JPH10234185A

JPH10234185A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH10234185A
Application number: JP9261858A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Fujimoto; 久藤本
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1996-10-14
Filing date: 1997-09-26
Publication date: 1998-09-02
Anticipated expiration: 2017-09-26
Also published as: JP3656694B2

Abstract

(57)【要約】【課題】２個の太陽電池の発生電力誤差等により、出
力電圧に歪みが生じる。スイッチ素子に高耐圧のものが
要求され、スイッチング損失の増加により変換効率が低
下する。【解決手段】ハーフブリッジインバータを２個並列に
接続し、直列コンデンサの電圧を入力電圧としてスイッ
チ素子をオン、オフさせる電力変換装置に関する。コン
デンサ６の両端に太陽電池等の直流電源１を接続する。
スイッチアームを上下に２個直列接続して、直列スイッ
チ回路３８を形成する。この回路３８をコンデンサ６，
１５の直列回路に並列接続し、回路３８の上下アームの
相互接続点とコンデンサ６，１５の相互接続点との間に
リアクトル１０を接続して直流分圧回路２を形成する。
直流電源１が接続されていないコンデンサ１５の電圧が
コンデンサ６の電圧に等しくなるように直列スイッチ回
路３８のスイッチ素子４，１３をオン、オフ制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池や燃料電
池等の直流電源が発生する直流電力を交流電力に変換す
る単相３線出力形の電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１６、図１７は、太陽電池を電源と
し、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系
する単相三線出力形電力変換装置の従来技術を示してい
る。図１６において、太陽電池１ａ，１ｂの直列回路の
両端電圧はダイオード３７ａ，３７ｂを介してコンデン
サ６，１５の直列回路に加えられ、ＩＧＢＴ等の半導体
スイッチ素子３１及び逆並列接続されたダイオード３２
からなるハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂによって
ＰＷＭ制御され、交流電圧に変換される。この交流電圧
は、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂか
らなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が
除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。

【０００３】一方、図１７において、太陽電池１の直流
電圧はダイオード３７を介してリアクトル３３、半導体
スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路
により昇圧され、コンデンサ６，１５の直列回路に加え
られる。そして、図１６と同様にハーフブリッジインバ
ータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変
換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８
ａ，８ｂからなるフィルタによって高周波成分が除去さ
れ、単相三線式の系統電源９に連系される。これら図１
６、図１７の従来技術は何れも電圧形の電力変換装置で
あるため、交流出力側を系統電源９と切り離して交流電
圧源として自立運転することが可能である。

【０００４】次に、他の従来技術を説明する。図１８
は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変
換して系統電源に連系する太陽光発電インバータの全体
構成を示すものである。一般に系統連系用の太陽光発電
インバータでは、太陽電池１を有効利用するために、イ
ンバータＩＮＶの出力電力Ｐを一定周期で変動・調節す
ることにより、図１９に示す如く直流電圧Ｅ_dを太陽電
池１が最大電力Ｐ_maxを発生する電圧Ｅ_tに制御する、い
わゆる最大電力追従制御を行っている。また、図２０は
ピークカット運転等を行うためにインバータＩＮＶの直
流側に蓄電池１０１を接続した従来技術である。この場
合、蓄電池１０１の充放電電圧の範囲が決められている
ため、インバータＩＮＶは直流電圧一定制御により直流
電圧Ｅ_dを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御するか、
もしくは図１９に示した最大電力追従制御により決めら
れた直流電圧Ｅ_tと蓄電池１０１の充電電圧との整合を
とるために、直流−直流変換器１０２を別途設置してい
る。

【０００５】次に、更に別の従来技術を説明する。図２
１は、図１７に示した従来技術とほぼ同様の構成であ
り、直流電圧バランス回路３６を有しない例である。単
相３線式の電力系統は中性点が接地されているため、図
２１の構成では、インバータの直列コンデンサ６，１５
の接続点も接地されることになる。しかるに、直流回路
側は直列コンデンサ６，１５の両端に接続されているの
で、半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続
点の対接地点電位Ｖ_nは、半導体スイッチ素子３４のス
イッチング周波数によって正負に変動する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前述した図１６の従来
技術では、太陽電池１ａ，１ｂを直列接続しているた
め、接続が複雑である。また、各太陽電池１ａ，１ｂの
発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給
等により、入力電圧（コンデンサ６，１５の電圧）のア
ンバランスが生じ、出力電圧の歪みや直流成分の系統へ
の流出原因となる。更に、太陽電池１ａ，１ｂが二個直
列に接続されるため、太陽電池の動作範囲を考慮した場
合、電力変換装置に使用される半導体スイッチ素子３１
として高耐圧のものが必要になり、スイッチング損失の
増加による電力変換効率の低下に繋がる。

【０００７】図１７の従来技術では、半導体スイッチ素
子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路によって電
力変換段数が一段増加するので、変換効率の低下が避け
られない。更に、直列接続されたコンデンサ６，１５の
電圧をバランスさせる直流電圧バランス回路３６が新た
に必要となり、回路構成が複雑になるという問題があっ
た。

【０００８】そこで請求項１〜請求項３記載の発明は、
比較的簡単な回路構成により、入力電圧のアンバランス
がなく、しかも高い電力変換効率を保てるようにした電
力変換装置を提供しようとするものである。また、請求
項４記載の発明は、特に、スイッチング損失の増加によ
る電力変換効率の低下を防止するようにした電力変換装
置を提供しようとするものである。

【０００９】一方、前述した図２０の太陽光発電インバ
ータにおいて、インバータＩＮＶの直流電圧Ｅ_dを蓄電
池１０１で決まる電圧値に制御する場合には、太陽電池
１の最大電力を取り出すことができないため、システム
効率が低くなる。更に、直流−直流変換器１０２を別途
設置すると変換段数が増加してシステムの複雑化、大型
化、高価格化を招くといった問題がある。

【００１０】そこで請求項５記載の発明は、１台のイン
バータで最大電力追従制御と蓄電池の充放電制御を同時
に行うことにより、システム効率の低下を防ぎ、かつ、
システムの複雑化、大型化等を防止するようにした電力
変換装置を提供しようとするものである。

【００１１】また、図２１の従来技術では、前述のごと
く半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点
の対接地点電位Ｖ_nが、半導体スイッチ素子３４のスイ
ッチング周波数によって正負に振られる。このため、昇
圧回路（昇圧チョッパ）のリアクトルと太陽電池１との
接続線が持つリアクトル成分の比率により、直流入力端
子に電位変動が発生し、その変化分（ｄＶ／ｄｔ）がノ
イズ発生・雑音端子電圧の増加要因となる。この対策の
ためには、直流側にノイズフィルタを追加したりそのフ
ィルタ機能を強化することが必要になり、装置の複雑
化、大型化、高価格化を招いていた。

【００１２】よって請求項６記載の発明は、上記対接地
点電位Ｖ_nの変動を抑制し、直流側のノイズフィルタの
追加等に起因するシステムのシステムの複雑化、大型化
等を防ぐことができる電力変換装置を提供しようとする
ものである。

【００１３】更に、請求項７記載の発明は、ハーフブリ
ッジインバータの交流出力端子に負荷が接続される場合
において、後述するように、負荷急変時に直流分圧回路
の制御遅れやリアクトルの残留エネルギーに起因して直
流電源が接続されていない方のコンデンサの電圧が過大
になり、そのためにコンデンサの容量増加や高耐圧の半
導体スイッチ素子の使用を余儀なくされることによる電
力変換装置の大型化、コスト上昇を防止すると共に、コ
ンデンサの過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的
に停止する不都合を回避しようとするものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイ
オードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に
２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列
に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前
記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導
体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単
相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置
において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両
端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオー
ドとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個
直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この
直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に
並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチ
アームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続
点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成
し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されて
いないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等
しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ
素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものであ
る。

【００１５】請求項２記載の発明は、前記同様に直流分
圧回路を形成し、直列接続された２個のコンデンサのう
ち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定
値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ
素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものであ
る。

【００１６】請求項３記載の発明は、請求項２記載の制
御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの
電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの
電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上
アームの点弧時間Ｔ_on、下アームの点弧時間Ｔ_off（＝
Ｔ−Ｔ_on）及びキャリア周期Ｔを用いて、 λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀ （但し、Ｖ_out（：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）
−（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ）なる式により求めた出力電圧指令値λに基づき、ハーフ
ブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフ
を制御する制御手段を備えたものである。

【００１７】請求項４記載の発明は、半導体スイッチ素
子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアーム
を上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを
２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの
電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として
前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより
２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力
変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデ
ンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子と
ダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上
下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共
に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直
列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下の
スイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの
相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路
を形成し、前記２個のコンデンサのうち一方のコンデン
サの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値
を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に
一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ
素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコ
ンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバー
タの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段
を備えたものである。

【００１８】請求項５記載の発明は、半導体スイッチ素
子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアーム
を上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを
２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの
電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として
前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより
２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力
変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデ
ンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子と
ダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上
下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共
に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直
列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下の
スイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの
相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路
を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続
されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池と
の直列回路を接続し、直流電源が接続されているコンデ
ンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハー
フブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オ
フを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御
を行い、かつ、直流電源が接続されていないコンデンサ
の電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイ
ッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する
と共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記
蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたものであ
る。

【００１９】請求項６記載の発明は、半導体スイッチ素
子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアーム
を上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを
２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの
電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として
前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより
２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力
変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデ
ンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子と
ダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成
し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素
子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサ
の相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回
路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点
を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサの
うち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他
方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイ
ッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する
制御手段を備えたものである。

【００２０】請求項７記載の発明は、半導体スイッチ素
子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアーム
を上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを
２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの
電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として
前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより
２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力
変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデ
ンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子と
ダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成
し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素
子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサ
の相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回
路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点
を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの
電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルと
を設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに
到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電
圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直
流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたものであ
る。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１（ａ）は請求項１に記載した発明の
第１実施形態を示す回路図であり、図１６、図１７と同
一の構成要素には同一符号を付してある。図１（ａ）に
おいて２は直流分圧回路であり、本実施形態は、この直
流分圧回路２と、太陽電池１や燃料電池等の直流電源
と、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂと、２個の出
力フィルタとから構成される。ここで、直流分圧回路２
は、太陽電池１の直流電圧を電力変換して直列接続され
た２個のコンデンサ６，１５の電圧が等しくなるように
動作するものである。

【００２２】以下に、直流分圧回路２の構成を説明す
る。図１（ａ）において、一方のコンデンサ６の両端に
はダイオード３７を介して太陽電池１が接続されてい
る。また、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子４及び逆並
列接続されたダイオード５からなるスイッチアームと、
同じくスイッチ素子１３及び逆並列接続されたダイオー
ド１４からなるスイッチアームとを２個直列に接続して
直列スイッチ回路３８を構成し、その両端をコンデンサ
６の正極とコンデンサ１５の負極とに接続する。更に、
上記２個のスイッチアームの相互接続点とコンデンサ
６，１５の相互接続点との間にリアクトル１０を接続す
ることにより、直流分圧回路２が構成される。

【００２３】この実施形態の動作を説明すると、太陽電
池１が接続されたコンデンサ６の電圧（Ｖ１とする）は
太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が
接続されていないコンデンサ１５の電圧（Ｖ２とする）
が上記電圧Ｖ１と等しくなるように直流分圧回路２を制
御する。この制御の具体的方法としては、各コンデンサ
６，１５の電圧を検出し、Ｖ１，Ｖ２の偏差が零になる
ように直列スイッチ回路３８の各アームのスイッチ素子
４，１３に対する点弧期間を制御する。

【００２４】図２は、直流分圧回路２の動作を示したも
のである。図２（ａ）はコンデンサ６からコンデンサ１
５にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子４
を点弧することにより実線で示すスイッチ素子４→リア
クトル１０→コンデンサ６のルートでリアクトル１０に
エネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子
４の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ１５
に供給する。

【００２５】一方、図２（ｂ）はコンデンサ１５からコ
ンデンサ６にエネルギーを供給する場合であり、スイッ
チ素子１３を点弧することにより実線で示すスイッチ素
子１３→コンデンサ１５→リアクトル１０のルートでリ
アクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギー
を、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートで他
方のコンデンサ６に供給する。従って、各スイッチ素子
４，１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御する
ことで、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になる。

【００２６】図３は、上記制御を行うための制御ブロッ
ク図である。図において、１６，１７はそれぞれコンデ
ンサ６，１５の電圧Ｖ１（検出値）、Ｖ２（指令値）が
入力される切替スイッチ、２０はこれらのスイッチ１
６，１７の出力信号とコンデンサ１５の電圧Ｖ２（検出
値）が図示の符号で入力される加算器、２２は加算器２
０の出力が零になるように調節動作する調節器、２４は
調節器２２の出力である電圧指令値とキャリア発生回路
２３の出力信号（キャリア）とを比較するコンパレータ
（ＰＷＭ信号発生回路）であり、このコンパレータ２４
の出力信号及びその反転信号がスイッチ素子４，１３に
対する点弧信号となる。

【００２７】図４は、直流分圧回路２の点弧パターンを
示している。図３における切替スイッチ１６をオンした
場合に、Ｖ１＞Ｖ２であればスイッチ素子４のオンデュ
ーティは５０％以上となり、Ｖ１＜Ｖ２であれば５０％
以下となる。

【００２８】以上の方法により制御されたコンデンサ電
圧Ｖ１，Ｖ２が、図１（ａ）における後段のハーフブリ
ッジインバータ３Ａ，３Ｂの電源となる。なお、ハーフ
ブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは、従来と同様にＩＧＢ
Ｔ等の半導体スイッチ素子３１と逆並列接続されたダイ
オード３２とから構成されており、そのＰＷＭ制御によ
ってコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が交流電圧に変換された
後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂか
らなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が
除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。ここ
で、フィルタの出力を系統電源９に連系させずにそのま
ま交流負荷に供給する自立運転を行っても良い。

【００２９】図１（ｂ）は請求項１記載の発明の第２実
施形態を示しており、太陽電池１がダイオード３７を介
して他方のコンデンサ１５に接続されている点を除き、
上記第１実施形態と構成上、同一である。この実施形態
では、太陽電池１が接続されていないコンデンサ６の電
圧Ｖ１が他方のコンデンサの１５の電圧Ｖ２と等しくな
るように制御を行う。直流分圧回路２における具体的制
御方法は、上記第１実施形態と同様であるため、ここで
は説明を省略する。

【００３０】次に、請求項２記載の発明の実施形態を説
明する。請求項１の発明の実施形態では、太陽電池１が
接続されていない方のコンデンサの電圧（図１（ａ）で
はＶ２、図１（ｂ）ではＶ１）が他方のコンデンサの電
圧（図１（ａ）ではＶ１、図１（ｂ）ではＶ２）と等し
くなるように制御を行っている。すなわち、図１（ａ）
では図３に示したように直流電圧指令値をＶ１、図１
（ｂ）では電圧指令値をＶ２としている。

【００３１】請求項２記載の発明の実施形態ではこの直
流電圧指令値を一定値とし、図１（ａ）ではＶ２、図１
（ｂ）ではＶ１を常時一定に保つように制御する。ここ
で、例えば電力変換装置の出力電圧としてＶ_Sが要求さ
れる場合、直流電圧としては最低で√２倍の電圧が必要
になる。例えば、出力が１００Ｖ（実効値）であれば１
４１Ｖの電圧が直流電圧として必要になる。従って、図
１（ａ）の場合、Ｖ２の電圧指令値は１４１Ｖとなる。
実際には、出力変動や変換装置の制御余裕等を考慮し
て、１７０Ｖ程度に設定するのが一般的である。

【００３２】このように、太陽電池１が接続されていな
い方のコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出
力交流電圧で決まる最低値に制御すると、電力変換装置
（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用される
半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電
圧Ｅ_max＋Ｖ２（またはＶ１）を許容できれば良く、図
１２のように太陽電池を２個直列にした場合に比べて、
低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。こ
のような制御を行うためには、図３に示した切替スイッ
チ１７をオンし、電圧指令値Ｖ２^*をＥ_maxとして直流分
圧回路を制御すればよい。なお、図１（ｂ）の例では電
圧指令値Ｖ１^*をＥ_maxとしてＶ１（検出値）との偏差が
零になるように制御すればよい。

【００３３】次いで、請求項３記載の発明の実施形態を
説明する。例えば、請求項２記載の発明によってコンデ
ンサ電圧Ｖ２を一定に制御した場合、コンデンサ電圧Ｖ
１とＶ２とは等しくならない。請求項３の発明は、この
ようにハーフブリッジインバータの各入力電圧が等しく
ない場合に、ハーフブリッジインバータの出力電圧波形
を正負対称にするための出力電圧補正制御方法を提案す
るものである。

【００３４】まず、出力電圧基準指令値Ｖ_outとコンデ
ンサ電圧Ｖ１，Ｖ２との関係は次の数式１のようにな
る。但し、数式１において、Ｔ_on：ハーフブリッジイン
バータの上アームの点弧時間、Ｔ_off：同じく下アーム
の点弧時間、Ｔ：キャリア周期である。

【００３５】

【数１】Ｖ_out＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ）

【００３６】いま、Ｔ_on／Ｔ＝ｋ１，Ｔ_off＝ｋ２とお
くと、数式２〜数式４が得られる。なお、数式３のλは
出力電圧指令値である。

【００３７】

【数２】ｋ１×Ｖ１−ｋ２×Ｖ２＝Ｖ_out

【００３８】

【数３】λ＝ｋ１−ｋ２

【００３９】

【数４】ｋ１＋ｋ２＝１

【００４０】これらの数式２〜数式４を展開すると、数
式５が得られる。

【００４１】

【数５】λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀ 但し、Ｅ₀
＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２

【００４２】入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）のアンバランス時
の出力電圧補正制御は、上記数式５に従い、Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ_outからλを算出し、このλとキャリアとを比較
してハーフブリッジインバータの上下アームの点弧信号
を発生させることにより実現可能である。図５はこれを
実現するための制御ブロック図であり、数式５を実現す
るべく加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃ、乗算器２５、除
算器２６及びキャリア発生回路２７、コンパレータ２８
により構成されている。

【００４３】次に、請求項４に記載した発明の実施形態
を説明する。図１の実施形態では、前述のごとく、太陽
電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧が他方
のコンデンサの電圧と等しくなるように制御を行ってい
る。このような制御を行う場合、ハーフブリッジインバ
ータ３Ａ，３Ｂに使用される半導体スイッチ素子として
は、Ｖ１またはＶ２の最大電圧Ｖ_maxの２倍以上の耐圧
を持つ必要がある。一般に半導体スイッチ素子の損失
は、素子耐圧が高いほど大きいため、太陽電池１や燃料
電池といった電圧変動の大きい電源を直流電源とした場
合、半導体スイッチ素子の損失は他の同容量の変換装置
に比べて大きくなる。

【００４４】このため本実施形態では、半導体スイッチ
素子の印加電圧を低く抑えてその発生損失を低減させる
ために、例えば、コンデンサ６に太陽電池１が接続さ
れ、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場
合には、その接続されていない方のコンデンサ１５の電
圧指令値Ｖ２^*を数式６のように設定する。

【００４５】

【数６】Ｖ２^*＝Ｅ_max−Ｖ１

【００４６】なお、数式６において、Ｅ_maxは半導体ス
イッチ素子の耐圧、Ｖ１はコンデンサ６の電圧である。
ここで、Ｖ２の最低値を電力変換装置に要求される出力
交流電圧値で決まる電圧とすると、電力変換装置（ハー
フブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用されるスイッ
チ素子の耐圧は太陽電池１の最大電圧（半導体スイッチ
素子の耐圧）Ｅ _max＋Ｖ２の最低電圧を許容すれば良
く、図１の実施形態のようにＶ１＝Ｖ２の制御を行う場
合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能
になる。

【００４７】図６は本実施形態の構成を示すものであ
る。いま、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コン
デンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合を例に
とって動作を説明する。まず、コンデンサ６の電圧（太
陽電池１の電圧）Ｖ１を検出し、図６におけるコンパレ
ータ４１により設定値Ｅ₀と比較する。ここで、設定値
Ｅ₀は次のようにして決められる。Ｖ１の最大値を
Ｖ_max、Ｖ２の最小値をＶ_minとすると、スイッチ素子の
耐圧Ｅ_maxは数式７のようになる。

【００４８】

【数７】Ｅ_max＝Ｖ_max＋Ｖ_min

【００４９】Ｖ１＝Ｖ２の制御が可能なＶ２の電圧範囲
はＥ_maxの１／２までであるから、その判断基準となる
設定値Ｅ₀は、数式８となる。

【００５０】

【数８】Ｅ₀＝Ｅ_max／２

【００５１】こうして決められた設定値Ｅ₀とＶ１の検
出値との大小関係により、電圧指令値Ｖ２^*は次の数式
９のようになる。

【００５２】

【数９】Ｅ₀＞Ｖ１→Ｖ２^*＝Ｖ１Ｅ₀≦Ｖ１→Ｖ２^*＝Ｅ_max−Ｖ１

【００５３】すなわち図６の構成において、Ｅ₀＞Ｖ１
の場合にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｈ」レベル
となり、オン状態のアナログスイッチ４２を介してＶ１
の検出値がそのまま指令値Ｖ２^*として加算器４５に入
力される。また、Ｅ₀≦Ｖ１の時にはコンパレータ４１
の出力信号が「Ｌ」レベルとなり、アナログスイッチ４
４の出力側が「Ｈ」レベルになってこのスイッチ４４が
オンする。これにより、加算器４３から出力されるＥ
_max−Ｖ１の値が指令値Ｖ２^*として次段の加算器４５に
入力される。加算器４５では指令値Ｖ２^*と検出値Ｖ２
との偏差が求められ、この偏差が調節器４６に入力され
る。そして、その出力信号とキャリア発生回路４７から
のキャリアとがコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）４
８により比較され、直列スイッチ回路３８のスイッチ素
子４，１３に対する点弧信号が出力される。

【００５４】この実施形態では、太陽電池１が接続され
ていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を設定
値Ｅ₀とＶ１の検出値との大小関係に応じて設定してい
る。このため、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂを
構成する半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１
の最大電圧Ｅ_max＋Ｖ２を許容すれば良く、低耐圧でス
イッチング損失の小さい素子を使用することが可能にな
る。なお、上記実施形態では、太陽電池１が接続されて
いない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を設定す
る場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電
池１が接続されておらず、その電圧指令値Ｖ１^*を設定
する場合にも、本発明は適用可能である。

【００５５】次いで、請求項５に記載した発明の実施形
態を説明する。図７はこの実施形態の主回路を示してお
り、図１（ａ）と同一の構成要素には同一符号を付して
ある。図７において、４９は太陽電池１の出力電流ｉ_d
を検出する変流器、５０は直流遮断器、５１は蓄電池で
ある。なお、直流遮断器５０及び蓄電池５１の直列回路
は太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５に対し
並列に接続されている。また、直流遮断器５０は、蓄電
池５１の満充電時及び過放電時などに電力変換装置の主
回路と蓄電池５１とを切り離すために、後述するように
遮断器制御信号Ｓ１によって遮断されるものである。

【００５６】図８は、この実施形態において最大電力追
従制御を行うための制御ブロック図である。まず、この
実施形態では太陽電池１はコンデンサ６に接続されてい
るため、コンデンサ６の電圧Ｖ１と太陽電池１の出力電
流ｉ_dとを検出する。そして、電圧指令発生回路５２
は、太陽電池１の現在の出力電力を検出してこの電力を
前回の出力電力と比較し、コンデンサ６の次回の電圧指
令値Ｖ１^*を発生する。電圧指令値は太陽電池１の特性
から判断され、例えば現在の電力指令値を前回の電力指
令値よりも大きくした結果、出力電力が増加したなら
ば、図１９に示した太陽電池の特性から明らかなように
ａの運転領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電
圧指令値よりも大きくする。また、出力電力が減少した
ならば、図１９におけるｂの領域にあるため、次回の電
圧指令値を現在の電圧指令値よりも小さくする。

【００５７】このようにして発生させた電圧指令値Ｖ１
^*と検出値Ｖ１との偏差を加算器５３により求め、この
偏差を調節器５４に入力してハーフブリッジインバータ
３Ａ，３Ｂの出力電流指令値ｉ^*とする。上記出力電流
指令値ｉ^*と検出値ｉとの偏差を加算器５５により求
め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリ
ア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷ
Ｍ信号発生回路）５８に入力し、ハーフブリッジインバ
ータ３Ａ，３Ｂのスイッチ素子３１に対する点弧信号を
得る。こうして太陽電池１が接続されている方のコンデ
ンサ６の電圧Ｖ１を制御することにより、最大電力追従
制御を行うものである。

【００５８】次に、図９は蓄電池５１の充放電制御を行
うための制御ブロック図である。まず、充放電指令発生
回路５９は、蓄電池５１の状態及び太陽電池１の発電運
転状態から蓄電池５１の印加電圧指令値を算出する。こ
の印加電圧指令値を太陽電池１が接続されていない方の
コンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*とし、検出値Ｖ２と
の偏差を加算器６０により求めてその偏差を調節器５４
に入力する。そして調節器５４の出力とキャリアとをコ
ンパレータ５８に入力し、スイッチ素子４，１３に対す
る点弧信号を得る。こうして太陽電池１が接続されてい
ない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御することによ
り、蓄電池５１の充放電制御を行う。なお、蓄電池５１
が満充電状態や過充電状態の時、あるいはシステムの運
転状態に合わせて、充放電指令発生回路５９が遮断器制
御信号Ｓ１を出力し、蓄電池５１に直列接続された直流
遮断器５０を開放することにより、蓄電池５１やコンデ
ンサ１５の電圧制御、保護を行う。

【００５９】この実施形態によれば、図２０のように直
流−直流変換器１０２を用いることなく、太陽電池１の
最大電力追従制御を行いながら蓄電池５１の充放電制御
を行うことが可能となる。なお、図示しないが、太陽電
池１がコンデンサ１５に接続され、コンデンサ６の両端
に直流遮断器５０と蓄電池５１との直列回路が接続され
ている場合にも本発明は適用可能である。その場合に
は、コンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を生成してこの
指令値Ｖ２^*にＶ２が一致するように各スイッチ素子３
１のオン、オフを制御して最大電力追従制御を行い、ま
た、コンデンサ６の電圧指令値Ｖ１^*を生成してこの指
令値Ｖ１^*にＶ１が一致するように各スイッチ素子４，
１３のオン、オフ及び直流遮断器５０の開閉を制御して
蓄電池５１の充放電制御を行う。

【００６０】次いで、請求項６に記載した発明の実施形
態を説明する。図１０（ａ）はこの発明の第１実施形態
を示す回路図、図１０（ｂ）は第２実施形態を示す回路
図であり、図１（ａ），（ｂ）と同一の構成要素には同
一符号を付してある。図１０（ａ）はコンデンサ６に太
陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図
１（ａ）と異なるのは、直流分圧回路２０１内の直列ス
イッチ回路３８１の構成と図１（ａ）におけるダイオー
ド３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイ
ッチ回路３８１は、半導体スイッチ素子４とダイオード
１４とを直列接続して構成されている。同様に図１０
（ｂ）はコンデンサ１５に太陽電池１が接続されている
場合であり、回路構成上、図１（ｂ）と異なるのは、直
流分圧回路２０２内の直列スイッチ回路３８２の構成と
図１（ｂ）におけるダイオード３７が存在しない点であ
る。すなわち、上記直列スイッチ回路３８２は、半導体
スイッチ素子１３とダイオード５とを直列接続して構成
されている。

【００６１】次に、図１０（ａ），（ｂ）は動作的には
互いに同様であるため、図１０（ａ）の第１実施形態に
つきその動作を説明する。直流分圧回路２０１におい
て、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧Ｖ１は
太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が
接続されていないコンデンサ１５の電圧Ｖ２がＶ１と等
しくなるように制御を行う。制御は、各コンデンサ６，
１５の電圧を検出してＶ１，Ｖ２の偏差が零になるよう
に直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４の点弧期間
を制御する。

【００６２】図１１（ａ）は、太陽電池１からコンデン
サ１５にエネルギーを供給するときの直流分圧回路２０
１の動作を示したものである。スイッチ素子４を点弧す
ることで、実線で示す太陽電池１→スイッチ素子４→リ
アクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを
蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によ
って破線のルートでコンデンサ１５に供給する。

【００６３】なお、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の第
２実施形態における直流分圧回路２０２の動作を示すも
ので、太陽電池１からコンデンサ６にエネルギーを供給
するときの動作であり、スイッチ素子１３を点弧するこ
とで、実線で示す太陽電池１→リアクトル１０→スイッ
チ素子１３のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄
積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によ
って破線のルートでコンデンサ６に供給する。

【００６４】従って、スイッチ素子４または１３の点弧
期間をコンデンサ電圧に応じて制御することにより、電
圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になり、この電圧Ｖ
１，Ｖ２がハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流
電源となる。ここで、上記制御を行うための制御ブロッ
ク図は前述した図３と同様であり、図３におけるコンパ
レータ２４から出力される点弧信号がスイッチ素子４ま
たは１３に加えられることになる。

【００６５】上述した動作により、２つのコンデンサ
６，１５の電圧が制御され、このとき直流分圧回路２０
１，２０２のスイッチ素子４とダイオード１４との接続
点、またはスイッチ素子１３とダイオード５との接続点
の電圧は図２１と同様に正負に振られることになる。し
かるに、図１０（ａ），（ｂ）における直流入力端子間
電圧はコンデンサ６，１５により太陽電池１の電圧にク
ランプされ、しかも太陽電池１の正極または負極が系統
電源９の中性線（接地線）に接続されているため、対接
地電位も変動することなく安定している。このため、ノ
イズ発生や雑音端子電圧の増加を抑制することができ
る。

【００６６】次いで、請求項７に記載した発明の実施形
態を説明する。図１２は、先の請求項６に記載した発明
の他の実施形態を示す主回路図であり、図１０（ａ）と
同一の構成要素には同一の番号を付してある。なお、図
において、６１はゲート点弧信号、６２は変流器、６３
は遮断器、９１は交流負荷である。この図１２の電力変
換装置では、図１０（ａ）の実施形態と同様に、直流電
源１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２
を直流分圧回路２０１により制御し、ハーフブリッジイ
ンバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧を制御している。
そして、図１２では図１０（ａ）と異なり、２つの単相
交流電圧を交流負荷９１に供給している。また、図１２
では、リアクトル１０の電流を変流器６２により検出
し、この電流の制御をマイナーループとしてコンデンサ
１５の電圧Ｖ２を制御している。

【００６７】いま、図１４に示すように、時刻Ｔ１にお
いて交流負荷９１が変動して重負荷から軽負荷になる
と、図１２の回路では、直流分圧回路２０１の制御系の
遅れやリアクトル１０の残留エネルギーに起因してリア
クトル１０の電流ｉ₁₀が減少する。このため、負荷供給
に不要な斜線部のエネルギーがコンデンサ１５に蓄積さ
れ、その結果コンデンサ１５の電圧Ｖ２が増加する。ま
た、これに伴ってハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ
の直流端子間電圧（すなわち電圧合計値Ｖ_T＝Ｖ１＋Ｖ
２）も増加する。負荷変動が大きいほどコンデンサ１５
に蓄積されるエネルギー（図１４における斜線部の面
積）は多くなり、それによって半導体スイッチ素子を破
壊するおそれがある。

【００６８】これを防止するには、コンデンサ容量を増
加させたり高耐圧スイッチ素子を使用する等の方法が考
えられるが、これらの方法は電力変換装置の大型化、コ
スト増加に直結する。また、他の方法として、コンデン
サの過電圧レベルを設定しておき、過電圧検出時に電力
変換装置の運転を強制的に停止することも有効である
が、その場合には定格負荷範囲内での運転停止状態とな
るため、装置の信頼性を低下させることになる。請求項
７記載の発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであ
る。

【００６９】図１３（ａ）は請求項７に記載した発明の
実施形態を示す制御ブロック図、図１３（ｂ）はその動
作説明図である。なお、電力変換装置の主回路は図１２
と同様である。図１３（ａ）において、太陽電池１が接
続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*
と検出値Ｖ２との偏差を加算器６４により求め、この偏
差を調節器５４に入力してリアクトル１０を流れる電流
の指令値ｉ₁₀ ^*とする。上記電流指令値ｉ₁₀ ^*と検出値ｉ
₁₀との偏差を加算器６５により求め、この偏差を調節器
５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からの
キャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８
に入力し、直列スイッチ回路３８１の半導体スイッチ素
子４に対する点弧信号６１を得る。

【００７０】さて、本実施形態では、図１３（ａ）の一
点鎖線で囲んだブロック７０に特徴を有する。すなわ
ち、コンデンサ６の電圧Ｖ１及びコンデンサ１５の電圧
Ｖ２との合計値Ｖ_Tを加算器７１により求め、コンパレ
ータ７４によってレベル設定器７２による抑制電圧レベ
ルＶ_LIMと比較する。この抑制電圧レベルＶ_LIMは半導体
スイッチ素子の耐圧から決まる最大印加電圧値であり、
過電圧保護レベルに基づいて設定される。Ｖ_TがＶ_LIMに
到達したことをコンパレータ７４により検出し、この検
出信号をフリップフロップ７６のリセット端子Ｒに送っ
て運転信号ＺＨをオフ（Ｌｏｗレベル）とし、アンド回
路７７を介して点弧信号６１をオフする。これにより、
運転信号ＺＨが加えられている調節器５４，５６はゼロ
ホールドされ、直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子
４はパルスオフ状態となって直流分圧回路２０１の運転
が停止する。

【００７１】一方、Ｖ_Tが別のレベル設定器７３による
復旧電圧レベルＶ（復旧）を下回ったことをコンパレー
タ７５により検出し、この検出信号をフリップフロップ
７６のセット端子Ｓに送って運転信号ＺＨをオン（Ｈｉ
ｇｈレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号を
オンする。すなわち、各調節器５４，５６を動作させて
直流分圧回路２０１を再起動する。ここで、復旧電圧レ
ベルＶ（復旧）は直流分圧回路２０１の正常動作可能な
レベルに設定されるものである。なお、図１３（ｂ）
は、コンパレータ７４，７５、フリップフロップ７６に
よって得られる、Ｖ_T，Ｖ_LIM，Ｖ（復旧）と運転信号Ｚ
Ｈとの関係を示している。

【００７２】図１５は、本実施形態によるリアクトル１
０の電流ｉ₁₀、電圧合計値Ｖ_T及び運転信号ＺＨの関係
を示したものである。図において、時刻Ｔ１における負
荷変動によって電流ｉ₁₀が減少していき、これに起因し
てコンデンサ１５の電圧Ｖ２は図示する如く上昇してい
く。そして、時刻Ｔ２で電圧合計値Ｖ_T（＝Ｖ１＋Ｖ
２）が抑制電圧レベルＶ_LIMに達すると、図１３（ａ）
に示したコンパレータ７４以降の回路が働き、運転信号
ＺＨをオフして直流分圧回路２０１を停止させる。この
結果、太陽電池１からのエネルギー供給が絶たれ、直流
分圧回路停止後の電圧上昇はリアクトル１０の残留エネ
ルギーによる上昇分のみとなる。この値は、直流分圧回
路２０１の制御遅れによる電圧上昇に比較して十分に小
さい。直流分圧回路２０１の停止後は、コンデンサ１５
から交流負荷９１への電力供給が行われるので、コンデ
ンサ１５の電圧Ｖ２は低下する。時刻Ｔ３において、電
圧合計値Ｖ_Tが復旧電圧レベルＶ（復旧）に到達する
と、図１３（ａ）に示したコンパレータ７５以降の回路
が働き、運転信号ＺＨをオンして直流分圧回路２０１を
再起動する。

【００７３】以上が本実施形態の動作であるが、上記動
作は直流分圧回路２０１のみに限定され、ハーフブリッ
ジインバータ３Ａ，３Ｂは通常の動作を継続する。従っ
て、本発明の課題である負荷変動に伴うコンデンサ１５
の過電圧の発生を防止し、コンデンサの容量増加や高耐
圧スイッチ素子の使用、ならびに過電圧検出による電力
変換装置の強制的な運転停止を回避することができる。
なお、本実施形態では太陽電池１が接続されていない方
のコンデンサ１５の過電圧を防止する場合につき説明し
たが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されてお
らず、その過電圧を防止する場合にも、本発明は適用可
能である。

【００７４】上記各実施形態では、直流電源として太陽
電池１を使用した場合につき説明したが、直流電源の種
類はこれに限定されるものではなく、燃料電池や蓄電池
であっても良い。

【００７５】

【発明の効果】以上のように請求項１記載の発明によれ
ば、直流分圧回路の動作により、１個の直流電源からハ
ーフブリッジインバータの入力電圧である２つの相等し
いコンデンサ電圧を得ることができる。従って、図６の
従来技術のように２個の太陽電池による発生電力の誤差
や自立運転時の非対称負荷への電力供給によるコンデン
サ電圧のアンバランスが解消され、出力電圧の歪み発生
や系統への直流成分の流出を阻止することができる。ま
た、直流電源の数が１個で済むため、配線の接続が複雑
になることもない。更に、電力変換段数は２段になる
が、直流分圧回路の変換電力は図７に示した昇圧チョッ
パの変換電力の１／２になるので、電力変換装置の小型
化が可能である。

【００７６】請求項２記載の発明によれば、直流電源が
接続されていないコンデンサの電圧を電力変換装置に要
求される出力交流電圧値で決まる最低電圧に制御するこ
とにより、半導体スイッチ素子の耐圧は、（直流電源の
最大電圧＋上記コンデンサの一定電圧）を許容すれば良
くなる。従って、直流電源を２個直列に接続した場合に
比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができ、電
力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上、
製造コストの低減が可能になる。

【００７７】請求項３記載の発明によれば、請求項２記
載の発明によりハーフブリッジインバータの入力電圧が
不均等になった場合における出力波形の補正が可能にな
り、連系される電力系統に対して安定した電力供給を行
うことができる。

【００７８】請求項４記載の発明によれば、直流分圧回
路の２個のコンデンサの電圧の合計値をハーフブリッジ
インバータに使用している半導体スイッチ素子の耐圧以
下に抑制する制御手段を設けることにより、太陽電池を
２個直列に接続して使用する場合に比べて低耐圧のスイ
ッチ素子を使用することができる。このため電力変換時
のスイッチング損失の低減、変換効率の向上が可能にな
る。

【００７９】請求項５記載の発明によれば、従来のよう
に直流−直流変換器を用いることなく太陽電池の最大電
力追従制御を行いながら蓄電池の充放電制御を並列的に
実行でき、システムの小型化、低価格化を図れると共
に、最小限の変換段数による高効率化が可能である。

【００８０】請求項６記載の発明によれば、直流入力端
子間電圧が直流分圧回路のコンデンサにより直流電源電
圧にクランプされ、しかも直流電源の正極または負極が
系統電源の中性線（接地線）に接続されているので、対
接地点電位が変動することなく安定する。従って、ノイ
ズ発生や雑音端子電圧の発生を抑制する効果があり、直
流側のノイズフィルタの追加や強化に起因するシステム
の複雑化、大型化、高価格化を防ぐことができる。

【００８１】請求項７記載の発明によれば、コンデンサ
の電圧合計値と抑制電圧レベル及び復旧電圧レベルとを
比較し、その結果に応じて直流分圧回路の動作停止また
は再起動を行わせるため、負荷変動に伴ってハーフブリ
ッジインバータに過電圧が印加されるのを未然に防止す
ることができる。これにより、コンデンサ容量の増加や
高耐圧スイッチ素子の使用を回避して、装置の大型化、
高コスト化を防ぐことができる。また、直流分圧回路の
動作停止中でもハーフブリッジインバータは継続して電
圧を発生するので、電力変換装置の信頼性向上が可能に
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す主回
路構成図である。

【図２】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説
明図である。

【図３】請求項１，請求項２に記載した発明の実施形態
における直流分圧回路の制御ブロック図である。

【図４】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説
明図である。

【図５】請求項３に記載した発明の実施形態における制
御ブロック図である。

【図６】請求項４に記載した発明の実施形態における制
御ブロック図である。

【図７】請求項５に記載した発明の実施形態を示す主回
路構成図である。

【図８】図７の実施形態において最大電力追従制御を行
うための制御ブロック図である。

【図９】図７の実施形態において蓄電池の充放電制御を
行うための制御ブロック図である。

【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す主
回路構成図である。

【図１１】図１０の実施形態における直流分圧回路の動
作説明図である。

【図１２】請求項６に記載した発明の他の実施形態及び
請求項７に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図
である。

【図１３】請求項７に記載した発明の実施形態を示す制
御ブロック図及び動作説明図である。

【図１４】図１２の実施形態の動作説明図である。

【図１５】図１３の実施形態の動作説明図である。

【図１６】従来技術を示す回路図である。

【図１７】従来技術を示す回路図である。

【図１８】従来技術を示す概略的な回路図である。

【図１９】図１４における太陽電池の特性図である。

【図２０】従来技術を示す概略的な回路図である。

【図２１】従来技術を示す回路図である。

【符号の説明】

１太陽電池２，２０１，２０２直流分圧回路３Ａ，３Ｂハーフブリッジインバータ４，１３，３１半導体スイッチ素子５，１４，３２，３７ダイオード６，８ａ，８ｂ，１５コンデンサ７ａ，７ｂ，１０リアクトル９系統電源１６，１７電圧指令切替スイッチ２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，４３，４５，５３，５
５，６０，６４，６５，７１加算器２２，４６，５４，５６調節器２３，２７，４７，５７キャリア発生回路２４，２８，４１，４８，５８，７４，７５コンパレ
ータ２５増幅器２６除算器３８，３８１，３８２直列スイッチ回路４２，４４アナログスイッチ５０直流遮断器５１蓄電池５２電圧指令発生回路５９充放電指令発生回路６１点弧信号６２変流器６３遮断器７０ブロック７２，７３レベル設定器７６フリップフロップ７７アンド回路９１交流負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続し
て直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッ
チ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続
し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの
相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間
にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていな
いコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しく
なるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子
のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴と
する電力変換装置。
【請求項２】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続し
て直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッ
チ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続
し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの
相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間
にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていな
いコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイ
ッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する
制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置であって、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続し
て直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッ
チ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続
し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの
相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間
にリアクトルを接続して形成した直流分圧回路と、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていな
いコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイ
ッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する
制御手段と、を備えた電力変換装置において、前記制御手段を動作させることにより前記２個のコンデ
ンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデ
ンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバー
タの上アームの点弧時間Ｔ_on、下アームの点弧時間Ｔ
_off（＝Ｔ−Ｔ_on）及びキャリア周期Ｔを用いて以下の
式により求めた出力電圧指令値λに基づき前記ハーフブ
リッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを
制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装
置。 λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀ （但し、Ｖ_out(：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）−
（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ)，Ｅ₀＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２））
【請求項４】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続し
て直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッ
チ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続
し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの
相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間
にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検
出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、
他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するよ
うに前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオ
ン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサ
の電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導
体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えた
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続し
て直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッ
チ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続
し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの
相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間
にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていな
いコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路
を接続し、直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧
指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータ
の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することによ
り、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電
圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導
体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流
遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電
制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする電力変換
装置。
【請求項６】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列
接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ
回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相
互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間に
リアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前
記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に
接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていな
いコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しく
なるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子
のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴と
する電力変換装置。
【請求項７】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆
並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続
したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直
列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリ
ッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素
子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を
出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電
源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列
接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ
回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相
互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間に
リアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前
記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に
接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レ
ベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増
加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の
動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レ
ベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御
手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。