JPH07211970A - 高電圧パルス発生回路 - Google Patents
高電圧パルス発生回路Info
- Publication number
- JPH07211970A JPH07211970A JP605894A JP605894A JPH07211970A JP H07211970 A JPH07211970 A JP H07211970A JP 605894 A JP605894 A JP 605894A JP 605894 A JP605894 A JP 605894A JP H07211970 A JPH07211970 A JP H07211970A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- snubber
- parallel
- reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Lasers (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 小形化、低損失化を図った高電圧パルス発生
回路の提供。 【構成】 １対のコンデンサを並列に充電し、第１のコ
ンデンサに充電した電荷を半導体スイッチユニットを直
列接続した高電圧スイッチを通じて放電させることによ
り電圧を反転させ、電圧反転させない第２のコンデンサ
の電圧と合成することによ初期充電電圧の２倍の高電圧
パルスを発生させる高電圧パルス発生回路において、前
記半導体スッチユニットは、半導体スイッチ素子と逆電
流素子用高速ダイオードの直列回路と、この直列回路に
並列接続されるスナバリアクトルとスナバコンデンサか
ら成る直列回路と、この直列回路に並列接続される直流
分圧抵抗と、前記スナバリアクトルに並列接続されるバ
イパス高速ダイオードで構成されたことを特徴とする高
電圧パルス発生回路。
回路の提供。 【構成】 １対のコンデンサを並列に充電し、第１のコ
ンデンサに充電した電荷を半導体スイッチユニットを直
列接続した高電圧スイッチを通じて放電させることによ
り電圧を反転させ、電圧反転させない第２のコンデンサ
の電圧と合成することによ初期充電電圧の２倍の高電圧
パルスを発生させる高電圧パルス発生回路において、前
記半導体スッチユニットは、半導体スイッチ素子と逆電
流素子用高速ダイオードの直列回路と、この直列回路に
並列接続されるスナバリアクトルとスナバコンデンサか
ら成る直列回路と、この直列回路に並列接続される直流
分圧抵抗と、前記スナバリアクトルに並列接続されるバ
イパス高速ダイオードで構成されたことを特徴とする高
電圧パルス発生回路。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パルスレーザの励起に
好適な高電圧パルス発生回路に関する。
好適な高電圧パルス発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】炭酸ガスなどの気体分子を放電によって
励起し間欠状のパルス発振を行わせるパルスレーザは極
めて高いピークパワーが得られるため加工、レーザ誘雷
等への応用が期待されている。このパルスレーザは高速
のパルス放電によって励起されるが、パルス電流を得る
方法としては、高電圧に充電されたコンデンサ回路をス
イッチングする方法が一般的である。ところが半導体ス
イッチ素子（以下、単に素子と言う）を用いてこのスイ
ッチングを行う場合には、数１０KVという要求性能に対
して、素子の定格はこの数１０分の１に過ぎないため、
数１０個の素子を直列に接続する必要がある。
励起し間欠状のパルス発振を行わせるパルスレーザは極
めて高いピークパワーが得られるため加工、レーザ誘雷
等への応用が期待されている。このパルスレーザは高速
のパルス放電によって励起されるが、パルス電流を得る
方法としては、高電圧に充電されたコンデンサ回路をス
イッチングする方法が一般的である。ところが半導体ス
イッチ素子（以下、単に素子と言う）を用いてこのスイ
ッチングを行う場合には、数１０KVという要求性能に対
して、素子の定格はこの数１０分の１に過ぎないため、
数１０個の素子を直列に接続する必要がある。
【０００３】このように多数の素子を直列に接続すると
きには、各素子に印加される電圧のバランスが重要とな
る。なぜなら電圧のアンバランスがあると素子の過電圧
破壊の危険性を生じさせるからである。素子の過電圧破
壊を防止するためには直列数を増やし平均の分担電圧を
下げて裕度を大きくする必要があるが、これは結局装置
の大型化と損失増加を招くことになる。
きには、各素子に印加される電圧のバランスが重要とな
る。なぜなら電圧のアンバランスがあると素子の過電圧
破壊の危険性を生じさせるからである。素子の過電圧破
壊を防止するためには直列数を増やし平均の分担電圧を
下げて裕度を大きくする必要があるが、これは結局装置
の大型化と損失増加を招くことになる。
【０００４】電圧の分担を良好にするためには直流的に
は並列抵抗の接続が、パルス的には並列コンデンサの接
続が有効であり、従来はこれらを図４のように組合せた
回路が使用されていた。
は並列抵抗の接続が、パルス的には並列コンデンサの接
続が有効であり、従来はこれらを図４のように組合せた
回路が使用されていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図４のような
従来の分圧回路では素子ＴＨ１がオフ状態の時にコンデ
ンサＣS に蓄えられたエネルギは素子がオンに転じたと
きに抵抗ＲS を通じて放電するために熱エネルギ損失と
なる。この損失の大きさは回路定数によっても異なる
が、全スイッチングエネルギの５〜１０％にもなり、電
源の高効率化の大きな障害となっていた。又、抵抗ＲS
がないと素子に過渡的に大きな電流が流れ、ターンオン
損失の増大、或いはターンオン破壊を招くため省略する
ことはできなかった。
従来の分圧回路では素子ＴＨ１がオフ状態の時にコンデ
ンサＣS に蓄えられたエネルギは素子がオンに転じたと
きに抵抗ＲS を通じて放電するために熱エネルギ損失と
なる。この損失の大きさは回路定数によっても異なる
が、全スイッチングエネルギの５〜１０％にもなり、電
源の高効率化の大きな障害となっていた。又、抵抗ＲS
がないと素子に過渡的に大きな電流が流れ、ターンオン
損失の増大、或いはターンオン破壊を招くため省略する
ことはできなかった。
【０００６】本発明の目的は、以上述べたような高電圧
パルス発生回路の欠点を解消するためになされたのも
で、小型、低損失の高電圧パルス発生回路を提供するこ
とにある。
パルス発生回路の欠点を解消するためになされたのも
で、小型、低損失の高電圧パルス発生回路を提供するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前述目的を達成するため
に、本発明は図３に示すように半導体スイッチ素子Ｔｈ
と逆電流素子用高速ダイオードＤｒの直列回路と、この
直列回路に並列接続されるスナバリアクトルLsとスナバ
コンデンサCsから成る直列回路と、この直列回路に並列
接続される直流分圧抵抗Rdと、前記スナバリアクトルLs
に並列接続されるバイパス高速ダイオードDsで構成され
る半導体スイッチユニットを複数個直列接続して高電圧
スイッチを構成したものである。
に、本発明は図３に示すように半導体スイッチ素子Ｔｈ
と逆電流素子用高速ダイオードＤｒの直列回路と、この
直列回路に並列接続されるスナバリアクトルLsとスナバ
コンデンサCsから成る直列回路と、この直列回路に並列
接続される直流分圧抵抗Rdと、前記スナバリアクトルLs
に並列接続されるバイパス高速ダイオードDsで構成され
る半導体スイッチユニットを複数個直列接続して高電圧
スイッチを構成したものである。
【０００８】
【作用】本発明ではスイッチ素子Thがオフの時にはスナ
バコンデンサCsはダイオードDsを介して高速に充電され
る。ことため、高周波成分に対しての分圧が良好に行わ
れる。更に、スイッチ素子オン時にはスナバコンデンサ
Csの電荷はスナバリアクトルLs、スイッチ素子Thダイオ
ードDrの直列回路を介して放電する。このループには抵
抗素子は無いため損失は発生せずスナバコンデンサCsの
電圧はほぼ反転する。この反転エネルギを利用するので
効率を高めることができる。
バコンデンサCsはダイオードDsを介して高速に充電され
る。ことため、高周波成分に対しての分圧が良好に行わ
れる。更に、スイッチ素子オン時にはスナバコンデンサ
Csの電荷はスナバリアクトルLs、スイッチ素子Thダイオ
ードDrの直列回路を介して放電する。このループには抵
抗素子は無いため損失は発生せずスナバコンデンサCsの
電圧はほぼ反転する。この反転エネルギを利用するので
効率を高めることができる。
【０００９】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。図２は本発明の一実施例を示す高電圧パルス発生
回路の構成図である。主コンデンサはC1とC2の２バンク
に分割され高圧電源１によって並列に充電される。主コ
ンデンサの内C1にはｎ個のサイリスタThを直列に接続し
た半導体スイッチが並列に接続される。各サイリスタに
は図１に示したのと同様な分圧回路が並列に接続され
る。又、もう一つのコンデンサC2には負荷回路２と可飽
和リアクトルスイッチSRが直列に接続される。これらの
回路はサイリスタスイッチの動作により負荷回路に充電
電圧の２倍の電圧が発生する、いわゆる倍電圧回路を構
成している。本実施例においては、半導体スイッチがオ
フ状態にある時は主コンデンサC1，C2及び各スナバコン
デンサCsが充電される。各サイリスタに印加される電圧
は充電電圧の低周波成分に対しては直流分圧抵抗Rdによ
って、高周波成分に対してはスナバコンデンサCsによっ
て均等化される。充電の速度は充電電源とコンデンサの
容量によって決定されるがパルスの発生を高繰返しで行
う必要のある時には充電周波数も当然高くする必要があ
るが、スナバリアクトルLsとスナバコンデンサCsの容量
により決定する遮断周波数よりも高い周波数成分に対し
てはスナバダイオ―ドDsによりバイパスされるので充電
電圧が不均等になることはない。ここへゲ―トパルス発
生回路（図示せず）より各サイリスタに点弧信号が送ら
れるとサイリスタはオン状態となり、スナバコンデンサ
Csと主コンデンサC1はサイリスタを通じて放電する。主
コンデンサC1が放電し、電圧が反転してもう一つの主コ
ンデンサC2がとの合成電圧が充電電圧の２倍になるのは
通常の倍電圧回路と同様であるが、スナバコンデンサCs
もスナバリアクトルLs、サイリスタTh、逆電流阻止ダイ
オ―ドDrを通じて放電する結果、電圧が反転し又、反転
後は逆電流阻止ダイオ―ドDrによって電圧が保持され
る。結局スナバコンデンサCsの電圧はサイリスタThを通
じては放電しないので、主サコンデンサC1と同様に負荷
回路２に向って放電することになり、エネルギが有効に
利用される。
する。図２は本発明の一実施例を示す高電圧パルス発生
回路の構成図である。主コンデンサはC1とC2の２バンク
に分割され高圧電源１によって並列に充電される。主コ
ンデンサの内C1にはｎ個のサイリスタThを直列に接続し
た半導体スイッチが並列に接続される。各サイリスタに
は図１に示したのと同様な分圧回路が並列に接続され
る。又、もう一つのコンデンサC2には負荷回路２と可飽
和リアクトルスイッチSRが直列に接続される。これらの
回路はサイリスタスイッチの動作により負荷回路に充電
電圧の２倍の電圧が発生する、いわゆる倍電圧回路を構
成している。本実施例においては、半導体スイッチがオ
フ状態にある時は主コンデンサC1，C2及び各スナバコン
デンサCsが充電される。各サイリスタに印加される電圧
は充電電圧の低周波成分に対しては直流分圧抵抗Rdによ
って、高周波成分に対してはスナバコンデンサCsによっ
て均等化される。充電の速度は充電電源とコンデンサの
容量によって決定されるがパルスの発生を高繰返しで行
う必要のある時には充電周波数も当然高くする必要があ
るが、スナバリアクトルLsとスナバコンデンサCsの容量
により決定する遮断周波数よりも高い周波数成分に対し
てはスナバダイオ―ドDsによりバイパスされるので充電
電圧が不均等になることはない。ここへゲ―トパルス発
生回路（図示せず）より各サイリスタに点弧信号が送ら
れるとサイリスタはオン状態となり、スナバコンデンサ
Csと主コンデンサC1はサイリスタを通じて放電する。主
コンデンサC1が放電し、電圧が反転してもう一つの主コ
ンデンサC2がとの合成電圧が充電電圧の２倍になるのは
通常の倍電圧回路と同様であるが、スナバコンデンサCs
もスナバリアクトルLs、サイリスタTh、逆電流阻止ダイ
オ―ドDrを通じて放電する結果、電圧が反転し又、反転
後は逆電流阻止ダイオ―ドDrによって電圧が保持され
る。結局スナバコンデンサCsの電圧はサイリスタThを通
じては放電しないので、主サコンデンサC1と同様に負荷
回路２に向って放電することになり、エネルギが有効に
利用される。
【００１０】以上説明したように本発明の一実施例では
スナバ回路に蓄えられたエネルギが有効活用されるの
で、小型低損失の高電圧パルス発生回路を得ることがで
きる。次に本発明の他の実施例を図１と同一部に同一符
号を付して示す図２を参照して説明する。本実施例にお
いてはスナバリアクトルは非線形の可飽和リアクトルSR
s を用いる。又、主コンデンサC1の内、第１のコンデン
サC1は省略する。
スナバ回路に蓄えられたエネルギが有効活用されるの
で、小型低損失の高電圧パルス発生回路を得ることがで
きる。次に本発明の他の実施例を図１と同一部に同一符
号を付して示す図２を参照して説明する。本実施例にお
いてはスナバリアクトルは非線形の可飽和リアクトルSR
s を用いる。又、主コンデンサC1の内、第１のコンデン
サC1は省略する。
【００１１】サイリスタThがオフの状態の時の作用につ
いては第１の実施例と同様であるので説明を省略する。
サイリスタThがオンに転ずるとスナバコンデンサCsはス
ナバリアクトルSRs 、サイリスタThを通じて放電しよう
とするが、本実施例ではスナバリアクトルに可飽和リア
クトルSRs を用いてるため可飽和リアクトルSRs が非飽
和状態から飽和状態に転ずるまでの間の放電は緩かなも
のとなる。そのためサイリスタThの損失を小さくするこ
とができる。また、ひとたび可飽和リアクトルSRs が飽
和するとインダクタンスが極めて小さくなるためスナバ
コンデンサCsの電圧は高速に反転する。このことによ
り、第２の実施例の高電圧パルス発生回路では第１の実
施例の高電圧パルス発生回路よりもパルスの立ち上りを
急峻なものにすることができる。又第２の実施例では主
コンデンサC1を省略した分、スナバコンデンサCsの容量
を大きくすることができるので高周波に対する電圧分担
を改善することができる。
いては第１の実施例と同様であるので説明を省略する。
サイリスタThがオンに転ずるとスナバコンデンサCsはス
ナバリアクトルSRs 、サイリスタThを通じて放電しよう
とするが、本実施例ではスナバリアクトルに可飽和リア
クトルSRs を用いてるため可飽和リアクトルSRs が非飽
和状態から飽和状態に転ずるまでの間の放電は緩かなも
のとなる。そのためサイリスタThの損失を小さくするこ
とができる。また、ひとたび可飽和リアクトルSRs が飽
和するとインダクタンスが極めて小さくなるためスナバ
コンデンサCsの電圧は高速に反転する。このことによ
り、第２の実施例の高電圧パルス発生回路では第１の実
施例の高電圧パルス発生回路よりもパルスの立ち上りを
急峻なものにすることができる。又第２の実施例では主
コンデンサC1を省略した分、スナバコンデンサCsの容量
を大きくすることができるので高周波に対する電圧分担
を改善することができる。
【００１２】以上述べたように本発明の第２の実施例に
おいては第１の実施例より更に小型低損失の高電圧のパ
ルス発生回路を得ることができる。又、図１、図２に示
したようなスイッチ素子Th、逆電流阻止ダイオ―ドDr、
スナバリアクトルLs或いはSRs 、バイパス高速ダイオ―
ドDs、スナバコンデンサCs、直流分圧抵抗Rdを直列接続
される各段毎に一枚の基板に装着するような構成とし、
基板間の接続をコネクタで接続するようにすれば所望の
枚数基板を積層するだけで任意の電圧の高電圧パルス発
生回路を得ることができ、実用上極めて有効である。
おいては第１の実施例より更に小型低損失の高電圧のパ
ルス発生回路を得ることができる。又、図１、図２に示
したようなスイッチ素子Th、逆電流阻止ダイオ―ドDr、
スナバリアクトルLs或いはSRs 、バイパス高速ダイオ―
ドDs、スナバコンデンサCs、直流分圧抵抗Rdを直列接続
される各段毎に一枚の基板に装着するような構成とし、
基板間の接続をコネクタで接続するようにすれば所望の
枚数基板を積層するだけで任意の電圧の高電圧パルス発
生回路を得ることができ、実用上極めて有効である。
【００１３】尚、本発明の実施例では半導体スイッチ素
子として全てサイリスタを例にして説明したが、絶縁ゲ
―ト電界効果トランジスタ、絶縁ゲ―トバイポ―ラトラ
ンジスタその他の高速パワ―デバイスでも作用、効果に
は何等変り無く限定されるものではないのは勿論であ
る。
子として全てサイリスタを例にして説明したが、絶縁ゲ
―ト電界効果トランジスタ、絶縁ゲ―トバイポ―ラトラ
ンジスタその他の高速パワ―デバイスでも作用、効果に
は何等変り無く限定されるものではないのは勿論であ
る。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、小
型、低損失の高電圧パルス発生回路を得ることができ
る。
型、低損失の高電圧パルス発生回路を得ることができ
る。
【図１】本発明の一実施例を示す高電圧パルス発生回路
の構成図。
の構成図。
【図２】本発明の他の実施例を示す高電圧パルス発生回
路の構成図。
路の構成図。
【図３】本発明の高電圧パルス発生回路を構成する半導
体スイッチユニットの構成図。
体スイッチユニットの構成図。
【図４】従来の高電圧パルス発生回路を構成する半導体
スイッチユニットの構成図。
スイッチユニットの構成図。
１ ……高圧電源 ２…… 負荷
回路 Th ……サイリスタ Dr…… 逆電
流素子ダイオ―ド Ls ……スナバリアクトル Ds…… バイ
パスダイオ―ド Cs ……スナバコンデンサ Rd…… 直流
分圧抵抗 C1，C2 ……主コンデンサ SRs … 可飽
和リアクトル
回路 Th ……サイリスタ Dr…… 逆電
流素子ダイオ―ド Ls ……スナバリアクトル Ds…… バイ
パスダイオ―ド Cs ……スナバコンデンサ Rd…… 直流
分圧抵抗 C1，C2 ……主コンデンサ SRs … 可飽
和リアクトル
Claims (3)
- 【請求項１】 １対のコンデンサを並列に充電し、
第１のコンデンサに充電した電荷を半導体スイッチユニ
ットを直列接続した高電圧スイッチを通じて放電させる
ことにより電圧を反転させ、電圧反転させない第２のコ
ンデンサの電圧と合成することによ初期充電電圧の２倍
の高電圧パルスを発生させる高電圧パルス発生回路にお
いて、前記半導体スイッチユニットは、半導体スイッチ
素子と逆電流素子用高速ダイオードの直列回路と、この
直列回路に並列接続されるスナバリアクトルとスナバコ
ンデンサから成る直列回路と、この直列回路に並列接続
される直流分圧抵抗と、前記スナバリアクトルに並列接
続されるバイパス高速ダイオードで構成されたことを特
徴とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項２】 前記半導体スイッチユニットを構成
する前記スナバリアクトルを可飽和リアクトルとし、且
つ前記第１のコンデンサを省略したことを特徴とする請
求項１記載の高電圧パルス発生回路。 - 【請求項３】 前記半導体スイッチユニットを構成
する各部品を１枚の基板上に装着したことを特徴とする
請求項１又は請求項２記載の高電圧パルス発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP605894A JPH07211970A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 高電圧パルス発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP605894A JPH07211970A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 高電圧パルス発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07211970A true JPH07211970A (ja) | 1995-08-11 |
Family
ID=11628005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP605894A Pending JPH07211970A (ja) | 1994-01-25 | 1994-01-25 | 高電圧パルス発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07211970A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6259714B1 (en) | 1997-09-09 | 2001-07-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power source control apparatus for laser diode |
| CN109787470A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-05-21 | 西安西交瑞力电气研究院有限公司 | 一种模块化设计的兆焦耳级脉冲氙灯泵浦电源 |
-
1994
- 1994-01-25 JP JP605894A patent/JPH07211970A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6259714B1 (en) | 1997-09-09 | 2001-07-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power source control apparatus for laser diode |
| CN109787470A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-05-21 | 西安西交瑞力电气研究院有限公司 | 一种模块化设计的兆焦耳级脉冲氙灯泵浦电源 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5142166A (en) | High voltage pulsed power source | |
| US3800210A (en) | System for the electric supply of a variable capacitive load | |
| US3654537A (en) | High efficiency power supply for charging capacitors in steps | |
| JP2001016866A (ja) | 多レベル中性点電位固定型電力変換装置 | |
| US3646578A (en) | Gate drive for controlled rectifiers | |
| US3242415A (en) | Inverters | |
| JPH03103079A (ja) | Ｇｔｏサイリスタを用いた電力変換回路に於けるエネルギの回生装置及びその方法 | |
| US3340457A (en) | Static inverter circuit | |
| US3328667A (en) | Dc-ac inverter with protective saturating reactors | |
| JPH07211970A (ja) | 高電圧パルス発生回路 | |
| US4191994A (en) | Inverter comprising at least two controllable load thyristors | |
| US4191993A (en) | Inverter comprising at least two controllable load thyristors | |
| US3308372A (en) | Bridge type static inverter network | |
| US3351779A (en) | Circuit for suppression of voltage peaks across a rectifier | |
| JPH01268451A (ja) | 半導体素子の過電圧抑制回路 | |
| US5070426A (en) | Clipper circuit for power transistor circuit and inverter circuit utilizing the same | |
| JP3687424B2 (ja) | パルス電源装置 | |
| JP2919033B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS5840916B2 (ja) | 自然転流形ｄｃ↓−ｄｃコンバ−タ | |
| JPS58141854A (ja) | ア−ク溶接電源装置 | |
| US3986099A (en) | Multi-purpose thyristor commutation circuit | |
| JP2800029B2 (ja) | 高電圧パルス発生回路 | |
| JP2000333439A (ja) | スナバ回路及び電力変換装置 | |
| US4218731A (en) | Inverter comprising at least two controllable load thyristors | |
| SU729787A1 (ru) | Инвертор |