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JPH0964601A - High frequency circuit - Google Patents

High frequency circuit

Info

Publication number
JPH0964601A
JPH0964601A JP21377295A JP21377295A JPH0964601A JP H0964601 A JPH0964601 A JP H0964601A JP 21377295 A JP21377295 A JP 21377295A JP 21377295 A JP21377295 A JP 21377295A JP H0964601 A JPH0964601 A JP H0964601A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
frequency
band
frequencies
diagram showing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP21377295A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Sadanori Tanaka
貞徳 田中
Hirokazu Ueda
博和 植田
Shinichi Kawai
慎一 河合
Manabu Murakami
学 村上
Akio Sasaki
章夫 佐々木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Priority to JP21377295A priority Critical patent/JPH0964601A/en
Publication of JPH0964601A publication Critical patent/JPH0964601A/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To allow a high frequency circuit to be used for a radio equipment utilizing high frequency such as microwaves to respond to plural frequencies while attaining the reduction of its size and cost. SOLUTION: A transmission line 16 consisting of a microstrip line to be a partial constitutional element is used for all frequencies in common so that the high frequency circuit can respond to plural frequencies. A transmission line 17 consisting of a microstrip line to be the other constitutional element is connected or separated to/from the line 16 in accordance with a frequency which is used.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】(目次) 発明の属する技術分野 従来の技術(図52〜図64) 発明が解決しようとする課題(図52〜図67) 課題を解決するための手段 発明の実施の形態 (1)高周波増幅器に用いられるバイアス回路の説明
(図1〜図20) (2)高周波増幅器の説明(図21〜図26) (3)方向性結合器の説明(図27) (4)高周波フィルタ回路の説明(図28〜図38) (5)電圧制御発振器の説明(図39〜図51) 発明の効果
(Technical Field of the Invention) Technical Field of the Invention Conventional Technology (FIGS. 52 to 64) Problems to be Solved by the Invention (FIGS. 52 to 67) Means for Solving the Problems Embodiments of the Invention (1) Description of bias circuit used in high frequency amplifier (FIGS. 1 to 20) (2) Description of high frequency amplifier (FIGS. 21 to 26) (3) Description of directional coupler (FIG. 27) (4) Description of high frequency filter circuit Description (FIGS. 28 to 38) (5) Description of Voltage Controlled Oscillator (FIGS. 39 to 51)

【0002】[0002]

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波などの
高周波を利用した無線装置に用いられる高周波回路に関
し、特に、携帯電話機の高周波部分に用いて好適な、高
周波回路に関する。現在、マイクロ波を利用した携帯電
話などの移動体通信システムでは、アナログ,ディジタ
ルを含め使用周波数として主に800MHz帯が利用さ
れているが、近年の携帯機(特に、携帯電話機)の低価
格化による利用者数の急増などの理由から、主に首都圏
では通信トラフィックの混雑緩和のために1.55GH
z帯の利用も始まっている。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency circuit used in a radio device using high frequency waves such as microwaves, and more particularly to a high frequency circuit suitable for use in the high frequency part of a mobile phone. Currently, in mobile communication systems such as mobile phones using microwaves, the 800 MHz band is mainly used as a usable frequency including analog and digital. In recent years, price reduction of mobile devices (particularly mobile phones) has been achieved. 1.55GH mainly in the Tokyo metropolitan area in order to ease congestion of communication traffic due to the rapid increase in the number of users
The use of the z band has also started.

【0003】しかし、現在、一般に提供されている携帯
機は、800MHz帯用,1.55GHz帯用というよ
うに、予め使用できるバンド(周波数帯)が設定されて
いるため、やはり、今後、利用者数がさらに増加する
と、全ての通信には対応しきれなくなってしまう。ま
た、このように、どちらか一方のバンドしか使用できな
い携帯機では、その利用地域も限定されてしまうのが現
状である。
However, currently available portable devices are preset with usable bands (frequency bands) such as 800 MHz band and 1.55 GHz band. If the number increases further, it will not be able to handle all communications. In addition, as described above, in a mobile device that can use only one of the bands, the usage area is limited at present.

【0004】そこで、近年では、800MHz帯,1.
55GHz帯のどちらのバンドでも使用可能なデュアル
バンド対応の携帯機が要求されてきており、これに伴
い、携帯機の高周波部分(高周波回路)には、小型で複
数の周波数(800MHz,1.55GHz)に対応で
きるものが必要とされてきている。
Therefore, in recent years, 800 MHz band, 1.
There has been a demand for a dual band portable device that can be used in either of the 55 GHz bands, and along with this, the high frequency part (high frequency circuit) of the portable device is compact and has multiple frequencies (800 MHz, 1.55 GHz). ) Is needed.

【0005】[0005]

【従来の技術】図52は従来の一般的な携帯電話機の構
成を示すブロック図であり、この図52に示す携帯電話
機は、送信系100として可変減衰器(VATT)10
1,直接変調器(MOD)102,高出力増幅器(HP
A)103,ハイブリッド(HYB:方向性結合器)1
04,検波回路60,比較回路70及びバンドパスフィ
ルタ(BPF)105をそなえ、受信系200としてバ
ンドパスフィルタ(BPF)201,低雑音増幅器(L
NA)202及び受信ダウンコンバータ(MIX)20
3をそなえて構成されている。
2. Description of the Related Art FIG. 52 is a block diagram showing a configuration of a conventional general mobile phone. The mobile phone shown in FIG. 52 has a variable attenuator (VATT) 10 as a transmission system 100.
1, direct modulator (MOD) 102, high power amplifier (HP
A) 103, hybrid (HYB: directional coupler) 1
04, a detection circuit 60, a comparison circuit 70, and a bandpass filter (BPF) 105, and a bandpass filter (BPF) 201, a low noise amplifier (L) as a reception system 200.
NA) 202 and reception down converter (MIX) 20
It is configured with three.

【0006】なお、アンテナ400は、共用器300を
介して送信系100と受信系200とで共用され、RF
(高周波)帯用の局部発振器(電圧制御発振器)500
も送信系100と受信系200とで共用されている。上
述のごとく構成された携帯電話機では、まず、送信信号
は、後述する検波回路60及び比較回路70によるフィ
ードバック制御に応じて可変減衰器101の減衰度が制
御されることにより、最適な信号レベルに調整される。
さらに、この送信信号は、直接変調器102で局部発信
器500からの出力と合わせて変調と周波数変換とが同
時に施され、高出力増幅器103で増幅される。
Note that the antenna 400 is shared by the transmission system 100 and the reception system 200 via the duplexer 300, and RF
Local oscillator (voltage controlled oscillator) 500 for (high frequency) band
Is also shared by the transmission system 100 and the reception system 200. In the mobile phone configured as described above, first, the transmission signal has an optimum signal level by controlling the attenuation degree of the variable attenuator 101 according to feedback control by the detection circuit 60 and the comparison circuit 70 described later. Adjusted.
Further, this transmission signal is simultaneously modulated and frequency-converted by the direct modulator 102 together with the output from the local oscillator 500, and is amplified by the high-power amplifier 103.

【0007】なお、このとき、局部発振器500には、
携帯機が800MHz帯用であれば800MHz帯用の
ものが、1.55GHz帯用であれば1.55GHz帯
用のものが用いられるので、高出力増幅器103の出力
には、これに応じた周波数をもったRF(高周波)信号
が得られる。その後、この送信RF信号は、バンドパス
フィルタ105で雑音成分などが除去されて800MH
z帯もしくは1.55GHz帯の信号が通過させられ、
送信信号fT として共用器300を経由してアンテナ4
00から送出される。
At this time, in the local oscillator 500,
If the portable device is for the 800 MHz band, the one for the 800 MHz band is used, and for the 1.55 GHz band, the one for the 1.55 GHz band is used. Therefore, the output of the high output amplifier 103 has a frequency corresponding to this. An RF (high frequency) signal having After that, this transmission RF signal has a noise component removed by the bandpass filter 105, and the frequency is 800 MHz.
z-band or 1.55 GHz band signal is passed,
The antenna 4 via the duplexer 300 as the transmission signal f T
Sent from 00.

【0008】ところで、このとき、検波回路60では、
ハイブリッド104で分岐された送信RF信号の一部を
検波することにより、その信号レベルをDCレベルに変
換して比較回路70へ出力しており、比較回路70でこ
のDCレベルと高出力増幅器103の規定送信出力時に
相当する基準電圧とが比較されてその誤差電圧が検出さ
れることにより、この誤差電圧を用いて可変減衰器10
1がフィードバック制御されて送信信号fT の出力レベ
ルが一定に維持されている。
By the way, at this time, in the detection circuit 60,
By detecting a part of the transmission RF signal branched by the hybrid 104, the signal level is converted to a DC level and output to the comparison circuit 70. The comparison circuit 70 outputs this DC level and the high output amplifier 103. The error voltage is detected by comparing with the reference voltage corresponding to the specified transmission output, and the variable attenuator 10 is used using this error voltage.
1 is feedback-controlled to maintain the output level of the transmission signal f T constant.

【0009】一方、アンテナ400からの受信RF信号
R は、バンドパスフィルタ201で同様に雑音成分な
どが除去されることにより800MHz帯もしくは1.
55GHz帯の信号が通過させられ、低雑音増幅器20
2で所要の信号レベルに増幅されたのち、受信ダウンコ
ンバータ203で局部発振器500からの出力に応じて
IF(中間周波)信号に周波数変換されて後段の回路へ
出力される。
On the other hand, the received RF signal f R from the antenna 400 is similarly removed in the 800 MHz band or 1.
The signal of 55 GHz band is passed and the low noise amplifier 20
After being amplified to a required signal level in 2, the receiving down converter 203 frequency-converts the signal into an IF (intermediate frequency) signal according to the output from the local oscillator 500 and outputs it to a circuit in the subsequent stage.

【0010】さて、ここで上述の携帯電話機の高周波部
分に用いられている高周波増幅器(高出力増幅器10
3,低雑音増幅器202),高周波フィルタ回路(バン
ドパスフィルタ105,201)及び電圧制御発振器
(局部発振器500),方向性結合器(ハイブリッド1
04)の各高周波回路について、以下、項目別に詳述し
てゆく。
Now, here, the high frequency amplifier (high output amplifier 10) used in the high frequency part of the above-mentioned portable telephone is used.
3, low noise amplifier 202), high frequency filter circuit (bandpass filters 105 and 201), voltage controlled oscillator (local oscillator 500), directional coupler (hybrid 1)
Each high frequency circuit of 04) will be described in detail below item by item.

【0011】(1)従来の高周波増幅器の説明 通常、増幅器は多数のトランジスタを用いて構成される
ため、周知のごとくトランジスタの所要の動作点を得る
ためのバイアス回路が必要となる。図53は上述の携帯
電話機における増幅器に一般的に用いられるバイアス回
路の構成を示す図で、この図53において、111は入
力信号を増幅するエミッタ接地のトランジスタ、112
は使用周波数帯域(800MHz帯もしくは1.55G
Hz帯)の信号の波長をλgとした場合にλg/4の長
さをもった伝送線路(S1)、113はトランジスタ1
11用の電源、C100は使用周波数帯域の信号のみが
通過するコンデンサである。
(1) Description of Conventional High-Frequency Amplifier Since an amplifier is usually composed of a large number of transistors, a bias circuit for obtaining a required operating point of the transistors is required as is well known. FIG. 53 is a diagram showing a configuration of a bias circuit generally used for an amplifier in the above-mentioned mobile phone. In FIG. 53, 111 is a grounded-emitter transistor for amplifying an input signal, and 112 is a grounded-emitter transistor.
Is the frequency band used (800MHz band or 1.55G
The transmission line (S1) having a length of λg / 4, where 113 is the transistor 1
A power source for 11, C100 is a capacitor through which only a signal in the used frequency band passes.

【0012】このような構成により、上述のバイアス回
路では、使用周波数をもった信号(波長λg)が入力さ
れた場合、この信号は伝送線路112の両端付近で90
°異なるようにコンデンサC100を通過することにな
るので、伝送線路112の一端がオープン(開放)、他
端がショート(短絡)の状態となる。従って、このバイ
アス回路では、使用周波数帯域付近の周波数をもった信
号に対しては、反射波信号がほとんどなくなり(リター
ンロスが小さくなり)、入力と出力との通過ロスが小さ
くなるので、使用周波数帯域の信号がロスなく通過する
ようになる。
With such a configuration, in the above-mentioned bias circuit, when a signal (wavelength λg) having a used frequency is input, this signal is generated at 90 degrees near both ends of the transmission line 112.
Since the capacitors C100 pass through the capacitors C100 differently, one end of the transmission line 112 is open (open) and the other end is short-circuited. Therefore, this bias circuit has almost no reflected wave signal (return loss is small) for signals having frequencies near the operating frequency band, and the passing loss between the input and output is small. The band signal will pass without loss.

【0013】例えば、携帯電話機の使用周波数帯域を8
00MHzに近い周波数として950MHzを選び、伝
送線路112の長さをこの950MHzの信号の波長の
1/4に設定してシュミレーションを行なうと、図54
〜図57に示すように、入力側から見たリターンロス
(S11),出力側から見たリターンロス(S22)及
び入出力間の通過ロス(S12,S21)はそれぞれ9
50MHz付近で最も良い特性を示すので、この950
MHz帯の信号が最もロスなく通過するようになる。
For example, if the frequency band used by a mobile phone is 8
When 950 MHz is selected as the frequency close to 00 MHz and the length of the transmission line 112 is set to 1/4 of the wavelength of the signal of 950 MHz, the simulation is performed.
As shown in FIG. 57, the return loss (S11) seen from the input side, the return loss (S22) seen from the output side, and the passage loss (S12, S21) between the input and output are 9 respectively.
Since it shows the best characteristics around 50MHz, this 950
Signals in the MHz band pass through with the least loss.

【0014】一方、同様に、使用周波数帯域を1.55
GHzに近い周波数として1.44GHzを選び、伝送
線路112の長さをこの1.44GHzの信号の波長の
1/4に設定してシュミレーションを行なうと、この場
合は、図58〜図61に示すように、上述のS11,S
22,S12及びS21はそれぞれ1.44GHz付近
で最も良い特性を示すので、この1.44GHz帯の信
号が最もロスなく通過するようになる。
On the other hand, similarly, the used frequency band is 1.55.
When a frequency of 1.44 GHz is selected as a frequency close to GHz and the length of the transmission line 112 is set to 1/4 of the wavelength of the signal of 1.44 GHz, the simulation is performed. In this case, FIGS. 58 to 61 are shown. As described above, S11 and S
Since 22, S12 and S21 each have the best characteristics in the vicinity of 1.44 GHz, the signal in the 1.44 GHz band passes the most without loss.

【0015】(2)従来の方向性結合器の説明 図62は上述の携帯電話機に用いられる従来の方向性結
合器(ハイブリッド104:図52参照)の構成の一例
を示す図で、この図62において、141,142はそ
れぞれマイクロストリップラインなどを用いて構成され
た伝送線路であり、伝送線路142の長さL6 を使用周
波数帯の信号の波長λgの1/4に設定することによ
り、携帯電話機の使用周波数帯に応じた特性をもった結
合器が構成される。
(2) Description of Conventional Directional Coupler FIG. 62 is a diagram showing an example of the configuration of a conventional directional coupler (hybrid 104: see FIG. 52) used in the above-mentioned portable telephone. In the figure, 141 and 142 are transmission lines respectively configured by using microstrip lines and the like, and by setting the length L 6 of the transmission line 142 to 1/4 of the wavelength λg of the signal in the frequency band used, A coupler having characteristics corresponding to the frequency band used by the telephone is constructed.

【0016】つまり、この従来の方向性結合器は、例え
ば、伝送線路長L6 を800MHzの信号の波長の1/
4に設定すれば、800MHz帯用の結合器となり、
1.55GHzの信号の波長の1/4に設定すれば、
1.55GHz帯用の結合器となる。 (3)従来の高周波フィルタ回路の説明 図63(a)は上述の携帯電話機における高周波フィル
タ回路(バンドパスフィルタ105,201)の構成の
一例を示す図で、この図63(a)において、115は
誘電体共振器(DR)、116は信号線路、C200は
コンデンサである。なお、図63(b)は図63(a)
に示す単位構成の高周波フィルタ回路を信号線路116
に2段並列に接続した構成を示す図である。
That is, in this conventional directional coupler, for example, the transmission line length L 6 is set to 1 / the wavelength of the signal of 800 MHz.
If set to 4, it becomes a coupler for 800MHz band,
If set to 1/4 of the wavelength of the signal of 1.55 GHz,
It becomes a coupler for the 1.55 GHz band. (3) Description of Conventional High-Frequency Filter Circuit FIG. 63 (a) is a diagram showing an example of the configuration of the high-frequency filter circuit (bandpass filters 105, 201) in the above-mentioned mobile phone. In FIG. 63 (a), 115 Is a dielectric resonator (DR), 116 is a signal line, and C200 is a capacitor. Note that FIG. 63 (b) is shown in FIG. 63 (a).
The high-frequency filter circuit having the unit configuration shown in FIG.
It is a figure which shows the structure connected to 2 stages in parallel.

【0017】ここで、誘電体共振器115は、通過させ
たい周波数をf0 (この場合は、800MHzもしくは
1.55GHz)とした場合に、その長さL7 をこの周
波数f0 の信号の波長λgの1/4に設定することによ
り、周波数f0 の信号に対して一端がオープン、他端が
ショートになるもので、これにより、周波数f0 の信号
は通過させ、それ以外の周波数帯の信号は減衰させるこ
とができるようになっている。
Here, in the dielectric resonator 115, when the frequency to be passed is f 0 (in this case, 800 MHz or 1.55 GHz), its length L 7 is the wavelength of the signal of this frequency f 0. by setting to 1/4 of the lambda] g, in which open end with respect to the signal of frequency f 0, the other end becomes short, thereby, signals of frequency f 0 is passed, other frequency bands The signal can be attenuated.

【0018】なお、コンデンサC200は、誘電体共振
器115と信号線路116との結合量を決めるものであ
る。ただし、その際、誘電体共振器115の長さL7
微調整する必要がある。 (4)従来の電圧制御発振器の説明 従来、上述の携帯電話機に用いられている電圧制御発振
器(局部発振器500:図52参照)は回路定数の偏
差,誤差などにより、無調整で、且つ、正確な発信周波
数を得ることは難しい。特に、800MHz,1.55
GHzといった高周波帯域で使用する電圧制御発振器は
共振の選択性やコストの面からストリップライン共振器
を使用した電圧制御発振器が多用されている。
The capacitor C200 determines the amount of coupling between the dielectric resonator 115 and the signal line 116. However, in that case, the length L 7 of the dielectric resonator 115 needs to be finely adjusted. (4) Description of Conventional Voltage Controlled Oscillator Conventionally, the voltage controlled oscillator (local oscillator 500: see FIG. 52) used in the above-mentioned mobile phone is unadjusted and accurate due to deviations and errors of circuit constants. It is difficult to obtain a proper transmission frequency. Especially, 800MHz, 1.55
As a voltage controlled oscillator used in a high frequency band such as GHz, a voltage controlled oscillator using a stripline resonator is often used in terms of resonance selectivity and cost.

【0019】図64は従来の一般的な電圧制御発振器の
構成の一例を示す図で、この図64において、121は
共振回路部、122は発振回路部であり、共振回路部1
21は、コイル(L)123,可変容量ダイオード
(D)124,コンデンサ(C)125及びストリップ
ライン126を用いて構成され、発振回路部122は、
いわゆるコルピッツ型発振回路を応用したもので、トラ
ンジスタ及びコンデンサ(C)128〜132を用いて
構成されている。
FIG. 64 is a diagram showing an example of the configuration of a conventional general voltage controlled oscillator. In FIG. 64, 121 is a resonance circuit section, 122 is an oscillation circuit section, and the resonance circuit section 1 is shown.
21 is configured using a coil (L) 123, a variable capacitance diode (D) 124, a capacitor (C) 125, and a strip line 126, and the oscillation circuit unit 122 includes
This is an application of a so-called Colpitts type oscillation circuit, which is configured by using transistors and capacitors (C) 128 to 132.

【0020】そして、この図64に示すように、共振回
路部121は、ストリップライン126の他端を接地し
たLC共振回路で構成されており、これと並列に接続さ
れた可変容量ダイオード124に供給される制御電圧
(VC )を可変にすることで、共振周波数(発振周波
数)が変化し、所望の発振周波数が得られるようになっ
ている。
As shown in FIG. 64, the resonance circuit section 121 is composed of an LC resonance circuit in which the other end of the strip line 126 is grounded, and is supplied to a variable capacitance diode 124 connected in parallel with the LC resonance circuit. The resonance frequency (oscillation frequency) is changed by varying the control voltage (V C ) to be generated, so that a desired oscillation frequency can be obtained.

【0021】[0021]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな各高周波回路(高周波増幅器,高周波フィルタ回
路,電圧制御発振器,方向性結合器)は、いずれも、8
00MHz帯用,1.55GHz帯用というように、予
め使用可能な周波数帯が設定されているので、その周波
数帯以外での使用は非常に困難である。
However, each of such high-frequency circuits (high-frequency amplifier, high-frequency filter circuit, voltage-controlled oscillator, directional coupler) is
Since usable frequency bands are set in advance such as for the 00 MHz band and for the 1.55 GHz band, it is very difficult to use the frequency bands other than those.

【0022】例えば、項目(1)で図53により前述し
たバイアス回路は、図54〜図61に示したシュミレー
ション結果から分かるように、リターンロス(S11,
S22),通過ロス(S12,S21)ともに予め設定
された周波数帯(950MHz帯,1.44GHz帯)
以外の周波数帯ではほとんど機能しない。そこで、80
0MHz帯,1.55GHz帯の両方の周波数帯に対応
できるようなバイアス回路を実現にするには、例えば、
予め800MHz帯用,1.55GHz帯用に設定され
ている回路を2つ用意して、これらの回路を使用周波数
に応じて切り替えて使用するように構成することが考え
られるが、この場合は当然、その回路規模が大幅に増大
してしまうので、コストの面からも携帯電話機などの携
帯機用の回路として用いるには非常に不利になるという
課題がある。
For example, in the bias circuit described above with reference to FIG. 53 in item (1), as can be seen from the simulation results shown in FIGS. 54 to 61, the return loss (S11,
S22) and passing loss (S12, S21) are preset frequency bands (950 MHz band, 1.44 GHz band)
It hardly works in other frequency bands. So 80
To realize a bias circuit capable of supporting both the 0 MHz band and the 1.55 GHz frequency band, for example,
It is conceivable that two circuits preset for the 800 MHz band and 1.55 GHz band are prepared and these circuits are switched and used according to the used frequency. However, since the circuit scale is significantly increased, there is a problem in that it is very disadvantageous to use as a circuit for a mobile device such as a mobile phone in terms of cost.

【0023】また、項目(2)で図62により前述した
方向性結合器も、予め設定された周波数帯以外の周波数
帯での使用は非常に困難であるので、1つの結合器で8
00MHz帯,1.55GHz帯の両方に対応すること
は事実上不可能である。そこで、この場合も、800M
Hz帯用,1.55GHz帯用の2つの方向性結合器を
スイッチなどを介して並列に接続して、このスイッチの
切替えによって両方の周波数帯に対応することが考えら
れるが、やはり、コストや回路規模の面からも携帯電話
機などの携帯機用の回路としては非常に不利である。
Also, the directional coupler described above with reference to FIG. 62 in item (2) is very difficult to use in frequency bands other than the preset frequency band.
It is virtually impossible to support both the 00 MHz band and the 1.55 GHz band. So, even in this case, 800M
It is conceivable that two directional couplers for the Hz band and the 1.55 GHz band are connected in parallel via a switch or the like, and both frequency bands can be dealt with by switching the switches. Also in terms of circuit scale, it is extremely disadvantageous as a circuit for portable devices such as mobile phones.

【0024】また、項目(3)で前述した従来の高周波
フィルタ回路も同様に、予め使用周波数帯が設定されて
いるので、両方の周波数帯に対応することはできない。
そこで、両方の周波数帯に対応できるようにした高周波
フィルタ回路としては、例えば、図65に示すようなも
のが考えられる。すなわち、この図65に示す高周波フ
ィルタ回路は、それぞれ異なる周波数帯域f1 (例え
ば、800MHz),f2 (例えば、1.55GHz)
の信号を通過させるバンドパスフィルタ(BPF)11
7A,117Bと各誘電体共振器118,119とがそ
れぞれ並列に配置されて構成される。なお、このとき、
各バンドパスフィルタ117A,117Bは、互いに相
手側の周波数帯域の信号に対してはオープンになるよう
に、各誘電体共振器118,119の長さL8 ,L9
調整することにより位相が調整される。
Similarly, the conventional high frequency filter circuit described in the item (3) cannot be used for both frequency bands because the used frequency band is set in advance.
Therefore, as a high frequency filter circuit adapted to support both frequency bands, for example, a circuit as shown in FIG. 65 can be considered. That is, the high frequency filter circuit shown in FIG. 65 has different frequency bands f 1 (for example, 800 MHz) and f 2 (for example, 1.55 GHz).
Band pass filter (BPF) 11 that passes the signal of
7A and 117B and the respective dielectric resonators 118 and 119 are arranged in parallel. At this time,
Each of the band pass filters 117A and 117B adjusts the phase by adjusting the lengths L 8 and L 9 of the dielectric resonators 118 and 119 so that they are open with respect to the signals in the frequency bands on the other side. Adjusted.

【0025】これにより、上述の高周波フィルタ回路で
は、周波数f1 の信号と周波数f2の信号は通過させ、
且つ、その他の帯域の信号は減衰(f1 とf2 の間も減
衰)させることができる。しかしながら、このような高
周波フィルタ回路も、図65からも明らかなように、そ
の回路規模が大幅に増大してしまうので、やはり、携帯
電話機などの携帯機用の回路としては非常に不利にな
る。
As a result, in the above high frequency filter circuit, the signal of frequency f 1 and the signal of frequency f 2 are passed,
In addition, signals in other bands can be attenuated (attenuated between f 1 and f 2 ). However, as is clear from FIG. 65, the circuit scale of such a high-frequency filter circuit also increases significantly, which is also extremely disadvantageous as a circuit for a portable device such as a mobile phone.

【0026】さらに、項目(4)で図64により前述し
た従来の電圧制御発振器も、通常、予め発振周波数が8
00MHz帯用,1.55GHz帯用のいずれか一方に
設定されているので、800MHz帯と1.55GHz
帯という約2倍離れた周波数帯の信号を発振できるよう
な広帯域な変調感度特性をもつ発振器を実現するのは非
常に困難である。
Further, in the conventional voltage controlled oscillator described above with reference to FIG. 64 in item (4), the oscillation frequency is usually 8 in advance.
Since it is set to either the 00 MHz band or the 1.55 GHz band, the 800 MHz band and the 1.55 GHz band
It is very difficult to realize an oscillator having a wide band modulation sensitivity characteristic that can oscillate a signal in a frequency band about twice as wide as a band.

【0027】また、このような特性を有する電圧制御発
振器は、例えば、図66に示すように、図64に示す電
圧制御発振器と同様の構成を有する800MHz帯用,
1.55GHz帯用の2つの発振器134A,134
B、もしくは図67に示すように、電圧制御発振器モジ
ュール(VCOモジュール)135A,135Bを個別
に設け、それぞれをスイッチ(SW)133を介して並
列に接続し、使用周波数帯(800MHz,1.55G
Hz)に応じてこのスイッチ133を切り替えるように
すれば実現できるが、この場合も、明らかに、その回路
規模が大幅に増大してしまうので、やはり携帯電話機な
どの携帯機用の回路として用いるには非常に不利であ
る。
Further, a voltage controlled oscillator having such characteristics has a structure similar to that of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 64 for 800 MHz band, as shown in FIG.
Two oscillators 134A and 134 for the 1.55 GHz band
B, or as shown in FIG. 67, the voltage controlled oscillator modules (VCO modules) 135A and 135B are individually provided and connected in parallel via the switch (SW) 133, and used frequency bands (800 MHz, 1.55 G
This can be realized by switching the switch 133 depending on the frequency (Hz), but in this case as well, the circuit scale obviously increases significantly, so it is also suitable for use as a circuit for portable devices such as mobile phones. Is very disadvantageous.

【0028】さらに、上述の従来の電圧制御発振器で
は、発振周波数の微調整を、共振回路部122に用いら
れているストリップラインを直接トリミングすることに
よってを行なうようになっているのだが、例えば、この
ストリップラインが基板の内層に形成される場合、この
調整が非常に困難になる。一方、このストリップライン
が基板表面で形成される場合も、通常、基板はこのよう
な発振周波数の調整後には金属製のシールドケースなど
で覆われるので、ケースなどの外乱の影響を考慮した発
振周波数の微調整がやはり必要になり、発振器がモジュ
ールとして製造された後では、このような微調整を行な
うことは極めて困難になる。
Further, in the above-mentioned conventional voltage controlled oscillator, the fine adjustment of the oscillation frequency is performed by directly trimming the strip line used in the resonance circuit section 122. This adjustment becomes very difficult if the stripline is formed on the inner layer of the substrate. On the other hand, even when this stripline is formed on the surface of the substrate, the substrate is usually covered with a metal shield case after such adjustment of the oscillation frequency, so the oscillation frequency considering the influence of disturbance such as the case is considered. Fine tuning is still required, and such fine tuning becomes extremely difficult after the oscillator is manufactured as a module.

【0029】本発明はこのような課題に鑑み創案された
もので、小型、且つ、低コストでありながら複数の周波
数に対応できる高周波回路を提供することを目的とす
る。
The present invention was conceived in view of the above problems, and an object thereof is to provide a high frequency circuit which is small in size and low in cost, and which can cope with a plurality of frequencies.

【0030】[0030]

【課題を解決するための手段】このため、請求項1記載
の本発明の高周波回路は、複数の周波数に対応すべく、
一部の構成要素が全ての周波数用として共用され、他の
構成要素が使用周波数に応じこの一部の構成要素に接続
あるいは切り離しされるように構成される(以下、上述
のごとく構成された回路をパターンAの回路と称す
る)。
Therefore, the high frequency circuit of the present invention according to claim 1 is designed to support a plurality of frequencies.
Some components are shared for all frequencies, and other components are configured to be connected or disconnected to this some components according to the frequency used (hereinafter, the circuit configured as described above). Is referred to as a pattern A circuit).

【0031】また、請求項2記載の本発明の高周波回路
は、複数の周波数に対応すべく、一部の構成要素が全て
の周波数用として共用され、他の構成要素が使用周波数
に応じてそのインピーダンスを変更しうるように構成さ
れる(以下、上述のごとく構成された回路をパターンB
の回路と称する)。さらに、請求項3記載の本発明の高
周波回路は、複数の周波数に対応すべく、複数の整合回
路をそなえ、これらの整合回路がそれぞれ分波・合成回
路を介して接続される(以下、上述のごとく構成された
回路をパターンCの回路と称する)。
Further, in the high frequency circuit of the present invention as defined in claim 2, some components are commonly used for all frequencies in order to cope with a plurality of frequencies, and other components are used in accordance with the used frequency. It is configured so that the impedance can be changed (hereinafter, the circuit configured as described above is used as a pattern B).
Of the circuit). Furthermore, the high-frequency circuit of the present invention according to claim 3 is provided with a plurality of matching circuits in order to correspond to a plurality of frequencies, and these matching circuits are respectively connected via a demultiplexing / combining circuit (hereinafter, referred to as above. A circuit configured as described above is referred to as a pattern C circuit).

【0032】[0032]

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。図1は本発明の一実施形態として
の高周波回路が適用される携帯電話機の構成の一例を示
すブロック図で、この図1に示す携帯電話機も、図52
に示した携帯電話機と同様に、送信系1として可変減衰
器(VATT)2,直接変調器(MOD)3,高出力増
幅器(HPA)4,ハイブリッド(HYB:方向性結合
器)5,バンドパスフィルタ(BPF)6,検波回路7
及び比較回路8をそなえ、受信系9としてバンドパスフ
ィルタ(BPF)10,低雑音増幅器(LNA)11及
び受信ダウンコンバータ(MIX)12をそなえて構成
されている。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a mobile phone to which a high frequency circuit according to an embodiment of the present invention is applied. The mobile phone shown in FIG.
Similar to the mobile phone shown in FIG. 1, as the transmission system 1, a variable attenuator (VATT) 2, a direct modulator (MOD) 3, a high output amplifier (HPA) 4, a hybrid (HYB: directional coupler) 5, a bandpass. Filter (BPF) 6, Detection circuit 7
And a comparison circuit 8 and a reception system 9 including a bandpass filter (BPF) 10, a low noise amplifier (LNA) 11 and a reception down converter (MIX) 12.

【0033】なお、この場合も、アンテナ13は、共用
器14を介して送信系1と受信系9とで共用され、RF
(高周波)帯用の局部発振器(電圧制御発振器)15も
送信系1と受信系9とで共用されている。従って、これ
らの各構成要素は、基本的に、それぞれ図52により前
述したものと同様のものであるが、この図1に示す携帯
電話機は、例えば、800MHz帯,1.55GHz帯
の両方の周波数帯を使用周波数帯として利用できるよう
に、高周波部分に設けられている高周波増幅器(高出力
増幅器4,低雑音増幅器11),方向性結合器(ハイブ
リッド5)、高周波フィルタ回路(バンドパスフィルタ
6)の各高周波回路が両方の周波数帯に対応すべく構成
されている。
In this case as well, the antenna 13 is shared by the transmission system 1 and the reception system 9 via the duplexer 14, and RF
The local oscillator (voltage controlled oscillator) 15 for the (high frequency) band is also shared by the transmission system 1 and the reception system 9. Therefore, each of these components is basically the same as that described above with reference to FIG. 52, but the mobile phone shown in FIG. 1 has, for example, both frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band. A high-frequency amplifier (high-output amplifier 4, low-noise amplifier 11), a directional coupler (hybrid 5), a high-frequency filter circuit (band-pass filter 6) provided in the high-frequency part so that the band can be used as a frequency band to be used. Each high frequency circuit is configured to support both frequency bands.

【0034】以下、本発明の要部であるこれらの各高周
波回路について、それぞれ項目ごとに詳述してゆく。 (1)高周波増幅器に用いられるバイアス回路の説明 図2は本実施形態の携帯電話機における高周波増幅器に
用いられるバイアス回路の構成を示す図で、この図2に
おいて、16,17はそれぞれマイクロストリップライ
ンなどを用いた伝送線路、C2,C3はそれぞれコンデ
ンサである。なお、Gはグラウンドである。
Each of these high-frequency circuits, which are the essential parts of the present invention, will be described in detail below item by item. (1) Description of Bias Circuit Used in High-Frequency Amplifier FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the bias circuit used in the high-frequency amplifier in the mobile phone of the present embodiment. In FIG. 2, 16 and 17 are microstrip lines, etc., respectively. , And transmission lines C2 and C3 are capacitors. In addition, G is a ground.

【0035】ここで、伝送線路16,17は、それぞれ
入力されるRF信号に対してその長さに応じた遅延を施
すもので、周波数f1 (例えば、800MHz)をもっ
た信号の波長をλg1 ,周波数f2 (例えば、1.55
GHz)をもった信号の波長をλg2 とした場合に、伝
送線路16の長さ「S2」がλg2 /4に設定される一
方、伝送線路17の長さ「S3」が「S2+S3」でλ
1 /4となるように(つまり、S3=λg1 /4−S
2となるように)設定される。
Here, the transmission lines 16 and 17 delay the input RF signals according to their lengths, and the wavelength of a signal having a frequency f 1 (for example, 800 MHz) is λg. 1 , frequency f 2 (for example, 1.55
The wavelength of the signals with GHz) when the lambda] g 2, while the length of the transmission line 16 is "S2" is set to λg 2/4, the length of the transmission line 17 "S3" is in "S2 + S3" λ
such that g 1/4 (i.e., S3 = λg 1/4- S
2).

【0036】また、コンデンサC2は、周波数f2 の信
号のみを通過させるものであり、コンデンサC3は、周
波数f1 の信号のみを通過させるもので、例えば、この
バイアス回路に周波数f2 の信号が入力されると、この
信号は伝送線路16を通じてコンデンサC2へ流れる一
方、周波数f1 の信号が入力されると、この信号は伝送
路16,17を通じてコンデンサC3へ流れるように構
成されている。
Further, the capacitor C2 passes only the signal of the frequency f 2 , and the capacitor C3 passes only the signal of the frequency f 1. For example, the bias circuit receives the signal of the frequency f 2 . When input, this signal flows to the capacitor C2 through the transmission line 16, while when a signal of frequency f 1 is input, this signal flows to the capacitor C3 through the transmission lines 16 and 17.

【0037】このような構成により、上述のバイアス回
路では、例えば、1.55GHz帯の信号が入力される
と、この信号は伝送線路16を通じてコンデンサC2へ
流れるのであるが、このとき、この信号は伝送線路16
でその長さ「S2(=λg2/4)」に応じた遅延が施
されることにより、伝送線路16の両端で互いに信号の
位相が90°異なる状態になる。
With such a configuration, in the above-described bias circuit, when a signal in the 1.55 GHz band is input, for example, this signal flows to the capacitor C2 through the transmission line 16. At this time, this signal is Transmission line 16
In by the delay is performed in accordance with the length "S2 (= λg 2/4)", the phase of each other signal at both ends of the transmission line 16 is 90 ° different states.

【0038】この結果、伝送線路16の一端はショート
(短絡)、他端はオープン(開放)の状態となり、伝送
線路17が伝送線路16から切り離された状態となるの
で、上述の携帯電話機の一方の使用周波数である1.5
5GHz帯の信号に対しては、各コンデンサC2,C3
から伝送線路16へ向けて流れる反射波信号はほとんど
なくなり、入力された1.55GHz帯の信号がロスな
く出力されることになる。
As a result, one end of the transmission line 16 is short-circuited and the other end is open, and the transmission line 17 is disconnected from the transmission line 16. Is the used frequency of 1.5
For signals in the 5 GHz band, capacitors C2 and C3
The reflected wave signal flowing from the transmission line 16 to the transmission line 16 almost disappears, and the input signal in the 1.55 GHz band is output without loss.

【0039】一方、800MHz帯の信号が入力された
場合、この信号は各伝送線路16,17を通じてコンデ
ンサC3へ流れるので、各伝送線路16,17でその長
さ「S2+S3(=λg1 /4)」に応じた遅延が施さ
れることにより、各伝送線路16,17を長さ「S2+
S3」をもった1つの伝送線路と見なせば、その両端で
互いに信号の位相が90°異なる状態になる。
On the other hand, when a signal 800MHz band is entered, the signal flows to the capacitor C3 through the transmission lines 16 and 17, the length in the transmission lines 16, 17 'S2 + S3 (= λg 1/ 4) The transmission lines 16 and 17 have a length of "S2 +"
If it is regarded as one transmission line having "S3", the phases of the signals are different from each other by 90 ° at both ends thereof.

【0040】従って、この場合は、各伝送線路16,1
7を長さ「S2+S3」をもった1つの伝送線路と見な
したときに、その一端がショート、他端がオープンの状
態となり、伝送線路17が伝送線路16に接続された状
態となるので、他方の使用周波数である800MHz帯
の信号に対しても、各コンデンサC2,C3から伝送線
路16へ向けて流れる反射波信号はほとんどなくなり、
入力された800MHz帯の信号がロスなく出力され
る。
Therefore, in this case, each transmission line 16, 1
When 7 is regarded as one transmission line having a length “S2 + S3”, one end thereof is short-circuited and the other end is open, and the transmission line 17 is connected to the transmission line 16, Even for the signal of 800 MHz band which is the other used frequency, the reflected wave signal flowing from each of the capacitors C2 and C3 toward the transmission line 16 almost disappears,
The input 800 MHz band signal is output without loss.

【0041】つまり、この図2に示すバイアス回路(高
周波回路)は、周波数f1 (800MHz),周波数f
2 (1.55GHz)という2つの周波数に対応すべ
く、一部の構成要素である伝送線路16が全ての周波数
1 ,f2 用として共用され、他の構成要素である伝送
線路17が使用周波数f1 ,f2 に応じ伝送線路16に
接続あるいは切り離しされるように構成されているので
ある(すなわち、このバイアス回路は、パターンAの回
路に相当する)。
That is, the bias circuit (high frequency circuit) shown in FIG. 2 has a frequency f 1 (800 MHz) and a frequency f.
In order to support two frequencies of 2 (1.55 GHz), the transmission line 16 which is a part of the components is shared for all frequencies f 1 and f 2 , and the transmission line 17 which is another component is used. The transmission line 16 is connected or disconnected according to the frequencies f 1 and f 2 (that is, this bias circuit corresponds to the circuit of pattern A).

【0042】従って、本発明の一実施形態としてのバイ
アス回路(高周波回路)によれば、従来のように、80
0MHz帯,1.55GHz帯という2つの周波数帯に
対応した特性をもったバイアス回路をそれぞれ個別に設
けてなくとも、見かけ上1つの回路で800MHz帯,
1.55GHz帯の両方の周波数に対応することができ
るようになり、これにより、2つの周波数帯に対応でき
るバイアス回路をその回路規模を増大させることなく実
現でき、低コスト,小型化などの厳しい条件が要求され
る携帯電話機用の回路としても十分適用できるようにな
る。
Therefore, according to the bias circuit (high frequency circuit) as one embodiment of the present invention, as in the conventional case, 80
Even if a bias circuit having characteristics corresponding to two frequency bands of 0 MHz band and 1.55 GHz band is not separately provided, it is apparent that one circuit is 800 MHz band,
It has become possible to support both frequencies in the 1.55 GHz band, which makes it possible to realize a bias circuit compatible with two frequency bands without increasing the circuit scale, and it is difficult to achieve low cost and downsizing. The circuit can be sufficiently applied as a circuit for a mobile phone that requires conditions.

【0043】なお、図3〜図6はそれぞれ上述のごとく
構成されたバイアス回路について、使用周波数を800
MHz,1.55GHzに近い周波数としてそれぞれ9
50MHz,1.44GHzを選んでシュミレーション
を行なった場合の結果の一例を示す図で、図3,図4に
それぞれ示すように、反射波信号の影響を表す入力側か
ら見たリターンロス(S11),出力側から見たリター
ンロス(S22)は、それぞれ950MHz,1.44
GHz付近で最も小さくなり、、図5,図6にそれぞれ
示すように、入出力間の通過ロス(S12,S21)も
それぞれ950MHz,1.44GHz付近で最もロス
が少なくなっていることがわかる。
It should be noted that FIGS. 3 to 6 show the operating frequency of the bias circuit constructed as described above at 800
9 for frequencies close to MHz and 1.55 GHz, respectively
It is a figure which shows an example of a result at the time of choosing 50 MHz and 1.44 GHz and performing a simulation, and shows return loss (S11) seen from the input side which shows the influence of a reflected wave signal, as each shown in FIG. 3 and FIG. , Return loss (S22) seen from the output side is 950MHz and 1.44, respectively.
It can be seen that it becomes the smallest in the vicinity of GHz, and as shown in FIGS. 5 and 6, the passing loss (S12, S21) between the input and output also becomes the smallest in the vicinity of 950 MHz and 1.44 GHz, respectively.

【0044】(1−1)バイアス回路の第1変形例の説
明 図7は図2により上述したバイアス回路の第1変形例を
示す図で、この図7において、18はマイクロストリッ
プラインなどを用いた伝送線路で、この場合は、その長
さ「S4」が周波数f1 (例えば、800MHz)の信
号の波長λg1の1/4に設定されている。また、C4
は周波数f1 をもった信号,周波数f2(例えば、1.
55GHz)をもった信号の両方を通過させる特性を有
するコンデンサ、L1は周波数f1 ,f2 のいずれの信
号に対しても開放となる特性をもったコイル、D1は供
給されるコントロール電圧の設定に応じて容量が変化
し、周波数f1 ,f2 のいずれかの信号を通過させる特
性をもったバラクタダイオードである。
(1-1) Description of First Modification of Bias Circuit FIG. 7 is a diagram showing a first modification of the bias circuit described above with reference to FIG. 2. In FIG. 7, 18 is a microstrip line or the like. In this case, the length "S4" of the transmission line is set to ¼ of the wavelength λg 1 of the signal of frequency f 1 (for example, 800 MHz). Also, C4
Is a signal having a frequency f 1 and a frequency f 2 (for example, 1.
55 GHz), a capacitor having a characteristic of passing both signals, L1 is a coil having a characteristic of being open to both signals of frequencies f 1 and f 2 , and D1 is a setting of a control voltage to be supplied. It is a varactor diode having a characteristic that its capacitance changes in accordance with the above, and has a characteristic of passing a signal of either frequency f 1 or f 2 .

【0045】上述のごとく構成されたバイアス回路で
は、携帯電話機の使用周波数800MHz,1.55G
Hzに応じて、コントロール電圧を調整することより、
アース接地されたバラクタダイオードD1の容量が変化
するので、伝送線路18の長さ「S4」を変えなくとも
通過させる信号の周波数帯を容易に変化させることがで
きる。
In the bias circuit configured as described above, the operating frequency of the mobile phone is 800 MHz, 1.55G.
By adjusting the control voltage according to Hz,
Since the capacitance of the varactor diode D1 which is grounded changes, the frequency band of the signal to be passed can be easily changed without changing the length "S4" of the transmission line 18.

【0046】つまり、この図7に示すバイアス回路は、
800MHz帯,1.55GHz帯という2つの周波数
に対応すべく、一部の構成要素である伝送線路18が全
て(両方)の周波数f1 ,f2 用として共用され、コン
トロール電圧によりバラクタダイオードD1の容量を変
化させることによって、他の構成要素(コイルL1,コ
ンデンサC4及びバラクタダイオードD1)が使用周波
数f1 ,f2 に応じて、そのインピーダンスが変更され
るように構成されている(すなわち、このバイアス回路
はパターンBの回路に相当する)。
That is, the bias circuit shown in FIG.
In order to support two frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band, the transmission line 18 which is a part of the components is shared for all (both) frequencies f 1 and f 2 , and the control voltage controls the varactor diode D1. By changing the capacitance, the other components (the coil L1, the capacitor C4, and the varactor diode D1) are configured to change their impedances according to the operating frequencies f 1 and f 2 (that is, this The bias circuit corresponds to the pattern B circuit).

【0047】従って、この場合も、800MHz帯,
1.55GHz帯のいずれの信号に対しても、反射波信
号の影響を最大限に抑制してリターンロスを最小にでき
るとともに、入出力間の通過ロスもほとんどなくすこと
ができるので、800MHz帯,1.55GHz帯とい
う2つの周波数に対応した特性(インピーダンス)をも
った回路を個別に設けてなくとも、見かけ上1つの回路
で800MHz帯,1.55GHz帯の両方の周波数に
対応することができるようになる。
Therefore, also in this case, the 800 MHz band,
For any signal in the 1.55 GHz band, the return loss can be minimized by maximizing the influence of the reflected wave signal, and the passing loss between the input and output can be almost eliminated. Even if a circuit having characteristics (impedance) corresponding to two frequencies of 1.55 GHz band is not separately provided, one circuit can be used for both frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band by appearance. Like

【0048】このように、本変形例におけるバイアス回
路によれば、コントロール電圧を調整してバラクタダイ
オードD1の容量を変化させることにより、両方の周波
数800MHz,1.55GHz用として共用される伝
送線路18以外の他の構成要素のインピーダンスを変化
させて、その通過特性を可変にできるので、極めて容易
に、これらの各周波数に対応することができ、これによ
り、2つの周波数帯に対応できるバイアス回路をその回
路規模を増大させることなく実現でき、この結果、低コ
スト,小型化などの厳しい条件が要求される携帯電話機
用の回路としても十分適用できるようになる。
As described above, according to the bias circuit in this modification, the control line is adjusted to change the capacitance of the varactor diode D1 so that the transmission line 18 commonly used for both frequencies 800 MHz and 1.55 GHz. Since it is possible to change the impedance of other components other than the above and to make the pass characteristic variable, it is possible to correspond to each of these frequencies very easily, and thus a bias circuit that can correspond to two frequency bands can be provided. It can be realized without increasing the circuit scale, and as a result, it can be sufficiently applied as a circuit for a mobile phone which requires severe conditions such as low cost and miniaturization.

【0049】なお、図8〜図11はそれぞれ上述のごと
く構成されたバイアス回路について、この場合も、使用
周波数を800MHz,1.55GHzに近い周波数と
してそれぞれ950MHz,1.44GHzを選んでシ
ュミレーションを行なった場合の結果の一例を示す図
で、上述のごとくコントロール電圧によりバラクタダイ
オードD1の容量を変化させて伝送線路18以外の構成
要素のインピーダンスを変えることにより、950MH
z付近で最も良い特性を示していた入力側,出力側から
見た各リターンロス(S11,S22),入出力間の各
通過ロス(S12,S21)の各特性(図54〜図57
参照)が、図8〜図11に示すように、1.44GHz
付近で最も良い特性に変化していることがわかる。
Note that FIGS. 8 to 11 show the bias circuits constructed as described above, and in this case also, simulations are performed by selecting 950 MHz and 1.44 GHz as frequencies to be used near 800 MHz and 1.55 GHz, respectively. FIG. 9 is a diagram showing an example of the result in the case of 950 MHz by changing the capacitance of the varactor diode D1 by the control voltage and changing the impedance of the components other than the transmission line 18 as described above.
Each characteristic of the return loss (S11, S22) seen from the input side and the output side, which shows the best characteristic in the vicinity of z, and each passing loss (S12, S21) between the input and output (FIGS. 54 to 57).
However, as shown in FIGS. 8 to 11, 1.44 GHz
It can be seen that the characteristics have changed to the best in the vicinity.

【0050】(1−2)バイアス回路の第2変形例の説
明 図12は図2により前述したバイアス回路の第2変形例
を示す図で、この図12において、19はマイクロスト
リップラインなどを用いた伝送線路で、この場合も、そ
の長さ「S5」は周波数f1 (例えば、800MHz)
の信号の波長λg1 の1/4に設定されている。また、
C5は周波数f1 をもった信号,周波数f2 (例えば、
1.55GHz)をもった信号の両方を通過させる特性
を有するコンデンサ、L2は周波数f1 ,f2 のいずれ
の信号に対しても開放となる特性をもったコイル、D2
は供給されるコントロール電圧の設定に応じて容量が変
化することにより、周波数f1 ,f2 のいずれかの信号
を通過させる特性をもったバラクタダイオードである。
なお、C5′もコンデンサである。
(1-2) Description of Second Modification of Bias Circuit FIG. 12 is a diagram showing a second modification of the bias circuit described above with reference to FIG. 2. In FIG. 12, 19 is a microstrip line or the like. In this case, the length "S5" is the frequency f 1 (for example, 800 MHz).
Is set to ¼ of the wavelength λg 1 of the signal. Also,
C5 is a signal having a frequency f 1 and a frequency f 2 (for example,
A capacitor having a characteristic of passing both signals having a frequency of 1.55 GHz, L2 is a coil having a characteristic of being open to any signal of frequencies f 1 and f 2 , D2
Is a varactor diode having a characteristic of allowing the signal of either frequency f 1 or f 2 to pass by changing the capacitance according to the setting of the supplied control voltage.
Incidentally, C5 'is also a capacitor.

【0051】そして、この図12に示すバイアス回路
は、コンデンサC5′,コイルL2及びバラクタダイオ
ードD2からなる回路が伝送線路19に対して並列に接
続されている。このような構成により、上述のバイアス
回路でも、コントロール電圧を調整することでバラクタ
ダイオードD2の容量が変化するので、両方の周波数
(800MHz,1.55GHz)用として共用されて
いる伝送線路19以外の他の構成要素(コンデンサC
5′,コイルL2及びバラクタダイオードD2)のイン
ピーダンスが変化し、この結果、このバイアス回路の通
過帯域が変化する(つまり、このバイアス回路は、パタ
ーンBの回路に相当する)。
In the bias circuit shown in FIG. 12, a circuit including a capacitor C5 ', a coil L2 and a varactor diode D2 is connected in parallel to the transmission line 19. With such a configuration, even in the above-described bias circuit, the capacitance of the varactor diode D2 changes by adjusting the control voltage, so that the transmission line 19 other than those commonly used for both frequencies (800 MHz, 1.55 GHz) is used. Other components (capacitor C
The impedance of 5 ', the coil L2 and the varactor diode D2) changes, and as a result, the pass band of this bias circuit changes (that is, this bias circuit corresponds to the circuit of pattern B).

【0052】従って、この場合も、800MHz帯,
1.55GHz帯のいずれの信号に対しても、コントロ
ール電圧を調整することにより、反射波信号の影響を最
大限に抑制してリターンロスを最小にできるとともに、
入出力間の通過ロスもほとんどなくすことができるの
で、800MHz帯,1.55GHz帯という2つの周
波数に対応した特性(インピーダンス)をもった回路を
個別に設けなくとも、見かけ上1つの回路で800MH
z帯,1.55GHz帯の両方の周波数に対応すること
ができるようになる。
Therefore, also in this case, the 800 MHz band,
By adjusting the control voltage for any signal in the 1.55 GHz band, the influence of the reflected wave signal can be suppressed to the maximum and the return loss can be minimized.
Since it is possible to almost eliminate the passage loss between the input and output, it is apparent that one circuit is 800 MH, even if circuits with characteristics (impedance) corresponding to two frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band are not provided individually.
It becomes possible to support both frequencies of the z band and the 1.55 GHz band.

【0053】このように、本変形例におけるバイアス回
路によっても、コントロール電圧を調整して伝送線路1
9に対して並列接続されたバラクタダイオードD2の容
量を変化させることにより、両方の周波数800MH
z,1.55GHz用として共用される伝送線路19以
外の他の構成要素のインピーダンスを変化させて、その
通過特性を可変にできるので、極めて容易に、これらの
各周波数に対応することができ、これにより、2つの周
波数帯に対応できるバイアス回路をその回路規模を増大
させることなく実現でき、この結果、低コスト,小型化
などの厳しい条件が要求される携帯電話機用の回路とし
ても十分適用できるようになる。
As described above, also in the bias circuit of this modification, the control voltage is adjusted and the transmission line 1 is adjusted.
By changing the capacitance of the varactor diode D2 connected in parallel to
Since it is possible to change the impedance of other components other than the transmission line 19 commonly used for z, 1.55 GHz and make their pass characteristics variable, it is possible to correspond to each of these frequencies very easily. As a result, a bias circuit that can handle two frequency bands can be realized without increasing the circuit scale, and as a result, the bias circuit can be sufficiently applied as a circuit for a mobile phone that requires severe conditions such as low cost and downsizing. Like

【0054】なお、図13〜図16及び図17〜図20
はそれぞれ上述のごとく構成されたバイアス回路につい
て、この場合も、使用周波数を800MHz,1.55
GHzに近い周波数としてそれぞれ950MHz,1.
44GHzを選んでシュミレーションを行なった場合の
結果の一例を示す図で、上述のようにコントロール電圧
によりバラクタダイオードD2の容量を変化させて伝送
線路19以外の構成要素のインピーダンスを変えること
により、図13〜図16に示すように、950MHz付
近で最も良い特性を示していた入力側,出力側から見た
各リターンロス(S11,S22),入出力間の各通過
ロス(S12,S21)の各特性(図54〜図57参
照)が、図17〜図20に示すように、1.44GHz
付近で最も良い特性に変化しそれぞれの周波数帯に応じ
て最適化されていることがわかる。
13 to 16 and 17 to 20.
For the bias circuits configured as described above, the operating frequencies are 800 MHz and 1.55 in this case as well.
950 MHz and 1.
FIG. 13 is a diagram showing an example of a result when simulation is performed with 44 GHz selected. By changing the capacitance of the varactor diode D2 by the control voltage and changing the impedance of the components other than the transmission line 19 as described above, FIG. As shown in FIG. 16, each characteristic of the return loss (S11, S22) seen from the input side and the output side, which shows the best characteristic in the vicinity of 950 MHz, and each passing loss between the input and output (S12, S21) (Refer to FIGS. 54 to 57) is 1.44 GHz as shown in FIGS.
It can be seen that the characteristics change to the best in the vicinity and are optimized according to each frequency band.

【0055】(2)高周波増幅器の説明 図21は図1により前述した携帯電話機に用いられる高
周波増幅器の一例を示す図で、この図21において、T
R1は高周波増幅用の電界効果トランジスタ(FE
T)、C6は周波数f2 (例えば、1.55GHz)の
信号に対して通過特性を有するコンデンサ、R3はバイ
アス設定用の抵抗、C6′は周波数f1 (例えば、80
0MHz)の信号に対して通過特性を有するコンデン
サ、D3はコントロール電圧の設定で容量が変化し、周
波数f1 ,f2 で開放・短絡となるバラクタダイオー
ド、L3は使用周波数帯域(f1 ,f2 )で開放となる
コイルである。なお、Gはグラウンドである。
(2) Description of High-Frequency Amplifier FIG. 21 is a diagram showing an example of a high-frequency amplifier used in the mobile phone described above with reference to FIG.
R1 is a field effect transistor (FE) for high frequency amplification
T), C6 are capacitors having pass characteristics for signals of frequency f 2 (eg, 1.55 GHz), R3 is a bias setting resistor, and C6 ′ is frequency f 1 (eg, 80).
A capacitor having a pass characteristic for a signal of 0 MHz), D3 is a varactor diode whose capacitance changes depending on the setting of the control voltage and becomes open / short circuit at frequencies f 1 and f 2 , and L3 is a frequency band (f 1 , f) used. It is a coil that opens in 2 ). In addition, G is a ground.

【0056】上述のごとく構成された高周波増幅器で
は、周波数f2 で使用するときはバラクタダイオードD
3のインピーダンスを高くするようコントロール電圧を
調整し、周波数f1で使用するときは、逆に、バラクタ
ダイオードD3のインピーダンスを低くするようコント
ロール電圧を調整することにより、それぞれの周波数f
1 ,f2 に合わせ接地する容量の最適化が行なわれる。
With the high frequency amplifier configured as described above,
Is the frequency f2Varactor diode D when used in
Control voltage to increase the impedance of 3
When adjusting and using at frequency f1, conversely,
Control to lower the impedance of the diode D3.
By adjusting the roll voltage, each frequency f
1, F2The capacitance for grounding is optimized in accordance with.

【0057】つまり、この高周波増幅器は、2つの周波
数f1 ,f2 に対応すべく、一部の構成要素である電界
効果トランジスタ(以下、単にトランジスタという)T
R1が両方(全て)の周波数f1 ,f2 用として共用さ
れ、他の構成要素であるコンデンサC6,C6′,抵抗
R3,バラクタダイオードD3及びコイルL3が使用周
波数f1 ,f2 に応じてそのインピーダンスが変更され
るようになっている(つまり、この高周波増幅器はパタ
ーンBの回路に相当する)。
That is, this high-frequency amplifier is a field effect transistor (hereinafter simply referred to as transistor) T which is a part of the components in order to correspond to the two frequencies f 1 and f 2.
R1 is shared for both (all) frequencies f 1 and f 2 , and the other components such as capacitors C6 and C6 ′, resistor R3, varactor diode D3 and coil L3 are used according to the frequencies f 1 and f 2. Its impedance is changed (that is, this high-frequency amplifier corresponds to the circuit of pattern B).

【0058】従って、上述の高周波増幅器でも、コント
ロール電圧を調整してバラクタダイオードD2の容量を
変化させることにより、その通過特性を可変にできるの
で、極めて容易に、2つの周波数f1 ,f2 に対応する
ことができ、これにより、2つの周波数帯に対応できる
高周波増幅器をその回路規模を増大させることなく実現
でき、この結果、低コスト,小型化などの厳しい条件が
要求される携帯電話機用の回路としても十分適用できる
ようになる。
Therefore, even in the above-mentioned high frequency amplifier, the pass characteristic can be made variable by adjusting the control voltage to change the capacitance of the varactor diode D2, so that it is extremely easy to set the two frequencies f 1 and f 2 . Therefore, it is possible to realize a high-frequency amplifier capable of supporting two frequency bands without increasing the circuit scale, and as a result, for a mobile phone for which severe conditions such as low cost and miniaturization are required. It can be sufficiently applied as a circuit.

【0059】なお、上述の高周波増幅器は1つの電源で
動作するもので、トランジスタTR1のソース(バイポ
ーラトランジスタを用いた場合はエミッタ)が使用周波
数帯域f1 ,f2 で接地されることで、利得の最適化が
行なえるようになっており、図6に示すような構成は1
つの電源で動作する増幅器に有効である。 (2−1)高周波増幅器の第1変形例の説明 図22は上述の高周波増幅器の第1変形例を示す図で、
この図22において、TR2は高周波増幅用のトランジ
スタ(FET)、TR3,TR4はそれぞれ切替えスイ
ッチ用のトランジスタ(FET)、C7,C8はそれぞ
れDC(直流)カットコンデンサ、C9,C10はそれ
ぞれ整合用コンデンサ、20,21はそれぞれマイクロ
ストリップラインなどを用いた伝送線路である。
The above-described high-frequency amplifier operates with one power supply, and the source of the transistor TR1 (emitter when a bipolar transistor is used) is grounded in the use frequency bands f 1 and f 2 to obtain a gain. Can be optimized, and the configuration shown in FIG.
It is effective for an amplifier that operates with two power supplies. (2-1) Description of First Modification of High Frequency Amplifier FIG. 22 is a diagram showing a first modification of the high frequency amplifier described above.
In FIG. 22, TR2 is a transistor for high frequency amplification (FET), TR3 and TR4 are transistors (FET) for changeover switches, C7 and C8 are DC (direct current) cut capacitors, and C9 and C10 are matching capacitors. , 20 and 21 are transmission lines each using a microstrip line or the like.

【0060】そして、この図22に示す高周波増幅器
は、コンデンサC7及び伝送線路20などからなる整合
回路と、コンデンサC8及び伝送線路21などからなる
整合回路とが、切替えスイッチ用の各トランジスタ(以
下、FETスイッチという)TR3,TR4を用いて並
列接続されている。なお、FETスイッチTR3,TR
4のON/OFFはコントロール電圧によって同時に切
り替えられるようになっている。
In the high-frequency amplifier shown in FIG. 22, the matching circuit composed of the capacitor C7 and the transmission line 20 and the matching circuit composed of the capacitor C8 and the transmission line 21 are composed of transistors for changeover switches (hereinafter, They are connected in parallel using TR3 and TR4 (referred to as FET switches). The FET switches TR3 and TR
ON / OFF of 4 can be simultaneously switched by a control voltage.

【0061】つまり、この高周波増幅器は、800MH
z帯,1.55GHz帯という2つの周波数f1 ,f2
に対応すべく、一部の構成要素(トランジスタTR2)
が両方の周波数f1 ,f2 用として共用され、他の構成
要素(コンデンサC9,C10)が、使用周波数f1
2 に応じて、コントロール電圧によるFETスイッチ
TR3,TR4のON/OFFの切替えが行なわれるこ
とによって、トランジスタTR2に接続あるいは切り離
しされるように構成されている(つまり、この高周波回
路は、パターンAの回路に相当する)。
That is, this high-frequency amplifier is 800 MHz.
Two frequencies f 1 and f 2 of z band and 1.55 GHz band
To meet the requirements, some components (transistor TR2)
There are shared as both frequencies f 1, f for 2, the other components (capacitors C9, C10), using frequency f 1,
Depending on f 2, by the switching of the ON / OFF of the FET switch TR3, TR4 by the control voltage is performed, and is configured to be connected or disconnected to the transistor TR2 (i.e., the high-frequency circuit, the pattern A Equivalent to the circuit).

【0062】このような構成により、上述の高周波増幅
器では、各トランジスタTR3,TR4のON/OFF
で並列接続された整合回路の短絡/開放を切替えること
で、使用周波数f1 ,f2 の切替えが行なわれる。従っ
て、従来のように、800MHz帯用,1.55GHz
帯用の2つの回路(高周波増幅用のトランジスタ)を並
列接続しなくとも、1つの高周波増幅用のトランジスタ
TR2で、2つの周波数に対応することができ、これに
より、2つの周波数帯に対応できる高周波増幅器をその
回路規模を増大させることなく実現でき、この場合も、
低コスト,小型化などの厳しい条件が要求される携帯電
話機用の回路としても十分適用できるようになる。
With such a configuration, in the above-described high frequency amplifier, the transistors TR3 and TR4 are turned on / off.
The operating frequencies f 1 and f 2 are switched by switching between short circuit and open circuit of the matching circuits connected in parallel with. Therefore, as before, for the 800 MHz band, 1.55 GHz
Even if two circuits for band (high-frequency amplification transistors) are not connected in parallel, one high-frequency amplification transistor TR2 can support two frequencies, and thus can support two frequency bands. A high frequency amplifier can be realized without increasing the circuit scale, and in this case as well,
It will be applicable to mobile phone circuits that require severe conditions such as low cost and miniaturization.

【0063】(2−2)高周波増幅器の第2変形例の説
明 図23は上述の高周波増幅器の第2変形例を示す図で、
この図23において、TR5は高周波増幅用トランジス
タ、C11,C12はそれぞれDCカット用のコンデン
サ、C13,C14はそれぞれ整合用コンデンサ、D
4,D5はそれぞれ切替えスイッチ用のピンダイオー
ド、L4,L5はそれぞれ使用周波数帯域f 1 ,f
2 (800MHz,1.55GHz)で開放となる特性
を有するインダクタ(コイル)、22,23はそれぞれ
マイクロストリップラインなどを用いた伝送線路であ
る。
(2-2) Explanation of Second Modification of High Frequency Amplifier
FIG. 23 is a diagram showing a second modification of the above-mentioned high frequency amplifier,
In FIG. 23, TR5 is a transistor for high frequency amplification
, C11, C12 are capacitors for DC cutting
C, C13, C14 are matching capacitors, D
4 and D5 are pin switches for changeover switches.
, L4 and L5 are used frequency bands f, respectively 1, F
2Characteristics that open at (800MHz, 1.55GHz)
Inductors (coils), 22 and 23 are respectively
It is a transmission line using a microstrip line, etc.
You.

【0064】簡単に言えば、この図23に示す高周波増
幅器は、図22により前述した高周波増幅器におけるF
ETスイッチTR3,TR4の代わりに、ピンダイオー
ドD4,D5を用いることでFETスイッチTR3,T
R4と同様の機能を実現している。つまり、この高周波
増幅器も、パターンAの回路に相当する。従って、この
場合も、使用周波数f1 ,f2に応じて、各ピンダイオ
ードD4,D5のON/OFFをコントロール電圧で制
御することにより、その通過特性を可変にできるので、
上述の高周波増幅器の第1変形例と同様の効果ないし利
点がある。
In brief, the high frequency amplifier shown in FIG. 23 is the same as the high frequency amplifier shown in FIG.
By using the pin diodes D4 and D5 instead of the ET switches TR3 and TR4, the FET switches TR3 and T
It realizes the same function as R4. That is, this high frequency amplifier also corresponds to the circuit of pattern A. Therefore, also in this case, depending on the use frequency f 1, f2, by controlling ON / OFF of each pin diodes D4, D5 control voltage, it is possible that the pass characteristic variable,
The same effects and advantages as the first modification of the high frequency amplifier described above are obtained.

【0065】(2−3)高周波増幅器の第3変形例の説
明 図24は上述の高周波回路の第3変形例を示す図で、こ
の図24において、TR6は高周波増幅用のトランジス
タ(FET)、TR7,TR8はそれぞれ切替えスイッ
チ用のトランジスタ(FET)、C15〜C18はそれ
ぞれDCカット用のコンデンサ、C19,C20はそれ
ぞれ整合用コンデンサ、R4,R5はそれぞれ使用周波
数帯域f1 ,f2 (800MHz,1.55GHz)で
開放となる特性を有する高抵抗、24,25はそれぞれ
マイクロストリップラインなどを用いた伝送線路であ
る。
(2-3) Description of Third Modified Example of High Frequency Amplifier FIG. 24 is a diagram showing a third modified example of the above high frequency circuit. In FIG. 24, TR6 is a transistor (FET) for high frequency amplification, TR7 and TR8 are transistors (FETs) for changeover switches, C15 to C18 are capacitors for DC cut, C19 and C20 are capacitors for matching, and R4 and R5 are frequency bands f 1 and f 2 (800 MHz, 800 MHz, respectively). High resistance having a characteristic of opening at 1.55 GHz), and 24 and 25 are transmission lines using microstrip lines and the like, respectively.

【0066】そして、この図24に示す高周波増幅器
は、一部の構成要素であるトランジスタTR6が800
MHz帯,1.55GHz帯の両方の周波数帯用として
共用され、他の構成要素が、使用周波数に応じてコント
ロール電圧によって各切替え用のトランジスタ(以下、
FETスイッチという)TR7,TR8のON/OFF
が切替えられることによって、トランジスタTR6に接
続あるいは切り離しされるようになっている。つまり、
この高周波増幅器は、パターンAの回路に相当する。
In the high frequency amplifier shown in FIG. 24, the transistor TR6 which is a part of the components is 800
It is commonly used for both the MHz band and the 1.55 GHz band, and other components are controlled by the control voltage according to the operating frequency.
ON / OFF of TR7 and TR8
Is switched to connect or disconnect with the transistor TR6. That is,
This high frequency amplifier corresponds to the pattern A circuit.

【0067】このような構成により、上述の高周波増幅
器では、コントロール電圧により各FETスイッチTR
7,TR8がON状態に設定された場合、それぞれコン
デンサC16,C17,高抵抗R4,R5,FETスイ
ッチTR7,TR8が増幅用のトランジスタTR6に接
続された状態となり、整合回路(コンデンサC19又は
コンデンサC20)までの信号の位相が伝送線路24,
25を伝送させるときに比べて遅れるので、信号の位相
が遅れる回路となる。
With such a configuration, in the above high frequency amplifier, each FET switch TR is controlled by the control voltage.
When 7 and TR8 are set to the ON state, the capacitors C16 and C17, the high resistances R4 and R5, and the FET switches TR7 and TR8 are connected to the amplifying transistor TR6, respectively, and the matching circuit (the capacitor C19 or the capacitor C20). The phase of the signal up to
Since it is delayed compared with the case of transmitting 25, the circuit becomes a circuit in which the phase of the signal is delayed.

【0068】一方、コントロール電圧により各FETス
イッチTR7,TR8がOFF状態に設定された場合、
それぞれコンデンサC16,C17,高抵抗R4,R
5,FETスイッチTR7,TR8が増幅用のトランジ
スタTR6から切り離された状態となり、信号は伝送線
路24,25を通じて伝送されるので信号の位相が進む
回路となる。
On the other hand, when each FET switch TR7, TR8 is set to the OFF state by the control voltage,
Capacitor C16, C17, high resistance R4, R respectively
5, the FET switches TR7 and TR8 are separated from the amplifying transistor TR6, and the signal is transmitted through the transmission lines 24 and 25, so that the phase of the signal advances.

【0069】この結果、このように使用周波数f1 ,f
2 に応じてFETスイッチTR7,TR8のON/OF
Fによって信号の位相を変えることにより、800MH
z帯,1.55GHz帯の各周波数に最適な通過位相を
選択できるようになるので、この場合も、従来のよう
に、800MHz帯用,1.55GHz帯用の2つの回
路(高周波増幅用のトランジスタ)を並列接続しなくと
も、1つの高周波増幅用のトランジスタTR6で、これ
ら2つの周波数に対応することができる。
As a result, as described above, the used frequencies f 1 and f
ON / OF of FET switches TR7 and TR8 depending on 2
800MH by changing the phase of the signal by F
Since it becomes possible to select the optimum passing phase for each frequency of the z band and the 1.55 GHz band, in this case as well, two circuits for the 800 MHz band and the 1.55 GHz band (for high frequency amplification) are used as before. Even if transistors are not connected in parallel, one high frequency amplification transistor TR6 can handle these two frequencies.

【0070】従って、これら2つの周波数帯に対応でき
る高周波増幅器をその回路規模を最小限に抑えつつ実現
でき、低コスト,小型化などの厳しい条件が要求される
携帯電話機用の回路として十分適用できるようになる。 (2−4)高周波増幅器の第4変形例の説明 図25は上述の高周波増幅器の第4変形例を示す図で、
この図25において、TR9は高周波増幅用トランジス
タ、C21〜C24はDCカット用のコンデンサ、C2
5,C26はそれぞれ整合用コンデンサ、D6,D7は
それぞれ切替えスイッチ用のピンダイオード、R6,R
7はそれぞれ使用周波数f1 ,f2 (800MHz,
1.55GHz)で開放となる特性を有する高抵抗、L
6,L7はそれぞれ使用周波数帯域で開放となる特性を
有するインダクタ(コイル)、26,27はそれぞれマ
イクロストリップラインなどを用いた伝送線路である。
Therefore, a high-frequency amplifier capable of supporting these two frequency bands can be realized while minimizing the circuit scale, and can be sufficiently applied as a circuit for a mobile phone which requires severe conditions such as low cost and downsizing. Like (2-4) Description of Fourth Modification of High Frequency Amplifier FIG. 25 is a diagram showing a fourth modification of the high frequency amplifier described above.
In FIG. 25, TR9 is a transistor for high frequency amplification, C21 to C24 are capacitors for cutting DC, and C2.
5, C26 are matching capacitors, D6 and D7 are pin diodes for changeover switches, R6 and R, respectively.
7 are used frequencies f 1 and f 2 (800 MHz,
High resistance, L with the characteristic of being open at 1.55 GHz)
Reference numerals 6 and L7 are inductors (coils) each having a characteristic of being open in the frequency band used, and reference numerals 26 and 27 are transmission lines using microstrip lines or the like.

【0071】つまり、この図25に示す高周波増幅器
は、図24に示す高周波増幅器におけるFETスイッチ
TR7,TR8の代わりに、それぞれピンダイオードD
6,D7を用いることにより、各FETスイッチTR
7,TR8と同様の機能を実現しているのである。すな
わち、この高周波増幅器は、パターンAの回路に相当す
る。
That is, the high frequency amplifier shown in FIG. 25 has pin diodes D instead of the FET switches TR7 and TR8 in the high frequency amplifier shown in FIG.
By using 6, D7, each FET switch TR
7, the same function as TR8 is realized. That is, this high frequency amplifier corresponds to the circuit of pattern A.

【0072】従って、この高周波増幅器でも、使用周波
数f1 ,f2 に応じてコントロール電圧により各ピンダ
イオードD6,D7のON/OFFを制御することによ
って、800MHz帯,1.55GHz帯の各周波数に
最適な通過位相を選択できるようになるので、第3変形
例にて上述した高周波増幅器と同様の効果ないし利点が
ある。
Therefore, even in this high frequency amplifier, the ON / OFF states of the pin diodes D6 and D7 are controlled by the control voltage according to the used frequencies f 1 and f 2 , so that the frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band can be obtained. Since the optimum passing phase can be selected, there are the same effects or advantages as the high frequency amplifier described in the third modification.

【0073】(2−5)高周波増幅器の第5変形例の説
明 図26は上述の高周波増幅器の第5変形例を示す図で、
この図26において、TR10は高周波増幅用のトラン
ジスタ(FET)、28は分波回路、29,30はそれ
ぞれ整合回路、31は合波回路であり、この図26に示
すように、2つの周波数(800MHz帯,1.55G
Hz帯)に対応すべく、2つの整合回路29,30がそ
れぞれ分波回路28,合成回路31を介して接続されて
いる(つまり、この高周波増幅器はパターンCの回路に
相当する)。
(2-5) Description of Fifth Modification of High Frequency Amplifier FIG. 26 is a diagram showing a fifth modification of the high frequency amplifier described above.
In FIG. 26, TR10 is a transistor (FET) for high frequency amplification, 28 is a demultiplexing circuit, 29 and 30 are matching circuits respectively, and 31 is a multiplexing circuit. As shown in FIG. 800MHz band, 1.55G
In order to correspond to the (Hz band), two matching circuits 29 and 30 are connected via the branching circuit 28 and the synthesizing circuit 31, respectively (that is, this high-frequency amplifier corresponds to the circuit of pattern C).

【0074】ここで、分波回路28は、入力信号を分波
するもので、800MHz帯,1.55GHz帯の信号
に対しては互いに開放の状態となる特性を有しており、
これにより、各整合回路29,30に影響がない回路と
なるので、1つのトランジスタTR10で2種類の周波
数の増幅が可能になる。従って、この場合も、異なる2
種類の周波数帯に対応できる高周波増幅器をその回路規
模を最小限に抑えつつ実現でき、同様に、低コスト,小
型化などの厳しい条件が要求される携帯電話機用の回路
として十分適用できるようになる。
Here, the demultiplexing circuit 28 demultiplexes the input signal, and has a characteristic that the signals are opened to each other for signals in the 800 MHz band and the 1.55 GHz band.
As a result, the matching circuits 29 and 30 are not affected, so that one transistor TR10 can amplify two types of frequencies. Therefore, in this case as well, 2
A high-frequency amplifier that can handle various frequency bands can be realized while minimizing the circuit scale, and similarly, it can be sufficiently applied as a circuit for mobile phones that require severe conditions such as low cost and miniaturization. .

【0075】(3)方向性結合器の説明 図27は図1により前述した携帯電話機に用いられる方
向性結合器の構成を示すブロック図で、この図27にお
いて、32〜34はそれぞれマイクロストリップライン
などを用いた伝送線路で、伝送線路34は、その長さ
「S6」が2つの周波数(800MHz,1.55GH
z)のうち高い方(1.55GHz)の信号の波長λg
2 の1/4に設定されており、伝送線路33の長さ「S
7」は、「S6+S7」が周波数の低い方(800MH
z)の信号の波長λg1 の1/4となるように設定され
ている。
(3) Description of Directional Coupler FIG. 27 is a block diagram showing the configuration of the directional coupler used in the mobile phone described above with reference to FIG. 1. In FIG. 27, reference numerals 32 to 34 denote microstrip lines. The transmission line 34 has a length "S6" of two frequencies (800 MHz, 1.55 GH).
The wavelength λg of the higher signal (1.55 GHz) of z)
It is set to 1/4 of 2 and the length of the transmission line 33 "S
7 ”is the one with lower frequency of“ S6 + S7 ”(800MH
It is set to be ¼ of the wavelength λg 1 of the signal z).

【0076】また、R8,R9はそれぞれ終端抵抗であ
り、35は使用周波数(800MHz,1.55GH
z)に応じて伝送線路34を伝送線路33又は終端抵抗
R8に接続を切り替える高周波用スイッチ(RFスイッ
チ)である。なお、このRFスイッチ35は、800M
Hz帯で使用される場合は伝送線路33側に切替えら
れ、1.55GHz帯で使用される場合は終端抵抗R8
側に切替えられるようになっている。
Further, R8 and R9 are terminating resistors, and 35 is a used frequency (800 MHz, 1.55 GH).
z) is a high frequency switch (RF switch) for switching the connection of the transmission line 34 to the transmission line 33 or the terminating resistor R8. The RF switch 35 is 800M
When used in the Hz band, it is switched to the transmission line 33 side, and when used in the 1.55 GHz band, the terminating resistor R8.
It can be switched to the side.

【0077】つまり、この図27に示す方向性結合器
は、800MHz帯,1.55GHz帯という2種類の
周波数に対応すべく、一部の構成要素である伝送線路3
4が両方(全て)の周波数用として共用され、他の構成
要素である伝送線路33が使用周波数に応じ伝送線路3
4に接続あるいは切り離しされるように構成されている
のである(すなわち、この方向性結合器はパターンAの
回路に相当する)。
That is, the directional coupler shown in FIG. 27 is a component of the transmission line 3 in order to support two frequencies of 800 MHz band and 1.55 GHz band.
4 is shared for both (all) frequencies, and the transmission line 33, which is another component, corresponds to the transmission frequency 3 depending on the frequency used.
4 is connected or disconnected (that is, this directional coupler corresponds to the circuit of pattern A).

【0078】このような構成により、上述の方向性結合
器では、RFスイッチ35の切替えによって伝送線路3
2との結合量を800MHz帯,1.55GHz帯のい
ずれかの使用周波数帯域に合わせることで、その使用周
波数帯域に最適な結合度が得られる。従って、従来のよ
うに、800MHz帯用,1.55GHz帯用の2つの
方向性結合器を並列接続しなくとも、1つの方向性結合
器で、2種類の周波数に対応することができ、これによ
り、800MHz帯,1.55GHz帯の両方に対応で
きる高周波増幅器をその回路規模を増大させることなく
実現でき、この結果、低コスト,小型化などの厳しい条
件が要求される携帯電話機用の回路として十分適用でき
るようになる。
With such a configuration, in the above-mentioned directional coupler, the transmission line 3 is switched by switching the RF switch 35.
By adjusting the amount of coupling with 2 to the used frequency band of either the 800 MHz band or the 1.55 GHz band, the optimum degree of coupling for the used frequency band can be obtained. Therefore, one directional coupler can handle two kinds of frequencies without connecting two directional couplers for 800 MHz band and 1.55 GHz band in parallel as in the conventional case. As a result, it is possible to realize a high-frequency amplifier compatible with both the 800 MHz band and the 1.55 GHz band without increasing the circuit scale, and as a result, as a circuit for a mobile phone, which requires severe conditions such as low cost and downsizing. It will be applicable enough.

【0079】(4)高周波フィルタ回路の説明 図28は図1により前述した携帯電話機に用いられるデ
ュアルバンド対応の高周波フィルタ回路の一例を示す図
で、この図28において、40はインダクタンスを有す
る信号線路(インダクタ)、41,42はそれぞれマイ
クロストリップラインで構成された誘電体共振器(D
R)、C31〜C35はそれぞれコンデンサである。な
お、Gはグラウンドである。
(4) Description of High-Frequency Filter Circuit FIG. 28 is a diagram showing an example of a dual-band compatible high-frequency filter circuit used in the mobile phone described above with reference to FIG. 1. In FIG. 28, 40 is a signal line having an inductance. (Inductor), 41, 42 are dielectric resonators (D
R) and C31 to C35 are capacitors. In addition, G is a ground.

【0080】そして、この図28に示す高周波フィルタ
回路は、誘電体共振器41,42を用いた単位構成のフ
ィルタ回路の2段構成となっており、これら2段構成の
回路間がインダクタ40で接続されることにより、相互
の位相調整が行なわれるようになっている。ここで、上
述の単位構成の高周波フィルタ回路の構成手順につい
て、図29(a)〜図29(d)を用いて以下に詳述す
る。
The high frequency filter circuit shown in FIG. 28 has a two-stage structure of a filter circuit having a unit structure using the dielectric resonators 41 and 42, and an inductor 40 is provided between these two-stage structure circuits. By being connected, mutual phase adjustment is performed. Here, the procedure for configuring the high-frequency filter circuit having the above-described unit configuration will be described in detail below with reference to FIGS. 29 (a) to 29 (d).

【0081】まず、図29(a)に示すように、ある共
振周波数f1 (例えば、800MHz)を通過または減
衰させるための誘電体共振器41′の長さがL1 であっ
たとすると、図29(b)に示すように、その共振周波
数f1 より高い任意の周波数f2 (例えば、1.55G
Hz)を通過又は減衰させるための誘電体共振器41を
その長さをL2 として構成する。なお、このとき、各誘
電体共振器41′,41の長さL1 ,L2 は、それぞれ
2 <L1 となるように構成される。
First, assuming that the length of the dielectric resonator 41 'for passing or attenuating a certain resonance frequency f 1 (for example, 800 MHz) is L 1 as shown in FIG. As shown in FIG. 29 (b), an arbitrary frequency f 2 higher than the resonance frequency f 1 thereof (for example, 1.55G
The dielectric resonator 41 for passing or attenuating (Hz) is constructed so that its length is L 2 . At this time, the lengths L 1 and L 2 of the dielectric resonators 41 ′ and 41 are configured such that L 2 <L 1 .

【0082】さらに、図29(c)に示すように、誘電
体共振器41との長さの和が誘電体共振器41′の長さ
1 と同じ長さになるような長さL3 をもった誘電体共
振器42を加え(つまり、L1 =L2 +L3 )、図29
(d)に示すように、各誘電体共振器41,42の接続
点にコンデンサC31(C33)を接続するとともに、
誘電体共振器42にコンデンサC32(C34)を接続
する。
Further, as shown in FIG. 29C, the length L 3 is such that the sum of the lengths of the dielectric resonator 41 and the dielectric resonator 41 'is the same as the length L 1. 29 is added (that is, L 1 = L 2 + L 3 ), and FIG.
As shown in (d), a capacitor C31 (C33) is connected to the connection point of the dielectric resonators 41 and 42, and
The capacitor C32 (C34) is connected to the dielectric resonator 42.

【0083】そして、このとき、各コンデンサC31,
C32(C33,C34)の各定数は、それぞれ共振周
波数f1 ,f2 に依存し、コンデンサC31には周波数
2付近の信号に対してショート(短絡)に近くなるよ
うな定数が設定され、コンデンサC32には周波数f1
付近の信号に対してショートに近くなるような定数が設
定される。なお、各コンデンサC31,C32(C3
3,C34)は、互いの共振周波数f1 ,f2 に対して
は無関係(オープン:開放)の状態になる。
At this time, each capacitor C31,
The constants of C32 (C33, C34) depend on the resonance frequencies f 1 and f 2 , respectively, and the capacitor C31 is set with a constant that makes the signal near the frequency f 2 close to a short circuit. The capacitor C32 has a frequency f 1
A constant is set so that it becomes close to a short circuit with respect to a nearby signal. The capacitors C31, C32 (C3
3, C34) are in an irrelevant (open: open) state with respect to the mutual resonance frequencies f 1 and f 2 .

【0084】以上のような手順により、図28に示す高
周波フィルタ回路の単位構成部分が構成される。そし
て、上述のごとく構成された高周波フィルタ回路では、
共振周波数f2 の信号は誘電体共振器41の両端で位相
が90°異なるようにコンデンサC31へ流れるので、
誘電体共振器41の一端がショート、他端がオープンの
状態となり、誘電体共振器42が誘電体共振器41から
切り離された状態となる。一方、共振周波数f1 の信号
は誘電体共振器41及び誘電体共振器42を1つの誘電
体共振器と見なした場合のその両端で位相が90°異な
るようにコンデンサC32(C33)へ流れ、この結
果、誘電体共振器41及び誘電体共振器42を1つの誘
電体共振器と見なしたときのその一端がショート、他端
がオープンの状態となり、誘電体共振器42が誘電体共
振器41に接続された状態となる。
By the above procedure, the unit component part of the high frequency filter circuit shown in FIG. 28 is constructed. Then, in the high frequency filter circuit configured as described above,
Since the signal of the resonance frequency f 2 flows into the capacitor C31 so that the phase is different by 90 ° between both ends of the dielectric resonator 41,
One end of the dielectric resonator 41 is short-circuited and the other end is open, and the dielectric resonator 42 is separated from the dielectric resonator 41. On the other hand, the signal of the resonance frequency f 1 flows to the capacitor C32 (C33) so that the phases are different by 90 ° at both ends when the dielectric resonator 41 and the dielectric resonator 42 are regarded as one dielectric resonator. As a result, when the dielectric resonator 41 and the dielectric resonator 42 are regarded as one dielectric resonator, one end thereof is short-circuited and the other end thereof is open, and the dielectric resonator 42 is dielectrically resonant. It is in a state of being connected to the container 41.

【0085】つまり、この高周波フィルタ回路は、2つ
の周波数f1 ,f2 に対応すべく、一部の構成要素であ
る誘電体共振器41が両方(全て)の周波数用として共
用され、他の構成要素である誘電体共振器42,コンデ
ンサC32(C34)が使用周波数に応じて誘電体共振
器41に接続あるいは切り離しされるようになっている
のである(すなわち、この高周波フィルタ回路はパター
ンAの回路に相当する)。
That is, in this high frequency filter circuit, the dielectric resonator 41 which is a part of the components is shared for both (all) frequencies so as to correspond to the two frequencies f 1 and f 2 , and other frequencies are used. The dielectric resonator 42 and the capacitor C32 (C34), which are the constituent elements, are connected to or disconnected from the dielectric resonator 41 according to the frequency used (that is, this high-frequency filter circuit has a pattern A pattern). Equivalent to the circuit).

【0086】そして、この場合は、誘電体共振器41か
ら誘電体共振器42,コンデンサC32(C34)が切
り離された状態のときに、誘電体共振器41及びコンデ
ンサC31(C33)からなる部分が周波数f2 用のフ
ィルタ回路となり、誘電体共振器41に誘電体共振器4
2,コンデンサC32(C34)が接続された状態のと
きに、誘電体共振器41,42及びコンデンサC32
(C34)からなる部分が周波数f1 用のフィルタ回路
となる。
In this case, when the dielectric resonator 42 and the capacitor C32 (C34) are separated from the dielectric resonator 41, the portion composed of the dielectric resonator 41 and the capacitor C31 (C33) is removed. It becomes a filter circuit for the frequency f 2 , and the dielectric resonator 41 is connected to the dielectric resonator 4
2, when the capacitor C32 (C34) is connected, the dielectric resonators 41 and 42 and the capacitor C32
The portion composed of (C34) serves as a filter circuit for the frequency f 1 .

【0087】以上のように、上述の高周波フィルタ回路
によれば、周波数f1 (800MHz)用の誘電体共振
器41′〔図29(a)参照〕と同じ長さL1 =L2
3となる誘電体共振器41,42を用い、誘電体共振
器41が周波数用として共用され、誘電体共振器42,
コンデンサC32(C34)が使用周波数f1 ,f
2(800MHz,1.55GHz)に応じて誘電体共
振器41に接続あるいは切り離しされることによって、
両方の周波数f1 ,f2 に対応することができるので、
その回路規模を増大させることなく、800MHz帯,
1.55GHz帯の両方の周波数に対応できる携帯電話
機用の高周波フィルタ回路を実現することができる。
As described above, according to the above high frequency filter circuit, the same length L 1 = L 2 + as that of the dielectric resonator 41 ′ for the frequency f 1 (800 MHz) [see FIG. 29 (a)].
By using the dielectric resonators 41 and 42 which are L 3 , the dielectric resonator 41 is commonly used for frequency,
Capacitor C32 (C34) is used frequency f 1, f
2 (800 MHz, 1.55 GHz) by connecting or disconnecting with the dielectric resonator 41,
Since both frequencies f 1 and f 2 can be supported,
Without increasing the circuit scale, 800MHz band,
It is possible to realize a high frequency filter circuit for a mobile phone that can handle both frequencies in the 1.55 GHz band.

【0088】なお、上述のように誘電体共振器41から
誘電体共振器42,コンデンサC32が切り離された状
態の場合、周波数f2 付近の周波数をもった信号の通過
特性はコンデンサC31の定数のみに依存し、誘電体共
振器41に誘電体共振器42,コンデンサC32が接続
された状態の場合、周波数f1 付近の周波数をもった信
号の通過特性はコンデンサC31の定数のみに依存する
ことになる。
When the dielectric resonator 42 and the capacitor C32 are separated from the dielectric resonator 41 as described above, the passing characteristic of a signal having a frequency near the frequency f 2 is only the constant of the capacitor C31. In the state where the dielectric resonator 42 and the capacitor C32 are connected to the dielectric resonator 41, the pass characteristic of a signal having a frequency near the frequency f 1 depends only on the constant of the capacitor C31. Become.

【0089】従って、例えば、コンデンサC31,C3
3の各定数を変化させると、図30(a)に破線で示す
ように周波数f2 付近の通過特性を変化させることがで
き、コンデンサC32,C34の各定数を変化させる
と、図30(b)に破線で示すように、周波数f1 付近
の通過特性を変化させることができるので、従来のよう
に、誘電体共振器(マイクロストリップライン)41,
42を削ることにより構成後の周波数f1 ,f2 の微調
整を行なわなくてもよく、各コンデンサC31〜C32
の各定数をそれぞれ独立に調整するだけで、極めて容易
に、その通過特性の微調整を行なうことができるように
なる。
Therefore, for example, the capacitors C31 and C3
When the constants of 3 are changed, the pass characteristic near the frequency f 2 can be changed as shown by the broken line in FIG. 30 (a), and when the constants of the capacitors C32 and C34 are changed, FIG. ), It is possible to change the pass characteristic in the vicinity of the frequency f 1 , so that the dielectric resonator (microstrip line) 41,
It is not necessary to finely adjust the frequencies f 1 and f 2 after the configuration by cutting 42, and each of the capacitors C31 to C32
Fine adjustment of the pass characteristic can be performed very easily only by adjusting each of the constants independently.

【0090】なお、図31は上述の高周波フィルタ回路
について使用周波数帯を950MHz帯,1.44GH
z帯としてシュミレーションを行なう場合の構成の一例
を示す図で、この図31に示すように、入力側,出力側
にはそれぞれ終端抵抗43,44が接続されている。ま
た、図32(a),図32(b)はそれぞれそのシュミ
レーション結果の一例を示す図である。
FIG. 31 shows the operating frequency band of the above-mentioned high frequency filter circuit of 950 MHz band and 1.44 GH.
FIG. 32 is a diagram showing an example of a configuration for performing simulation in the z band. As shown in FIG. 31, terminating resistors 43 and 44 are connected to the input side and the output side, respectively. 32 (a) and 32 (b) are diagrams showing an example of the simulation result.

【0091】そして、図32(a)中に、M1,M2で
示すように、上述の高周波フィルタ回路は、ある帯域
(950MHz帯,1.44GHz帯)の通過帯域に着
目すれば950MHz帯,1.44GHz帯の各帯域を
通過させるBPF(バンドパスフィルタ)としての周波
数特性(S21)を有する一方、M3,M4で示すよう
に、減衰極のみに着目すれば950MHz帯,1.44
GHz帯の各帯域を減衰させるBEF(帯域減衰フィル
タ)としての周波数特性を有していることになる。つま
り、この高周波フィルタ回路は、BPFとBEFの両方
の特性をもった回路であるといえる。
Then, as shown by M1 and M2 in FIG. 32 (a), the above-mentioned high-frequency filter circuit focuses on a pass band of a certain band (950 MHz band, 1.44 GHz band), which is 950 MHz band, 1 While having a frequency characteristic (S21) as a BPF (band pass filter) that passes each band of the .44 GHz band, as shown by M3 and M4, if only the attenuation pole is focused, the 950 MHz band, 1.44
This means that it has frequency characteristics as a BEF (band attenuation filter) that attenuates each band in the GHz band. That is, it can be said that this high-frequency filter circuit is a circuit having characteristics of both BPF and BEF.

【0092】また、図32(b)中にM1,M2で示す
ように、上述の高周波フィルタ回路は、950MHz
帯,1.44GHz帯の両方に対応できるデュアルバン
ドなフィルタ回路として、十分良い特性が得られている
ことが分かる。 (4−1)高周波フィルタ回路の第1変形例の説明 図33は上述の高周波フィルタ回路の第1変形例を示す
図で、この図33において、図28,図31中に示す符
号と同一符号が指す部分はそれぞれ図28,図31にて
前述したものと同様ものであるが、本変形例では、誘電
体共振器41がそれぞれ誘電体共振器41A,41Bに
分割され、各誘電体共振器41A,41B,42がそれ
ぞれ互いに異なるインピーダンスを有するように構成さ
れている。
Further, as indicated by M1 and M2 in FIG. 32 (b), the high frequency filter circuit described above has a frequency of 950 MHz.
It can be seen that sufficiently good characteristics are obtained as a dual-band filter circuit that can handle both the band and the 1.44 GHz band. (4-1) Description of First Modification of High-Frequency Filter Circuit FIG. 33 is a diagram showing a first modification of the above-described high-frequency filter circuit. In FIG. 33, the same reference numerals as those shown in FIGS. 28 and 31 are used. The portions indicated by are the same as those described above with reference to FIGS. 28 and 31, respectively, but in the present modification, the dielectric resonator 41 is divided into dielectric resonators 41A and 41B, respectively. 41A, 41B, 42 are configured to have different impedances.

【0093】つまり、この高周波フィルタ回路も、80
0MHz,1.55GHzという2つの周波数(f1
2 )に対応すべく、一部の構成要素である誘電体共振
器41A,41Bが両方(全て)の周波数用として共用
され、他の構成要素である誘電体共振器42,コンデン
サC32(C34)が使用周波数に応じて誘電体共振器
41A,41Bに接続あるいは切り離しされるよう構成
されていることになる(すなわち、この高周波回路もパ
ターンAの回路に相当する)。
In other words, this high frequency filter circuit also has 80
Two frequencies of 0MHz and 1.55GHz (f 1 ,
In order to correspond to f 2 ), some of the dielectric resonators 41A and 41B, which are the constituent elements, are shared for both (all) frequencies, and the dielectric resonator 42 and the capacitor C32 (C34, which are the other constituent elements). ) Is connected to or disconnected from the dielectric resonators 41A and 41B according to the frequency used (that is, this high-frequency circuit also corresponds to the circuit of pattern A).

【0094】従って、この図33に示す高周波フィルタ
回路でも、図28,図31により前述した回路と同様
に、800MHz帯,1.55GHz帯の両方の周波数
帯に対応することができるが、この場合は、誘電体共振
器41が誘電体共振器41A,41Bの2つに分割され
ているので、共振周波数f1 については、より高い選択
性をもたせる、つまり、より周波数f1 ,f2 の信号の
みを通過または減衰させることができるようになる。
Therefore, the high frequency filter circuit shown in FIG. 33 can also support both the 800 MHz band and the 1.55 GHz frequency band as in the circuits described above with reference to FIGS. 28 and 31, but in this case. Because the dielectric resonator 41 is divided into two dielectric resonators 41A and 41B, the resonance frequency f 1 has higher selectivity, that is, signals of frequencies f 1 and f 2 are higher. Only will be able to pass or be attenuated.

【0095】図34(a),図34(b)はそれぞれ上
述の構成において使用周波数帯を950MHz帯,1.
44GHz帯としてシュミレーションを行なった場合の
結果の一例を示す図で、これらの図34(a),図34
(b)に示すように、950MHz帯,1.44GHz
帯における通過特性(S21),減衰特性(S11)の
いずれもその尖鋭度が図32(a)に示すものより増し
ていることからも、上述のような高い周波数f1 ,f2
の選択性が得られることが分かる。
FIGS. 34 (a) and 34 (b) show the frequency bands used in the 950 MHz band, 1.
FIG. 34A is a diagram showing an example of a result obtained when simulation is performed in the 44 GHz band.
As shown in (b), 950 MHz band, 1.44 GHz
Since the sharpness of both the pass characteristic (S21) and the attenuation characteristic (S11) in the band is higher than that shown in FIG. 32 (a), the high frequencies f 1 and f 2 as described above are obtained.
It can be seen that the selectivity of is obtained.

【0096】(4−2)高周波フィルタ回路の第2変形
例の説明 図35は図28,図31により前述した高周波フィルタ
回路の第2変形例を示す図で、この図35においても、
図28,図31中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図28,図31にて前述したものと同様のもの
であるが、この図35に示す高周波回路は、図28,図
31に示す構成において、各コンデンサC31(C3
3),C32(C34)をそれぞれバラクタダイオード
45,46を用いた回路に置き換えた構成となってい
る。なお、C36,C37はそれぞれコンデンサ、4
3,44はインダクタ(コイル)である。また、この図
35に示す回路は単位構成部分のみを示している。
(4-2) Description of Second Modification of High Frequency Filter Circuit FIG. 35 is a diagram showing a second modification of the high frequency filter circuit described above with reference to FIGS. 28 and 31, and in FIG.
28 and 31 are the same as those described above with reference to FIGS. 28 and 31, respectively, but the high-frequency circuit shown in FIG. 35 is similar to that shown in FIGS. In the configuration shown in, each capacitor C31 (C3
3) and C32 (C34) are replaced with circuits using varactor diodes 45 and 46, respectively. C36 and C37 are capacitors and 4 respectively.
Reference numerals 3 and 44 are inductors (coils). The circuit shown in FIG. 35 shows only a unit component.

【0097】つまり、上述の高周波フィルタ回路は、8
00MHz,1.55GHzという2つの周波数f1
2 に対応すべく、誘電体共振器41(一部の構成要
素)が両方(全て)の周波数用として共用され、バイア
ス電圧(コントロール電圧)V 1 ,V2 によって各バラ
クタダイオード45,46(他の構成要素)が使用周波
数f1 ,f2 に応じてそのインピーダンスを変更される
ようになっている(すなわち、この高周波フィルタ回路
はパターンBの回路に相当する)。
That is, the high frequency filter circuit described above is
Two frequencies f of 00MHz and 1.55GHz1,
f2In order to support the
Is shared for both (all) frequencies,
Voltage (control voltage) V 1, V2By each rose
Frequency of the diode 45, 46 (other components)
Number f1, F2Its impedance is changed according to
(That is, this high frequency filter circuit
Corresponds to the circuit of pattern B).

【0098】従って、この高周波回路では、各誘電体共
振器41,42で共振させる共振周波数f1 ,f2 をコ
ントロール電圧V1 ,V2 によって変化させることによ
り、対応する周波数を容易に変化させることができ、こ
の場合も、その回路規模を増大させることなく、800
MHz帯,1.55GHz帯の両方の周波数に対応でき
る携帯電話機用の高周波フィルタ回路を実現することが
できる。
Therefore, in this high-frequency circuit, the corresponding frequencies are easily changed by changing the resonance frequencies f 1 and f 2 resonating in the dielectric resonators 41 and 42 by the control voltages V 1 and V 2 . In this case as well, it is possible to achieve 800 without increasing the circuit scale.
It is possible to realize a high frequency filter circuit for a mobile phone that can handle both frequencies of the MHz band and the 1.55 GHz band.

【0099】(4−3)高周波フィルタ回路の第3変形
例の説明 図36は図28,図31により前述した高周波フィルタ
回路の第3変形例を示す図で、この図36においても、
図28,図31中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図28,図31により前述したものと同様のも
のであるが、この図36に示す回路(単位構成の回路)
は、スイッチ(SW)46を設けることにより、誘電体
共振器41と誘電体共振器42あるいはコンデンサC3
1との接続切替えが行なえるようになっている。
(4-3) Description of Third Modification of High Frequency Filter Circuit FIG. 36 is a diagram showing a third modification of the high frequency filter circuit described above with reference to FIGS. 28 and 31, and in FIG. 36 as well.
28 and 31 are the same as those described above with reference to FIGS. 28 and 31, respectively, but the circuit shown in FIG. 36 (circuit of unit configuration)
Is provided with a switch (SW) 46 so that the dielectric resonator 41 and the dielectric resonator 42 or the capacitor C3.
The connection with 1 can be switched.

【0100】つまり、この高周波フィルタ回路は、80
0MHz,1.55GHzという2つの周波数f1 ,f
2 に対応すべく、誘電体共振器41(一部の構成要素)
が両方(全て)の周波数f1 ,f2 用として共用され、
誘電体共振器42,コンデンサC32(C34)あるい
はコンデンサC31(C33)の他の構成要素が使用周
波数f1 ,f2 に応じて誘電体共振器41に接続あるい
は切り離しされるように構成されている(すなわち、こ
の高周波フィルタ回路はパターンAの回路に相当す
る)。
That is, this high frequency filter circuit is
Two frequencies f 1 and f of 0 MHz and 1.55 GHz
Dielectric resonator 41 (some components) to support 2
Is shared for both (all) frequencies f 1 and f 2 ,
Other components of the dielectric resonator 42, the capacitor C32 (C34), or the capacitor C31 (C33) are configured to be connected to or disconnected from the dielectric resonator 41 according to the operating frequencies f 1 and f 2 . (That is, this high frequency filter circuit corresponds to the circuit of pattern A).

【0101】これにより、上述の高周波フィルタ回路で
は、使用周波数f1 ,f2 に応じてスイッチ46を切り
替えることによって、瞬時に対応する周波数帯域(周波
数f 1 帯,周波数f2 帯)を変えることができるように
なる。従って、従来のように、800MHz帯用,1.
55GHz帯用の2つの誘電体共振器を並列接続して両
方の周波数帯に対応する必要はなく、携帯電話機用の回
路として十分その回路規模,コストなどを抑えたデュア
ルバンド対応の高周波フィルタ回路を実現することがで
きる。
As a result, in the high frequency filter circuit described above,
Is the operating frequency f1, F2Switch 46 according to
By changing the frequency band (frequency
Number f 1Band, frequency f2So that you can change the obi)
Become. Therefore, as in the conventional case, for the 800 MHz band, 1.
Connect two dielectric resonators for 55 GHz band in parallel
It is not necessary to support the frequency band of
As a road, a dual that has reduced the circuit scale and cost
It is possible to realize a high-frequency filter circuit that supports rubands.
Wear.

【0102】(4−4)高周波フィルタ回路の第4変形
例の説明 図37は図28,図31により前述した高周波フィルタ
回路の第4変形例を示す図で、この図37においても、
図28,図31中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図28,図31により前述したものと同様のも
のであるが、この図37に示す高周波フィルタ回路(単
位構成部分)は、第3変形例にて上述したスイッチ46
の接続切替え動作をコントロール電圧V3 によってピン
ダイオード47のON/OFFを制御することによって
行なうようになっている(つまり、この高周波フィルタ
回路もパターンAの回路に相当する)。なお、48はイ
ンダクタ(コイル)、49は抵抗である。
(4-4) Description of Fourth Modification of High Frequency Filter Circuit FIG. 37 is a diagram showing a fourth modification of the high frequency filter circuit described above with reference to FIGS. 28 and 31, and in FIG.
The components denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 28 and 31 are the same as those described above with reference to FIGS. 28 and 31, respectively, but the high-frequency filter circuit (unit component portion) shown in FIG. The switch 46 described above in the third modification.
The connection switching operation is performed by controlling ON / OFF of the pin diode 47 by the control voltage V 3 (that is, this high frequency filter circuit also corresponds to the pattern A circuit). Incidentally, 48 is an inductor (coil), and 49 is a resistor.

【0103】従って、この高周波回路では、使用周波数
1 ,f2 に応じてピンダイオード47のON/OFF
をコントロール電圧V3 で制御することにより、第3変
形例にて前述したのと同様に、瞬時に対応する周波数帯
を変えることができるようになるので、この場合も、従
来のように、800MHz帯用,1.55GHz帯用の
2つの誘電体共振器を並列接続して両方の周波数帯に対
応する必要はなく、携帯電話機用の回路として十分その
回路規模,コストなどを抑えたデュアルバンド対応の高
周波フィルタ回路を実現することができる。
Therefore, in this high frequency circuit, the pin diode 47 is turned ON / OFF according to the used frequencies f 1 and f 2.
By controlling the control voltage V 3 with the control voltage V 3 , the corresponding frequency band can be instantaneously changed in the same manner as described above in the third modification. It is not necessary to connect two dielectric resonators for the band and the 1.55 GHz band in parallel to support both frequency bands, and it is a dual-band compatible circuit that is sufficiently small as a circuit for mobile phones and has a reduced cost. The high frequency filter circuit can be realized.

【0104】(4−5)高周波フィルタ回路の第5変形
例の説明 図38は図28,図31により前述した高周波フィルタ
回路の第5変形例を示す図で、この図38においても、
図28,図31中に示す符号と同一符号を付したものは
それぞれ図28,図31により前述したものと同様のも
のであるが、この図38に示す高周波フィルタ回路(単
位構成部分)は、各誘電体共振器41,42の接続点と
コンデンサC31(C33)との間にピンダイオード5
0を設け、コントロール電圧V4 によってこのピンダイ
オード50のON/OFFを制御することによって、第
3変形例にて前述したスイッチ46の切替え動作を行な
うようになっている(つまり、この高周波フィルタ回路
もパターンAの回路に相当する)。なお、52,52は
それぞれインダクタ(コイル)、53は抵抗である。
(4-5) Description of Fifth Modification of High Frequency Filter Circuit FIG. 38 is a diagram showing a fifth modification of the high frequency filter circuit described above with reference to FIGS. 28 and 31, and in FIG.
The components denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 28 and 31 are the same as those described above with reference to FIGS. 28 and 31, respectively, but the high-frequency filter circuit (unit constituent portion) shown in FIG. The pin diode 5 is provided between the connection point of the dielectric resonators 41 and 42 and the capacitor C31 (C33).
0 is provided and ON / OFF of the pin diode 50 is controlled by the control voltage V 4 to perform the switching operation of the switch 46 described above in the third modification (that is, this high frequency filter circuit). Also corresponds to the circuit of pattern A). Note that 52 and 52 are inductors (coils), and 53 is a resistor.

【0105】従って、この高周波回路でも、使用周波数
1 ,f2 に応じてピンダイオード50のON/OFF
をコントロール電圧V4 で制御することにより、第3変
形例にて前述したのと同様に、瞬時に対応する周波数帯
を変えることができるようになるので、この場合も、従
来のように、800MHz帯用,1.55GHz帯用の
2つの誘電体共振器を並列接続して両方の周波数帯に対
応する必要はなく、携帯電話機用の回路として十分その
回路規模,コストなどを抑えたデュアルバンド対応の高
周波フィルタ回路を実現することができる。
Therefore, even in this high frequency circuit, the pin diode 50 is turned on / off in accordance with the used frequencies f 1 and f 2.
By controlling the control voltage V 4 with the control voltage V 4 , it becomes possible to instantly change the corresponding frequency band in the same manner as described in the third modification. It is not necessary to connect two dielectric resonators for the band and the 1.55 GHz band in parallel to support both frequency bands, and it is a dual-band compatible circuit that is sufficiently small as a circuit for mobile phones and has a reduced cost. The high frequency filter circuit can be realized.

【0106】(5)電圧制御発振器の説明 図39(a)は図1により前述した携帯電話機に用いら
れる電圧制御発振器の構成の一例を示す図で、この図3
9(a)において、61は共振回路部、62は発振回路
部であり、共振回路部61は、コイル(L)63,可変
容量ダイオード(バラクタダイオード:D)64,コン
デンサ(C)65,69,70,高周波用のスイッチ
(SW1)67及びストリップライン66,68を用い
て構成され、発振回路部62は、いわゆるコルピッツ型
発振回路を応用したもので、コンデンサ(C)71〜7
6,高周波用のスイッチ(SW2)77,トランジスタ
(TR)78及びコイル(L)79を用いて構成されて
いる。なお、80はコンデンサ75及びコイル79から
なる共振回路である。
(5) Description of Voltage Controlled Oscillator FIG. 39 (a) is a diagram showing an example of the configuration of the voltage controlled oscillator used in the portable telephone described above with reference to FIG.
In FIG. 9A, reference numeral 61 is a resonance circuit section, 62 is an oscillation circuit section, and the resonance circuit section 61 includes a coil (L) 63, a variable capacitance diode (varactor diode: D) 64, capacitors (C) 65, 69. , 70, a high frequency switch (SW1) 67 and strip lines 66 and 68, and the oscillation circuit section 62 is an application of a so-called Colpitts type oscillation circuit, and capacitors (C) 71 to 7 are provided.
6, a high frequency switch (SW2) 77, a transistor (TR) 78 and a coil (L) 79. Reference numeral 80 is a resonance circuit including a capacitor 75 and a coil 79.

【0107】そして、この電圧制御発振器は、スイッチ
67及び77の切替えによって、2種類の周波数(80
0MHz,1.55GHz)を発振できるデュアルバン
ド対応の発振器となっている。以下、この電圧制御発振
器の要部について詳述する。まず、図39に示す共振回
路部61の各マイクロストリップライン(以下、単にス
トリップラインという)66,68は、図40(a)に
示すように、その長さがそれぞれL4 ,L5 に設定され
ており、スイッチ67をコンデンサ69側へ切り替える
ことによって、図40(b)に示すように、長さL4
ストリップライン66が2つの周波数f1 ,f2 (80
0MHz,1.55GHz)のうち高い方の共振周波数
2 (1.55GHz)に対応し、スイッチ67をスト
リップライン68側へ切り替えることによって、図40
(c)に示すように、各ストリップライン66,68が
接続された長さL4 +L5 のストリップラインが低い方
の共振周波数f1 (800MHz)に対応するように構
成されている。
Further, this voltage controlled oscillator has two kinds of frequencies (80
It is a dual band oscillator that can oscillate at 0 MHz and 1.55 GHz. Hereinafter, the main part of this voltage controlled oscillator will be described in detail. First, as shown in FIG. 40 (a), the lengths of the respective microstrip lines (hereinafter simply referred to as striplines) 66, 68 of the resonance circuit section 61 shown in FIG. 39 are set to L 4 and L 5 , respectively. By switching the switch 67 to the side of the capacitor 69, the strip line 66 having the length L 4 has two frequencies f 1 and f 2 (80
40 MHz by switching the switch 67 to the strip line 68 side in response to the higher resonance frequency f 2 (1.55 GHz) of 0 MHz and 1.55 GHz.
As shown in (c), the strip line of length L 4 + L 5 to which the strip lines 66 and 68 are connected is configured to correspond to the lower resonance frequency f 1 (800 MHz).

【0108】つまり、上述の回路(高周波回路)は、8
00MHz,1.55GHzという2つの周波数に対応
すべく、ストリップライン66(一部の構成要素)が両
方(全て)の周波数f1 ,f2 用として共用され、他の
構成要素(ストリップライン68,コンデンサ69)が
使用周波数f1 ,f2 に応じて、ストリップライン66
に接続あるいは切り離しされるようになっている(すな
わち、この回路はパターンAの回路に相当する)。
That is, the above-mentioned circuit (high frequency circuit) is
In order to support two frequencies of 00 MHz and 1.55 GHz, the strip line 66 (some components) is shared for both (all) frequencies f 1 and f 2 , and the other components (strip line 68, The capacitor 69) changes the strip line 66 according to the used frequencies f 1 and f 2.
Are connected or disconnected (that is, this circuit corresponds to the pattern A circuit).

【0109】また、ストリップライン66に接続されて
いるコンデンサ69には、共振周波数f2 (長さL4
ストリップライン66)に対してAC(交流)的にショ
ート(短絡)となるような定数が設定される一方、スト
リップライン68に接続されているコンデンサ70に
は、共振周波数f1 (長さL4 +L5 のストリップライ
ン)に対してAC的にショートとなるような定数が設定
される。なお、各コンデンサ69,70はお互いの共振
周波数f1 ,f2 に対しては無関係(オープン)の状態
となる。
In addition, the capacitor 69 connected to the strip line 66 has a constant that causes an AC (alternating current) short with respect to the resonance frequency f 2 (the strip line 66 having the length L 4 ). On the other hand, a constant is set in the capacitor 70 connected to the strip line 68 so as to be AC short-circuited with respect to the resonance frequency f 1 (strip line of length L 4 + L 5 ). . The capacitors 69 and 70 are in an unrelated (open) state with respect to the resonance frequencies f 1 and f 2 of each other.

【0110】このような構成により、上述の共振回路部
61では、スイッチ67をコンデンサ69側へ切り替え
ると、共振周波数がf1 となり、スイッチ67をマイク
ロストリップライン68側へ切り替えると、共振周波数
がf2 となるので、従来の電圧制御発振器の変調感度で
はカバーすることのできないような異なる周波数帯(8
00MHz帯もしくは1.55GHz帯)へも瞬時に発
振周波数を変化させることができるようになる。
With such a configuration, in the above-mentioned resonance circuit section 61, when the switch 67 is switched to the capacitor 69 side, the resonance frequency becomes f 1 , and when the switch 67 is switched to the microstrip line 68 side, the resonance frequency is f. Since it is 2 , different frequency bands (8
The oscillation frequency can be instantly changed to the 00 MHz band or the 1.55 GHz band.

【0111】図41(a),(b)はそれぞれ図40
(a)に示す回路について、使用周波数を950MH
z,1.44GHzとしてシュミレーションを行なった
場合のその結果の一例を示す図で、これらの各図中にM
1〜M4で示すように、図40(a)に示す回路の周波
数特性が950MHz,1.44GHz付近の両方に対
応できるようになっていることが分かる。
41 (a) and 41 (b) are respectively shown in FIG.
For the circuit shown in (a), the operating frequency is 950 MHz.
FIG. 3 is a diagram showing an example of the result when the simulation is performed at z, 1.44 GHz, and M in each of these diagrams.
As shown by 1 to M4, it is understood that the frequency characteristic of the circuit shown in FIG. 40 (a) can cope with both near 950 MHz and 1.44 GHz.

【0112】一方、図39に示す発振回路部62では、
上述のように共振回路部61で異なる発振周波数(共振
周波数)f1 ,f2 を切り替えて発振させるため、これ
に応じた負性抵抗の発生を行なう必要がある。ところ
が、もし、この発振回路部62で、例えば、800MH
z〜1.55GHzという広帯域な周波数帯をカバーで
きる負性抵抗を発生させてこれらの異なる共振周波数f
1 ,f2 をカバーしたとすると、これらの各共振周波数
1 ,f2 以外でも発振が起こり、不要なスプリアスが
生じてしまう恐れがある。
On the other hand, in the oscillation circuit section 62 shown in FIG. 39,
As described above, in the resonance circuit section 61, different oscillation frequencies (resonance frequencies) f 1 and f 2 are switched to oscillate, so that it is necessary to generate a negative resistance according to this. However, if the oscillation circuit unit 62 is, for example, 800 MHz
These negative resonance frequencies f are generated by generating a negative resistance capable of covering a wide frequency band of z to 1.55 GHz.
If 1 and f 2 are covered, oscillation may occur at frequencies other than these resonance frequencies f 1 and f 2 , and unnecessary spurious may occur.

【0113】そこで、本実施形態における電圧制御発振
器では、各共振周波数帯域f1 ,f 2 で狭帯域な負性抵
抗を発生させるべく、図39,図42に示すように、発
振回路部62のトランジスタ78のコレクタ接地部分
に、各共振周波数f1 ,f2 に対応する共振回路80を
設けることで、各共振周波数f1 ,f2 に対応する狭帯
域な負性抵抗を発生させている。
Therefore, the voltage-controlled oscillation in this embodiment is performed.
The resonance frequency band f1, F 2And narrow band negative resistance
In order to generate the resistance, as shown in FIG. 39 and FIG.
The grounded collector of the transistor 78 of the oscillation circuit unit 62
And each resonance frequency f1, F2Resonant circuit 80 corresponding to
By providing, each resonance frequency f1, F2Narrow belt corresponding to
It produces a wide range of negative resistance.

【0114】また、このとき、発振回路部62では、共
振回路部61で切り替えた共振周波数f1 ,f2 に対応
した負性抵抗を発生させるために、それを調整または切
り替える必要がので、本実施形態では、図39及び図4
3に示すように、トランジスタ78の帰還部分に並列に
接地されている2つのコンデンサ73,74をスイッチ
〔AC(交流)スイッチ〕77を介して並列に接続し、
このスイッチ77の切替えによって、瞬時に負性抵抗帯
域を変化できるようにしている。
At this time, the oscillation circuit section 62 needs to be adjusted or switched in order to generate the negative resistances corresponding to the resonance frequencies f 1 and f 2 switched by the resonance circuit section 61. In the embodiment, FIG. 39 and FIG.
As shown in FIG. 3, two capacitors 73 and 74, which are grounded in parallel to the feedback part of the transistor 78, are connected in parallel via a switch [AC (alternating current) switch] 77,
By switching the switch 77, the negative resistance band can be instantaneously changed.

【0115】つまり、図43に示す回路(高周波回路)
も、2つの周波数f1 ,f2 (800MHz,1.55
GHz)に対応すべく、トランジスタ78,共振回路8
0などの一部の構成要素が両方の周波数f1 ,f2 用と
して共用され、コンデンサ73,74の他の構成要素が
使用周波数f1 ,f2 に応じて、上述の一部の構成要素
に接続あるいは切り離しされるようになっているのであ
る(すなわち、この回路もパターンAの回路に相当す
る)。
That is, the circuit shown in FIG. 43 (high frequency circuit)
Also has two frequencies f 1 and f 2 (800 MHz, 1.55
GHz), the transistor 78, the resonance circuit 8
Some components such as 0 are shared for both frequencies f 1 and f 2 , and other components of the capacitors 73 and 74 depend on the used frequencies f 1 and f 2 and some of the components described above. Are connected to or disconnected from each other (that is, this circuit also corresponds to the pattern A circuit).

【0116】従って、共振回路部61でのスイッチ67
の切替えによる共振周波数f1 ,f 2 の遷移に応じて、
スイッチ77を切り替えることによって、共振回路部6
1での共振周波数f1 ,f2 に対応することができ、安
定した発振を得ることができるようになる。なお、図4
4(a),(b)はそれぞれ図42,図43に示すよう
な狭帯域の負性抵抗を発生する共振回路80を設けない
回路について使用周波数を950MHz,1.55GH
zとしてシュミレーションを行なった場合の結果の一例
を示す図であり、図45(a),(b)はそれぞれは共
振回路80を設けた回路について同様のシュミレーショ
ンを行なった場合の結果の一例を示す図である。
Therefore, the switch 67 in the resonance circuit 61 is
Resonance frequency f by switching1, F 2Depending on the transition of
By switching the switch 77, the resonance circuit section 6
Resonance frequency f at 11, F2Can respond to
It becomes possible to obtain a fixed oscillation. Note that FIG.
4 (a) and 4 (b) are as shown in FIGS. 42 and 43, respectively.
Does not provide a resonance circuit 80 that generates a negative resistance in a narrow band
Circuit used frequency 950MHz, 1.55GH
An example of the result when simulation is performed as z
FIG. 45 (a) and FIG. 45 (b) are both
A similar simulation for the circuit provided with the vibration circuit 80.
It is a figure which shows an example of the result at the time of performing a switch.

【0117】これらの各図44(a),(b),図45
(a),(b)に示すように、共振回路80を設けない
場合は、図中M1で示す付近の周波数を発振させたいと
きにM2で示す付近の周波数も発振してしまう不要スプ
リアスが生じ、共振回路80を設けた場合は、このよう
な不要スプリアスが生じないことが分かる。以上のよう
に、本実施形態における電圧制御発振器によれば、共振
回路部61,発振回路部62に各スイッチ67,77を
設けて、使用周波数f1 ,f2 に応じてこれらの各スイ
ッチ67,77を切り替えることにより、発振周波数f
1 ,f2 を切り替えることができるので、図66,図6
7に示したように、周波数f 1 用,周波数f2 用の2つ
の電圧制御発振器134A,134B、もしくはVCO
モジュール135A,135Bを並列接続する必要はな
く、その回路規模を最小限に抑えることができる。
Each of these FIG. 44 (a), (b) and FIG.
As shown in (a) and (b), the resonance circuit 80 is not provided.
If you want to oscillate a frequency near M1 in the figure,
Unwanted sp that also oscillates frequencies near M2
If a resonance occurs and the resonance circuit 80 is installed,
It can be seen that no unnecessary spurious is generated. As above
In addition, according to the voltage controlled oscillator of the present embodiment,
The switches 67 and 77 are attached to the circuit section 61 and the oscillation circuit section 62, respectively.
Provide and use frequency f1, F2Each of these depending on
Oscillation frequency f by switching the switches 67 and 77.
1, F266 and 6 can be switched.
As shown in 7, the frequency f 1For frequency f2Two for
Voltage controlled oscillators 134A, 134B, or VCO
No need to connect modules 135A and 135B in parallel
In addition, the circuit scale can be minimized.

【0118】従って、小型化,低コストなどの条件が要
求される携帯電話機などにも十分適用可能なデュアルバ
ンド対応の電圧制御発振器の実現に大いに寄与すること
となる。 (5−1)電圧制御発振器の変形例の説明 図46は図39,図40により前述した共振回路部61
の要部の変形例を示す図であるが、この図46に示す回
路は、図39,図40に示すスイッチ(SW1)67に
よる切替え動作を、コントロール電圧V5 ,V6 でピン
ダイオード(D)84,85のON/OFFを切り替え
ることにより実現している(従って、この回路もパター
ンAの回路に相当する)。なお、81はコンデンサ
(C)、82,83はそれぞれコイル(L)である。
Therefore, the present invention greatly contributes to the realization of a voltage control oscillator compatible with a dual band, which can be sufficiently applied to a mobile phone and the like which are required to be downsized and low cost. (5-1) Description of Modification of Voltage Controlled Oscillator FIG. 46 shows the resonance circuit section 61 described above with reference to FIGS. 39 and 40.
FIG. 46 is a diagram showing a modified example of the main part of FIG. 46. In the circuit shown in FIG. 46, the switching operation by the switch (SW1) 67 shown in FIGS. 39 and 40 is performed by the pin diode (D) at the control voltages V 5 and V 6. This is realized by switching ON / OFF of 84 and 85 (thus, this circuit also corresponds to the pattern A circuit). Reference numeral 81 is a capacitor (C), and reference numerals 82 and 83 are coils (L).

【0119】従って、この図46に示す回路でも、使用
周波数f1 ,f2 に応じて、コントロール電圧V5 ,V
6 によって各ピンダイオード84,85のON/OFF
を切り替えることにより、共振周波数(発振周波数)f
1 ,f2 の切替えを行なうことができ、800MHz
帯,1.55GHz帯という大きくバンドの離れた周波
数帯にも容易に対応することができるようになる。
Therefore, also in the circuit shown in FIG. 46, the control voltages V 5 and V 5 are set in accordance with the operating frequencies f 1 and f 2.
ON / OFF of each pin diode 84, 85 by 6
The resonance frequency (oscillation frequency) f
Can be switched between 1 and f 2 , 800MHz
It becomes possible to easily cope with frequency bands far apart from each other, such as the band and the 1.55 GHz band.

【0120】なお、この共振回路部61の要部の構成
は、図47(a),(b)に示すように、上述のパター
ンAの回路に相当する構成において、可変容量ダイオー
ド(バラクタダイオード)64に代えて互いに異なる容
量をもつバラクタダイオード64A,64Bをスイッチ
(SW1)67を介して並列に接続して構成しても、ス
イッチ(SW1)67の切替えによって、瞬時に共振周
波数f1 ,f2 の切替え(遷移)を行なうことができ
る。なお、この場合は、図39,図40に示すものに比
して、遷移できる共振周波数f1 ,f2 の間隔は狭くな
る。
Incidentally, as shown in FIGS. 47 (a) and 47 (b), the structure of the main part of the resonance circuit portion 61 has a structure corresponding to the circuit of the above-mentioned pattern A and is a variable capacitance diode (varactor diode). Even if the varactor diodes 64A and 64B having mutually different capacitances are connected in parallel through the switch (SW1) 67 instead of 64, the resonance frequencies f 1 and f are instantaneously changed by switching the switch (SW1) 67. 2 switching (transition) can be performed. In this case, the interval between the resonant frequencies f 1 and f 2 at which the transition is possible becomes narrower than that shown in FIGS. 39 and 40.

【0121】また、同様に、この共振回路61の要部の
構成は、図48(a),(b)に示すように、パターン
Aの回路に相当する構成において、異なる容量をもつバ
ラクタダイオード64A,64Bの一方(バラクタダイ
オード64A)を逆方向としてRFライン(信号線路)
に並列接続し、正(+)/負(−)のバイアス電圧をス
イッチ(SW3)88に印可してスイッチ88の切替え
を行なうようにしても、瞬時に共振周波数f1 ,f2
切替え(遷移)を行なうことができる。なお、この場合
も、図39,図40に示すものに比して、遷移できる共
振周波数間隔は狭くなる。
Similarly, the structure of the main part of the resonance circuit 61 is, as shown in FIGS. 48 (a) and 48 (b), in the structure corresponding to the circuit of pattern A, the varactor diodes 64A having different capacitances. , 64B (varactor diode 64A) in the opposite direction to the RF line (signal line)
Connected in parallel with each other and applying a positive (+) / negative (-) bias voltage to the switch (SW3) 88 to switch the switch 88, the resonance frequencies f 1 and f 2 are switched instantaneously ( Transition) can be performed. In this case as well, the resonance frequency interval at which transition can be performed becomes narrower than that shown in FIGS. 39 and 40.

【0122】次に、図49は図39,図43により前述
した発振回路部62の要部の変形例を示す図であるが、
この図46に示す回路は、図39,図43に示す負性抵
抗帯域の各コンデンサ73,74を切り替えるスイッチ
(SW2)77をピンダイオード86などで置き換えて
構成されている(つまり、この回路もパターンAの回路
に相当する)。
Next, FIG. 49 is a diagram showing a modified example of the main part of the oscillation circuit section 62 described above with reference to FIGS. 39 and 43.
The circuit shown in FIG. 46 is configured by replacing the switch (SW2) 77 for switching between the capacitors 73 and 74 in the negative resistance band shown in FIGS. 39 and 43 with a pin diode 86 (that is, this circuit also. It corresponds to the circuit of pattern A).

【0123】従って、この場合も、共振回路部61での
共振周波数f1 ,f2 に応じて、ピンダイオード86に
印可するコントロール電圧V7 の設定でこのピンダイオ
ード86のON/OFFを切り替えることにより、共振
周波数f1 ,f2 に対応して、安定した発振を行なうこ
とができるようになる。さて次に、以下では、上述のよ
うな共振回路部61の共振周波数の調整方法について詳
述する。
Therefore, also in this case, depending on the resonance frequencies f 1 and f 2 in the resonance circuit portion 61, ON / OFF of the pin diode 86 is switched by setting the control voltage V 7 applied to the pin diode 86. As a result, stable oscillation can be performed corresponding to the resonance frequencies f 1 and f 2 . Now, hereinafter, a method of adjusting the resonance frequency of the resonance circuit unit 61 as described above will be described in detail.

【0124】図50(a),(b)はそれぞれ共振回路
部61を基板上で構成した場合の一例を示す模式図であ
り、これらの各図50(a),(b)において、91は
基板、92はRFライン(高周波用信号線路)、93は
グラウンド(GND)面、94は共振周波数の調整用オ
ープンスタブ、95A,95Bはそれぞれはスルーホー
ル、96は基板91の内層に配置されたストリップライ
ン共振器であり、図50(b)に示すように、調整用オ
ープンスタブ94はスルーホール95Bを通じて基板9
1の表面上に形成されている。なお、この調整用オープ
ンスタブ94にはストリップライン共振器96よりも十
分細いものを用いる。
50 (a) and 50 (b) are schematic views showing an example of the case where the resonance circuit portion 61 is formed on a substrate. In each of FIGS. 50 (a) and 50 (b), 91 is A substrate, 92 is an RF line (high-frequency signal line), 93 is a ground (GND) surface, 94 is an open stub for adjusting resonance frequency, 95A and 95B are through holes, and 96 is an inner layer of the substrate 91. As shown in FIG. 50B, the adjustment open stub 94 is a strip line resonator, and the adjustment open stub 94 is provided through the through hole 95B.
1 is formed on the surface. The adjustment open stub 94 used is sufficiently thinner than the stripline resonator 96.

【0125】これにより、ストリップライン共振器96
が基板91の内層に配置されているにもかかわらず、調
整用オープンスタブ94をカットするだけで、極めて容
易に、ストリップライン共振器96の共振周波数を調整
することができるので、従来のように、回路の実装後、
ストリップライン共振器96が基板91内に内層として
挿入されているために、ストリップライン共振器96を
直接トリミングして共振周波数の微調整を行なえないと
いったこともなくなる。
As a result, the stripline resonator 96
Although it is arranged on the inner layer of the substrate 91, the resonance frequency of the stripline resonator 96 can be adjusted very easily by simply cutting the adjustment open stub 94. After mounting the circuit,
Since the stripline resonator 96 is inserted as an inner layer in the substrate 91, the stripline resonator 96 cannot be trimmed directly and the resonance frequency cannot be finely adjusted.

【0126】次に、図51(a)は上述のストリップラ
イン共振器96が基板91上に形成された場合の基板9
1の断面図で、図51(b)は図51(a)におけるA
矢視図、図51(c)は同じく図51(a)におけるB
矢視図であるが、図51(c)に示すように、この場合
は、基板の裏面(グラウンド面92)に共振周波数の調
整用溝97が形成されている。
Next, FIG. 51A shows a substrate 9 in which the above-described stripline resonator 96 is formed on the substrate 91.
51 is a sectional view of FIG. 1, and FIG. 51 (b) is A in FIG. 51 (a).
51 (c) is the same as FIG. 51 (a).
As shown in FIG. 51 (c), in this case, as shown in FIG. 51 (c), a resonance frequency adjusting groove 97 is formed on the back surface (ground surface 92) of the substrate.

【0127】ここで、通常、上述の共振回路部61のよ
うな分布定数回路では、グラウンド面92のグラウンド
パターンの変化が回路定数の変化に等しい。従って、グ
ラウンド(GND)面92に形成された調整用溝97を
削るなどしてグラウンドパターンを変えてやれば、極め
て容易に、ストリップライン共振器96の共振周波数を
調整することができるようになる。
Here, in a distributed constant circuit such as the resonance circuit section 61, usually, the change of the ground pattern of the ground plane 92 is equal to the change of the circuit constant. Therefore, if the ground pattern is changed by cutting the adjustment groove 97 formed on the ground (GND) surface 92, the resonance frequency of the stripline resonator 96 can be adjusted very easily. .

【0128】なお、本実施形態における各高周波回路
(パターンA〜Cのいずれかの回路に相当する構成を有
する高周波増幅器,高周波フィルタ回路,方向性結合
器,電圧制御発振器)は、いずれも携帯電話機用の回路
として適用するために、対応する周波数帯を800MH
z帯,1.55GHz帯の2つの周波数帯としたが、本
発明の高周波回路はこれに限定されず、携帯電話機以外
の無線装置に適用することも可能であり、また、800
MHz帯,1.55GHz帯以外の複数の周波数帯にも
対応できる。
Each high-frequency circuit (high-frequency amplifier, high-frequency filter circuit, directional coupler, voltage-controlled oscillator having a configuration corresponding to any one of patterns A to C) in this embodiment is a mobile phone. 800MHz for the corresponding frequency band to be applied as a circuit for
Although two frequency bands, z band and 1.55 GHz band, are used, the high frequency circuit of the present invention is not limited to this, and can be applied to a wireless device other than a mobile phone.
It can also support multiple frequency bands other than the MHz band and the 1.55 GHz band.

【0129】[0129]

【発明の効果】以上詳述したように、請求項1及び請求
項2記載の本発明の高周波回路によれば、一部の構成要
素が全ての周波数用として共用され、他の構成要素が、
使用周波数に応じてこの一部の構成要素に接続あるいは
切り離しされる、もしくは、使用周波数に応じてそのイ
ンピーダンスを変更しうるように構成されているので、
複数の周波数に対応した回路をそれぞれ個別に設けるこ
となく、1つの回路で複数の周波数に対応することがで
き、これにより、複数の周波数に対応できる高周波回路
を、その回路規模,コストを増大させることなく、極め
て容易に実現できる利点がある。
As described in detail above, according to the high frequency circuit of the present invention as defined in claims 1 and 2, some components are shared for all frequencies, and other components are
Depending on the frequency used, it will be connected or disconnected to some of these components, or the impedance can be changed according to the frequency used,
A single circuit can handle a plurality of frequencies without individually providing circuits corresponding to a plurality of frequencies, thereby increasing the circuit scale and cost of a high-frequency circuit capable of handling a plurality of frequencies. There is an advantage that it can be realized very easily.

【0130】また、請求項3記載の本発明の高周波回路
によれば、複数の整合回路をそなえ、これらの整合回路
がそれぞれ分波・合成回路を介して接続されているの
で、どのような周波数をもった信号に対しても常に回路
の整合を取ることができるので、1つの高周波回路で複
数の周波数に対応することができ、これにより、複数の
周波数に対応できる高周波回路を、その回路規模,コス
トを増大させることなく実現できる利点がある。
Further, according to the high frequency circuit of the present invention as defined in claim 3, since a plurality of matching circuits are provided and these matching circuits are respectively connected through the demultiplexing / combining circuit, what frequency is used? Since it is possible to always match the circuit even with a signal having a frequency, one high-frequency circuit can handle a plurality of frequencies, and thus a high-frequency circuit that can handle a plurality of frequencies , It has the advantage that it can be realized without increasing the cost.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の一実施形態としての高周波回路が適用
される携帯電話機の構成の一例を示すブロック図であ
る。
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a configuration of a mobile phone to which a high frequency circuit according to an embodiment of the present invention is applied.

【図2】本実施形態の携帯電話機における高周波増幅器
に用いられるバイアス回路の構成を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a bias circuit used in a high frequency amplifier in the mobile phone of the present embodiment.

【図3】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit according to the present embodiment.

【図4】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。
FIG. 4 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit in the present embodiment.

【図5】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。
FIG. 5 is a diagram showing an example of a simulation result of the bias circuit according to the present embodiment.

【図6】本実施形態におけるバイアス回路のシュミレー
ション結果の一例を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing an example of a simulation result of the bias circuit according to the present embodiment.

【図7】本実施形態におけるバイアス回路の第1変形例
を示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing a first modification of the bias circuit according to the present embodiment.

【図8】本実施形態における第1変形例としてのバイア
ス回路のシュミレーション結果の一例を示す図である。
FIG. 8 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a first modified example of the present embodiment.

【図9】本実施形態における第1変形例としてのバイア
ス回路のシュミレーション結果の一例を示す図である。
FIG. 9 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a first modified example of the present embodiment.

【図10】本実施形態における第1変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 10 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a first modified example of the present embodiment.

【図11】本実施形態における第1変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 11 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a first modified example of the present embodiment.

【図12】本実施形態におけるバイアス回路の第2変形
例を示す図である。
FIG. 12 is a diagram showing a second modification of the bias circuit according to the present embodiment.

【図13】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 13 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図14】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 14 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図15】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 15 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図16】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 16 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図17】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 17 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図18】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 18 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図19】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 19 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図20】本実施形態における第2変形例としてのバイ
アス回路のシュミレーション結果の一例を示す図であ
る。
FIG. 20 is a diagram showing an example of a simulation result of a bias circuit as a second modified example of the present embodiment.

【図21】本実施形態における高周波増幅器の構成を示
す図である。
FIG. 21 is a diagram showing a configuration of a high frequency amplifier according to the present embodiment.

【図22】本実施形態における高周波増幅器の第1変形
例を示す図である。
FIG. 22 is a diagram showing a first modification of the high-frequency amplifier according to this embodiment.

【図23】本実施形態における高周波増幅器の第2変形
例を示す図である。
FIG. 23 is a diagram showing a second modification of the high-frequency amplifier according to this embodiment.

【図24】本実施形態における高周波増幅器の第3変形
例を示す図である。
FIG. 24 is a diagram showing a third modification of the high-frequency amplifier according to this embodiment.

【図25】本実施形態における高周波増幅器の第4変形
例を示す図である。
FIG. 25 is a diagram showing a fourth modification of the high-frequency amplifier according to this embodiment.

【図26】本実施形態における高周波増幅器の第5変形
例を示す図である。
FIG. 26 is a diagram showing a fifth modification of the high-frequency amplifier according to this embodiment.

【図27】本実施形態における方向性結合器の構成を示
す図である。
FIG. 27 is a diagram showing a configuration of a directional coupler according to the present embodiment.

【図28】本実施形態における高周波フィルタ回路の構
成を示す図である。
FIG. 28 is a diagram showing a configuration of a high frequency filter circuit according to the present embodiment.

【図29】(a)〜(d)はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路の構成手順を説明するための図で
ある。
29 (a) to 29 (d) are diagrams for explaining a configuration procedure of the high-frequency filter circuit according to the present embodiment.

【図30】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路の動作を説明するための図であ
る。
30A and 30B are diagrams for explaining the operation of the high-frequency filter circuit according to the present embodiment.

【図31】本実施形態における高周波フィルタ回路のシ
ュミレーション時の構成を示す図である。
FIG. 31 is a diagram showing a configuration of the high-frequency filter circuit according to the present embodiment at the time of simulation.

【図32】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る高周波フィルタ回路のシュミレーション結果の一例を
示す図である。
32A and 32B are diagrams showing an example of simulation results of the high-frequency filter circuit according to the present embodiment.

【図33】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
1変形例を示す図である。
FIG. 33 is a diagram showing a first modification of the high-frequency filter circuit according to this embodiment.

【図34】本実施形態における第1変形例としての高周
波フィルタ回路のシュミレーション結果の一例を示す図
である。
FIG. 34 is a diagram showing an example of a simulation result of a high-frequency filter circuit as a first modified example of the present embodiment.

【図35】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
2変形例を示す図である。
FIG. 35 is a diagram showing a second modification of the high-frequency filter circuit according to this embodiment.

【図36】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
3変形例を示す図である。
FIG. 36 is a diagram showing a third modification of the high-frequency filter circuit according to this embodiment.

【図37】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
4変形例を示す図である。
FIG. 37 is a diagram showing a fourth modification of the high-frequency filter circuit according to this embodiment.

【図38】本実施形態における高周波フィルタ回路の第
5変形例を示す図である。
FIG. 38 is a diagram showing a fifth modification of the high-frequency filter circuit according to the present embodiment.

【図39】本実施形態における電圧制御発振器の構成を
示す図である。
FIG. 39 is a diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図40】(a)〜(c)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の要部の構成を示す図で
ある。
40 (a) to (c) are diagrams showing a configuration of a main part of a resonance circuit unit of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図41】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器のシュミレーション結果の一例を示す
図である。
41A and 41B are diagrams showing an example of a simulation result of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図42】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の要部の構成を示す図である。
FIG. 42 is a diagram showing a configuration of a main part of an oscillation circuit unit of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図43】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の要部の構成を示す図である。
FIG. 43 is a diagram showing a configuration of a main part of an oscillation circuit unit of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図44】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の周波数特性を比較して説明するため
のシュミレーション結果の一例を示す図である。
FIGS. 44 (a) and 44 (b) are diagrams showing an example of simulation results for comparing and explaining the frequency characteristics of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図45】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器のシュミレーション結果の一例を示す
図である。
45 (a) and 45 (b) are diagrams showing an example of a simulation result of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図46】本実施形態における電圧制御発振器の共振回
路部の変形例を示す図である。
FIG. 46 is a diagram showing a modified example of the resonance circuit unit of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図47】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の他の変形例を説明する
ための図である。
47A and 47B are diagrams for explaining another modification of the resonant circuit section of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図48】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部の他の変形例を説明する
ための図である。
48 (a) and 48 (b) are diagrams for explaining another modification of the resonant circuit section of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図49】本実施形態における電圧制御発振器の発振回
路部の変形例を示す図である。
FIG. 49 is a diagram showing a modification of the oscillation circuit unit of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.

【図50】(a),(b)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部を基板上で構成した場合
の一例を示す模式図である。
50A and 50B are schematic diagrams showing an example of a case where the resonant circuit section of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment is formed on a substrate.

【図51】(a)〜(c)はそれぞれ本実施形態におけ
る電圧制御発振器の共振回路部を基板上で構成した場合
の他の一例を示す模式図である。
51A to 51C are schematic views showing another example of the case where the resonant circuit section of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment is formed on a substrate.

【図52】従来の一般的な携帯電話機の構成を示すブロ
ック図である。
FIG. 52 is a block diagram showing a configuration of a conventional general mobile phone.

【図53】従来の携帯電話機における増幅器に一般的に
用いられるバイアス回路の構成を示す図である。
FIG. 53 is a diagram showing a configuration of a bias circuit generally used for an amplifier in a conventional mobile phone.

【図54】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 54 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図55】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 55 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図56】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 56 is a diagram showing an example of simulation results of a conventional bias circuit.

【図57】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 57 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図58】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 58 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図59】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 59 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図60】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 60 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図61】従来のバイアス回路のシュミレーション結果
の一例を示す図である。
FIG. 61 is a diagram showing an example of a simulation result of a conventional bias circuit.

【図62】従来の携帯電話機に用いられる一般的な方向
性結合器の構成を示す図である。
FIG. 62 is a diagram showing a configuration of a general directional coupler used in a conventional mobile phone.

【図63】(a),(b)はそれぞれ従来の携帯電話機
に用いられる一般的な高周波フィルタ回路の構成を示す
図である。
63A and 63B are diagrams showing a configuration of a general high-frequency filter circuit used in a conventional mobile phone, respectively.

【図64】従来の携帯電話機に用いられる一般的な電圧
制御発振器の構成を示す図である。
FIG. 64 is a diagram showing a configuration of a general voltage controlled oscillator used in a conventional mobile phone.

【図65】従来のデュアルバンド対応の高周波フィルタ
回路の一例を示す図である。
FIG. 65 is a diagram showing an example of a conventional high frequency filter circuit compatible with dual bands.

【図66】従来のデュアルバンド対応の電圧制御発振器
の一例を示す図である。
FIG. 66 is a diagram showing an example of a conventional voltage controlled oscillator for dual band.

【図67】従来のデュアルバンド対応の電圧制御発振器
の一例を示す図である。
FIG. 67 is a diagram showing an example of a conventional dual-band compatible voltage controlled oscillator.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 送信系 2 可変減衰器(VATT) 3 直接変調器(MOD) 4 高出力増幅器(HPA) 5 ハイブリッド(HYB:方向性結合器) 6 バンドパスフィルタ(BPF) 7 検波回路 8 比較回路 9 受信系 10 バンドパスフィルタ(BPF) 11 低雑音増幅器(LNA) 12 受信ダウンコンバータ(MIX) 13 アンテナ 14 共用器 15 RF帯用の局部発振器(電圧制御発振器) 16〜27,32〜34,66,68 伝送線路(マイ
クロストリップライン) 28 分波回路 29,30 整合回路 31 合波回路 32 伝送線路 35,46,67,77,88 スイッチ 40 信号線路 41,41A,41B,42 誘電体共振器 43,44,48,51,52,63,79,82,8
3,87,L1〜L7コイル 49,53,R3〜R9 抵抗 45,46,64,64A,64B,D1〜D7 可変
容量ダイオード(バラクタダイオード) 47,50,84〜86 ピンダイオード 61 共振回路部 62 発振回路部 65,69〜76,81,C2〜C26,C31〜C3
7,C5′,C6′コンデンサ 78,TR1〜TR9 トランジスタ(FET) 80 共振回路 91 基板 92 グラウンド(GND)面 93 RFライン(信号線路) 94 調整用オープンスタブ 95A,95B スルーホール 96 ストリップライン共振器 97 調整用溝
1 Transmission System 2 Variable Attenuator (VATT) 3 Direct Modulator (MOD) 4 High Output Amplifier (HPA) 5 Hybrid (HYB: Directional Coupler) 6 Bandpass Filter (BPF) 7 Detection Circuit 8 Comparison Circuit 9 Reception System 10 band pass filter (BPF) 11 low noise amplifier (LNA) 12 reception down converter (MIX) 13 antenna 14 duplexer 15 local oscillator for RF band (voltage controlled oscillator) 16 to 27, 32 to 34, 66, 68 transmission Line (microstrip line) 28 Demultiplexing circuit 29,30 Matching circuit 31 Multiplexing circuit 32 Transmission line 35,46,67,77,88 Switch 40 Signal line 41,41A, 41B, 42 Dielectric resonator 43,44, 48, 51, 52, 63, 79, 82, 8
3, 87, L1 to L7 coils 49, 53, R3 to R9 resistors 45, 46, 64, 64A, 64B, D1 to D7 variable capacitance diodes (varactor diodes) 47, 50, 84 to 86 pin diodes 61 resonant circuit section 62 Oscillation circuit section 65, 69 to 76, 81, C2 to C26, C31 to C3
7, C5 ', C6' Capacitor 78, TR1 to TR9 Transistor (FET) 80 Resonance circuit 91 Substrate 92 Ground (GND) surface 93 RF line (signal line) 94 Adjustment open stub 95A, 95B Through hole 96 Strip line resonator 97 Adjustment groove

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H03F 3/60 H03F 3/60 H03G 3/30 H03G 3/30 B H03H 7/075 H03H 7/075 A H04B 1/18 H04B 1/18 C (72)発明者 河合 慎一 北海道札幌市中央区北一条西2丁目1番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 村上 学 北海道札幌市中央区北一条西2丁目1番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 佐々木 章夫 北海道札幌市中央区北一条西2丁目1番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical display location H03F 3/60 H03F 3/60 H03G 3/30 H03G 3/30 B H03H 7/075 H03H 7/075 A H04B 1/18 H04B 1/18 C (72) Inventor Shinichi Kawai 2-1-1 Kitaichijo Nishi, Chuo-ku, Sapporo-shi, Hokkaido Fujitsu Hokkaido Digital Technology Co., Ltd. (72) Inventor Manabu Murakami Chuo-ku, Sapporo, Hokkaido Kita-Ichijo Nishi 2-chome, Fujitsu Hokkaido Digital Technology Co., Ltd. (72) Inventor Akio Sasaki Kita-Ichijo Nishi 2-chome, Chuo-ku, Sapporo, Hokkaido Fujitsu Hokkaido Digital Technology Co., Ltd.

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、一部の構成要素が全ての周波数用として共用
され、他の構成要素が使用周波数に応じ該一部の構成要
素に接続あるいは切り離しされるように構成されている
ことを特徴とする、高周波回路。
1. A high-frequency circuit, wherein some components are shared for all frequencies so as to correspond to a plurality of frequencies, and other components are connected to the some components depending on the frequency used. Alternatively, a high-frequency circuit characterized by being configured to be separated.
【請求項2】 高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、一部の構成要素が全ての周波数用として共用
され、他の構成要素が使用周波数に応じてそのインピー
ダンスを変更しうるように構成されていることを特徴と
する、高周波回路。
2. A high-frequency circuit, wherein some components are shared for all frequencies so as to support a plurality of frequencies, and other components can change their impedances according to the frequencies used. A high-frequency circuit, characterized in that
【請求項3】 高周波回路であって、複数の周波数に対
応すべく、複数の整合回路をそなえ、これらの整合回路
がそれぞれ分波・合成回路を介して接続されていること
を特徴とする、高周波回路。
3. A high-frequency circuit, comprising a plurality of matching circuits for coping with a plurality of frequencies, each of which is connected through a demultiplexing / combining circuit. High frequency circuit.
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