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JP7023970B2 - 無線通信システムにおけるアップリンクデータ転送方法及びそのための装置 - Google Patents

無線通信システムにおけるアップリンクデータ転送方法及びそのための装置 Download PDF

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Description

本発明は無線通信システムに関し、より詳しくは、端末がアップリンクデータを転送するための方法及びこれを遂行／支援する装置に関する。
移動通信システムは、ユーザの活動性を保障しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。
次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、多重続性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。
本発明の目的は、コードブックを基盤にした効率よい端末のULデータ転送動作方法を提案することにある。
また、本発明の目的はCP-OFDM waveformを基盤にした多様な／効率よいコードブックを新しく提案することにある。
本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
本発明の一態様は、無線通信システムにおける端末のコードブック基盤PUSCH（Physical Uplink Shared Channel）転送方法において、UL（uplink）転送スケジューリングのためのDCI（downlink control information）を受信するステップ、前記DCIに含まれたプリコーディング情報に基づいて前記コードブック基盤PUSCH転送を遂行するステップを含み、かつ前記PUSCHが４個のアンテナポートを使用して転送される場合、前記コードブックは、各レイヤ別に１つのポートのみを選択するための非－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第１グループ、少なくとも１つのレイヤで２つのポートを選択するための部分－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第２グループ、及び前記各レイヤ別に全てのポートを選択するための完全－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第３グループから構成できる。
また、前記非－コヒーレンスプリコーディング行列は、各列（column）当たりノン－ゼロ値を有する１つのベクトルを含む行列であり、前記部分－コヒーレンスプリコーディング行列は少なくとも１つの列でノン－ゼロ値を有する２つのベクトルを含む行列であり、前記完全－コヒーレンスプリコーディング行列はノン－ゼロ値を有するベクトルのみ含む行列でありうる。
また、前記コードブックはCP-OFDM（Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing）waveform基盤コードブックでありうる。
また、前記DCIは前記プリコーディング情報として前記PUSCH転送のために選択されたプリコーディング行列のインデックスに関する情報であるTPMI（Transmitted Precoding Matrix Indicator）を含むことができる。
また、前記TPMIは前記PUSCH転送に使われるレイヤに関する情報であるRI（Rank Indicator）と共に共同（joint）エンコーディングできる。
また、前記TPMIは前記端末に設定されたSRS（Sounding Reference Signal）資源別に指示され、かつ前記RIは前記設定されたSRS資源に対して共通的に指示できる。
また、前記TPMI及び前記RIは前記端末に設定された全てのSRS資源に対して共通的に指示できる。
また、前記TPMI及び前記RIは前記端末に設定されたSRS資源別に指示できる。
また、DMRS（Demodulation RS）ポートを決定するために前記DCI内で事前に定義されたDMRSフィールドは前記TPMIと共同エンコーディングされた前記RIによって相異するようにサイズが決定できる。
また、前記PUSCH転送方法は、前記PUSCH転送に使用可能なレイヤ数の制限情報を基地局から受信するステップをさらに含むことができる。
また、前記レイヤ数の制限情報に基づいて前記TPMI及び前記RIが共同エンコーディングされたフィールドのサイズが決定できる。
また、前記PUSCH転送方法は、前記コードブック内で前記PUSCH転送に使用可能なプリコーディング行列の制限情報を受信するステップをさらに含むことができる。
また、前記プリコーディング行列の制限情報は前記グループ単位または個別的なプリコーディング行列単位で前記PUSCH転送に使用可能な前記プリコーディング行列を指示することができる。
また、前記プリコーディング行列の制限情報に基づいて前記TPMI及び前記RIが共同エンコーディングされたフィールドのサイズが決定できる。
また、本発明の他の態様は、無線通信システムにおけるコードブック基盤PUSCH（Physical Uplink Shared Channel）を転送する端末において、無線信号を送受信するためのRF（Radio Frequency）ユニット、及び前記RFユニットを制御するプロセッサを含み、前記プロセッサは、UL（uplink）転送スケジューリングのためのDCI（downlink control information）を受信し、前記DCIに含まれたプリコーディング情報に基づいて前記コードブック基盤PUSCH転送を遂行し、かつ前記PUSCHが４個のアンテナポートを使用して転送される場合、前記コードブックは、各レイヤ別に１つのポートのみを選択するための非－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第１グループ、少なくとも１つのレイヤで２つのポートを選択するための部分－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第２グループ、及び前記各レイヤ別に全てのポートを選択するための完全－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第３グループから構成できる。
本発明の実施形態によれば、新しい無線通信システムで端末のコードブック基盤ULデータ転送動作を効率よく支援できるという効果を有する。
また、本発明の実施形態によれば、多様な転送動作（ポート別非－コヒーレント転送動作、部分－コヒーレント転送動作、完全－コヒーレント転送動作など）の支援が可能な新しいULコードブックが使われるという効果を有する。
本発明で得ることができる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
本発明が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。 一般的な多重入出力アンテナ（MIMO）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャンネルを示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムで、６４個のアンテナ要素（antenna elements）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がAAS基盤の３D（３-Dimension）ビーム形成が可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける交叉偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。 本発明が適用できるself-contained subframe構造を例示する。 TXRU及び物理的アンテナ観点でハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。 DL転送過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング動作を図式化した図である。 本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する。 本発明に適用できる端末－gNB間の概略的なULデータ転送手続きを例示する。 本発明の一実施形態に従うSB TPMI割り当てを例示した図である。 本発明の一実施形態に従う端末のPUSCH転送動作を例示した順序図である。 本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のRFモジュールの一例を示した図である。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のRFモジュールの更に他の一例を示した図である。
以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。
いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。
本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）, Gnb (next Generation NodeB) などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。
以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。
以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。
以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ－ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ－Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２－２０、Ｅ－ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（３rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ－ＵＴＲＡを使用するＥ－ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ－ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ－Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。
本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。
説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａ/NR(５G) を中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。
本発明が適用できる無線通信システム一般
図１は、本発明が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。
３GPP LTE／LTE-AではFDD（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（radio frame）構造とTDD（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。
図１で、無線フレームの時間領域でのサイズはT_s=１／（１５０００*２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク転送はT_f=３０７２００*T_s=１０msの区間を有する無線フレームで構成される。
図１の（a）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１の無線フレームは、全二重（full duplex）及び半二重（half duplex）FDDに全て適用できる。
無線フレーム（radio frame）は１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームはT_slot=１５３６０*T_s=０．５ms長さの２０個のスロットから構成され、各スロットは０から１９までのインデックスが与えられる。１つのサブフレームは時間領域（time domain）で連続的な２つのスロット（slot）から構成され、サブフレームiはスロット２i及びスロット２i+１で構成される。１つのサブフレームを転送することにかかる時間をTTI（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１msであり、１つのスロットの長さは０．５msでありうる。
FDDでアップリンク転送及びダウンリンク転送は、周波数ドメインで区分される。全二重FDDに制限がない一方、半二重FDD動作で端末は同時に転送及び受信を行うことができない。
１つのスロットは時間領域で複数のOFDM（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域で多数の資源ブロック（RB：Resource Block）を含む。３GPP LTEはダウンリンクでOFDMAを使用するのでOFDMシンボルは１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。OFDMシンボルは１つのSC-FDMAシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（resource block）は資源割り当て単位であり、１つのスロットで複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。
図１の（b）は、タイプ２のフレーム構造（frame structure type２）を示す。
タイプ２の無線フレームは、各１５３６００*T_s=５msの長さの２つのハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは３０７２０*T_s=１ms長さの５個のサブフレームから構成される。
TDDシステムのタイプ２のフレーム構造でアップリンク－ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は全てのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当て（または、予約）されるかを示す規則である。
表１は、アップリンク－ダウンリンク構成を示す。
Figure 0007023970000001
表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、‘D’はダウンリンク転送のためのサブフレームを示し、‘U’はアップリンク転送のためのサブフレームを示し、‘S’はDwPTS（Downlink Pilot Time Slot）、保護区間（GP：Guard Period）、UpPTS（Uplink Pilot Time Slot）の３種類のフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を示す。
DwPTSは、端末での初期セル探索、同期化、またはチャンネル推定に使われる。UpPTSは、基地局でのチャンネル推定と端末のアップリンク転送同期を合せることに使われる。GPは、アップリンクとダウンリンクの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によってアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。
各サブフレームiは、各T_slot=１５３６０*T_s=０．５ms長さのスロット２i及びスロット２i+１で構成される。
アップリンク－ダウンリンク構成は７種類に区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／又は個数が異なる。
表２は、スペシャルサブフレームの構成（DwPTS／GP／UpPTSの長さ）を示す。
Figure 0007023970000002
図１の例示に従う無線フレームの構造は１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるOFDMシンボルの数は多様に変更できる。
図２は、本発明が適用できる無線通信システムにおける一つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。
図２を参照すると、一つのダウンリンクスロットは時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つの資源ブロックは周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に技術するが、これに限定されるものではない。
資源グリッド上で各要素（element）を資源要素（resource element）といい、一つの資源ブロック（ＲＢ：resource block）は１２×７個の資源要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数N^DLはダウンリンク転送帯域幅（bandwidth）に従属する。
アップリンクスロットの構造はダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。
図３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。
図３を参照すると、サブフレーム内の最初スロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは制御チャンネルが割り当てられる制御領域（control region）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャンネルの一例に、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。
ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内に制御チャンネルの転送のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨはアップリンクに対する応答チャンネルであり、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報、または任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。
図４は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。
図４を参照すると、アップリンクサブフレームは周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けられる。制御領域にはアップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域はユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために一つの端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に転送しないことがある。
一つの端末に対するＰＵＣＣＨにはサブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは２個のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対はスロット境界（slot boundary）で周波数跳躍（frequency hopping）されるという。
MIMO（Multi-Input Multi-Output）
MIMO技術は今まで一般的に１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮して、多重送信（Tx）アンテナと多重受信（Rx）アンテナを使用する。言い換えると、MIMO技術は無線通信システムの送信端または受信端で多重入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を図るための技術である。以下では、“MIMO”を“多重入出力アンテナ”と称することにする。
より具体的に、多重入出力アンテナ技術は１つの完全なメッセージ（total message）を受信するために１つのアンテナ経路に依存せず、多数個のアンテナを通じて受信した複数のデータの断片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、多重入出力アンテナ技術は特定システム範囲内でデータ転送率を増加させることができ、また特定データ転送率を通じてシステム範囲を増加させることができる。
次世代の移動通信は、既存の移動通信に比べて遥かに高いデータ転送率を要求するので、効率よい多重入出力アンテナ技術が必ず必要であると予想される。このような状況でMIMO通信技術は移動通信端末と中継機などに幅広く使用することができる次世代の移動通信技術であり、データ通信拡大などによって限界状況に従って他の移動通信の転送量の限界を克服することができる技術として関心を集めている。
一方、現在研究されている多様な転送効率向上技術のうち、多重入出力アンテナ（MIMO）技術は追加的な周波数割り当てや電力増加無しでも通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として現在最も大きい注目を集めている。
図５は、一般的な多重入出力アンテナ（MIMO）通信システムの構成図である。
図５を参照すると、送信アンテナの数をN_T個に、受信アンテナの数をN_R個に同時に増やすようになれば、送信機や受信機のみで多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャンネル転送容量が増加するので、転送レート（transfer rate）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャンネル転送容量の増加に従う転送レートは１つのアンテナを用いる場合の最大転送レート（R_o）に次のようなレート増加率（R_i）が掛けられただけに理論的に増加することができる。
Figure 0007023970000003
即ち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるMIMO通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて、理論上、４倍の転送レートを獲得することができる。
このような多重入出力アンテナの技術は、多様なチャンネル経路を通過したシンボルを用いて転送信頼度を高める空間ダイバーシティ（spatial diversity）方式と、多数の送信アンテナを用いて多数のデータシンボルを同時に送信して転送率を向上させる空間マルチプレキシング（spatial multiplexing）方式とに分けられる。また、このような２つの方式を適切に結合して各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も最近多く研究されている分野である。
各々の方式に対し、より具体的に説明すると、次の通りである。
第１に、空間ダイバーシティ方式の場合には時空間ブロック符号系列と、ダイバーシティ利得と符号化利得を同時に用いる時空間トレリス（Trelis）符号系列方式がある。一般的に、ビット誤謬率改善性能と符号生成自由度はトレリス符号方式が優れるが、演算複雑度は時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシティ利得は送信アンテナ数（N_T）と受信アンテナ数（N_R）の積（N_T×N_R）に該当する量を得ることができる。
第２に、空間マルチプレキシング技法は各送信アンテナで互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、この際、受信機では送信機から同時に転送されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機ではこの干渉を適切な信号処理技法を用いて除去した後に受信する。ここに使われる雑音除去方式は、MLD（maximum likelihood detection）受信機、ZF（zero-forcing）受信機、MMSE（minimum mean square error）受信機、D-BLAST（Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time）、V-BLAST（Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time）などがあり、特に送信端でチャンネル情報を知ることができる場合にはSVD（singular value decomposition）方式などを使用することができる。
第３に、空間ダイバーシティと空間マルチプレキシングの結合された技法を挙げることができる。空間ダイバーシティ利得のみを得る場合、ダイバーシティ次数の増加に従う性能改善利得が徐々に飽和され、空間マルチプレキシング利得のみを取れば、無線チャンネルで転送信頼度が落ちる。これを解決しながら２つの利得を全て得る方式が研究されてきたものであり、そのうち、時空間ブロック符号（Double-STTD）、時空間BICM（STBICM）などの方式がある。
前述したような多重入出力アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法により説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次の通り示すことができる。
まず、図５に図示したように、N_T個の送信アンテナとN_R個の受信アンテナが存在することを仮定する。
まず、送信信号に対して説明すると、このようにN_T個の送信アンテナがある場合、最大転送可能な情報はN_T個であるので、これを次のようなベクトルで示すことができる。
Figure 0007023970000004
一方、各々の転送情報s_１，s_２，．．．，s_N_Tにおいて、転送電力を異にすることができ、この際、各々の転送電力をP_１，P_２，．．．，P_N_Tとすれば、転送電力が調整された転送情報は次のようなベクトルで示すことができる。
Figure 0007023970000005
また、数式３の転送電力が調整された転送情報を転送電力の対角行列Pで次の通り示すことができる。
Figure 0007023970000006
一方、数式４の転送電力が調整された情報ベクトルは、その後、加重値行列Wが掛けられて実際に転送されるN_T個の転送信号x_１，x_２，．．．，x_N_Tを構成する。ここで、加重値行列は転送チャンネル状況などによって転送情報を各アンテナに適切に分配してくれる役割を遂行する。このような転送信号x_１，x_２，．．．，x_N_Tをベクトルxを用いて次の通り示すことができる。
Figure 0007023970000007
ここで、w_ijはi番目の送信アンテナとj番目の転送情報との間の加重値を示し、Wはこれを行列で示したものである。このような行列Wを加重値行列（Weight Matrix）またはプリコーディング行列（Precoding Matrix）と称する。
一方、前述したような転送信号（x）は空間ダイバーシティを使用する場合と空間マルチプレキシングを使用する場合とに分けて考えて見ることができる。
空間マルチプレキシングを使用する場合は互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルsの元素が全て異なる値を有するようになる一方、空間ダイバーシティを使用するようになれば、同一な信号を多数のチャンネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルsの元素が全て同一な値を有するようになる。
勿論、空間マルチプレキシングと空間ダイバーシティを混合する方法も考慮することができる。即ち、例えば３個の送信アンテナを通じて同一な信号を空間ダイバーシティを用いて転送し、残りは各々異なる信号を空間マルチプレキシングして送る場合も考慮することができる。
次に、受信信号はN_R個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号y_１，y_２，．．．，y_N_Rをベクトルyで次の通り示すことにする。
Figure 0007023970000008
一方、多重入出力アンテナ通信システムにおけるチャンネルをモデリングする場合、各々のチャンネルは送受信アンテナインデックスによって区分することができ、送信アンテナjから受信アンテナiを経るチャンネルをh_ijと表示することにする。ここで、h_ijのインデックスの順序が受信アンテナインデックスが先に、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。
このようなチャンネルは多数個を１つに縛ってベクトル及び行列形態にも表示可能である。ベクトル表示を例にして説明すると、次の通りである。
図６は、多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャンネルを示す図である。
図６に図示したように、総N_T個の送信アンテナから受信アンテナiに到着するチャンネルは、次の通り表現可能である。
Figure 0007023970000009
また、前記数式７のような行列表現を通じてN_T個の送信アンテナからN_R個の受信アンテナを経るチャンネルを全て示す場合、次の通り示すことができる。
Figure 0007023970000010
一方、実際のチャンネルは前記のようなチャンネル行列Hを経た後に白色雑音（AWGN：Additive White Gaussian Noise）が加えられるようになるので、N_R個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音n_１，n_２，．．．，n_N_Rをベクトルで表現すると、次の通りである。
Figure 0007023970000011
前述したような転送信号、受信信号、チャンネル、及び白色雑音のモデリングを通じて多重入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を通じて示すことができる。
Figure 0007023970000012
一方、チャンネルの状態を示すチャンネル行列Hの行と列の数は送受信アンテナ数により決定される。チャンネル行列Hは、前述したように、行の数は受信アンテナの数N_Rと等しくなり、列の数は送信アンテナの数N_Rと等しくなる。即ち、チャンネル行列HはN_R×N_R行列となる。
一般的に、行列のランク（rank）は互いに独立的な（independent）行または列の個数のうち、最小個数に定義される。したがって、行列のランクは行または列の個数より大きいことができなくなる。数式的に例を挙げれば、チャンネル行列Hのランク（rank（H））は、次の通り制限される。
Figure 0007023970000013
また、行列を固有値分解（Eigen value decomposition）を行った時、ランクは固有値（eigen value）のうち、０でない固有値の個数に定義することができる。類似な方法に、ランクをSVD（singular value decomposition）した時、０でない特異値（singular value）の個数に定義することができる。したがって、チャンネル行列でランクの物理的な意味は与えられたチャンネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数ということができる。
本明細書において、MIMO転送に対する‘ランク（Rank）’は特定時点及び特定周波数資源で独立的に信号を転送することができる経路の数を示し、‘レイヤ（layer）の個数’は各経路を通じて転送される信号ストリームの個数を示す。一般的に、送信端は信号転送に用いられるランク数に対応する個数のレイヤを転送するので、特別な言及がない限り、ランクはレイヤ個数と同一な意味を有する。
参照信号（RS：Reference Signal）
無線通信システムで、データは無線チャンネルを通じて転送されるので、信号は転送中に歪曲されることがある。受信端で歪曲された信号を正確に受信するために、受信された信号の歪曲はチャンネル情報を用いて補正されなければならない。チャンネル情報を検出するために送信側と受信側全て知っている信号転送方法と、信号がチャンネルを通じて転送される時に歪曲された程度を用いてチャンネル情報を検出する方法を主に用いる。前述した信号をパイロット信号または参照信号（RS：reference signal）という。
また、最近、大部分の移動通信システムでパケットを転送する時、今まで１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多重入出力アンテナを用いてデータを送受信する時、信号を正確に受信するために送信アンテナと受信アンテナとの間のチャンネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは個別的な参照信号を有しなければならない。
移動通信システムで、RSはその目的によって２つに大別できる。チャンネル情報獲得のための目的のRSと、データ復調のために使われるRSがある。前者は、UEがダウンリンクへのチャンネル情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に転送されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないUEでもそのRSを受信し測定できなければならない。また、これはハンドオーバーなどの無線資源管理（RRM：Radio Resource Management）測定などのためにも使われる。後者は、基地局がダウンリンクを送る時に該当リソースに共に送るRSであって、UEは該当RSを受信することによって、チャンネル推定をすることができ、したがってデータを復調できるようになる。このRSはデータが転送される領域に転送されなければならない。
下向き参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャンネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（CRS：common RS）と、特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（dedicated RS）がある。このような参照信号を用いて復調（demodulation）とチャンネル測定（channel measurement）のための情報を提供することができる。即ち、DRSはデータ復調用のみに使われて、CRSはチャンネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的に全て使われる。
受信側（即ち、端末）はCRSからチャンネル状態を測定し、CQI（Channel Quality Indicator）、PMI（Precoding Matrix Index）、及び／又はRI（Rank Indicator）のようなチャンネル品質と関連した指示子を送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。CRSはセル特定基準信号（cell-specific RS）ともいう。一方、チャンネル状態情報（CSI：Channel State Information）のフィードバックと関連した参照信号をCSI-RSと定義することができる。
DRSは、PDSCH上のデータ復調が必要な場合、資源要素を通じて転送できる。端末は上位階層を通じてDRSの存否を受信することができ、相応するPDSCHがマッピングされた時のみ有効である。DRSを端末特定参照信号（UE-specific RS）または復調参照信号（DMRS：Demodulation RS）ということができる。
CSI-RS構成（configuration）
現在LTE標準でCSI-RS構成（configuration）に関するパラメータとしてantennaPortsCount、subframeConfig、resourceConfigなどが存在する。このようなパラメータは、CSI-RSがいくつのアンテナポートで転送されるのか、CSI-RSが転送されるサブフレームの周期及びオフセットがどうなるのか、そして該当サブフレームでどんなRE（Resource Element）位置（例えば、周波数とOFDMシンボルインデックス）で転送されるのかなどを指示する。具体的に、基地局は特定CSI-RS構成をUEに指示／伝達する時、次のような内容のパラメータ／情報を伝達する。
－ antennaPortsCount：CSI-RSの転送のために使われるアンテナポート数を示すパラメータ（Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals）（例えば、１CSI-RSポート、２CSI-RSポート、４CSI-RSポート、あるいは８CSI-RSポート）
－ resourceConfig：CSI-RS割り当て資源位置に関するパラメータ
－ subframeConfig：CSI-RSが転送されるサブフレーム周期及びオフセットに関するパラメータ
－ p-C：CSIフィードバックCSI-RSのための参照PDSCH転送パワーに関するUEの仮定に関して、PcはUEがCSIフィードバックを導出する時、CSI-RS EPREに対してPDSCH EPREの仮定された割合に該当し、１dBサイズ単位で［－８、１５］dB範囲の値を取る（Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS, Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-８, 1５] dB with 1 dB step size）
－ zeroTxPowerResourceConfigList：zero-power CSI-RS構成に関するパラメータ
－ zeroTxPowerSubframeConfig：zero-power CSI-RSが転送されるサブフレーム周期及びオフセットに関するパラメータ
マッシブMIMO（Massive MIMO）
多数のアンテナを有するMIMOシステムをマッシブMIMO（Massive MIMO）システムと称することができ、スペクトル効率（spectral efficiency）、エネルギー効率（energy efficiency）、プロセシング複雑度（processing complexity）を向上させるための手段として注目されている。
最近、３GPPでは未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満たすためにマッシブMIMOシステムに対する議論が始まった。マッシブMIMOは全－次元MIMO（FD-MIMO：Full-Dimension MIMO）とも称される。
LTEリリーズ（Rel：release）－１２の以後の無線通信システムでは能動アンテナシステム（AAS：Active Antenna System）の導入が考慮されている。
信号の位相及びサイズを調整することができる増幅器とアンテナが分離されている既存の受動アンテナシステムとは異なり、AASは各々のアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。
AASは能動アンテナ使用によって増幅器とアンテナを連結するための別途のケーブル、コネクタ、その他のハードウェアなどが必要せず、したがって、エネルギー及び運用費用側面で効率性の高い特徴を有する。特に、AASは各アンテナ別電子式ビーム制御（electronic beam control）方式を支援するので、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成するなどの進歩したMIMO技術を可能にする。
AASなどの進歩したアンテナシステムの導入により多数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模MIMO構造も考慮されている。一例に、既存の一字型アンテナ配列とは異なり、２次元（２D：２-Dimension）アンテナ配列を形成する場合、AASの能動アンテナにより３次元ビームパターンを形成することができる。
図７は、本発明が適用できる無線通信システムで６４個のアンテナ要素（antenna elements）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。
図７では一般的な２次元（２D：２Dimension）アンテナ配列を例示しており、図７のようにN_t=N_v・N_h個のアンテナが正方形の形態を有する場合を考慮することができる。ここで、N_hは水平方向にアンテナ列の個数を、N_vは垂直方向にアンテナ行の個数を示す。
このような２D構造のアンテナ配列を用いると、３次元空間で転送ビームを制御できるように無線波長（radio wave）が垂直方向（高度（elevation））及び水平方向（方位角（azimuth））に全て制御できる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと称することができる。
図８は、本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がAAS基盤の３D（３-Dimension）ビーム形成が可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。
図８は前述した例を図式化したものであって、２次元アンテナ配列（即ち、２D-AAS）を用いた３D MIMOシステムを例示する。
送信アンテナ観点で、前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく、垂直方向への準－靜的または動的なビーム形成を遂行することができ、一例に、垂直方向のセクター形成などの応用を考慮することができる。
また、受信アンテナ観点では大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成する時、アンテナ配列利得（antenna array gain）に従う信号電力上昇効果を期待することができる。したがって、アップリンクの場合、基地局が多数のアンテナを通じて端末から転送される信号を受信することができ、この際、端末は干渉影響を減らすために大規模受信アンテナの利得を考慮して自身の送信電力を非常に低く設定することができる長所がある。
図９は、本発明が適用できる無線通信システムにおける交叉偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。
偏波（Polarization）を考慮した２D平面配列アンテナ（planar antenna array）モデルの場合、図８のように図式化することができる。
受動的アンテナ（passive antenna）に従う既存のMIMOシステムとは異なり、能動アンテナに基づいたシステムは各アンテナ要素に付着された（または、含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に加重値を適用することによって、アンテナ要素の利得（gain）を動的に調節することができる。放射パターン（radiation pattern）は、アンテナ要素の個数、アンテナ間隔（spacing）などのアンテナ配置（arrangement）に依存するので、アンテナシステムはアンテナ要素レベルでモデリングできる。
図９の例示のようなアンテナ配列モデルを（M、N、P）と示すことができ、これはアンテナ配列構造を特徴づけるパラメータに該当する。
Mは、各列（即ち、垂直方向で）で同一な偏波（polarization）を有しているアンテナ要素（antenna element）の個数（即ち、各列で+４５゜傾斜（slant）を有しているアンテナ要素の個数、または各列で－４５゜傾斜（slant）を有しているアンテナ要素の個数）を示す。
Nは、水平方向の列の個数（即ち、水平方向でアンテナ要素の個数）を示す。
Pは、偏波（polarization）の次元（dimension）の個数を示す。図１２の場合のように交叉偏波（cross polarization）の場合、P=２であるが、同一偏波（co-polarization）の場合、P=１である。
アンテナポート（antenna port）は物理的アンテナ要素（physical antenna element）にマッピングできる。アンテナポート（antenna port）は該当アンテナポートと関連した参照信号により定義できる。例えば、LTEシステムで、アンテナポート０はCRS（Cell-specific Reference Signal）と関連し、アンテナポート６はPRS（Positioning Reference Signal）と関連できる。
一例に、アンテナポートと物理的アンテナ要素の間は一対一マッピングできる。単一の交叉偏波（cross polarization）アンテナ要素がダウンリンクMIMOまたはダウンリンク転送ダイバーシティのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０は１つの物理的アンテナ要素にマッピングされる一方、アンテナポート１は他の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、更に他の１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。
他の一例に、単一のアンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。ビームフォーミング（beamforming）のために使われる場合などがこれに該当できる。ビームフォーミングは多重の物理的アンテナ要素を用いることによって、ダウンリンク転送が特定端末に向かうようにすることができる。一般的に、多重の交叉偏波（cross polarization）アンテナ要素の多重の列（column）で構成されるアンテナ配列（antenna array）を使用してこれを達成することができる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生した単一のダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のためのCRSと関連し、更に他の１つはアンテナポート１のためのCRSと関連する。
即ち、アンテナポートは基地局で物理的アンテナ要素から転送された実際ダウンリンク転送でない、端末の立場でのダウンリンク転送を示す。
他の一例に、多数のアンテナポートがダウンリンク転送のために使われるが、各アンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合は、アンテナ配列がダウンリンクMIMOまたはダウンリンクダイバーシティのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０及び１は各々多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、更に他の１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。
FD-MIMOでは、データストリームのMIMOプリコーディングはアンテナポート仮想化、トランシーバーユニット（または、送受信ユニット）（TXRU：transceiver unit）仮想化、アンテナ要素パターンを経ることができる。
アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがTXRU上でプリコーディングされる。TXRU仮想化は、TXRU信号がアンテナ要素上でプリコーディングされる。アンテナ要素パターンは、アンテナ要素から放射される信号は方向性の利得パターン（directional gain pattern）を有することができる。
既存の送受信機（transceiver）モデリングでは、アンテナポートとTXRUとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、TXRU仮想化効果はTXRU仮想化及びアンテナ要素パターンの効果の全てを含む静的な（TXRU）アンテナパターンに合わせられる。
アンテナポート仮想化は、周波数－選択的な方法により遂行できる。LTEでアンテナポートは参照信号（または、パイロット）と共に定義される。例えば、アンテナポート上でプリコーディングされたデータ転送のために、DMRSがデータ信号と同一な帯域幅で転送され、DMRSとデータ全て同一なプリコーダー（または、同一なTXRU仮想化プリコーディング）にプリコーディングされる。CSI測定のためにCSI-RSは多重のアンテナポートを通じて転送される。CSI-RS転送において、端末でデータプリコーディングベクトルのためのTXRU仮想化プリコーディング行列を推定することができるようにCSI-RSポートとTXRUとの間のマッピングを特徴づけるプリコーダーは固有な行列に設計できる。
TXRU仮想化方法は、１次元TXRU仮想化（１D TXRU virtualization）と２次元TXRU仮想化（２D TXRU virtualization）が論議され、これに対して以下の図面を参照して説明する。
図１０は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。
１D TXRU仮想化において、M_TXRU個のTXRUは同一な偏波（polarization）を有する単一の列（column）アンテナ配列で構成されるM個のアンテナ要素と関連する。
２D TXRU仮想化において、先の図１２のアンテナ配列モデル構成（M、N、P）に相応するTXRUモデル構成は（M_TXRU、N、P）と示すことができる。ここで、M_TXRUは２D同一な列、同一な偏波（polarization）に存在するTXRUの個数を意味し、M_TXRU≦Mを常に満たす。即ち、TXRUの総個数はM_TXRU×N×Pの通りである。
TXRU仮想化モデルはアンテナ要素とTXRUとの相関関係によって図１３（a）のようにTXRU仮想化（virtualization）モデルオプション－１：サブ－配列分割モデル（sub-array partition model）と図１３（b）のようにTXRU仮想化モデルオプション－２：全域連結（full-connection）モデルに区分できる。
図１０（a）を参照すると、サブ－配列分割モデル（sub-array partition model）の場合、アンテナ要素は多重のアンテナ要素グループに分割され、各TXRUはグループのうちの１つと連結される。
図１０（b）を参照すると、全域連結（full-connection）モデルの場合、多重のTXRUの信号が結合されて単一のアンテナ要素（または、アンテナ要素の配列）に伝達される。
図１０で、qは１つの列（column）内のM個の同一な偏波（co-polarized）を有するアンテナ要素の送信信号ベクトルである。wは広帯域TXRU仮想化加重値ベクトル（wideband TXRU virtualization weight vector）であり、Wは広帯域TXRU仮想化加重値行列（wideband TXRU virtualization weight matrix）である。xはM_TXRU個のTXRUの信号ベクトルである。
ここで、アンテナポートとTXRUとのマッピングは一対一（１-to-１）または一対多（１-to-many）でありうる。
図１０で、TXRUとアンテナ要素との間のマッピング（TXRU-to-element mapping）は１つの例示を示すものであり、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェア観点でその他の多様な形態に具現できるTXRUとアンテナ要素との間のマッピングにも本発明が同一に適用できる。
CSI（Channel-State Information）－Reference Signal（CSI-RS）定義
転送モード９が設定されたサービングセル及びUEに対し、UEは１つのCSI-RS資源構成の設定を受けることができる。転送モード１０が設定されたサービングセル及びUEに対し、UEは１つ以上のCSI-RS資源構成の設定を受けることができる。CSI-RSに対し、non-zero転送電力を仮定しなければならないUEのための以下のパラメータは各々のCSI-RS資源構成に対する上位階層シグナリングを通じて設定される：
－ CSI-RS資源構成識別子（UEに転送モード１０が設定された場合）
－ CSI-RSポートの数
－ CSI-RS構成
－ CSI-RSサブフレーム構成I_（CSI-RS）
－ CSIフィードバック（P_c）のための基準PDSCH転送電力に対するUEの仮定（UEに転送モード９が設定された場合）
－ UEに転送モード１０が設定されれば、各々のCSIプロセスに対するCSIフィードバック（P_c）のための基準PDSCH転送電力に対するUE仮定。CSIサブフレームセットC_（CSI、０）及びC_（CSI、１）がCSIプロセスのための上位階層により設定されれば、CSIプロセスの各CSIサブフレームセットのためのP_cが設定される。
－ Pseudo-randomシーケンス生成器パラメータ（n_ID）。
－ UEが上位階層パラメータCSI-Reporting-Typeの設定を受けて、CSI報告タイプがCSIプロセスに対する‘CLASS A’に設定された場合、CDMタイプパラメータ。
－ UEに転送モード１０が設定された場合、以下のパラメータを有するCRSアンテナポート及びCSI-RSアンテナポートのQCL type BのUE仮定に対する上位階層パラメータqcl-CRS-Info-r１１：
－ qcl-ScramblingIdentity-r１１。
－ crs-PortsCount-r１１。
－ mbsfn-SubframeConfigList-r１１。
P_cはUEがCSIフィードバックを導出し、１dBステップサイズに［－８、１５］dB範囲内の値を取る時、CSI-RS EPRE（Energy Per Resource Element）に対するPDSCH EPREの推定された割合であり、ここで、PDSCH EPREはセル関連RS EPREに対するPDSCH EPREの割合に対するシンボル数と対応する。
UEは、サービングセルの同一なサブフレームでCSI-RS及びPMCHの構成を期待しない。
フレーム構造タイプ２サービングセルと４個のCRSポートの場合、UEは、一般CP（Cyclic Prefix）の場合は［２０－３１］セット、または拡張CPの場合は［１６－２７］セットに属したCSI-RS構成インデックスを受信することを期待しない。
UEは、CSI-RS資源構成のCSI-RSアンテナポートの間には遅延拡散、ドップラー拡散、ドップラーシフト、平均利得、及び平均遅延に対してQCLされると仮定することができる。
転送モード１０及びQCL Type Bが設定されたUEは、CSI-RS資源構成に対応するqcl-CRS-Info-r１１と関連したアンテナポート０－３を仮定することができ、CSI-RS資源構成に対応するアンテナポート１５－２２はドップラーシフト（Doppler shift）及びドップラー拡散（Doppler spread）に対してQCLされたと仮定することができる。
UEに転送モード１０及び上位階層パラメータCSI-Reporting-Typeが設定され、CSI-Reporting-Typeは‘CLASS B’に設定され、CSIプロセスのために構成されたCSI-RS資源の個数が１つ以上であり、QCL type Bが設定された場合、UEは上位階層パラメータqcl-CRS-Info-r１１と相異する値を有するCSIプロセスに対するCSI-RS資源構成を受信することを期待しない。
CSI-RS転送のために構成／設定されたサブフレームで、参照信号シーケンス
Figure 0007023970000014
はアンテナポートpの参照シンボルに使われる複素数値（complex-valued）変調シンボル
Figure 0007023970000015
にマッピングできる。このようなマッピングは上位階層パラメータCDMTypeに依存する。
CDMTypeがCDM４に該当しない場合、以下の数式１２に従うマッピングが遂行できる。
Figure 0007023970000016
CDMTypeがCDM４に該当する場合、以下の数式１３に従うマッピングが遂行できる。
Figure 0007023970000017
数式１３の
Figure 0007023970000018
は以下の表６により決定される。表３は、CDM４に対するシーケンス
Figure 0007023970000019
を示す。
Figure 0007023970000020
OFDMヌメロロジー（numerology）
より多い通信機器がより大きい通信容量を要求するようになることによって、既存のRAT（Radio Access Technology）に比べて向上したモバイル広帯域（mobile broadband）通信に対する必要性が台頭されている。また、多数の機器及び事物を連結していつでもどこでも多様なサービスを提供するmassive MTC（massive Machine Type Communications）も次世代の通信で考慮される主要問題のうちの１つである。だけでなく、次世代の通信で信頼度（reliability）及び遅延（latency）に敏感なサービス／UEを考慮した通信システムデザインが論議されている。このように、進歩したモバイル広帯域通信（enhanced mobile broadband communication）、massive MTC、URLLC（Ultra-Reliable and Low Latency Communication）などを考慮した次世代RATの導入が論議されており、このような技術を‘new RAT（NR）’と通称できる。
New RATシステムはOFDM転送方式またはこれと類似な転送方式を使用し、代表的に以下の表４のOFDMヌメロロジーを有する。
Figure 0007023970000021
Self-contained subframe structure
TDDシステムでデータ転送遅延を最小化するために５世代new RATでは図１１のように制御チャンネルとデータチャンネルがTDMされたself-contained subframe構造が考慮されている。
図１１は、本発明が適用できるself-contained subframe構造を例示する。
図１１で、斜線を施した領域はDCI伝達のための物理チャンネルPDCCHの転送領域を示し、黒色部分はUCI（Uplink Control Information）伝達のための物理チャンネルPUCCHの転送領域を示す。
DCIを通じてeNBがUEに伝達する制御情報には、UEが知っていなければならないセル（cell）構成に関する情報、DLスケジューリングなどのDL特定（specific）情報、及び／又はUL承認（grant）などのUL特定情報などが存在することができる。また、UCIを通じてUEがeNBに伝達する制御情報には、DLデータに対するHARQのACK／NACK報告、DLチャンネル状態に対するCSI報告、及び／又はSR（Scheduling Request）などが存在することができる。
図１１で、表示のない領域はダウンリンクデータのための物理チャンネルPDSCH転送領域に使われることもでき、アップリンクデータのための物理チャンネルPUSCH転送領域に使われることもできる。このような構造の特徴は１つのSF（subframe）内でDL転送とUL転送が順次に進行されて、該当SF内でDLデータを転送し、UL ACK／NACKを受信することもできる。したがって、本構造に従う場合、データ転送エラー発生時、データ再転送までかかる時間が減るようになり、これによって最終データ伝達の遅延（latency）が最小化できる。
このようなself-contained subframe構造で基地局とUEが送信モードから受信モードに転換される過程、または受信モードから送信モードに転換される過程のための時間間隔（time gap）が必要である。このために、サブフレーム構造でDLからULに転換される時点の一部OFDMシンボルがGPに設定されることができ、このようなサブフレームタイプは‘self-contained SF’と称されることができる。
Analog beamforming
Millimeter Wave（mmW）では波長が短くなって同一面積に多数個のアンテナ要素の設置が可能になる。即ち、３０GHz帯域で波長は１cmであって、５ by ５cmのパネルに０．５lambda（波長）間隔で２－次元配列形態に総６４（８X８）個のアンテナ要素（element）設置が可能である。したがって、mmWでは多数個のアンテナ要素を使用してbeamforming（BF）利得を高めてカバレッジを増加させるか、または収率（throughput）を高めようとする。
この場合、アンテナ要素別に転送パワー及び位相調節可能にTXRU（transceiver unit）を有すれば、周波数資源別に独立的なビームフォーミングが可能である。しかしながら、１００余個のアンテナ要素全てにTXRUを設置するには価格面で実効性が落ちる問題を有するようになる。したがって、１つのTXRUに多数個のアンテナ要素をマッピングし、analog phase shifterでビームの方向を調節する方式が考慮されている。このようなanalog beamforming方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを作ることができるので、周波数選択的ビームフォーミングをしてくれることができないという短所を有する。
Digital BFとanalog BFの中間形態にQ個のアンテナ要素より少ない個数であるB個のTXRUを有するhybrid BFを考慮することができる。この場合、B個のTXRUとQ個のアンテナ要素の連結方式によって差異はあるが、同時に転送できるビームの方向はB個以下に制限される。
また、New RATシステムでは多数のアンテナが使われる場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングを結合したハイブリッドビームフォーミング技法が台頭されている。この際、アナログビームフォーミング（または、RF（radio frequency）ビームフォーミング）はRF端でプリコーディング（または、コンバイニング）を遂行する動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングでBaseband端とRF端は各々プリコーディング（または、コンバイニング）を遂行し、これによってRFチェーン数とD（digital）／A（analog）（または、A／D）コンバータ数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近接した性能を出すことができるという長所がある。便宜上、ハイブリッドビームフォーミング構造はN個のトランシーバーユニット（TXRU）とM個の物理的アンテナで表現できる。すると、送信端で転送するL個のデータ階層に対するデジタルビームフォーミングはN by L行列で表現されることができ、以後、変換されたN個のデジタル信号はTXRUを経てアナログ信号に変換された後、M by N行列で表現されるアナログビームフォーミングが適用される。
図１２は、TXRU及び物理的アンテナ観点でハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。図１２で、デジタルビームの個数はL個であり、アナログビームの個数はN個である場合を例示する。
New RATシステムでは、基地局がアナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように設計して、特定地域に位置した端末に一層効率よいビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。延いては、図１２で特定のN個のTXRUとM個のRFアンテナを１つのアンテナパネル（panel）に定義する時、New RATシステムでは互いに独立的なハイブリッドビームフォーミングの適用が可能な複数のアンテナパネルを導入する方案まで考慮されている。
基地局が複数のアナログビームを活用する場合、端末別に信号受信に有利なアナログビームが異なることがあるので、少なくとも同期化信号（Synchronization signal）、システム情報、ページングなどに対しては特定subframe（SF）で基地局が適用する複数のアナログビームをシンボル別に変更して全ての端末が受信機会を有することができるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。
図１３は、DL転送過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング動作を図式化した図である。
図１３で、New RATシステムのシステム情報がブロードキャスティング方式により転送される物理的資源（または、物理チャンネル）をxPBCH（physical broadcast channel）と命名した。
図１３を参照すると、１つのシンボル内で互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビームは同時に転送できる。アナログビーム別にチャンネルを測定するために、図１３に図示したように、（特定アンテナパネルに対応する）単一アナログビームが適用されて転送されるRSであるビームRS（BRS）を導入する方案が論議されている。BRSは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、BRSの各アンテナポートは単一アナログビームに対応できる。この際、BRSとは異なり、同期化信号またはxPBCHは任意の端末がよく受信することができるようにアナログビームグループ内の全てのアナログビームが適用されて転送できる。
LTEでのRRM測定
LTEシステムでは、電力制御、スケジューリング、セル検索、セル再選択、ハンドオーバー、無線リンク、または連結モニターリング、連結確立／再－確立などのためのRRM動作を支援する。サービングセルは端末にRRM動作を遂行するための測定値であるRRM測定情報を要請することができる。代表的に、LTEシステムでは、端末が各Cellに対してセル検索情報、RSRP（reference signal received power）、RSRQ（reference signal received quality）などの情報を測定／獲得して報告することができる。具体的に、LTEシステムで、端末はサービングセルからRRM測定のための上位階層信号に‘measConfig’の伝達を受ける。端末は、前記‘measConfig’の情報によってRSRPまたはRSRQを測定することができる。ここで、LTEシステムのTS ３６．２１４文書に従うRSRP、RSRQ、及びRSSIの定義は以下の通りである。
［RSRP］
参照信号受信電力（RSRP）は考慮された測定周波数帯域幅内でCRS（cell-specific RS）を伝達する資源要素の電力寄与度（power contributions）（［W］で）に対する線形平均（linear average）に定義される。RSRP決定のためにTS３６．２１１［３］に従うCRS R０が使われなければならない。端末がR１が有効（available）であるということを信頼性あるように（reliably）検出することができる場合、R０に追加してR１を使用してRSRPを決定することができる。
RSRPの参照ポイントは、UEのアンテナコネクタにならなければならない。
もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシティブランチ（branch）に対応するRSRPより小さくてはならない。
［RSRQ］
参照信号受信品質（RSRQ）は、割合N×RSRP／（E-UTRA搬送波RSSI）（即ち、E-UTRA搬送波RSSI対N×RSRP）に定義され、ここで、NはE-UTRA搬送波RSSI測定帯域幅のRB数である。分子と分母の測定は同一な資源ブロック集合に対してなされなければならない。
E-UTRA搬送波受信信号強度指示子（RSSI）は、測定帯域幅で全てのソース（共同－チャンネル（co-channel）サービング及び非－サービングセル含み）からのN個の資源ブロックに対してアンテナポート０に対する参照シンボルを含むOFDMシンボルのみで端末により観察／測定された総受信電力（［W］で）の線形平均とチャンネル干渉、熱雑音などを含むことができる。上位階層シグナリングがRSRQ測定を遂行するための特定サブフレームを指示する場合、RSSIは指示されたサブフレーム内の全てのOFDMシンボルに対して測定できる。
RSRQに対する参照ポイントはUEのアンテナコネクタにならなければならない。
もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシティブランチに対応するRSRQより小さくてはならない。
［RSSI］
RSSIは受信機パルス整形フィルタ（receiver pulse shaping filter）により定義された帯域幅内で受信機で発生する熱雑音及び雑音を含んで受信された広帯域電力に該当することができる。
測定のための参照ポイントは端末のアンテナコネクタにならなければならない。
もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別受信アンテナブランチに対応するUTRA搬送波RSSIより小さくてはならない。
前記定義によって、LTEシステムで動作する端末は内部周波数測定（Intra-frequency measurement）である場合にはSIB３（system information block type３）で転送される許容された測定帯域幅関連情報要素（IE：information element）を通じて、周波数間測定（Inter-frequency measurement）である場合にはSIB５（system information block type ５）で転送される許容された測定帯域幅を通じて６、１５、２５、５０、７５、１００RB（resource block）のうちの１つに対応する帯域幅でRSRPを測定するように許容されることができる。または、前記IEがない場合、端末は基本（Default）に全体DLシステムの周波数帯域で測定することができる。この際、端末が許容された測定帯域幅を受信する場合、端末は該当値を最大測定帯域幅と見なして、該当帯域幅／値以内で自由にRSRPの値を測定することができる。但し、サービングセルがWB（wideband）-RSRQに定義されるIEを転送し、許容された測定帯域幅を５０RB以上に設定すれば、端末は全体許容された測定帯域幅に対するRSRP値を計算しなければならない。一方、RSSIはRSSI帯域幅の定義によって端末の受信機が有する周波数帯域で測定できる。
図１４は、本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する。
図１４を参照すると、パネルアンテナアレイは各々水平ドメインにMg個及び垂直ドメインにNg個のパネルで構成され、各１つのパネルはM個の列とN個の行で構成できる。特に、本図面でパネルはX-pol（交叉偏波（cross polarization））アンテナを基準に図示された。したがって、図１７の総アンテナ要素の個数は２*M*N*Mg*Ng個でありうる。
新しいコードブック提案
以下では、New RATと同一な環境でのULプリコーディングのための新しいコードブックデザインを提案する。また、追加的に、ULコードブックサブセット制限に対しても提案する。
図１４のように、New RATではマルチパネル機能が支援されるが、本明細書では説明の便宜上、シングルパネルを優先的に考慮してコードブックデザインを提案する。
１つのパネル内の２Dアンテナアレイに適用される２D DFT（Discrete Fourier Transform）ビームは数式１４のように定義できる。
Figure 0007023970000022
ここで、m１とm２は各々最初の及び２番目ドメインの１D-DFTコードブックインデックスに該当する。また、N１及びN２はパネルで各々第１次元（１st dimension）及び第２次元（２nd dimension）の偏波（polarization）別アンテナポート個数に該当し、o１及びo２はパネルで各々第１次元（１st dimension）及び第２次元（２nd dimension）のオーバーサンプリング因子（oversampling factor）に該当する。
数式１４のように提案されたコードブックの場合、数式１５のようなデュアルステージ構造に従う。
Figure 0007023970000023
ここで、W１（第１のPMI）は長期（long-term）／広域（wideband）の特性を示し、主にビームグルーピング及び／又はビーム別広帯域電力制御の役割を遂行する。W２（第２のPMI）は短期（short-term）／サブ帯域（subband）の特性を示し、W１により選択されたビームグループ内でのビーム選択と交叉偏波を有するアンテナポートの偏波別位相－一致（co-phase）役割を遂行する。
表５は、アンテナポート｛２０、２１｝での転送のためのLTE ULコードブックを例示する。
Figure 0007023970000024
表６は、
Figure 0007023970000025
の場合、アンテナポート｛４０、４１、４２、４３｝での転送のためのLTE ULコードブックを例示する。
Figure 0007023970000026
表７は、
Figure 0007023970000027
の場合、アンテナポート｛４０、４１、４２、４３｝での転送のためのLTE ULコードブックを例示する。
Figure 0007023970000028
表８は、
Figure 0007023970000029
の場合、アンテナポート｛４０、４１、４２、４３｝での転送のためのLTE ULコードブックを例示する。
Figure 0007023970000030
表９は、
Figure 0007023970000031
の場合、アンテナポート｛４０、４１、４２、４３｝での転送のためのLTE ULコードブックを例示する。
Figure 0007023970000032
NRではUEがUL転送のための最大空間レイヤ数（N）に対する性能（capability）を報告するように支援することができる。
また、NRでは報告された性能を基盤にUEに対するULコードブックを支援し、次のうちの少なくとも１つが支援される：
－ Alt １：ネットワークは各々のアンテナポート個数に対応する多重（multiple）コードブックを設定（configure）する。
－ Alt ２：ネットワークは可変的なアンテナポート個数を支援する拡張可能（scalable）／集合された（nested）コードブックを設定する。
－ Alt ３：ネットワークはUE性能と同一なコードブックを設定する。
－ Alt４：UEはコードブックのサブセットを推薦する。本Altは前述したAltのうち、少なくとも１つに含まれることができる。
〇 与えられた数のTXアンテナポートに対応するコードブックは特定コードブックに固定されるか、または設定可能（configurable）である。
ULコードブック構造には、次の２つのうちの少なくとも１つが支援できる：
－ Alt ０：単一－ステージコードブック
－ Alt １：二重－ステージコードブック
ULコードブック設計時、LTEコードブックの再使用、多重－パネルによる影響などが考慮されなければならない。
NRではULのためのwaveformにCP-OFDM（Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing）とDFTs-OFDMが全て使われることができる。LTEではDFTs-OFDMのようなwaveformを考慮したので、単一キャリア属性（single carrier property）を考慮してPAPR（peak-to-average power ratio）を低めることを主設計目的にした。その結果、LTEではCM（cubic metric）保存（preserving）の特性を有するコードブックが使われた。このようなコードブックは、ランク＞１の場合、各ポート別レイヤ電力和が同一であるように構成される特性を有し、ランク=１の場合、特定アンテナポート（場合によってアンテナ要素になることができるが、説明の便宜のために、以下、‘ポート’と通称する）をturn-off（または、非選択／不活性化）することができるコードワード（例えば、non-coherent／partialコードワード）を含んでいる。
本発明では、新しい無線通信システムに適用できるULコードブック構成／設定／適用方式に対して提案する。
これを説明する前に、図１５を参照して端末－gNB間の概略的なULデータ転送手続きを説明する。
図１５は、本発明に適用できる端末－gNB間の概略的なULデータ転送手続きを例示する。
１）端末は、端末のSRS（Sounding Reference Signal）転送／コードブック設定のための（性能）報告を遂行する。この際、端末が報告することができる情報には、パネル（または、ポートグループ）での（最大）アンテナポート個数、パネル（または、ポートグループ、以下‘パネル’と通称）個数、Rx計算（computation）パワー（例えば、DLタイプIIコードブックのような複雑なコードブック演算可否、あるいは非－線形（non-linear）プリコーディングなどの支援有無）、SRS転送及び／又はコードブックのためのUE推薦ポート個数、waveform情報（例えば、CP-OFDMなのかDFTs-OFDMなのかに関する情報）及び／又は多重－パネル（multi-panel）転送有無などが存在することができる。
２）基地局は端末から報告を受けた情報を用いて、SRS資源設定に関する情報をRRC（Radio Resource Control）、DCI及び／又はMAC CEなどを用いて端末に指示することができる。この際、SRS資源設定に関する情報はSRS資源の個数（N）、i-th SRSの転送ポート数（X_i）（i=０、…、N-１）及び／又は各SRS資源のアナログビームフォーミング情報などを含むことができる。
３）端末は、基地局から受信したSRS設定に関する情報を用いて、SRSを基地局に転送する。
４）基地局は、端末から転送されたSRSを用いて、チャンネル測定及び／又はCSI計算（SRI（SRS Resource Indicator）、CQI、RI、TPMI（Transmitted Precoding Matrix Indicator）など）を遂行して、UL承認（grant）などを通じて端末に前記情報、MCS及び／又はULパワー情報などを知らせることができる。この際、基地局はSRSをX－ポートに受信したとしても、Y－ポートTPMI／RIを用いて計算されたMCSとTPMI／RIなどの情報を指示することもできる。
５）端末は、前記受信された情報を用いて、ULデータ転送を遂行することができる。
端末が多重パネル（または、アンテナポートグループ、以下、‘パネル’と通称）を備えた場合、コードブックデザインのために考慮すべき事項は次の通りである：
－ ULコードブックで支援されるパネル数
－ パネル当たり支援されるポート数
－ UEがパネル別に異なるポート数を有することができるか否か
前記パラメータを全て考慮してコードブックを設計するようになれば、コードブックデザインが非常に難しくなることがあるので、本発明では単一パネル（あるいは、SINR（signal-to-interference-plus-noise ratio）などが類似なポートのグループなどに定義、以下、‘パネル’と通称）を仮定したコードブックデザインを提案する。各パネルはSRS資源と縛られる（tie）／連係されることができ、各パネル内のアンテナポート数は各SRS資源内のSRSポート数と縛られる（tie）／連係できる。
したがって、パネル選択はgNBから受信した１つのSRI指示により遂行できる。この場合、指示されたSRIのSRS－ポート数に相応するPMI／RI／MCSが端末に指示できる。多数の（候補）コードブックがULで指示される場合、基地局はコードブック設定まで端末に指示することができる。そして／又は、NRで基本（default）waveformであるCP-OFDMに適合したコードブックとDFTs-OFDMに適合したコードブックが互いに相異するようにデザインされる場合、基地局は測定したチャンネル干渉などを考慮して、どんなwaveformを使用するのかと、該当waveformに相応するコードブックを端末に追加的に指示してくれることができる。そして／又は、指示を受けたMCS（SINRまたはCQI）情報を用いて、MCS（SINRまたはCQI）が特定しきい値（threshold）以下である端末（例えば／即ち、geometryが悪い端末）はDFTs-OFDMを基盤に動作し、これに合うコードブックを使用することができる。
以下では、基地局が端末にM個（M>１）のSRS資源を指示する場合に対して説明する。この場合、基地局は多数のSRIをビットマップなどの方式により明示的に端末に指示するか、またはN個の設定されたSRS（資源）のうち、選択されたM個のSRS（資源）ペアリング／グルーピングなどを用いて暗示的に端末に指示することができる。
例えば、指示されたSRS資源の個数が２つ（M=２）の場合を説明する。この際、各資源は以下のように各々Xi（i=０、１）個のSRS－ポートを備えると仮定する。
－ パネル０に対して設定されたSRS資源０（X０－port）（Configured SRS resource ０（X０－port）for Panel ０）、
－ パネル１に対して設定されたSRS資源１（Configured SRS resource １（X１-port）for Panel １）。
この際、X０、X１に代表されるポートナンバー／個数などは端末が基地局に推薦することができる（例えば、性能報告時）。２つのSRS資源が端末に設定／適用されれば、端末は２つのパネルを使用することと認知し、多重パネルコードブックを構成して最終PMIを計算することができる。X０とX１のポート数が同一な場合は同一なコードブックで各資源別に指示されたPMI（即ち、
Figure 0007023970000033
、ランク１の場合）を用いて最終コードブック
Figure 0007023970000034
が構成できる。
端末のパネル構成の場合、全ての方向に信号を送／受信するために、互いに反対方向を指向する構成（例えば、UEアンテナパネルが２つの場合）が考慮できる。この場合、基地局に対する方向、AoD（angle of departure）、AoA（Angle of Arrival）、ZoD（zenith of departure angle）、及び／又は遅延などが変わることがあるので、追加的にパネル補正（panel correction）が必要になる。このようなパネル補正termは
Figure 0007023970000035
のように表記できる。ここで、
Figure 0007023970000036
は振幅を、
Figure 0007023970000037
は位相を各々示すことができ、これに対する情報は追加的に基地局が端末に指示することができる。この際、シグナリングの便宜のために、例えば、０番目に設定されたSRS資源を参照資源と仮定し、１番目に設定されたSRS資源に対する位相及び／又は振幅情報
Figure 0007023970000038
のみを基地局が端末に指示することができる。この場合、最終コードブックは
Figure 0007023970000039
の形態に構成できる。
ランク２の場合、最終コードブックは
Figure 0007023970000040
のように構成されることもできる。または、最終コードブックは
Figure 0007023970000041
のように構成され、この際、
Figure 0007023970000042
はレイヤ別に互いに直交されることが好ましい。前記コードブックの場合、正規化（normalize）が遂行されないコードブックで表現されたが、コラム正規化を遂行する場合、前記コードブックに
Figure 0007023970000043
を掛ければよい。一例に、LTE DLコードブックのランク２が適用できる。
前記方式の場合、レイヤ別／パネル別の同一な位相－一致（co-phase）を使用する構造であるので、性能劣化が予想される。したがって、本発明ではランク２を支援するためにパネル補正term
Figure 0007023970000044
を各レイヤ別に独立的に構成することを提案する。
Figure 0007023970000045
の場合、位相及び／又は振幅情報を含む。前述したパネル補正termの場合、WBに対してのみ適用されるようにすることで、ペイロードを最大限減らすことができる。または、前述したパネル補正termの場合、SBに対して適用されるようにすることによって、性能を最大化することもできる。または、振幅と位相成分を各々WB／SB（または、SB／WB）に区分して適用することもできる。または、WBとSBに対応するビット数を互いに異なるように割り当て／設定して（例えば、WB=２bit、SB=１bit）、ペイロードサイズと性能側面の間のバランスを合せることもできる。
Figure 0007023970000046
数式１６に従うデザインの場合、レイヤが増えることによってパネル補正termも共に増加するという問題が発生する。これを解決するために、コヒーレント（coherent）及び／又は非－コヒーレントJT（joint transmission）などのようなCoMP動作を基盤に転送するようになる場合、転送ランクが２に制限される方式が提案できる。または、コヒーレント及び／又は非－コヒーレントJTなどのようなCoMP動作を基盤に転送に使われるコードブックの場合、‘LTE DL Class A codebook Config １’と類似するように、ランク２を同一ビームの組合せだけで構成することにコードブックデザインが制限できる。この場合、ランク１とランク２に関係なく、１つのパネル補正termを
Figure 0007023970000047
に使用することができる。
Codebook Config １のランク１及び２の構造は以下の数式１７の通りである。
Figure 0007023970000048
仮に、１つのパネルに使われるコードブック構造が周波数選択的（frequency selective）プリコーディングのためにデュアル－ステージコードブック（W=W１W２）で構成される場合、パネルに対する補正termである
Figure 0007023970000049
はW１と共に転送できる。そして／又は、各SB別に周波数選択性（frequency selectivity）が大きい場合のために、
Figure 0007023970000050
はW２と共に転送できる。そして／又は、効果的なTPMI指示のために、振幅はW１（WBまたはPB（partial band）単位）、位相はW２（SB単位）で各々指示できる。
前述した方式は、非周期的（UL承認基盤の）転送をはじめとして、周期的、半－永久的転送にも適用できる。また、前述した制限方式はULコードブックを中心として説明されたが、多重－パネルを備えたDLコードブックにも同一／類似するように設定／適用できることは勿論である。
基地局が前述したSRI、MCS、及び／又はTMPI+RIをUL承認に指示してくれる場合、次のようなオプションが考慮できる：
１．SRS資源数によって可変的なDCIペイロード（DCI payload varying according to the # of SRS resource（s））：前述した２つの設定されたSRSを例示に挙げれば、次のようなオプションが考慮できる。
１－A．（SRI=０）+（TPMI０）+（SRI=１）+（TPMI１）+MCS（例えば、CQI基盤）+RI：前記方式の場合、多重－パネルを考慮した１つの併合された（aggregated）TPMI（TPMI０+TPMI１）を考慮してCQIが計算され（この場合、前記提案したパネル補正PMIが追加的に考慮できる）、これに基づいてMCSが計算できる。代表的な使用ケースに、非－コヒーレントJT（または、パネル補正PMIが追加考慮される場合、コヒーレントJT）が考慮できる。
１－B．（SRI=０）+（SRI=１）+TPMI+MCS（例えば、CQI基盤）+RI：前記方式の場合、多重パネル（複数のポートグループ）を考慮した１つの併合されたSRSポート数に対応するコードブックでTPMIを選択／適用してCQIが計算され、これに基づいてMCSが計算できる。代表的な使用ケースにコヒーレントJTが考慮できる。
１－C．（SRI=０+TPMI０+RI０+MCS０（SINR０に相応））+（SRI=１+TPMI１+RI１+MCS１（SINR１に相応））：前記方式の場合、MCSは各資源別に計算できる。このために、基地局は参照SRS資源に相応するTPMI０を用いて計算したMCS０を端末に指示し、MCS１は併合されたTPMIを用いた時のSINRとSINR０との差異を示す差等（differential）MCSを用いて端末に指示することができる。この際、RIもMCSと類似するように参照RIと差等RIで構成／指示されるか、または１－Aの場合のように全体RIの１つのみ構成／指示できる。
２．DCIサイズ共通：前記方式の場合、SRI、MCS、及び／又はTPMI／RI指示のためのDCIサイズが最大値に設定されることができ、例えば、（joint encoding of two SRI indication）+（joint encoding of two TMPI indication）+MCS+RI+追加的なTPMI
Figure 0007023970000051
などのような形式に構成／指示できる。
前記方式のように複数のSRIを使用する場合、SRIフィールドは、例えば表１０のように構成できる。表１０は、２－ビットSRIフィールドの構成例示を示し、設定可能なSRS資源には（SRS資源１、２、３、及び４）が存在すると仮定する。
Figure 0007023970000052
表１０は、２-bit SRIが使われることを仮定しており、state“００”は最も好むSRS資源あるいは最も好むパネルに相応するSRS資源に対する単一選択に対応し、state“０１”または“１０”は非－コヒーレント／コヒーレントJTなどのように好む２つのSRS資源が協力的に転送される全体SRS資源セットの部分集合に対応し、state“１１”は設定を受けたSRS資源が全て非－コヒーレント／コヒーレントJTなどのように協力的に転送される全体SRS資源に対応する。
仮に、各stateが特定資源選択の用途のみに使われれば、各stateは表１１のように設定／選択された資源の単一値だけで設定／適用されることもできる。
Figure 0007023970000053
前記stateに対応するSRS資源選択に対する情報はMAC CEなどを用いて設定／適用されることもできる。多数のSRS資源が端末に設定される場合、TPMIのサイズは前記説明した方式と同様に、設定されるSRS資源によって可変的に設定／適用できる。
前記説明したように、SRIフィールドを通じて指示されるSRS資源数（そして／又は前記SRIフィールドのstate）によって設定／適用できるUL DCIフォーマットは次のように例示されることができ、これは前記指示されたSRSに連係／連結（tie）されるか、または別途のシグナリングでSRIと連結／連係できる。そして／又は、前記UL DCIフォーマットにシグナリングされた情報のうちの少なくとも一部は別途のシグナリングで指示できる。
１．UL DCIフォーマット例示１
UL DCIフォーマット０（最大３０bits）－単一SRS資源（UL CSI獲得用、例えば、ULビーム管理用（及び／又は、DL CSI測定用）に設定されるSRS資源に関係なく）が設定された場合
－ 単一TPMIフィールド（４bits）、
－ 単一TRIフィールド（２ or ３bits）、
－ RA、及び／又は
－ UL MCSなど
この際、TPMIとTRIは共同エンコーディング（joint encoding）できる。
２．UL DCIフォーマットの例示２
UL DCIフォーマット１（最大５０bits）－複数のSRS資源が設定された場合
－ 複数のTPMI+TRIフィールド（例えば、４ x N bits）（ここで、Nは設定されたSRS資源個数でありうる（例えば、UL CSI獲得用に））
＜case１＞－各SRS資源のためのWB TPMI+TRI及び／又はパネル間（inter-panel）補正のための１つの追加的なWB TPMI
Figure 0007023970000054
Case１は設定されたSRS資源内のポート数に合せた各々のWB TPMI+TRIが設定／指示され、追加的に非－コヒーレント／コヒーレントJTなどに使われることができるように前記説明したパネル位相－一致などのTPMIがWB単位で追加設定／指示される場合に該当する。
＜case１a＞－各SRS資源のためのWB TPMI+TRI+（パネル間位相－一致のためのSB単位のTPMI）
Case１aは設定されたSRS資源内のポート数に合せた各々のWB TPMIが設定され、非－コヒーレント／コヒーレントJTなどに使われることができるように前記説明したパネル位相－一致などのTPMIがSB単位（周波数選択的なプリコーディング）で追加指示される場合を示す。パネル位相－一致が‘SB単位’で設定される場合、より正確なパネル補正がなされることができるが、より大きいTPMIフィールドサイズが要求される。
＜case２＞－TRI+１つのWB TPMI+複数のSB TPMI
Case２は、デュアルステージコードブック（例えば、LTE DL Class Aコードブック、シングルステージコードブックで特定の特徴に基づいてグルーピングしてデュアルステージコードブックのように運営する場合（後述されている））に該当する。特に、Case２は設定されたSRS資源の全体のポート数に合せた１つのWB TPMIが設定され、SB別に各々のTPMIが設定／適用される場合に該当する。Case２はコヒーレントJTのように各SRS資源あるいはパネル別にcalibrationがよくなっている場合に適している。
＜case３＞－各SRS資源に対するWB TPMI+TRI+（パネル間位相－一致のための１つのTPMI）+１つの選択されたSRS資源（RRCまたはMAC CEに予め選択されるか、または最も低い（lowest）インデックスのSRIによって選択される）のための複数のSB TPMI
Case３は、デュアルステージコードブック構造で、各資源別のWB TPMIとこれに対応する追加的なTPMI（パネル補償子（panel corrector））を設定する場合に該当する。case１aあるいはcase２のように、SB単位で設定／適用することが性能を最大化することができるが、SBに相応する追加的なTPMIも設定適用しなければならないので、ペイロードが増加するようになる。したがって、非－コヒーレントJTなどのような状況でWBに対してのみ協力的転送を遂行し、SB TPMIは予め約束されるか、端末により推薦されるか、またはRRC、MAC CEなどに設定された特定SRS資源（または、パネル）あるいは最も低いインデックスのSRIに相応するSRS資源（または、パネル）に対してのみ転送されることを提案する。
＜case３a＞－各SRS資源に対するWB TPMI+TRI+（パネル間位相－一致のための１つのTPMI）+選択された複数のSRS資源に対する複数のSB TPMI
図１６は、本発明の一実施形態に従うSB TPMI割り当てを例示した図である。
Case ３aは、デュアルステージコードブック構造で、各資源別のWB TPMIとこれに対応する追加的なTPMI（パネル補償子）を設定する場合に該当する。SB単位でパネル位相－一致に対するTPMIを増加させないために、SBを多数のsub SBに分けて各sub SB別に互いに異なる資源に対応させてSB TPMIを転送させるように（各資源別にSB TPMIを均一に反映するために）設定／適用することができ、これは図１６（a）に該当する。図１６（a）のようにSRS資源４個（SRS資源#１乃至#４）が各SBで全て転送される。
図１６（b）は、各SBインデックス別にSRS資源をマッピングしてSB TPMIを転送する実施形態を示す。図１６（b）に示すように、SB個数がSRS資源の個数より大きい場合、まずSBインデックスとSRS資源インデックスの間の昇順に一対一マッピングされ、かつマッピングされない残りのSBはマッピング対象SBのインデックスとSRS資源個数との間のmodular演算を通じて獲得した結果値をインデックスに有するSRS資源が該当SBインデックスとマッピングされてSB TPMIが転送できる（例えば、図１６（b）実施形態の場合、SB５ではSRS資源#１が転送）。
図１６（c）は、SBを特定個数のサブグループ（例えば、２、これは設定可能）に割り当てて、サブグループ数よりSRS資源が多い場合（前記例題で４番目の行）、連接したSBに亘ってTPMIを転送する実施形態に該当する。この場合にも、全体SBに均一にTPMIを転送するために、（SRS資源の個数／サブグループの個数、前記例で２）を超過するインデックスを有するSBはmodular演算を通じてSRS資源とマッピングされる。例えば、図１６（c）の実施形態の場合、SB１、３、５、．．．にはSRS資源１と２が転送され、SB２、４、６、．．．にはSRS資源３と４が転送される。
更に他の例題には、SBの細分性（granularity）を減らす方案が考慮できる。前記方式では、例えば、SRS資源の個数が２つであり、１つのSBが６RBであるシステムの場合、１つのSBが１２RBになるように設定／適用して、パネル２つで全てSB TPMIを転送するように設定できる。このように設定することによって、多重－パネル転送によるSB TPMIのペイロードが増加しないという長所がある。
更に他の例題に、多重－パネル転送時にコードブックサブサンプリングまたは後述するサブセット制限を遂行するように制限／設定して、SB TPMIのペイロードサイズを減らす方式が考慮できる。コードブックサブサンプリングの場合、必然的にコードブック性能を劣化させることができるので、劣化を最小化するために、特定ドメインあるいは方向に相応するコードワードが必ず含まれるように端末が基地局に推薦することができる。
更に他の例題に、UL DCIフォーマット１は次の中の少なくとも一部を含むように構成／定義できる。
－ SRIフィールド（２または３bits）、
－ 単一RIフィールド（２または３bits）／複数のRIフィールド（非－コヒーレントJT case）、
－ RA、及び／又は
－ UL MCSなど
本明細書で、TPMI（及び／又はRI）転送に対してさまざまな方式が提案されたが、前記方式の全て、あるいはこれらのサブセットが使われる場合、どんな方式が使われるかは基地局が端末に別途のシグナリングを通じて明示的に、または暗示的に指示することができる。
暗示的指示方式には、次のような実施形態が存在することができる：
－ 設定された（または、活性化された）SRS資源の個数：端末は設定を受けたSRSが単一SRS資源か、複数のSRS資源かによって、DCIフォーマット０または１の特定caseを使用するかを暗示的に知ることができる。
－ 周波数選択的プリコーディング関連パラメータ（例えば、ON／OFF、SRSポート個数（X－ポート以上であれば、周波数選択的プリコーディングが自動活性化されるか否かによって複数PMIフィールドの解析が変わることがある））：X－ポート（例えば、X=４）以上の場合、周波数選択的プリコーディングが考慮されて、前述したcase２あるいは３のうち、事前に約束された１つの転送方式あるいは設定された転送方式が使われることができる。X－ポートの場合、場合によって、設定された全てのポートの和がXと解析されることもできる。
－ レイヤ（DMRSポート）またはCW（code word）個数（例えば、２CWs範囲である場合、RIとMCS値を２つずつ各々送る）：MCSが２つの場合、非－コヒーレントJTに転送するという意味として解析できるので、基地局は前記提案した方式１あるいは３のうち、いずれか１つの転送方式（事前に約束または設定された）を端末に暗示的に指示することができる。２CW範囲（例えば、非－コヒーレントJTなどのために）である場合、あるいはSRS資源数が特定数（事前に約束または設定された）以上の場合、TPMI指示のためのペイロードサイズが非常に大きくなるので、この場合、周波数選択的プリコーディングは不活性化できる。
前述したUL DCIフォーマット１の場合、多数のSRSが協力的に転送されるコヒーレント／非－コヒーレントJTなどを使用ケースに説明している。非－コヒーレントJTの場合、端末のオシレーターの位相オフセット差異によって発生する位相ドリフト（drift）などの影響により、各資源別転送時点間隔が一定時間以上に広がれば、パネル補償子（corrector）（位相及び／又は振幅）に相応するTPMIが正しく動作しない可能性が高い。したがって、コヒーレント／非－コヒーレントJTなどの目的に多数のSRS資源で協力転送を遂行／適用する場合、SRS資源間の転送時点間隔を一定時間内に制限することができる。仮に、端末の能力（例えば、非－補正された（non-calibrated）パネル）によってこれを正しく遂行できない場合、端末はこれを能力情報として基地局に報告することができる。この場合、該当端末に対して単一SRS転送のみが設定／適用されるように制限できる。
前述した方式はLTE ULのように、RIとPMIが共同エンコーディングされて指示される場合を例に挙げた。しかしながら、LTE DLのようにデュアルステージコードブックの効果的なTPMI指示のために、RIとPMIが分離エンコーディング（separate encoding）される場合にも前述した方式が適用可能である。
以下、単一パネルを仮定したコードブック構成方法について記述する。
まず、DFTs-OFDMの場合、周波数選択的プリコーディングを支援する必要がない。したがって、単一ステージコードブックが適している。このような観点で、単一ステージコードブックの設計時、LTE ULコードブックがある２－ポートと４－ポートがそのまま使われることができる。８－ポートコードブックの場合、LTE UL ４－ポートコードブックを用いて構成されることができ、実施形態は次の通りである：
１．
Figure 0007023970000055
をUL４－ポートでi番目インデックスを有するコードワードと定義すれば、８－ポートランク１コードブックは
Figure 0007023970000056
のように構成／定義できる。本コードブックの特徴は４－ポートコードブックを基盤に構成されるということであり、より詳しくは、８－ポートのうちの４－ポートには前記UL４－ポートコードワードが適用され、残りの４－ポートには前記UL４－ポートコードワードが位相回転されたコードワードを適用することをその特徴とする。この際、位相が回転される程度はL値に調節できる。例えば、L値が４の場合、位相回転程度は
Figure 0007023970000057
のようにQPSKに設定されるか、あるいはそのサブセット（例えば、－１または－j）に設定できる。この際、８－ポートのランク１コードブックは総１６*４あるいは１６（この場合、４－ポートのコードブックサイズと同一に合せる目的に使われることができる）個のコードワードで構成されることができ、より高いresolutionを必要とする場合、L値をより高い値（例えば、８）に設定することができる。このようなL値は基地局が端末に設定してくれることができる。
前記８－ポートコードブックの場合、４－ポートTPMIと同一なコードワードを使用して端末の具現複雑度を低めて、追加的な位相回転値を用いて設計されることを特徴とする。本コードブックはデュアル－ステージ構造にも同一に適用できる。例えば、
Figure 0007023970000058
である構造で、W１に４－ポートコードブックが指示され、W２に位相回転値が指示できる。また、本コードブックはX-pol（交叉偏波）アンテナ構造とよく合って、４－ポートコードブックは同一な偏波で構成されるアンテナポートに適用できる。
また、アンテナは端末内で任意的位置に置かれるので、アンテナポートの位置に従う経路損失（pathloss）などが変わることがある。これを現実的に反映するために、コードブック内で位相termの他にパワー制御部分／termであるalphaを別途に定義してコードブックを構成することができる。Alphaは
Figure 0007023970000059
のように定義／表現されることができ、これはW１のPMIに使われることもできる。その結果、最終コードブックは数式１８のように定義できる。
Figure 0007023970000060
２．更に他の方式に、最終コードブックは数式１９のように定義できる。
Figure 0007023970000061
本コードブックは、８－ポートコードブックを４－ポート単位（X-polの場合、同一な偏波単位）で区分し、区分された各４－ポート単位に互いに異なる４－ポートコードワードを適用して構成される。この場合、コードブックペイロードサイズは、例えば、ランク１の場合、１６*１６で構成される。このようなコードブックをデュアルステージコードブックで構成する方式は、
Figure 0007023970000062
をWBコードブックに指定して
Figure 0007023970000063
に使用し、SBあるいは短期（shorter）で
Figure 0007023970000064
のコードワードインデックスが追加報告されて
Figure 0007023970000065
が構成できる。また、端末内にアンテナが任意的位置に置かれるので、アンテナポート位置に従う経路損失などが変わることがある。これをより現実的に反映するために、コードブック内で電力制御部分／termであるalphaを定義してコードブックを構成することができる。Alphaは
Figure 0007023970000066
のように表現／定義されることができ、これはW１のPMIに使われることができる。その結果、最終コードブックは数式２０のように定義できる。
Figure 0007023970000067
本コードブックの場合、コードブックのペイロードサイズを減らすために、LTE ULコードブックの一部のみ使われることもできる。例えば、ランク１のコードワードのうち、１６－２３（アンテナオフコードブック）が除外されて使われることもできる。また、他の上位ランク（例えば、ランク２、３、４）に対しても同一に前記原理が適用されることもできる。この場合、コードブックは同一に
Figure 0007023970000068
または
Figure 0007023970000069
を使用して／基本に構成できる。ここで、superscript rはランクを示す。また、提案するデュアル－ステージコードブックの場合、周波数選択的なプリコーディングのために使われることができ、CP-OFDMに適用できる。あるいは、シングル－ステージコードブックはDFTs-OFDMに使われて、デュアル－ステージコードブックはCP-OFDMに使われるように制限できる。シングル－ステージ及び／又はデュアル－ステージコードブックの使用有無は端末が基地局に推薦してくれるか、または基地局が端末に上位階層シグナリング（例えば、RRC、DCI、及び／又はMAC CEなど）に指示することができる。
また、４－ポートコードブックの場合、前記提案する方式を用いて、ランク１に限り、
Figure 0007023970000070
あるいは
Figure 0007023970000071
の構造で構成できる。
以下では、CP-OFDMなどの環境で周波数選択的なプリコーディングのためのコードブックデザインを提案する。
端末が１つのSRS資源内に有しているポート数をXと定義する。各X－ポート別に互いに異なる遅延を経るようになるが、これは周波数ドメイン上で位相がシフト（shift）される現象として理解できる。時間軸での遅延は周波数軸での位相変化と解析され、周波数軸の位相変化は周波数関数で示すことができる。例えば、周波数軸の位相変化は
Figure 0007023970000072
のように表現されることができ、ここで、kは該当周波数に相応するインデックス（例えば、サブキャリアインデックス、PRB（Physical Resource Block）（または、PRG（Precoding Resource Group））インデックス、SBインデックス）を示し、delta
Figure 0007023970000073
は周波数位相変化の程度を示す係数である。
本発明では、UL SRSポート別に互いに異なる遅延を経ることにより発生する周波数シフト現象を用いた周波数選択的プリコーディングのためのコードブックを提案する。
提案するコードブック構造は、ランク１の場合、数式２１の通りである。
Figure 0007023970000074
Figure 0007023970000075
は最初のポートを基準にした相対的であるビームパワーを示す。これは、特定値
Figure 0007023970000076
に事前に約束されるか、または基地局が端末に上位階層シグナリング（例えば、RRC、DCI、及び／又はMAC CE）で指示することができる。
数式２１で、位相変化値に対する変数は数式２２のように定義できる。
Figure 0007023970000077
数式２２で
Figure 0007023970000078
を構成する変数は、次の通り定義できる。
Figure 0007023970000079
は上位階層シグナリング（RRC及び／又はMAC CE）で指示されるか、またはヌメロロジーによって事前に約束された／設定された値が使われることができる。例えば、
Figure 0007023970000080
は
Figure 0007023970000081
で
Figure 0007023970000082
を満たす最も小さな値に設定されることができ、ここで
Figure 0007023970000083
は各々CSIフィードバックのために設定されたRBの個数と設定されたRB当たりサブキャリアの数であり、
Figure 0007023970000084
はCSI報告のために設定されたBW（Bandwidth）内のサブキャリアの個数である。
Figure 0007023970000085
は（FFT（Fast Fourier Transform）サイズの）オーバーサンプリング値であって（特定ビームと関係がないシステムパラメータの性格でありうる）、特定整数値（例えば、１、２、４．．）に設定できる。
Figure 0007023970000086
はヌメロロジーによって自動で特定値に設定されるか、または基地局が端末に設定してくれることができる。最後に、
Figure 0007023970000087
は、各ポート当たり設定されたBW内での位相変化速度と関連した値であり、例えば、
Figure 0007023970000088
であれば、２番目ポートは設定されたBW内で位相が４-phiだけ変化することを意味することができる。
Figure 0007023970000089
は特定整数値（例えば、１、２、４．．）に設定されることができ、基地局が端末に設定してくれるか、または端末が
Figure 0007023970000090
になることができる候補値が含まれたセット内で各ビーム別に
Figure 0007023970000091
を選択／指定して基地局にフィードバックしてくれることができる。
数式２１の場合、時間軸を基準にポート当たり最大遅延に相応する値を用いて、
Figure 0007023970000092
の値を計算することができる。例えば、周波数ドメインで該当ポートのチャンネル応答にサブキャリア／RB／SB当たりサンプルが集合され、これにFFTが適用されて時間ドメイン信号サンプルに変換できる。このような時間ドメイン信号サンプルのうち、最大値（例えば、振幅）に該当するインデックスを最大遅延に相応する値に決定することができ、この値に基づいて
Figure 0007023970000093
が計算できる。例えば、前記最大遅延値がa_lの場合、
Figure 0007023970000094
のように計算できる。
数式２１の場合、ポート当たり最大遅延に相応する値が１つであることを仮定して計算される値である。しかしながら、多重－経路（multi-path）によって、遅延拡散（delay spread）が大きい場合、１つの時間ドメイン信号サンプルで周波数ドメインチャンネルの変動（fluctuation）を全てキャプチャーすることに限界がありうる。この場合、時間ドメイン信号サンプルを多数個（K個のサンプル、Kは基地局により設定可能（configurable）であるか、またはUEにより推薦できる（特に、DL case））をキャプチャーする方式が存在することができる。すると、数式２１は数式２３のように表現できる。
Figure 0007023970000095
数式２３で、各パラメータのsubscriptのkインデックスは、各ポート当たりk番目に大きい（largest）時間ドメインサンプルあるいは最大遅延サンプルから事前に約束された規則によって決定されるk番目サンプルとして理解できる。例えば、K=３、FFTサイズが６４、最大遅延が７番目（tap）に決定されれば、６、７、及び８番目（tap）、時間ドメインサンプルを用いて、数式２３が構成できる。また、基地局は
Figure 0007023970000096
に設定して、これを端末に指示することができ、各ポート別離隔が大きくて相関関係（correlation）が少ない場合、
Figure 0007023970000097
に設定して上位階層シグナリングでこれを端末に指示することができる。
数式２３で、K=１の場合、数式２１となり、説明の便宜上、以下では数式２１と通称して説明する。
数式２１での残りのパラメータは、次の通り定義／設定できる。
kインデックスは周波数に相応するインデックス値であって、与えられたサブキャリアあるいはSBに合うように／従って設定され、これは追加的にフィードバックされない。
Figure 0007023970000098
の値はl番目ポートの位相オフセット値を示し、
Figure 0007023970000099
の例のようにビーム当たり位相オフセットがQPSK、８PSKなどの値を有するように設定された値に追加的にポート単位で指示できる。あるいは、位相オフセットは無視し、
Figure 0007023970000100
の値を０に設定してフィードバックオーバーヘッドを格段に減らすこともできる。
前記提案する方法を使用する場合、端末は
Figure 0007023970000101
により（例えば）RE－レベルに適用されるTPMIに基づいて平均などの方法を用いてSB SINRを計算し、これを基地局に報告することができる。
より具体的な端末のPMI推定動作は、次の通りである。
まず、各サブキャリア（あるいは、PRBまたはSB）に代表されるチャンネルを
Figure 0007023970000102
に定義することができる。ここで、NRとNTは各々基地局のRx（あるいは、アンテナ要素、以下、‘アンテナポート’と通称）及び端末Txアンテナポートである。端末は、各サブキャリア別
Figure 0007023970000103
を用いて、PMI構成のための相対パワー指示子（relative power indicator）
Figure 0007023970000104
周波数に従うビーム当たり位相変化因子
Figure 0007023970000105
及びオフセット
Figure 0007023970000106
を推定することができる。基地局は、WBを代示する前記因子を統合的あるいは独立的に端末に指示することができ、端末はこの情報に基づいてTPMIを構成することができる。あるいは、基地局はTPMI構成のための前記因子のサブセットのみを（例えば、TPMI構成のための相対パワー指示子
Figure 0007023970000107
が除外された）端末に指示することもでき、端末はこの情報を用いてTPMIを構成することができる。この際、端末に指示されない残りの情報は事前に予め定義されたと仮定できる
Figure 0007023970000108
。
以下では、前記方式を用いた上位レイヤコードブック構成方式を説明する。
一般に、X－ポートの場合、基地局が端末より多い受信アンテナポートを有していると仮定すれば、理論的にX－レイヤまで転送が可能である。したがって、基地局は端末と基地局との間のチャンネルを用いて、各レイヤ別に最適のパラメータを計算することができる。即ち、基地局は
Figure 0007023970000109
などをレイヤ別に独立的に計算することができる。この場合、最終プリコーダー
Figure 0007023970000110
は数式２４のように定義できる。数式２４で、Rは転送レイヤを示す。
Figure 0007023970000111
前記コードブックの場合、レイヤ別に独立的なPMI報告が遂行されるので、レイヤが増加するにつれて、ペイロードサイズも線形的に増加するという問題が発生することがある。これを解決するために、特定ランクに対しては前述したシングルステージ、デュアルステージ、または特定コードブック（例えば、DLデュアルステージコードブック）が使われることができる。あるいは、Walshコードに代表される直交コードを用いて、レイヤ２まで直交するコードブックが構成できる。この場合、数式２４で相対パワーに関する部分は全て１に固定できる。すると、ランク１と２のコードブックは数式２５のように構成できる。
Figure 0007023970000112
あるいは、X-polアンテナの場合、ランク１と２のコードブックは数式２６のように構成できる。
Figure 0007023970000113
前記位相調節termである
Figure 0007023970000114
はWBあるいはSB別に互いに異なる値に（即ち、互いに独立的に）指示できる。
以下では、前記提案した単一パネル基盤のコードブックあるいは既存のLTE UL／DLコードブックなどが多重パネルの場合にどのように適用可能であるかに対して説明する。以下では、説明の便宜のために、１つのパネルには同一な数のアンテナポートが備えられていると仮定する。即ち、以下では、M個のパネルが存在する場合、各パネル内のX-polアンテナポートが各偏波当たりN個が存在することと仮定する。以下で提案されるコードブック構造の場合、ポート選択などに関する機能（functionality）はSRIなどのような別途のシグナリングで処理可能であるので、コードブック内でポート選択など（例えば、コードブック要素が０に設定される場合）は考慮されないことを特徴とする。
まず、X-polアンテナ（２－ポート）で構成される場合に、DLまたはUL ２－ポートコードブックが使われることと仮定する。この場合、２－ポートコードブックは、次の通り構成できる。２－ポートの場合、ビームグループが不必要であるので、単純にW１を（２ by ２）単位行列（identity matrix）に想定することができる。そして、W２は（SB及び／又は短期周期で）各偏波に対する位相－一致が遂行できる。即ち、W２は
Figure 0007023970000115
のように構成されることができ、
Figure 0007023970000116
あるいは８PSKで構成できる。ここで、iはパネルインデックスになることができる。この場合、最終コードブックは表１２のLTE DLコードブック（QPSK位相－一致仮定）で表現できる。
Figure 0007023970000117
表１２を用いて、複数のSRS資源が結合（combining）されて構成されるコードブックは、次の通り表現できる。
４－ポートの場合、非－コヒーレントJTのように、各資源（パネル）別に２つのアンテナを備えて２ポートコードブックを使用し、資源（パネル）間の位相及び／又は振幅補償termが考慮できる。即ち、これを数式で表現すれば、数式２７の通りである。
Figure 0007023970000118
ここで、
Figure 0007023970000119
であり、
Figure 0007023970000120
は各々資源（パネル）間の振幅と位相補償termを示す
Figure 0007023970000121
。
Figure 0007023970000122
は統合的に
Figure 0007023970000123
あるいは２つのうちの１つの値のみ、WBあるいはSBに対して設定／適用可能である。この際、ペイロードの効果的な分散のために、WBとSBに互いに異なるビットサイズ（例えば、WB=２bit、SB=１bit）が設定／適用できる。また、レイヤ別の効果的な適用のために、
Figure 0007023970000124
のように
Figure 0007023970000125
がレイヤ別に独立的に適用できる。しかしながら、前記２－ポートコードブックのランク２構成は偏波別同一なビームが使われる構造であるので、ペイロードサイズ低減のために、同一な
Figure 0007023970000126
を使用することが好ましいことがある。これは、２－ポートコードブックだけでなく、W１ビームグループを１つのビームで構成するコードブックにも同一に適用できる。
更に他の実施形態に、
Figure 0007023970000127
のように設定して、振幅成分はパネル選択の機能のみ遂行するように設定することができる。この場合、alpha値に従って、TPMIのサイズが変わるので（即ち、alpha=１の場合、TPMIのサイズが２倍）、TPMIと補正term及び／又はRIは共同エンコーディング（joint encoding）されることがTPMIペイロード側面で好ましいことがある。
前記コードブックを拡張して８－ポートコードブックに適用すれば、数式２８のように表現できる。
Figure 0007023970000128
即ち、４個の資源（パネル）は各々２－ポートコードブックを使用し、各パネル当たり補正termはパネル数によって増加するようになる。これを解決するために、位相の場合、
Figure 0007023970000129
などのような演算を通じて、１つの値で表現可能に設定／適用することができる。この際、いかなるパネル補正値を使用するかは基地局が端末に設定してくれるか、またはパネル補正値は端末のアンテナ具現によって変わることがあるので、端末が能力報告などを通じて基地局に知らせてくれることもできる。８－ポートデザインの残りの要素は前記説明した４－ポートの場合と同一に設定／適用できる。前記コードブックの正規化termは
Figure 0007023970000130
のように計算できる。
以下では、１つのパネルが４－ポート（あるいは、コヒーレントJT状況で併合されたポート数が４の場合）で構成される場合のコードブックに対して説明する。４－ポートコードブックの場合、デュアルステージコードブック設定時、LTE-A Class Aコードブックが拡張して使われるか、あるいはRel-１２ eDL-MIMO ４Txコードブックを設定して使われることができる。Class Aコードブックを使用する場合、コードブック構造はTPMIのペイロード（例えば、SBのペイロードサイズ）を減らすために、W１が１つのビームで構成される（例えば、Config １などで表れる）構造に制限されることができ、W２は位相－一致に周波数選択的プリコーディングを遂行することができる。
表１３は、４－ポートコードブック（LTE DL４－ポート）を例示する。
Figure 0007023970000131
表１３で、
Figure 0007023970000132

であり、
Figure 0007023970000133
は
Figure 0007023970000134
単位行列を示す。
更に他の実施形態に、LTE DLシングルステージコードブックを用いて周波数選択的なプリコーディングを構成する方式である。本方式では、表１３の４－ポートコードブックをインデックスL個（例えば、L=２、３、４、LはgNBまたはUEにより設定可能（configurable））単位でグルーピングしてW１を構成し、（W１グループ内で）W２を通じてビームセレクションが遂行できる。例えば、L=２の場合、ランク１コードブックは
Figure 0007023970000135
のように構成できる。ビーム選択に対する情報は追加的に／独立的にシグナリングできる。例えば、ビーム選択情報は前記コードブックの場合、L*４bitにシグナリングされるか、またはオーバーヘッドを減らすために後述する順列や組合せにより選択されるビームを用いて共同（joint）指示できる。前記コードブックで
Figure 0007023970000136
は、選択ベクトルでj番目元素のみ‘１’であり、残りの元素は‘０’であるベクトルである。また、前記コードブックでsuperscript rは、ランクに対応する。
前記実施形態は、L個のビームを特定方式によってグルーピングしてW１にグループインデックスを選択／指示し、W２にビーム選択／指示が遂行される方式であれば、次に提案する実施形態は、L個のビームに対して各々互いに異なるインデックスを割り当てて、選択されたビームのインデックスを明示的に指示する方式である（例えば、L=２の場合、（１１、５）ビームインデックスを指示）。この場合、指示に必要な場合の数は
Figure 0007023970000137
（順列と組合せ）でありうる。順列演算子で計算される場合の数の場合、端末と基地局との間のW１を構成するビーム順序に対する曖昧性がない代わりに、シグナリングビット数が増加するという短所がありうる。組合せで構成されるグルーピング方式を用いる場合、常に低い（または、高い）コードブックインデックスを基準に整列されると仮定できる。前記例題のように事前に約束しない場合は、組合せの場合、速度が速い端末のためのsemi-OL（open loop）などのプリコーダーサイクリング（cycling）などに使われることができ、いかなるグルーピング方式を使用するかは設定可能（configurable）であり、基地局が指示（あるいは、端末が推薦）することができる。ビームグルーピングを通じての周波数選択的プリコーディングの遂行は、シグナリングオーバーヘッド観点で大きい長所を有する。
更に他の方式に、L=４にHouseholder ４Txコードブックをグルーピングする方式は、次の通りでありうる。
表１３を各コードブックインデックスで表記して整理すると、表１４の通りである。
Figure 0007023970000138
表１４で｛｝内の数字は基盤（basis）ベクトル／コードワードのうち、選択された基盤ベクトル／コードワードの位置を示す。例えば、表１４でコードブックインデックス０のランク２の｛１４｝は、基盤ベクトル／コードワード（［b０、b５、b６、b７］）のうち、最初の（b０）及び４番目（b７）基盤ベクトル／コードワードを意味するものとして解析できる。
表１４に表記されたベクトルは数式２９のように定義できる。
Figure 0007023970000139
表１４の場合、同一な基盤（basis）ベクトル／コードワードを有するコードブック同士グルーピングする実施形態を示す。例えば、表１４を参照すると、同一な基盤ベクトル／コードワード［b０、b５、b６、b７］で構成されるコードブックインデックス０、２、８、及び１０が１つのグループにグルーピングできる。表１４のように表現すれば、LTE DL ４-Tx Householderコードブックは（勿論、位相あるいはconjugate演算を通じて、他のコードブックが適用されるが）同一な基盤コードワードを基準に分類／グルーピングできる。即ち、Householder ４Txコードブックは表１５のようにコードブックインデックスを基準にビームグループ１｛０、２、８、１０｝、ビームグループ２｛１２、１３、１４、１５｝、ビームグループ３｛１、３、９、１１｝、ビームグループ４｛４、７、５、６｝に区分／グルーピングできる。
Figure 0007023970000140
したがって、各ビームグループに割り当てられるインデックスはWB（及び／又は長期）に、各ビームグループ内の最適のビームはSB（及び／又は短期）に指示できる。
数式２９には正規化termが反映されていない。正規化は
Figure 0007023970000141
を各コードブックインデックス（kとランクに相応する）のコードワードに掛けることによって遂行されることができ、２は各列（column）正規化を、
Figure 0007023970000142
はランク別正規化を意味し、ここで、Rはランクを示す。
前記コードブック分類／グルーピング方式は各ポート間の離隔（spacing）距離／程度によって分類／グルーピング（即ち、
Figure 0007023970000143
ポート間隔でx値によって分類／グルーピング）できる。または、前記コードブック分類／グルーピング方式はポート間の位相変化の細分性（granularity）程度によって分類／グルーピングされることができ （即ち、分類されたコードブックグループ別に互いに異なる／区分される／独立的な位相変化細分性を有することができる）（例えば、ビームグループ１と２はBPSK（Binary phase shift keying）、ビームグループ３はQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）、ビームグループ４は８-PSKに変化）、これによってWBコードブックが区分されるという特徴を有する。したがって、特定ビームグループを前記性質に合せて増やした拡張コードブックの場合にもコードブック基盤の周波数選択的プリコーディングが遂行できる。例えば、ビームグループ３を拡張した場合、即ちq０とq１を各々数式３０のように定義されたq２、q３に置換して構成するコードブック例題が導出することができる。
Figure 0007023970000144
前記例題の場合、TPMI指示のためにWB及びSBの各々に対して２bitのシグナリングオーバーヘッドが要求される。ランク４の場合、４TXのfull rankに該当するので、簡単に単位行列を用いるか
Figure 0007023970000145
、または各グループ別の代表ランク４コードブックを用いることと約束／設定できる。あるいは、SBのためのシグナリングオーバーヘッドを減らすために、ビームグループ１、２、３、４をL=２に再グルーピングする方式が考慮できる。例えば、先のグルーピングされたビームグループ１、２、３、４は、またビームグループ１、２、３、４、５、６、７、８（即ち、コードブックインデックス｛０、２｝、｛８、１０｝、｛１２、１３｝、｛１４、１５｝、｛１、３｝、｛９、１１｝、｛４、７｝、｛５、６｝などに区分／グルーピング）に区分／グルーピングされることができ、この場合、TPMIはSB当たり１bitに指示できる。
更に他のグルーピング方式に、各ランク別コードワード同士の距離または相関関係（correlation）程度を用いてグルーピング方式が提案されることもできる。そのために、使用可能なメトリック（metric）の例題に、Chordal distance（d（A、B））あるいは行列（ベクトル）相関関係（Corr（A、B）が存在することができ、これは数式３１のように表現できる。
Figure 0007023970000146
ここで、A、Bはサイズが同一な任意の行列（ベクトル）であり、super script “H”はConjugate transpose（Hermitian）を示し、
Figure 0007023970000147
はFrobenius normを示す。
前記メトリックを用いて、表１３のランク１、２のコードブックグルーピングの 例題は表１６を含むことができる。
Figure 0007023970000148
表１６の各インデックスは表１３のコードワードのインデックスに該当する。本例題は、各コードワード間の相関関係が高い程度を基準にグルーピングを遂行した例題である。これは、各コードワード間のある程度の相関関係が存在してこそWB-SB TPMIの相関関係が維持されながら、周波数選択的プリコーディングが遂行できることを意味することができる。また、表１６の例題のように、各ランク間にビームグループは相異することがある。これは、レイヤが増加するにつれて、W１に含まれる直交ビームによって前記メトリックが変わることがあるためである。
以下では、TPMIオーバーヘッド減少技法に対して提案する。
－ 提案１：前記説明したグルーピング方式に対する情報はDCIを通じてTPMIに指示できる。但し、オーバーヘッド減少側面で、ビームグルーピング方式あるいは基地局から任意に指示されるビームグループに対する情報はMAC CEなどの上位階層シグナリングを通じて指示されることができ、DCIにはTRIとMAC CEを通じて指示された／選択された／選び出されたビームグループ内のビームを用いてWB／SBと関連したTPMIが指示できる。
－ 提案２：前記例題ではWBとSBのbit widthが同一に設定されるが、WBのbit widthにSBより大きいbit widthを割り当て、かつSBは特定bit width（例えば、１bit指示など）に制限して、オーバーヘッドを減らすこともできる。
－ 提案３：SB単位報告の場合、SB数が多くなるにつれてTPMIのサイズが大きくなるので、これを解決するためにSBモード転送時にはサブサンプリングを遂行するように事前に約束／設定できる。この際、サブサンプリングに対する情報は端末及び基地局の間に事前に約束するか、またはMAC CEなどの上位階層あるいは後述するコードブックサブセット制限方式などを通じて端末に指示できる。
－ 提案３－１：サブサンプリングの場合、ULの性能を格段に低下させることがあるので、サブサンプリングは端末にスケジューリングされるSBの個数が特定N個（例えば、N=３））以上である場合に遂行され、その他の場合には遂行されないことに約束／設定できる。
前記提案方式はデュアルコードブック構造の基盤のUL／DL転送のオーバーヘッド減少を目的に使用／適用できる。
TRI+TPMIが単一DCIに指示され、TRIによってTPMIのサイズが変更される場合、オーバーヘッドを減らすためにTRI+TPMIは共同エンコーディングされて転送できる。
TPMIは、TPMI１（W１に対応）及びTPMI２（W２に対応）（以下、‘TPMI１’と‘TPMI２’と通称）に区分できる。この際、単一DCIにTRI／TRI+TPMI１が、MAC CEなどにTPMI２（及び／又はこれに対応するSBの位置情報）が指示できる。本実施形態の場合、SBプリコーディングのサイズが大きい場合にも大きいDCIのシグナリングオーバーヘッド無しで周波数選択的プリコーディングが遂行できるという長所を有する。
または、反対に、TRI／TRI+TPMI１がMAC CEなどに指示され、DCIにTPMI２が指示されることもできる。本実施形態は、SBの個数が小さいか（例えば、２つ）、またはWB転送モードの場合のように、RIあるいはTPMIが相対的に少なく動的に変化する場合に有利に適用できる。
デュアルDCIに指示される場合、DCIは１st DCIと２nd DCIでに構成／区分できる。１st DCIが２nd DCIより高い優先順位を有するか、及び／又は１st DCIに比べて２nd DCIが相対的に長期に指示される場合、TRIは１st DCIに含まれてより高い保護（higher protection）のために単独にエンコーディングされるか、またはTPMI１と共に共同エンコーディングされることができ、TPMI２は２nd DCIに含まれることができる。
プリコーディングと関連したTRI、TPMI１、及びTPMI２情報が互いに依存性（dependency）を有することができるので、仮に端末が該当情報のうちの少なくとも一部をデコーディングできなくても、以前に受信した情報を基盤に指示されるTRI、TPMI１、及び／又は、TPMI２を解析／デコーディングすることができる。あるいは、基本動作（default behavior）にランク１及び／又はWBモードへの転送が事前に基地局－端末の間に約束／設定できる。
８－ポートコードブックの場合、各パネル（資源）別に４－ポートコードブックが適用されることができ、該当コードブック構造は数式３２の通りである。
Figure 0007023970000149
以下では、NRで非常に広いBW（例えば、４０MHz）でUL（あるいは、DL）転送時、周波数選択的プリコーディングが適用／遂行される場合に対して説明する。
普通、周波数選択的プリコーディングはデュアルステージコードブック構造で、W１のビームグループ内に存在するビームを用いて（または、ビームに対して）、SB単位（wise）へのビーム選択及び位相－一致が遂行される。W１のビームグループを構成するL個のビームの場合、周波数選択的特性が大きい状況あるいはBWがすごく広い状況では周波数選択的性質をコードブックによく反映するために、Lの値を大きく設定することが好ましいことがある。したがって、L値はBWに従って／基づいて設定できる（例えば、BW=～１０MHz（L=１）、～４０MHz（L=４）など）。そして／または、基地局は周波数選択性を考慮してL値を端末にL値を指示するか、または端末が好むL値を基地局に推薦することもできる。
前記説明したコードブックの他に、他のLTEコードブック、例えばClass AコードブックをULコードブックに使用する場合が考慮できる。この場合、DCIに指示するTPMIがSB数に従って線形的に増加するので、これを制限するためにSBペイロードサイズが最も小さな‘Config １’のみ使用することに制限されることもできる。
DFT-S-OFDMの場合、２Txに対してWB TPMIが使われる場合、以下の表１７のランク１プリコーダーが使われることができる。次の表で、“コードブックインデックス”は“TPMIインデックス”と称されることができる。
Figure 0007023970000150
CP-OFDMの場合、ランク１に対するTPMIインデックス０－３及びランク２に対するTPMIインデックス０及び１が使われることができる。また、次の２つのアンテナポート選択メカニズムのうちの１つが支援できる。
－ 代案１：表１７で、ランク１に対するTPMIインデックス４と５、ランク２に対するTPMIインデックス２がCP-OFDMに使われる。
－ 代案２：SRIは選択されたアンテナポートを指示する。
２Txの場合、半静的に設定されたサイズのシングルステージDCIを使用してRel－１５のTPMI、SRI、TRIが伝達できる。TPMI、TRI、及びSRIが含まれたDCIサイズはシングルステージDCIのPUSCH資源割り当てによって変わらない。UL MIMO可能UEが自身の送信チェーンを通じてコヒーレント転送を支援できるか否かを識別するUE能力が具体化できる。
CP-OFDMの４Txの場合、ポート選択をコードブック内で処理する方式に次のような方式が考慮できる。
１．設定可能なコードブック（Configurable codebook）
A．ポート結合（combining）コードブックとポート選択コードブックに区分され、各々上位階層にシグナリングできる。即ち、UL LTEコードブック（あるいは、そのサブセット）に代表されるアンテナターンオフ機能のポート選択コードブックとHouseholdコードブック／NR DL Type I CSIに代表されるコードブックのように、全てのポートにコードブック０でない係数が存在するポート結合コードブックのうち、何が使われるかはRRCなどに上位階層シグナリングできる。ポート選択コードブックの場合、ビームフォーミングされたSRS（LTE eFD-MIMOのClass Bと類似するようにULに拡張する場合）の設定を受けた端末が利用できる。
２．シングルコードブック
A．本コードブックの場合、１の場合のように、ポート結合コードブックとポート選択コードブックの和集合で表現されるコードブックである。
３．前記１と２方式で構成されるコードブック使用時、TRIとTPMIは独立的にエンコーディングされるか、または共同エンコーディングできる。共同エンコーディングされる場合、DCIのオーバーヘッドを減らすために特定ランク以下（例えば、ランク１または２）のみにポート選択が許容できる。仮に、A方式が使われ、ポート選択コードブックに設定を受けて、TRIが３あるいは４に指示される場合、端末は指示を受けたTPMIをポート結合コードブックのランク３、４に相応するTPMIと認知することができる。
今からは前述したULコードブックが使われる場合（例えば、プリコーダーサイクリング）、干渉制御目的に基地局でコードブックサブセット制限を指示する方式を提案する。これは、上位階層シグナリング（例えば、DCI）のシグナリングオーバーヘッドを減らすための目的に使われることができる。即ち、本方式の場合、前述した周波数選択的プリコーディング／多重－パネル動作などによってTPMIサイズが非常に大きくなる場合に対比してオーバーヘッドを減らすための目的を有する。したがって、本方式の場合、コードブックが、例えば端末が好む特定角度、ドメインを含むコードブックに再構成／サブサンプリングされる場合が考慮できる。この場合、再構成そして／又はサブサンプリングされたコードブックのサイズは既存のコードブックに比べて小さいので、ペイロードサイズが減るという効果が発生する。
１．コードワード（ビーム）単位：本方式は、CSR（Cell-Specific Reference）指示のために、ULコードブックを構成する全体コードワードをビットマップなどの方式により端末に指示する方式である。したがって、CSR用に使われるビット数はL１+L２+．．．+LXとなる。ここで、Liはi-レイヤのコードワードの数である。
A．仮に、CP-OFDMで２D DFT基盤コードブックを使用する場合、N１N２O１O２の値に全体GoB（grid of Beam）が指示できる。ここで、N１、N２、O１、O２は各々X-pol内の１番目及び２番目ドメインのアンテナポート数とオーバーサンプリング数となる。
B．特定ドメインに対するCSRあるいは特定角度に対するCSR：例えば、垂直ドメインに対する角度拡散（angular spread）が非常に少ない状況であれば、垂直成分に対するコードブックは性能に大きい影響を及ぼせない。これは、基地局が端末と基地局との間のチャンネルを測定／モニターリングを通じて突き止めるか、または端末が基地局に推薦することができる。
２．Codebook Config単位：端末が多数個のcodebook configを使用する場合、端末は基地局にCSRの目的に好むコードブックあるいは非－好むコードブックを基地局に推薦することができる。
３．ランク単位：特定ランクにCSRの指示が下れば、端末は該当rankに該当するコードブックを使用しない。
A．各ランク別に１方式及び／又は２方式が結合されてCSRが指示できる。即ち、各ランク別に、コードブックサブセット制限が適用されるビーム／ビームグループ（例えば、UEコヒーレント転送能力などによる）が独立的に指示できる。例えば、以下の表１８のような２－ポートコードブックの場合、B_rank１のビットマップは２bitに設定されることができ、“１１”であれば、コードブックインデックス０～５を、“０１”であれば、コードブックインデックス４～５を使用することに約束／設定できる。また、B_rank２の２－ビットビットマップは、“１１”であれば、コードブックインデックス０～２を、“０１”であれば、コードブックインデックス２のみを使用することに約束／設定できる。
Figure 0007023970000151
シグナリングを減らすために、ビーム／ビームグループはビットマップ形態でない共同エンコーディング形態に指示できる。例えば、指示のために１ビットサイズが定義された場合、“０”であれば、前記２－ビットビットマップ例での“０１”を、“１”であれば、前記２－ビットビットマップ例での“１１”を各々指示することに定義できる。
前記方式では各ランク別独立的指示を表現したが、仮にランク別に定義されたビットマップサイズが同一であれば、１つのビットマップに全てのランクが制限されることもできる（即ち、該当ビットマップを通じて全てのランク制限が指示できる）。
４．W２単位：デュアルステージコードブック、特定位相－一致あるいはLTE DL Class Bのようなコードブックの場合、特定ポートの使用を制限する目的にW２コードワードに相応するW２が制限できる。この場合、端末はランク－１制限を仮定するか、またはランクに相応する情報が共に端末に指示できる。
５．パネル単位：コードブックにパネル指示が含まれる場合、特定パネルの転送を制限するための目的に、特定パネルに相応するコードワード使用の制限を基地局が端末にCSRで指示することができる（即ち、パネルon／offをコードブックサブセット制限に指示）
大部分のCSRの場合、基地局が端末に指示してくれることが自然である。しかしながら、端末がJTあるいはJR（Joint Reception）のようなCoMP動作を遂行する過程で、各パネル当たりビームが互いに干渉を起こす場合、これを制御するための目的に端末は前記提案する方式のCSRを各基地局に推薦することができる。より具体的な例示に、端末が２つのパネルを備えており、各パネル当たり最善の対応Rxパネルが相異する場合（各パネル当たり好むパネル／TRPが相異する場合）において、２つのパネル／TRPと端末との間のリンクが失敗した場合を考慮して見る。即ち、例えば、TRP１と端末パネル１のリンクをリンク１、TRP２と端末パネル２の間のリンクをリンク２とする時、リンク２が失敗した場合を考慮する。この場合、例示動作に、端末はリンク２を放棄し、リンク１に対してパネル２のポートを結合してより強靭な（robust）転送が考慮できる。この場合、パネル２の既存TRP２に転送していたビームを使用する場合、TRP２に干渉を大いに与えることができるので、パネル結合時、端末は基地局に該当ビーム使用の自制／禁止を推薦することができる。本例題は、シングルパネルの場合、blockageなどによりビームペアリンク失敗状況でも適用が可能である。即ち、他のTRP／パネルの干渉を減らすための目的に、端末は他のTRP／パネルに干渉を大いに与えるTPMI、デジタル及び／又はアナログビームを使用しないように基地局に推薦することができる。
広帯域TPMIを使用する４Txの場合、少なくともシングルステージDCIが使われることができる。広帯域TPMI及びCP-OFDM用NR ４Txコードブックの場合、次の代案のうちの１つが選択できる：
－ Alt １：Rel－１０ UL、追加項目（entry）がありうる：
－ Alt ２：Rel-１５DL、追加項目がありうる：
－ Alt ３：Rel-８DL、追加項目がありうる：
NRは、UL MIMO転送のための３種類の水準のUE機能を支援する：
－ 完全な（Full）コヒーレンス：全てのポートがコヒーレントに転送できる
－ 部分（partial）コヒーレンス：ポートペアがコヒーレントに転送できる
－ 非（non）－コヒーレンス：ポートペアがコヒーレントに転送されない
コードブックのTPMIコードワードはgNBにより使われることができる。
１つのSRS資源の場合、
－ 完全なコヒーレンス：SRS資源のポートに対応する全てのポートがコヒーレントに転送できる。
－ 非－コヒーレンス：SRS資源のポートに対応する全てのポートがコヒーレントに転送されない。
－ 部分コヒーレンス：SRS資源のポートに対応するポートペアをコヒーレントに転送できる。
１つのSRS資源を使用するコードブック基盤送信に付加して、非－コヒーレント（non-coherent）のSRS資源送信を含む多重SRS資源を使用するコードブック基盤送信が支援できる。
－ 非－コヒーレントSRS間（inter-SRS）資源転送：２つのDCIが使われることができ、DCI当たり１つのTPMIが使われることができる。また、SRS資源当たり１つのTPMI／TRIがシグナリングされることができ、多数のSRS資源の選択が指示できる。
少なくとも１つのSRS資源が設定され、DFT-S-OFDMに対して以下の表１９のような追加的な４Txランク１コードブックが支援できる：
Figure 0007023970000152
DFT-S-OFDMの場合、TPMI ０－１５用LTE４ Txランク１ ULコードブックが支援できる。この際、アンテナポート選択のための追加的なコードワードも支援できる。
前述した事項を考慮して見ると、端末がコヒーレンス転送と関連した能力情報を追加的に基地局に報告することができる。この場合、基地局が端末にコードブックを設定するために、パネル（または、ポートグループ）内（最大）アンテナポート個数（# of （最大）antenna port in a panel（or port group））、パネル個数（# of a panel）などのアンテナ設定、アンテナ偏波などの情報の他にも前記能力情報が追加で考慮できる。このような端末の能力は端末の具現に従って多様な値を有するようになり、これを具体化するには相当に多い努力が必要である。
したがって、本明細書では端末が好むULコードブックサブセット制限を能力で基地局に報告することを提案する。このようなULコードブックサブセット制限は、前述したコードブックでコードブックサブセット制限が適用されたコードブックでありうる。例えば、３-bit能力報告は表２０のように与えられる。表２０はコードブックサブセット制限の例示であり、表２１は表２０の定義に使われる２－ポートコードブックの例示である。
Figure 0007023970000153
Figure 0007023970000154
表２０の定義のために、表２１の２－ポートコードブックと後述する４－ポートコードブックが使われた。“０００”あるいは“００１”状態は、ランク別統合的報告を例示する。ランク別に独立的に能力を指示する場合、ランク別報告フィールドが独立的に定義／設定できる。
あるいは、支援するコードブックのwaveformの種類が相異するようになれば、（waveformの種類によって）独立的能力フィールドに端末の能力が報告できる。仮に、waveformに関係なく、ランク１コードブックが同一であれば（例えば、２-portの場合）、waveformに関係なく、同一なランク１コードブックが使われるので、同一なフィールド内に同一stateに能力が報告されることができ、基地局はこれを全てのwaveformに反映することができる。４－ポートの場合、waveformに従って相異するコードブックが使われることができるので、独立的な能力報告フィールドに端末の能力が報告されることが柔軟性側面で好ましいことがある。
あるいは、端末の能力フィールドはTPMIの種類、即ち、WB TPMIなのかSB TPMIなのかによって独立的なフィールドに区分できる。
より高い柔軟性のために、端末の能力がビットマップ形式に指示される方式が考慮できる。B_DFT-s-OFDMの場合、ビットマップ（DFT-s-OFDM関連ビットマップ）に指示できる。例えば、２－ポートの場合、TPMIインデックス０～３に該当する１bit及びTPMIインデックス４－５に該当する１bitである２bitビットマップに指示できる。例えば、２bitビットマップが‘１１’であれば、前記端末の能力として前記端末はTPMIインデックス０～５全ての使用可能であることを指示し、‘０１’であれば、前記端末の能力として前記端末はTPMIインデックス４～５のみの使用可能であることを指示し、これに基づいてコードブックが構成できる。また、４－ポートの場合、端末の能力は３bitビットマップで指示されることができ、３bitビットマップが“１１１”であれば、TPMIインデックス０～２７、“０１１”であれば、TPMIインデックス１６～２７、“００１”であれば、TPMIインデックス２４－２７を端末が使用可能であることを各々指示することができる。
B_CP-OFDMの場合、ランク別ビットマップが追加できる。各ランク別ビットマップサイズは相異することができる。即ち、B_CP-OFDMは各ランクビットマップの統合（union）で構成できる。例えば、B_CP-OFDMは｛B_CP-OFDM_rank１、B_CP-OFDM_rank２、B_CP-OFDM_rank３、B_CP-OFDM_rank４｝のようなビットマップ方式により構成／指示されることができ、ここで、B_CP-OFDM_rankは各ランク別ビットマップを示す。仮にCP-OFDMとDFT-s-OFDMが同一なランク１コードブックを共有すれば、端末は単一個のビットマップ、即ち、B_CP-OFDMで能力を報告することができる。ここで、ポート数に従う能力は独立的なビットマップで報告することができ、支援される最大ポート数によって報告されるビットマップ（より詳しくは、独立的なビットマップの個数）が設定できる。例えば、端末は支援される最大ポート数=４の場合、２－ポートと４－ポートコードブックに対する能力を全て各々ビットマップ形式に報告するが、支援される最大ポート数=２の場合、２－ポートコードブックに対する能力のみをビットマップ形式に報告することができる。
LTEでTRIの場合、TPMIと共に共同エンコーディングされて５～６bitのDCIで指示できる。しかしながら、NRではCP-OFDMを支援するので、DMRSに対する情報指示のために、DL関連DCIを通じてアンテナポート、スクランブリング識別（identity）、及びレイヤ個数などが表２２のように指示できる。
Figure 0007023970000155
したがって、NRのULでも前記情報と類似するようにUL関連DCIでアンテナポート、スクランブリング識別、及びレイヤ個数などの情報が指示できる。この場合、ULコードブック基盤転送を支援する端末の場合、レイヤに対する情報（例えば、TRIに対する情報）の指示が重複してDCIが浪費できる。したがって、UL関連DCIでアンテナポート、スクランブリング識別（identity）、及びレイヤ個数などの情報が指示される場合、TRIは前記フィールドに、TPMIは単独／独立的なフィールドにエンコーディングされて指示できる。この際、ランク１のTPMIサイズが最も大きいので、TPMIサイズはランク１に合うように設定されることができ、ランク２－４に相応するTPMIは設定されたTPMIサイズに最大限合うようにコードブックを設計するか、またはTPMIサイズより該当ランクのTPMIの個数が小さな場合（例えば、４－ポートのランク４の場合、最大ランク（full rank）であるので、TPMI個数が例えば１－３個位であり、ランク１ TPMIサイズが５bitの場合）、３２－３=２９個の残りのstateはエラーチェックのための用途に使われることができる。
前記説明したように、複数のSRS資源からコードブック基盤のUL転送がなされる場合、特に非－コヒーレントJTに代表される非－コヒーレント転送の場合、前記説明したような多様なオプションが存在することができ、これを整理すると、次の例示の通りである：
以下は２つのSRS資源に基づいたコードブック基盤UL転送遂行に関する例題である。ここで、TPMIiとTRIiは各々i番目SRS資源のTPMIとTRIを示す。
A．（SRI=０）+（TPMI０）+（SRI=１）+（TPMI１）+TRI：本オプションの場合、２つのSRS資源に対してTRIは統合的に１つのみ指示され、各SRIで指示される資源別にTPMIが各々独立的に指示できる。
B．（SRI=０）+（SRI=１）+TPMI+TRI：本オプションは２つのSRS資源の内にあるSRSポートが併合されて１つのTPMIを用いて転送される場合を示し、ここで、TRIも単一個に指示できる。
C．（SRI=０+TPMI０+TRI０）+（SRI=１+TPMI１+TRI１）：本オプションの場合、Aのオプションに従い、かつTRIが各資源別に指示される場合に該当する。
TRIは、前述したように、DMRS表で指示できる。Aオプションを使用する場合、TRIは端末がUL転送する総ランク（total rank）として解析できる。この際、複数の資源を使用してレイヤが指示される場合、如何なる資源に幾つのレイヤが指示／マッピングされるかが曖昧でありうる。例えば、２つの資源でUL転送が遂行され、総ランクが３であり、TRI=３にDMRS表で指示されれば、各資源別に転送されるランクが（TRI０、TRI１）=（１、２）あるいは（２、１）なのかが曖昧でありうる。したがって、これを明確に指示するための追加的な指示子（例えば、１bit指示子）が使用／定義できる。そして／又は、特定TRI（例えば、TRI=３）で指示される場合、該当資源が如何なるランクに転送されるかがSRIフィールド内で指示できる。例えば、総ランクが３の場合、ランク２転送を行う資源が常に先に指示されることに事前に端末－基地局の間に約束することができる。即ち、以下の表２３のように、TRI=３の場合、state“０１”は０番目資源がランク２であることを意味し、“１０”は１番目資源がランク２であることを意味することができる。
Figure 0007023970000156
TRI=１の場合も、TRI=３と同様に、如何なる資源でランク１が転送されるかが 追加的な指示子で明示的に知らせてくれるか、またはSRIフィールドに暗示的に指示できる。あるいは、TRI=１の場合、１つの資源のみでランク１転送が遂行されるので、SRI stateで１つの資源のみ指示できる。
TRI=２の場合、選択された１つの資源でランク２転送が遂行されるか、または各資源毎にランク１転送が遂行できる。前者の場合、ランク１と同様にSRI stateで１つの資源（ランク２転送が遂行される選択された資源）のみ指示されることができ、後者の場合、各資源でランク１転送が遂行されることと理解されるので曖昧さが発生しない。
TRI=４の場合、各資源はランク２転送を行うことと理解できる。
本例題の場合、総（total）UL転送に使われるポート数が４の場合、２つの資源の各々に２つのSRSポートが備えられている場合に対する例題を示したものである。
仮に、総UL転送に使われるポート数が４以上の場合、例えば、２つの資源を通じてコヒーレント／非－コヒーレントUL転送が遂行され、各資源当たり４個のSRSポートを使用する場合を説明する。また、この際、最大転送ランクは４であると仮定する。すると、非－コヒーレント転送の場合、TRI＜=３の場合までは前記提案されたオプション／方式により曖昧さ無しで資源別ランクが指示できる。しかしながら、TRI=４に指示され、１つの資源でランク４転送される場合は、SRIフィールドで転送されるSRS資源を単独指示することによって曖昧さをなくすことができる。但し、（TRI０、TRI１）=（１、３）、（２、２）、または（３、１）であるかに対する曖昧さが存在することがあるので、これを区分するための指示子が別途にシグナリングできる。あるいは、総（total）TRIはDMRS表で指示されることができ、各資源で転送されるTRIiはTPMIフィールドでTPMIと共同エンコーディングされて指示できる。即ち、次のうちの少なくとも１つを含んでDCIが構成できる。
－ SRI
－ DMRSに内蔵された１つのTRI（One TRI embedded in DMRS）
－ 各i－番目SRS資源に対するTPMIi+TRIi（TPMIi+TRIi for each i-th SRS resource）
複数のSRS資源を用いた転送の場合、各資源別TPMI及び／又はTRIが各々指示される場合、１つのTPMI（及び／又はTRI）フィールドは多数個の資源別TPMIi（及び／又はTRIi）が連鎖（concatenation）される形態にエンコーディングされ、エンコーディングされたサイズが与えられたフィールドのペイロードサイズを全て満たすことができない場合、残りのビットはゼロ－パッディングできる。この場合、端末は総（total）TRI値がTPMI（及び／又はTRI）フィールド内のi－番目SRS資源で指示される全てのTRIiの和と異なることと期待しない。即ち、TRI=TRI０+TRI１+．．．が満たさなければならない。
前記方式を用いる場合、DCIのデコーディングはDMRSフィールド－＞TPMI順に遂行できる。
前記提示したように、DMRS表でTRIが内蔵（embedded）されれば、TRIに対する指示子が必要でないので、TPMIの単独フィールドが使われて、DCIのオーバーヘッドを減らすと共に、より高いランク（higher rank）に対するコードワード数が大いに制限されないで、より高いランクの性能が向上できる。
DCIのオーバーヘッドを減らす更に他の方式の１つに、TRI及びTPMIが共同エンコーディングされて１つのフィールドに含まれ、このフィールドで指示されるRIによりDMRS表（以下の表２４）を解析する方式が考慮できる。
例えば、表２４のようなDMRS構成をULコードブック基盤転送で使用すると仮定する。この場合、ポートグループには、表２４のように、ランク１（単一ランク）転送のためのインデックス０～５、ランク２転送のためのインデックス６～９、ランク３転送のためのインデックス１０、ランク４転送のためのインデックス１１が各々使われることができる。したがって、最大３bit（ランク１に相応するインデックスが６個に最も大きいので）のDMRSフィールドビット－幅（width）が必要である。これは、以下の表２４で例示された既存のDMRS表のビットサイズ／幅を縮めないで、そのまま使用する場合（即ち、４-bit DMRSフィールドをそのまま使用、１１個のインデックス全てシグナリング）に比べて、１bitだけサイズ／幅を縮める効果をもたらすことができる。
Figure 0007023970000157
前記提案のように、TRI+TPMIフィールドで指示されるTRIにより、３-bit DMRSフィールドのstateは表２４の４番目の列のように各ランク別に再インデクシング（re-indexing）されることができ、端末は指示を受けたTRIに基づいてDMRS表（例えば、表２４）を再解析することができる。例えば、TRI+TPMIフィールドでTRI=２（ランク２）を指示し、３-bit DMRSフィールドでstate１（即ち、表２４の再インデクシング値‘１’）を指示すれば、端末は表２４のDMRS表でインデックス‘７’の指示を受けたことと理解／認識することができる。また、端末は前記３-bitフィールドで指示される指示子が使われるDMRS表のインデックス範囲から外れる、あるいは存在しないstateの指示を受けることを期待しない。例えば、TRI=２の指示を受けた場合、端末は３-bit DMRSフィールドでstate ５の指示を受けることを期待しない。
本実施形態に従う場合、DCIのデコーディングはTRI+TPMI－＞DMRS fieldの順に遂行できる。
TPMIサイズに合せて最大限コードブックの細分性あるいは選択柔軟性を増やす方向に設計するために、次のような代案が考慮できる：
広帯域TPMI及びCP-OFDM用NR ４Txコードブックの場合、
－ Alt １：Rel-１０ UL、追加項目（entry）がありうる：
－ Alt ２：Rel-１５ DL、追加項目がありうる：
－ Alt ３：Rel-８ DL、追加項目がありうる：
例えば、Alt １の場合、ULコードブックをそのまま使用するようになるので、ランク１の場合、先の提案されたコードブック（例えば、表１９）をそのまま使用することが考慮できる。すると、全体TPMIのサイズは５bitとなり、各ランク別に最大３２個のコードワードが考慮できる。
すると、ランク２の場合、コードブックは表２５のように定義できる。
Figure 0007023970000158
表２５に定義されたコードワードインデックス０－１５は４個のポートがランク別に２つずつペアリングされて転送される部分（partial）－コヒーレント転送を遂行する時に適合したコードワード（即ち、部分－コヒーレンスコードワード）である。
以外に、１６個のコードワードが追加された場合、表２６のような組合せが導出できる。
Figure 0007023970000159
コードブックインデックス１６－２３のコードワードは４個のポートを全て使用するポート結合コードワード（即ち、完全（full）コヒーレンスコードワード）であって、LTEあるいはNR DLコードブックの一部であり、コードブックインデックス２４－２９のコードワードは全ての４個のポートが非－コヒーレント転送を遂行する時に適合したコードワード（即ち、非－コヒーレンスコードワード）である。このように、TRIとTPMIが共同に構成される場合は、総ペイロードを考慮して上位ランクに行くほどTPMIの細分性が減る一方、TRIが別途のDMRSフィールドで指示される場合、各上位ランクでもコードブックがもっと豊かに構成できるという長所がある。これは、ULTXポートのコヒーレント転送有無とも結びついて、部分転送などにコードワードをさらに割り当てて、該当能力を有する端末の性能を増加させることに助けになることができる。
同一に、ランク３の場合、コードブックは、表２７のように構成できる。
Figure 0007023970000160
本表で、コードワードインデックス１２－１５は４個のポートを全て使用するポート結合コードワードであって、LTEあるいはNR DLコードブックの一部であり、４個のポートがコヒーレント転送される時に適合したコードワード（即ち、完全（full）コヒーレンスコードワード）例題であり、１６－１９は全ての４個のポートが非－コヒーレント転送される時に適合したコードワード（即ち、非－コヒーレンスコードワード）例題である。そして／又は、本表でコードワードインデックス０－１１は４個のポートが部分－コヒーレント転送される時に適合したコードワード（即ち、部分（partial）－コヒーレンスコードワード）例題である。この際、パワースケーリング因子（factor）はアンテナターンオフを考慮したものであり、他のスケーリング因子として、例えば、
Figure 0007023970000161
また考慮できる。前記例題に追加的に、残っているstateの細分性を高めるためにRel-８ LTE DL house-holdコードブックの一部あるいは全体が包含／使用されることもできる。
ランク４コードブック例題は、表２８の通りである。
Figure 0007023970000162
本表で、コードワードインデックス１－４は４個のポートを全て使用するポート結合コードワード（即ち、完全（full）コヒーレンスコードワード）であって、LTEあるいはNR DLコードブックの一部であり４個のポートがコヒーレント転送される例題である。前記例題に追加的に、state細分性を高めるためにRel-８ LTE DL house-holdコードブックの一部あるいは全体が包含／使用されることもできる。特に、ランク４の場合、全体ランク転送であるので、細分性を高めても性能が大いに向上しないことと予想されるので、端末の複雑度を低めるために、特定個数（例えば、３個）のコードワード（例えば、０、１、３のコードワードで構成）で構成されることもできる。
CP-OFDMのための４Txコードブックの場合、端末のコヒーレンス能力報告（例えば、完全コヒーレンス、部分－コヒーレンス、非－コヒーレンス）、あるいは上位階層シグナリングなどに指示されるコードブックサブセット制限によりTPMIのペイロードが変化できる。この際、TRIとTPMIが共同エンコーディングされる場合、ペイロード減少効果は各コヒーレンス能力に従う各ランク別TPMIの和が減る場合に該当できる。仮に、TRIとTPMIが個別エンコーディングされる場合、TPMIのペイロード減少のために各ランク別TPMIサイズの最大値を減らさなければならない。したがって、各コヒーレンス能力に従う最大TPMIサイズを制限することを提案する。例えば、以下のような例示が考慮できる。
１．完全コヒーレンス－５bit
１－１．ランク１の場合、コードブックは表２９のように定義できる。
Figure 0007023970000163
表２９に追加で３２stateを詰めるために、各元素の位相に８PSKを考慮して数式３３のようなコードワードが追加的に考慮できる。
Figure 0007023970000164
１－２．ランク２の場合、コードブックは表３０のように定義できる。
Figure 0007023970000165
そして／又は、更に他の実施形態に、前記表３０のランク２コードブックのコードワードインデックス２４－２９うち、４個を選択（例えば、２４－２７）してコードブックを構成することができる。すると、５bitサイズに合せるための追加的な４個のstateは数式３４のように構成されるか、または数式３５で定義された８個のstateのうちから選択できる。
Figure 0007023970000166
Figure 0007023970000167
そして／又は、前記８個の８－PSKランク２を全て使用し、かつ０～１５番コードブックのうちから１２個のコードワードを選択（例えば０～１１番コードブック／コードワード）して、総３２個のstateを構成することもできる。
１－３．ランク３の場合、コードブックは表３１のように定義できる。
Figure 0007023970000168
そして／又は、表３１に定義された２０－２７のコードワードのうちの一部を、次の数式３６のような形態のコードブックのうち、少なくとも一部に代替できる。
Figure 0007023970000169
ランク３コードブックの場合、各アンテナポートに相応する転送パワーがレイヤ別の和（=０．２５）と見た時、同一であることを確認することができ、最初のレイヤは全てのアンテナポートが転送され、２番目と３番目は特定ポートグループのみ転送される特徴を有するコードブックであって、ポート選択とポート結合の特性を適切に有していると見ることができる。
１－４．ランク４の場合、コードブックは表３２のように定義できる。
Figure 0007023970000170
ランク４コードブックで、４－７のコードワードは２つのパネルで各々レイヤ２転送が遂行されるものとして解析できる。即ち、表３２のコードブックはアンテナポート｛１、３｝、｛２、４｝が各々レイヤ２の転送を行うコードブックであって、多重－パネルコードブックをカバーするための目的に使われることができる。
一般に、レイヤが大きくなるほどコードブックの細分性からくる利得はそんなに大きくない。一例に、前記全体ランク転送例題でランク４転送の場合、単純に１－２個のコードワードのみ使用しても多様なコードブックを使用する場合に比べて大いに遅れない性能を見せることができる。したがって、前記提案されたコードブックの結合あるいはその部分集合でコードブックが構成される場合、レイヤが大きくなるほど設定されたTPMIのサイズ（前記実施形態の場合、５bit）が全て使われないことがあり、使われないビット／stateは誤謬検出に使われることができる。また、ビット／stateが減るほど基地局の立場ではTPMI計算複雑度が減るという長所がある。
２．部分コヒーレンス（partial coherence）－４bit
部分コヒーレンスコードブックは前記提案された完全コヒーレンスコードブックから完全コヒーレンス転送コードワードを除外したコードワード（即ち、部分－コヒーレンス（転送）コードワード、非－コヒーレンス（転送）コードワード）のうち、少なくとも一部が選択されて構成できる。例えば、部分コヒーレンスコードブックは、前記提案された完全コヒーレンスコードブックで、ランク１の場合、インデックス１６－２７のコードワード、ランク２の場合、インデックス０～１１及び２８－３１のコードワード、ランク３の場合０～１１及び２８－３１のコードワード、ランク４は４－１２のコードワードで構成できる。この場合、最大コードワード数は１６個で、４bitが割り当てできる。
３．非コヒーレンス（non coherence）－２bit
非コヒーレンスコードブックは、前記提案された完全（または、部分）コヒーレンスコードブックで完全（または、部分）コヒーレンス（転送）コードワードを除外したコードワード（即ち、非－コヒーレンス（転送）コードワード）のうち、少なくとも一部が選択されて構成できる。例えば、非コヒーレンスコードブックは、前記提案された完全コヒーレンスコードブックで、ランク１の場合、インデックス２４－２７のコードワード、ランク２の場合、インデックス２８－３１のコードワード、ランク３の場合、インデックス２８－３１のコードワード、ランク４の場合、インデックス１２のコードワードで構成できる。この場合、最大コードワード個数は４個で、２bitが割り当てできる。
即ち、前述した内容を整理すると、完全コヒーレンスコードブックは完全コヒーレンス転送コードワード、部分コヒーレンス転送コードワード、及び非コヒーレンス転送コードワードで構成されることができ、部分コヒーレンスコードブックは部分コヒーレンス転送コードワード及び非コヒーレンス転送コードワードで構成されることができ、非コヒーレンスコードブックは非コヒーレンス転送コードワードで構成できる。
したがって、ULコードブックの種類には、完全コヒーレンスコードブック、部分コヒーレンスコードブック、非コヒーレンスコードブックが存在することができ、ULコードブック（即ち、完全コヒーレンスコードブック）は完全コヒーレンス（転送）コードワード、部分コヒーレンス（転送）コードワード、非コヒーレンス（転送）コードワードで構成できる。
本明細書で、コードワードは‘プリコーディング行列’と称されることもできる。
仮に、DFT-s-OFDMとCP-OFDMが別途のDCIフォーマットに構成されれば、前記提案はCP-OFDMに対するDCIフォーマット構成に適用できる。仮に、DFT-s-OFDMとCP-OFDMが動的スイッチングを支援すれば、DCIフィールドのデザインはwaveformに統合されたデザインが好ましいことがある。したがって、CP OFDMがDFT-s-OFDMに変更される場合、前記UL－関連DCIでアンテナポート、スクランブリング識別及びレイヤ数などの情報が指示されるフィールドは、表３３に変更解析できる。表３３は、UL関連DCIフォーマットの循環シフトフィールドを
Figure 0007023970000171
及び
Figure 0007023970000172
にマッピングした表である。
Figure 0007023970000173
表３３で、lambdaはランクと関連したパラメータであるので、DFT-s-OFDMの場合、lambda=０に対するcolumnのみ適用できる。
前記コードブックで、パワースケーリングはアンテナターン－オフを仮定して設定された。即ち、与えられた時間内の端末の送信パワーをPとすると、パワーは全てのポートに均一に分配されてレイヤに関係なく、各ポートの送信パワーはP／N（ここで、Nはポート数）で与えられるようになる。この際、４－ポートのうちの１つのポートのみ使用して転送する場合、P／４に転送パワーが６dBだけ減るようになって、カバレッジが減るという問題が発生することがある。パワーを全てのポートの数で割ることは端末のバッテリー節約の利点だけでなく、端末のTxチェーン費用（cost）側面で利得がありうる。即ち、パワーブースティングを許容して、４－ポートの場合、ポート当たりP／４のパワー転送でなく、P／２あるいはPで転送するようになれば、端末のTxチェーンの転送パワーの動的範囲が格段に大きくならなければならないという問題があり、これは費用を増加させる。一方、ハイ－エンド端末の場合、前記のように動的範囲が大きいTxチェーンを備えることができるので、これを能力として報告することができる。即ち、UL転送時、端末は、端末の最大送信パワーから特定X dB（例えば、３dB）以下への転送有無に関する能力を基地局に報告することができ、これは非－コヒーレント転送の正規化因子（normalized factor）決定に考慮できる。例えば、ランク１ TPMIインデックス２４－２７の場合、正規化因子は２でない
Figure 0007023970000174
あるいは１に設定されるか、または事前に特定値
Figure 0007023970000175
に事前に約束／定義できる。
前記提案するコードブックをSB TPMIに使用するようになれば、各SB別に使われるコードワードが変わることがある。例えば、特定SBのTPMIは全てのポートを全て使用するコードブック（例えば、完全コヒーレンスコードブック）を基盤にすることができ、更に他の特定SBは一部ポートを使用するコードブック（例えば、部分コヒーレンスコードブック）を基盤にすることができる。この場合、SB別に使われるポート数が変われば、ULパワー制御が非常に複雑になる場合が発生する。したがって、WBにSBで使われるポート数が決定されることができ（これは、ポート選択コードブック形態、あるいはビットマップ形態にシグナリングできる）、SB TPMIはWBに指示されるポート数を全て使用するコードブックのみを考慮するように制限できる。即ち、パワースケーリング因子観点でまた叙述すれば、全体TPMI転送に使われるパワーPを全て使用するTPMIのパワーが１に正規化されることが仮定され、WB TPMIなどの方式によりSB TPMI転送に使われるポート数、パワースケーリング及び／又はp（０＜p＜=１）が決定され、SB TPMIはp値に変化を与えないために、必ずパワースケーリング因子１に正規化される。
ULに対するコードブック基盤転送は、少なくとも次のようなUL承認（grant）のシグナリングを通じて支援される：
－SRI+TPMI+TRI、ここで、TPMIはSRIにより選択されたSRS資源のSRSポートを通じて好むプリコーダーを示すことに使われる。単一SRS資源が設定される時、SRIはないことがある。TPMIは設定された単一SRS資源のSRSポートを通じて好まれるプリコーダーを指示することに使われる。
－ 複数のSRS資源選択に対する指示支援
CP-OFDM基盤ULに対するコードブック基盤転送の場合、UEがUL周波数選択的プリコーディングの設定を受けて、SB TPMIシグナリング方式が支援される場合、次の代案のうちの１つが支援できる：
－ Alt １：与えられたPUSCH転送のために割り当てられたPRBに対してのみDCIを通じてSB TPMIがUEにシグナリングされる。
－Alt ２：与えられたPUSCH転送に対する実際RAに関係なく、ULの全てのPRBに対してDCIを通じてSB TPMIがUEにシグナリングされる。
但し、他の代案やはり排除されない。デュアルステージコードブックが支援される場合、SB TPMIはW２に対応することができる。
WB TPMIはサブ帯域TPMIと共にシグナリングされるか、またはそうでないこともありうる。
ULコードブックデザインの場合、次の２つ構造のうちの１つがNRで支援できる：
－ Alt０：シングルステージコードブック
－ Alt １：デュアルステージコードブック
LTEでは、PAPR及びCMを維持するような設計制約が必要なSC-OFDMを支援するために、２－ポート及び４－ポート用シングルステージULコードブックが使われた（即ち、多重レイヤ転送でCMが増加してはならない）。したがって、ランクが１より大きい場合、LTE ULコードブックは各コードワード別にゼロエントリーを含む。
しかしながら、NRではUL転送のためにCP-OFDMが使われるので、CM維持制限はULコードブックの核心設計目標になることができない。また、CP-OFDMのためのUL周波数選択的プリコーディングの支援が協議された。したがって、周波数選択的UL-MIMOスケジューリングのための制御チャンネルオーバーヘッド問題を解決するための１つの設計基準として、ULデュアル－ステージコードブック（DLと同様に、即ち、W１W２）を考慮することが自然である。
したがって、本明細書では少なくともCP-OFDMに対してUL周波数選択的プリコーディングのためのデュアルステージコードブック構造（W=W１W２）が考慮できる。
デュアルステージコードブックで、SB当たり最終ULプリコーダー（W）はWB PMI成分（component）（W１）及び対応するSB PMI成分（W２）に分解できる。この構造で、WB PMI成分（W１）はビーム／ビームグループを含むことができ、SB PMI成分（W２）はビーム選択器及び／又は位相－一致成分（例えば、x-polアンテナのための）を含むことができる。DLデュアルステージコードブックで、W１はSU-MIMOに対して特に性能の良いDFTビームで構成できる。なぜならば、gNBは均一な線形（または、平面）アレイアンテナ要素／パネルを備えているためである。TRPとは異なり、UEは任意の分離されたアンテナ要素／パネルを備えることができ、したがって、低いアンテナ相関関係が期待できる。このような理由で、NR ULコードブックはUEのアンテナ配置及び構造を考慮して設計されなければならない。これは、ULコードブックが任意のUEアンテナ配置及び構造に対して良好に遂行されなければならないことを意味する。このような脈絡で、４Tx DL householdコードブックが考慮できる。しかしながら、周波数選択的プリコーディングに関しては、TPMIシグナリングオーバーヘッドは、設定されたSBの数によって増加できる。したがって、シグナリングオーバーヘッドの総数を効率よく減らすために、二重ステージ構造を有するhouseholdコードブックが考慮できる。この設計で、W１はhouseholdコードブックからgNBにより各ビームが選択できるL－ビーム（例えば、L=２、４、Lは設定可能）グループで構成できる。W２は、SB当たり
Figure 0007023970000176
ビットのみを必要とするビーム選択を遂行することができる。
即ち、結論的に、NR ULコードブックは任意のUEアンテナ配置及び構造に対してよく遂行されるように設計されなければならないので、ULコードブックに対するビームグルーピングを含むDL householdコードブックが考慮できる。
UEが多重パネルを備えた場合、速いUE回転、塞がり（blockage）などの場合の強靭な転送のために、パネル選択及び／又は結合が考慮できる。このような種類のパネル選択及び／又は結合機能はW１またはW２により支援できる。この場合、ULコードブック設計に対する次の３種類の因子が考慮されなければならない。
・ ULコードブックで支援されるパネル数
・ パネル当たり支援されるポート数
・ UEがパネル当たり異なる数のポートを有することができるか否か
前記の３種類の要素を単純化できるが、コードブック構造は相変らず複雑でありうる。したがって、UE側で相異するパネルのアンテナポートは相異する平均RSRP値を有することができるので、SRIはパネル選択またはアンテナポートグループ選択のために使われることができる。これは、他のパネルのアンテナポートが互いに異なる資源により独立的に支援できることを意味する。要約すると、ULコードブックは単一パネルを仮定して設計されており、SRIはパネル選択機能に使われることができる。
NRでは、さまざまなSRS資源選択に対する指示を支援することができる。SRIフィールドにより指示できる多数のSRS資源の場合、パネル結合機能が考慮できる。パネル結合は位相及び／又は振幅に適切なパネル間補正器（corrector）を適用してビームフォーミング利得を高めることに重要な役目を遂行する。したがって、パネル結合機能のために多数のSRS資源が指示されれば、パネル補正器に対する追加TPMIを導入しなければならない。
即ち、ULコードブックは単一パネルを仮定して設計されることができ、SRIはパネル選択機能に使われることができる。また、パネル結合機能のために多数のSRS資源が指示される場合、パネル間位相／振幅補正器に対する追加TPMIを導入しなければならない。
SRIは、ULで多重パネル共同転送を支援することができるSRS資源の多重選択を指示することができる。また、各々の指示されたSRS資源と関連した各々のパネル転送はUL-CoMPの文脈で相異するUL受信ポイントをターゲッティングすることができる。これを適切に支援するために、NRネットワークはSRS資源別に分離された電力制御プロセスを使用して互いに異なるSRSリソースに該当する互いに異なるレイヤグループ別に少なくとも正確なMCSを計算できなければならない。一般に、UEに対する多数のULPCプロセスが支援される必要があり、各々のULPCプロセスはUEに設定された少なくとも１つのSRS資源と関連できる。例えば、設定されたSRS資源ID #１及び#２は同一なULPCプロセスAと関連することができ、他の設定されたSRS資源ID #３は他のULPCプロセスBと関連できる。ULPCプロセスA及びBは相異する受信ポイントを目標にすることができ、同一なULPCプロセスAに従うSRS資源#１及び#２はUL承認で合意されたSRI指示により動的に選択できる。例えば、UL承認でSRIフィールドによりSRS資源#１（対応するTPMI／TRI含み）と#３（対応するTPMI／TRI含み）が共同に指示される場合、例えば、これはレイヤグループに区分されたUL多重パネル転送及びgNB側でUL-CoMP共同受信動作と解釈できる。
NRで、UL-MIMOに対する周波数選択的プリコーディングを適用するために、SB PMI指示に起因する増加した制御チャンネルオーバーヘッドは深刻な問題でありうる。この問題を解決するために、２レベルDCIが代案のうちの１つとして考慮されることができ、２レベルDCIの細部事項によって長所と短所が相異することがある。遅延問題、DCIデコーディング失敗問題、及びDCIオーバーヘッドと関連して３種類のバージョンの２－レベルDCIが１つずつ以下のように論議できる。
オプション１：
－ １次DCI：LTE DCI ０／４のようなUL承認
－ ２次DCI：割り当てられたRBのSB PMI
－ DCI転送タイミング：２つのDCIが同一なサブフレームで転送される
オプション２：
－ １次DCI：全てのRBに対するSB PMI
－ ２次DCI：LTE DCI ０／４のようなUL承認
－ DCI転送タイミング：１次DCIを示す１つ以上の２次DCIは１次DCI転送サブフレームで（または、以後に）転送される
チャンネルエージング問題と関連して、オプション２は好ましくないことがあるが、その理由はUL承認情報がSB PMI伝達の以後に多数のサブフレームに伝達できるためである。このような周波数選択的ULプリコーダーを導入しようとする動機は、周波数ドメインを用いる正確なULリンク適応を達成するものであるので、スケジューリング情報の全体セットはUL転送のためにスケジューリングされる時、UEに即刻に（instantaneously）伝達されることが好ましい。オプション１の場合、同一なサブフレームで２つのDCIが転送されるので、遅延問題が発生しない。
全てのオプションに対して、ULスケジューリングに対する完全な情報は２つのDCIに分割されるので、UEは２つのDCIのうちの１つをデコーディングできなければ、ULデータを転送できない。オプション２に対して、UEが１次DCIをデコーディングできなければ、１次DCIを参照する幾つかの２次DCIが浪費できる。この問題を解決するために、１次DCIのデコーディング結果をgNBに報告する適切なメカニズムが必要でありうる。
DCIオーバーヘッド側面で、この２つオプションは、オーバーヘッドを減らすことに助けになる。オプション１に対して、全てのSBでないスケジュールリングされたSBに対してのみSB PMIが２次DCIを通じて指示されるので、小さなRBがUEに割り当てられればDCIペイロードサイズが適応的に減少する。オプション２の場合、全てのSBに対するSB PMIは１次DCIを通じて指示されなければならず、これは２次DCI（UL承認含み）は１次DCI転送後にシグナリングできるためである。このデザインでオーバーヘッド低減は時間単位で達成できる。言い換えると、１次DCIはDCIオーバーヘッドが低減できるように多重UL承認に対し、ただ１回だけ転送される。
他のオプションは、次のような単一レベルDCIに該当する。
オプション３：
－ 単一DCI：割り当てられたRBに対するSB PMI及びLTE DCI ０／４のようなUL承認
オプション４：
－ 単一DCI：全てのRBに対するSB PMI及びLTE DCI ０／４のようなUL承認
オプション３と４には２レベルDCIにあるチャンネルエージングまたはデコーディング失敗の問題はないが、単一DCIに一層多いペイロードを含まなければならないこともある。オプション３でも、DCI BDオーバーヘッドを増加させないために、割り当てられたRBサイズに関係なく、同一なペイロードサイズを維持することが好ましい。結果的に、オプション３に対するDCIサイズは割り当てられたRBが広帯域であり、オプション３及び４に対するDCIサイズが同一な場合に基づいて決定される。
DCIオーバーヘッドを最小化するために、SB PMI指示を圧縮することが重要である。周波数選択的UL-MIMOスケジューリングのための制御チャンネルオーバーヘッド問題を解決するためには、SB PMIペイロードに対する圧縮方法がコードブック構造と共に調査されなければならない。デュアルコードブック構造で、サブ帯域当たり最終ULプリコーダー（W）は、広帯域PMI成分（W１）及び対応するサブ帯域PMI成分（W２）に分解できる。次に、ULスケジューリングDCIは１つの広帯域W１及び多重SB W２を含む。SB W２のペイロードサイズを減らすために、コードブックサブサンプリングが考慮できる。Rel-８ LTEコードブックのような単一コードブック構造の場合、SB PMIペイロードは類似な方式により圧縮できる。より具体的に、SB PMIに対するコードブックサブセットはWB PMIに基づいて制限され、サブセットはWB PMIとの相関度が高いPMIで構成される。
周波数選択的スケジューリングのためのUL DCI設計は、遅延問題、DCIデコーディング失敗問題、及びDCIオーバーヘッド側面で調査されなければならない。また、DCIオーバーヘッドを減らすために、全体コードブックのサブセットでSB PMIが指示されなければならない。
図１７は、本発明の一実施形態に従う端末のPUSCH転送動作を例示した順序図である。本順序図と関連して前述した説明／実施形態が同一／類似するように適用されることができ、重複する説明は省略する。
まず、端末はUL転送スケジューリングのためのDCIを受信することができる（Ｓ１７１０）。この際、DCIはプリコーディング情報として端末のPUSCH転送のために選択されたプリコーディング行列のインデックスに関する情報であるTPMIを含むことができる。延いては、DCIは端末のPUSCH転送に使われるレイヤに関する情報であるRIをさらに含むことができ、この際、RIはTPMIと共に共同エンコーディングされてDCIに含まれることができる。また、DMRSポートを決定するために（DCI内で）事前に定義されたDMRSフィールド／表は前記TPMIと共同エンコーディングされた前記RIによってサイズが相異するように決定できる。即ち、DMRSフィールド／表は、前記RIに基づいて／従って異なるようにエンコーディング／デコーディング／解析／定義／設定できる。
一実施形態として、TPMIは端末に設定されたSRS資源別に指示され、かつRIは前記設定されたSRS資源に対して共通的に指示できる。または、他の実施形態として、TPMI及びRIは前記端末に設定された全てのSRS資源に対して共通的に指示できる。または、他の実施形態として、TPMI及びRIは端末に設定されたSRS資源別に指示できる。
次に、端末は前記プリコーディング情報に基づいてコードブック基盤PUSCH転送を遂行することができる（Ｓ１７２０）。この際、もしPUSCHが４個のアンテナポートを使用して転送される場合、前記コードブックは、各レイヤ別に１つのポートのみを選択するための非－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第１グループ、少なくとも１つのレイヤで２つのポートを選択するための部分－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第２グループ、及び／又は各レイヤ別に全てのポートを選択するための完全－コヒーレンスプリコーディング行列で構成された第３グループから構成できる。ここで、非－コヒーレンスプリコーディング行列は各列（column）当たりノン－ゼロ値を有する１つのベクトルを含む行列であり、部分－コヒーレンスプリコーディング行列は少なくとも１つの列でノン－ゼロ値を有する２つのベクトルを含む行列であり、完全－コヒーレンスプリコーディング行列はノン－ゼロ値を有するベクトルのみ含む行列を各々示すことができる。また、前記コードブックはCP-OFDM waveformを基盤とするコードブックでありうる。
また、本順序図に図示してはいないが、端末はPUSCH転送に使われるレイヤ数の制限情報を基地局から受信することができる。例えば、端末はPUSCH転送に使用可能な最大レイヤ数に関する制限情報を基地局から上位階層シグナリング（例えば、RRC）を通じて受信することができる。この場合、端末はPUSCH転送時、制限されたレイヤに該当するコードブックは使用しない。また、レイヤ数の制限情報に基づいてTPMI及びRIが共同エンコーディングされたフィールドのサイズが決定できる。
また、本順序図に図示してはいないが、端末は前記コードブック内で前記PUSCH転送に使用可能なプリコーディング行列の制限情報を受信することができる。この際、プリコーディング行列の制限情報は前記グループ（例えば、第１乃至第３グループ）単位または個別的なプリコーディング行列単位でPUSCH転送に使用可能なプリコーディング行列を指示するようにシグナリング／生成できる。このようなプリコーディング行列の制限情報に基づいてTPMI及びRIが共同エンコーディングされたフィールドのサイズが決定できる。即ち、TPMI及びRIが共同エンコーディングされたフィールド／表は、前記プリコーディング行列の制限情報に基づいて／従って異なるようにエンコーディング／デコーディング／解析／定義／設定できる。
本発明が適用できる装置一般
図１８は、本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。
図１８を参照すると、無線通信システムは、基地局１８１０と基地局１８１０の領域内に位置した多数の端末１８２０を含む。
基地局１８１０は、プロセッサ（processor）１８１１、メモリー（memory）１８１２、及びRF部（radio frequency unit）１８１３を含む。プロセッサ１８１１は、先の提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１８１１により具現できる。メモリー１８１２はプロセッサ１８１１と連結されて、プロセッサ１８１１を駆動するための多様な情報を格納する。RF部１８１３はプロセッサ１８１１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。
端末１８２０は、プロセッサ１８２１、メモリー１８２２、及びRF部１８２３を含む。プロセッサ１８２１は、先の提案された機能、過程、及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１８２１により具現できる。メモリー１８２２はプロセッサ１８２１と連結されて、プロセッサ１８２１を駆動するための多様な情報を格納する。RF部１８２３はプロセッサ１８２１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。
メモリー１８１２、１８２２はプロセッサ１８１１、１８２１の内部または外部にあることができ、よく知られた多様な手段によりプロセッサ１８１１、１８２１と連結できる。また、基地局１８１０及び／又は端末１８２０は１つのアンテナ（single antenna）または多重アンテナ（multiple antenna）を有することができる。
図１９は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のRFモジュールの一例を示した図である。
具体的に、図１９はFDD（Frequency Division Duplex）システムで具現できるRFモジュールの一例を示す。
まず、転送経路で、先の記述されたプロセッサは転送されるデータをプロセシングしてアナログ出力信号を送信機１９１０に提供する。
送信機１９１０内で、アナログ出力信号はデジタル－対－アナログ変換（ADC）により引起こされるイメージを除去するために低域通過フィルタ（Low Pass Filter、LPF）１９１１によりフィルタリングされ、上向き変換機（Mixer）１９１２により基底帯域からRFに上向き変換され、可変利得増幅器（Variable Gain Amplifier、VGA）１９１３により増幅され、増幅された信号はフィルタ１９１４によりフィルタリングされ、電力増幅器（Power Amplifier、PA）１９１５により追加で増幅され、デュプレクサ１９５０／アンテナスイッチ１９６０を通じてルーティングされ、アンテナ１９７０を通じて転送される。
また、受信経路で、アンテナ１９７０は外部から信号を受信して、受信された信号を提供し、この信号はアンテナスイッチ１９６０／デュプレクサ１９５０を通じてルーティングされ、受信機１９２０に提供される。
受信機１９２０内で、受信された信号は低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、LNA）１９２３により増幅され、帯域通過フィルタ１９２４によりフィルタリングされ、下向き変換機（Mixer）１９２５によりRFから基底帯域に下向き変換される。
前記下向き変換された信号は、低域通過フィルタ（LPF）１９２６によりフィルタリングされ、VGA１９２７により増幅されてアナログ入力信号を獲得し、これは先に記述されたプロセッサに提供される。
また、ローカルオシレーター（local oscillator、LO）発生器１９４０は、転送及び受信LO信号を発生及び上向き変換機１９１２及び下向き変換機１９２５に各々提供する。
また、位相固定ループ（Phase Locked Loop、PLL）１９３０は適切な周波数で転送及び受信LO信号を生成するためにプロセッサから制御情報を受信し、制御信号をLO発生器１９４０に提供する。
また、図１９に図示された回路は図１９に図示された構成と異なるように配列されることもできる。
図２０は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のRFモジュールの更に他の一例を示した図である。
具体的に、図２０はTDD（Time Division Duplex）システムで具現できるRFモジュールの一例を示す。
TDDシステムでのRFモジュールの送信機２０１０及び受信機２０２０は、FDDシステムでのRFモジュールの送信機及び受信機の構造と同一である。
以下、TDDシステムのRFモジュールは、FDDシステムのRFモジュールと差が出る構造に対してのみ説明し、同一な構造に対しては図１０の説明を参照する。
送信機の電力増幅器（Power Amplifier、PA）２０１５により増幅された信号はバンド選択スイッチ（Band Select Switch）２０５０、バンド通過フィルタ（BPF）２０６０、及びアンテナスイッチ２０７０を通じてルーティングされ、アンテナ２０８０を通じて転送される。
また、受信経路で、アンテナ２０８０は外部から信号を受信して、受信された信号を提供し、この信号はアンテナスイッチ２０７０、バンド通過フィルタ２０６０、及びバンド選択スイッチ２０５０を通じてルーティングされ、受信機２０２０に提供される。
以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替えできる。特許請求範囲で明示的な引用関係のない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。
本明細書で、‘A及び／又はB’は、A及び／又はBのうちの少なくとも１つを意味するものとして解析できる。
本発明に従う実施形態は多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は一つまたはその以上のＡＳＩＣｓ （application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ （digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ （field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現できる。
ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現できる。ソフトウェアコードはメモリーに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリーは、前記プロセッサの内部または外部に位置して、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。
本発明は、本発明の必須的特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解析されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解析により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。
［発明を実施するための形態］
発明の実施のための多様な形態が発明の実施のための最善の形態で説明された。
本発明は３GPP LTE／LTE-A／５Gシステムに適用される例を中心として説明したが、３GPP LTE／LTE-A／５Gシステムの他にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (15)

  1. 無線通信システムにおける物理アップリンク共有チャンネル（ＰＵＳＣＨ）のコードブック基盤送信に対する方法であって、前記方法は、端末（ＵＥ）（１８２０）で実行され、
    ネットワークノード（１８１０）から、（ｉ）ＰＵＳＣＨ送信のためのコードブックのサブセット制限に関連する情報、及び（ｉｉ）ＰＵＳＣＨ送信のために使用されるｗａｖｅｆｏｒｍに関するｗａｖｅｆｏｒｍ情報を受信するステップと、
    ＰＵＳＣＨ送信のためのダウンリンク制御情報（ＤＣＩ）を前記ネットワークノード（１８１０）から受信するステップであって、前記ＤＣＩは、ランク情報及びプリコーディング行列情報を示すためのビットフィールドを含み、前記ランク情報は、前記ＰＵＳＣＨ送信に対するレイヤの数の情報であるランク指示子（ＲＩ）である、ステップと、
    前記ＤＣＩの前記ビットフィールドに基づいて、前記コードブックのサブセットからプリコーダーを選択するステップであって、前記コードブックのサブセットは、前記ｗａｖｅｆｏｒｍ情報及び前記コードブックのサブセット制限に関連する前記情報に基づいて決定される、ステップと、
    前記プリコーダーを用いて、前記ＰＵＳＣＨ送信を実行するステップと、
    を含む、方法。
  2. 前記ネットワークノード（１８１０）から、前記コードブックの前記サブセット制限に関連するコヒーレント状態情報を受信するステップを更に含み、
    前記コヒーレント状態情報は、（ｉ）完全－コヒーレンス、（ｉｉ）部分－コヒーレンス、及び（ｉｉｉ）非－コヒーレンスの１つを示す、請求項１に記載の方法。
  3. 前記プリコーダーは、前記ＤＣＩの前記ビットフィールド、前記ｗａｖｅｆｏｒｍ情報、前記コヒーレント状態情報及び前記コードブックのサブセット制限に関連する前記情報に基づいて選択される、請求項２に記載の方法。
  4. 前記ＰＵＳＣＨが４個のアンテナポートを使用して送信されることに基づいて、前記プリコーダーは、
    各レイヤに対して１つのポートのみを選択するための非－コヒーレンスプリコーディング行列を含む第１グループと、
    少なくとも１つのレイヤで２つのポートを選択するための部分－コヒーレンスプリコーディング行列を含む第２グループと、
    前記各レイヤに対する全てのポートを選択するための完全－コヒーレンスプリコーディング行列を含む第３グループと、
    を含むコードブックから選択される、請求項１に記載の方法。
  5. 前記非－コヒーレンスプリコーディング行列は、各列内に１つのノン－ゼロ値を有し、
    前記部分－コヒーレンスプリコーディング行列は、各列内に２つのノン－ゼロ値を有し、
    前記完全－コヒーレンスプリコーディング行列は、ノン－ゼロ値のみを有する、請求項４に記載の方法。
  6. 前記ｗａｖｅｆｏｒｍ情報は、ＣＰ－ＯＦＤＭ ｗａｖｅｆｏｒｍ又はＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ ｗａｖｅｆｏｒｍの１つを示す、請求項１に記載の方法。
  7. 前記プリコーディング行列情報は、前記ＰＵＳＣＨ送信のために選択された前記プリコーダーのインデックスの情報であるＴＰＭＩである、請求項１に記載の方法。
  8. 前記ＴＰＭＩは、前記ＲＩと共に共同エンコーディングされる、請求項７に記載の方法。
  9. 前記ＴＰＭＩ及び前記ＲＩは、前記端末（１８２０）に設定された全てのサウンディング参照信号（ＳＲＳ）資源に対して共通的に指示される、請求項８に記載の方法。
  10. 前記ＴＰＭＩ及び前記ＲＩは、前記端末（１８２０）に設定された各ＳＲＳ資源に対して指示される、請求項８に記載の方法。
  11. 前記ＤＣＩ内で予め定義された復調参照信号（ＤＭＲＳ）フィールドのサイズは、前記ＴＰＭＩと共同エンコーディングされた前記ＲＩによって相異するように決定される、請求項８に記載の方法。
  12. 前記ＴＰＭＩ及び前記ＲＩが共同エンコーディングされるフィールドのサイズは、前記コードブックのサブセット制限に関連する前記情報又はコヒーレント状態情報に基づいて決定される、請求項８に記載の方法。
  13. 前記端末によりサポートされるコヒーレント状態に対する情報を含む能力情報をネットワークノード（１８１０）に報告するステップを更に含む、請求項２に記載の方法。
  14. 無線通信システムにおける端末（ＵＥ）のためのプロセッサであって、前記端末（１８２０）の無線周波数（ＲＦ）ユニット（１８２３）に接続されるとき、前記プロセッサ（１８２１）は、請求項１～１３のいずれか一項に記載の方法に従い、ＰＵＳＣＨのコードブック基盤送信を制御するよう構成される、プロセッサ。
  15. 無線通信システムにおける物理アップリンク共有チャンネル（ＰＵＳＣＨ）のコードブック基盤送信のための端末（ＵＥ）であって、
    無線信号を送受信するための無線周波数（ＲＦ）ユニット（１８２３）と、
    前記ＲＦユニット（１８２３）を制御するためのプロセッサ（１８２１）と、を含み、
    前記プロセッサ（１８２１）は、請求項１～１３のいずれか一項に記載の方法を実行するよう構成される、端末。
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