AP (KE, LS, MW, SD, SZ, UG), UA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AL, AM, AT, AU, AZ, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, GB, GE, HU, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LK, L , LS, LT, LU, LV, MD, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT, RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, TJ, TM, TR, TT, UA, UG, US, UZ, VN