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JP6625586B2 - 地絡検出装置 - Google Patents

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Description

本発明は、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置に関する。
駆動源としてエンジンと電気モータとを備えるハイブリッド車や、電気自動車のような車両においては、車体上に搭載したバッテリを充電し、バッテリから供給される電気エネルギーを利用して推進力を発生する。一般に、バッテリ関連の電源回路は、200V以上の高電圧を扱う高電圧回路として構成されており、安全性確保ため、バッテリを含む高電圧回路は接地の基準電位点となる車体から電気的に絶縁された非接地構成となっている。
非接地の高電圧バッテリを搭載した車両では、高電圧バッテリが設けられた系、具体的には、高電圧バッテリからモータに至るメインの電源系と車体との絶縁状態(地絡)を監視するために地絡検出装置が備えられている。地絡検出装置は、フライングキャパシタと呼ばれるコンデンサを利用した方式が広く用いられている。
図11は、フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路例を示す図である。本図に示すように地絡検出装置400は、非接地の高電圧バッテリ300と接続し、高電圧バッテリ300が設けられた系の地絡を検出する装置である。ここで、高電圧バッテリ300の正極側と接地間の絶縁抵抗をRLpと表し、負極側と接地間の絶縁抵抗をRLnと表すものとする。
本図に示すように、地絡検出装置400は、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサC1を備えている。また、計測経路を切り換えるとともに、検出用コンデンサC1の充電および放電を制御するために、検出用コンデンサC1の周辺に4つのスイッチング素子S1〜S4を備えている。さらに、検出用コンデンサC1の充電電圧に相当する計測用の電圧をサンプリングするためのスイッチング素子Saを備えている。
地絡検出装置400では、絶縁抵抗RLpおよびRLnを把握するために、V0計測期間→Vc1n計測期間→V0計測期間→Vc1p計測期間を1サイクルとして計測動作を繰り返す。いずれの計測期間とも、計測対象の電圧で検出用コンデンサC1を充電してから、検出用コンデンサC1の充電電圧の計測を行なう。そして、次の計測のために検出用コンデンサC1の放電を行なう。
V0計測期間では、高電圧バッテリ300の電圧Vbに相当する電圧を計測する。このため、スイッチング素子S1、S2をオンにし、スイッチング素子S3、S4をオフにして、検出用コンデンサC1を充電する。すなわち、図12(a)に示すように、高電圧バッテリ300、抵抗R1、検出用コンデンサC1が計測経路となる。
検出用コンデンサC1の充電電圧の計測時には、図12(b)に示すように、スイッチング素子S1、S2をオフにし、スイッチング素子S3、S4をオンにするとともに、スイッチング素子Saをオンにして制御装置420でサンプリングを行なう。その後、図12(c)に示すように、スイッチング素子Saをオフにして次の計測のために検出用コンデンサC1の放電を行なう。検出用コンデンサC1の充電電圧の計測時、検出用コンデンサC1の放電時の動作は他の計測期間においても同様である。
Vc1n計測期間では、絶縁抵抗RLnの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子S1、S4をオンにし、スイッチング素子S2、S3をオフにして、検出用コンデンサC1を充電する。すなわち、図13(a)に示すように、高電圧バッテリ300、抵抗R1、検出用コンデンサC1、抵抗R4、接地、絶縁抵抗RLnが計測経路となる。
Vc1p計測期間では、絶縁抵抗RLpの影響を反映した電圧を計測する。このため、スイッチング素子S2、S3をオンにし、スイッチング素子S1、S4をオフにして、検出用コンデンサC1を充電する。すなわち、図13(b)に示すように、高電圧バッテリ300、絶縁抵抗RLp、接地、抵抗R3、抵抗R1、検出用コンデンサC1が計測経路となる。
これらの計測期間で得られたV0、Vc1n、Vc1pから算出される(Vc1p+Vc1n)/V0に基づいて、(RLp×RLn)/(RLp+RLn)を求められることが知られている。このため、地絡検出装置400内の制御装置420は、V0、Vc1n、Vc1pを測定することにより、絶縁抵抗RLp、RLnを把握することができる。そして、絶縁抵抗RLp、RLnが所定の判定基準レベル以下となった場合に、地絡が発生しているものとして判定し、警報を出力する。
また、特許文献1では、図14に示すような回路構成の地絡検出装置440が提案されている。地絡検出装置440においても各計測期間のスイッチング切換状態は、地絡検出装置400と同様である。
特開2009−281986号公報
従来の地絡検出装置は、スイッチング素子S1〜S4を、絶縁型のスイッチング素子である光MOS−FETを4個用いて構成している。しかしながら、光MOS−FETは、高価であるため地絡検出装置のコスト増を招いている。
そこで、本発明は、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置において、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の地絡検出装置は、非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出する地絡検出装置であって、制御部と、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサと、前記高電圧バッテリの正極側と接続する正極側電源線と、前記高電圧バッテリの負極側と接続する負極側電源線と、一端が接地し、他端の電圧が前記制御部によって測定される正極2次側抵抗と、一端が接地した負極2次側抵抗と、前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの一端の接続先を、前記正極側電源線を含む経路と、前記正極2次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える正極側C接点スイッチと、前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの他端の接続先を、前記負極側電源線を含む経路と、前記負極2次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える負極側C接点スイッチと、を備え、前記制御部は、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ第1計測モードと、いずれかの測定を省いた第2計測モードと、を切り換えて、前記正極側C接点スイッチおよび前記負極側C接点スイッチの切り換え制御を行なうことを特徴とする。
ここで、前記制御部は、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果、あるいは負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果が所定の条件を満たす場合に、第1計測モードに移行することができる。
また、前記制御部は、前記計測モードを、外部制御装置からの指示に従って切り換え、前記第2計測モードは、さらに、すべての測定を省いた計測モードを含んでいてもよい。
また、前記第2計測モードは、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定を省き、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ計測モードを含み、前記制御部は、この計測モードにおいて、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値および負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値のいずれかが所定の閾値を超える場合に、第1計測モードに移行してもよい。
あるいは、前記第2計測モードは、前記高電圧バッテリ相当電圧の測定を省き、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ計測モードを含み、前記制御部は、この計測モードにおいて、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の変化率および正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の変化率のいずれかが所定の条件を満たす場合に、第1計測モードに移行してもよい。
本発明によれば、フライングキャパシタを用いた地絡検出装置において、コスト増の起因となる光MOS−FETを用いていないため、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することができる。
本発明の実施形態に係る地絡検出装置の構成を示すブロック図である。 各計測期間におけるC接点スイッチの状態を示す図である。 正極側C接点スイッチ配置箇所の別例を示す図である。 計測モードの例を示す図である。 地絡検出装置が行なう計測モードの切り換え判定を説明するフローチャートである。 外部制御装置が行なう計測モードの切り換え判定を説明するフローチャートである。 測定値Vc1が判定閾値より大きい場合に計測モードを切換える制御を説明する図である。 コンデンサCの充電電圧の立ち上がり時における時間変化を説明する図である。 充電電圧の変化率の大きさに基づいた判定を行なう場合の動作を説明するフローチャートである。 計測モードB1の例を示す図である。 フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路例を示す図である。 V0計測期間の計測経路を示す図である。 Vc1n計測期間とVc1p計測期間の計測経路を示す図である。 フライングキャパシタ方式の従来の地絡検出装置の回路の別例を示す図である。
本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明の実施形態に係る地絡検出装置100の構成を示すブロック図である。本図に示すように地絡検出装置100は、非接地の高電圧バッテリ300と接続し、高電圧バッテリ300が設けられた系の地絡を検出するフライングキャパシタ方式の装置である。ここで、高電圧バッテリ300の正極側と接地間の絶縁抵抗をRLpと表し、負極側と接地間の絶縁抵抗をRLnと表すものとする。なお、高電圧とは、車両内の各種機器(ランプ、ワイパー等)を駆動させるための低電圧バッテリ(一般的には12V)よりも高い電圧を意味し、高電圧バッテリ300は、車両走行の駆動用に用いられるバッテリである。
高電圧バッテリ300は、リチウムイオン電池等のように充電可能なバッテリにより構成されており、図示しない高圧バスバーを経由して放電し、インバータ等を介して接続された電気モータを駆動する。また、回生時や充電設備接続時には、高圧バスバーを介して充電を行なう。
高電圧バッテリ300の正極側電源ライン301と接地電極との間および負極側電源ライン302と接地電極との間には、電源の高周波ノイズを除去したり動作を安定化するために、それぞれYコンデンサ(ライン・バイパス・コンデンサ)と呼ばれるコンデンサCYp、CYnが接続されている。ただし、Yコンデンサは省くようにしてもよい。
本図に示すように、地絡検出装置100は、フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサC1を備えるとともに、検出用コンデンサC1の充電電圧に相当する計測用の電圧をサンプリングするためのスイッチング素子Saを備えている。ただし、スイッチング素子Saは省くことも可能である。また、マイクロコンピュータ等で構成された制御装置120を備えている。制御装置120は、あらかじめ組み込まれたプログラムを実行することにより、後述するスイッチ切り換え処理等の地絡検出装置100に必要とされる各種制御を実行する。制御装置120は、上位装置である外部制御装置200と通信を行ない、計測期間で得られる測定値や地絡検出結果を出力したり、動作指示等を入力したりする。
図12、図13を参照して説明したように、各計測期間の計測経路では、正極側電源ライン301系のスイッチング素子S1とスイッチング素子S3とが同時にオンになることは無く、負極側電源ライン302系のスイッチング素子S2とスイッチング素子S4とが同時にオンになることは無い。すなわち、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3とは排他的に切り換えられ、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4とは排他的に切り換えられる。
このため、地絡検出装置100では、正極側電源ライン301系のスイッチング素子として、正極側C接点スイッチ111を用い、負極側電源ライン302系のスイッチング素子として、負極側C接点スイッチ112を用いている。正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112は、例えば、高耐圧−小信号のメカニカルリレーやリードリレーで構成することができる。
正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも共通接点cが検出用コンデンサC1側に配置される。具体的には、正極側C接点スイッチ111の共通接点cは、ダイオードD1と抵抗R1の経路と、抵抗R2とダイオードD2との経路との並列回路を経由して検出用コンデンサC1に接続し、負極側C接点スイッチ112の共通接点cは、検出用コンデンサC1の他端に接続している。充電時の経路となるダイオードD1は、正極側C接点スイッチ111から検出用コンデンサC1が順方向となる向きで接続され、放電時の経路となるダイオードD2は逆方向で接続されている。抵抗R2は、放電用抵抗として機能する。
正極側C接点スイッチ111の接点aは、抵抗Raを介して正極側電源ライン301に接続し、負極側C接点スイッチ112の接点aは、抵抗Rbを介して負極側電源ライン302に接続している。すなわち、いずれのC接点スイッチとも高電圧バッテリ300側を接点aとしている。ただし、抵抗Ra、抵抗Rbは、省いてもよい。
正極側C接点スイッチ111の接点bは、スイッチング素子Saに接続するとともに、他端が接地された正極2次側抵抗である抵抗R3と接続している。負極側C接点スイッチ112の接点bは、他端が接地された負極2次側抵抗である抵抗R4と接続している。すなわち、いずれのC接点スイッチとも制御装置120側(接地側)を接点bとしている。
図1に示すように、正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112は、制御装置120により独立に切換制御される。制御装置120は、正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112、スイッチング素子Saを独立に切換制御することにより、計測経路を切り換えるとともに、検出用コンデンサC1の充電および放電、充電電圧の計測を行なう。
具体的には、V0計測期間では、図2(a)に示すように、正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも接点a側に切り換え、高電圧バッテリ300、抵抗Ra、抵抗R1、検出用コンデンサC1、抵抗Rbという計測経路を形成する。
検出用コンデンサC1の充電電圧の計測時には、図2(d)に示すように、正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも接点b側に切り換え、スイッチング素子Saをオンにする。その後、スイッチング素子Saをオフにして次の計測のために主として抵抗R2を利用して検出用コンデンサC1の放電を行なう。検出用コンデンサC1の充電電圧の計測時、放電時の動作は他の計測期間においても同様である。
Vc1n計測期間では、図2(b)に示すように、正極側C接点スイッチ111を接点a側、負極側C接点スイッチ112を接点b側に切り換え、高電圧バッテリ300、抵抗Ra、抵抗R1、検出用コンデンサC1、抵抗R4、接地、絶縁抵抗RLnという計測経路を形成する。
Vc1p計測期間では、図2(c)に示すように、正極側C接点スイッチ111を接点b側、負極側C接点スイッチ112を接点a側に切り換え、高電圧バッテリ300、絶縁抵抗RLp、接地、抵抗R3、抵抗R1、検出用コンデンサC1、抵抗Rbという計測経路を形成する。
地絡検出装置100において、抵抗Ra、抵抗Rb、抵抗R1は、例えば、数100kΩ程度の高抵抗とし、抵抗R2、抵抗R3、抵抗R4は、例えば、数kΩ程度の低抵抗とする。
抵抗R1とは別に正極側に抵抗Raを配置し、負極側に抵抗Rbを配置するとともに、正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112をC接点リレーで構成するため、いずれかのC接点スイッチで固着が生じたとしても、高電圧バッテリ300と制御装置120との間には、高抵抗である抵抗Raあるいは抵抗Rbのいずれかが介在して電流制限がかかる。このため、制御装置120および通電回路を保護することができる。
さらに、仮にいずれかのC接点スイッチで接点aと接点bとがショートしたとしても、高電圧バッテリ300と制御装置120との間には、高抵抗である抵抗Raあるいは抵抗Rbのいずれかが介在して電流制限がかかるため、制御装置120を保護することができる。
また、絶縁抵抗RLpおよび絶縁抵抗RLnについて地絡と判定する基準値をRLsとすると、絶縁抵抗RLpおよび絶縁抵抗RLnが基準値RLsのとき、V0計測期間、Vc1n計測期間、Vc1p計測期間で経路上の抵抗値が等しくなるように、
R1+Ra+Rb=R1+R4+Ra+RLs=R1+R3+Rb+RLs
という関係で各抵抗値を定めることにより、検出用コンデンサC1にセラミックコンデンサを用いた場合であっても、DCバイアス特性の影響で地絡検出精度が低下することを防ぐことができる。
正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112において、高電圧バッテリ300側の接点a、制御装置120側(接地側)の接点bのどちらをノーマルクローズ側とするかは、以下の特性を考慮して適宜定めることができる。
1)正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも高電圧バッテリ300側の接点aをノーマルクローズ側とすると、地絡検出装置100の起動開始時には既に高圧電圧が検出用コンデンサC1に充電されているため、最初のV0計測期間の充電処理を省略できる。このため、起動時に安全確保のため通常時より地絡判定を早めたいという機能ニーズに対応することができる。
2)正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも制御装置120側(接地側)の接点bをノーマルクローズ側とすると、動作停止時は検出用コンデンサC1が放電された状態となる。このため、地絡検出装置100の取り外し時等の感電危険性が低下する。
3)正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112のいずれか一方の接点aをノーマルクローズ側とすると、起動時において検出用コンデンサC1にはどちらかの極と接地間の電圧が充電されていることになる。この電圧を計測して正常状態と比較することにより、簡易的ながらも一方の極の絶縁抵抗が低下している状況をいち早く把握することができる。
以上説明したように、本実施形態の地絡検出装置100は、地絡検出のための測定経路の切り換えスイッチに、コスト増の起因となる光MOS−FETを用いていないため、スイッチング素子に起因するコスト増を抑制することができる。
また、従来4個用いていたスイッチング素子を2個のC接点スイッチで構成するため、従来よりも部品数を削減できるとともに制御線を削減することができる。さらに、C接点スイッチは小型化が容易であるため、省スペース化も可能である。
なお、上述の例では、正極側C接点スイッチ111は、共通接点cが、ダイオードD1と抵抗R1の経路と、抵抗R2とダイオードD2との経路との並列回路を経由して検出用コンデンサC1に接続していたが、図3に示すように、正極側C接点スイッチ111の共通接点cを直接検出用コンデンサC1に接続してもよい。この場合、接点aは、ダイオードD1、抵抗R1を介して抵抗Raと接続し、接点bは、ダイオードD2、抵抗R2を介してスイッチング素子Saに接続するとともに、ダイオードD2の経路と並列にダイオードD2とは逆方向のダイオードD11と抵抗R11の経路を接続すればよい。
ところで、C接点スイッチはメカニカルな接点構成のため、開閉耐久回数に制限がある。特に、通電電流や印加電圧が大きいほど、開閉耐久回数に与える影響が大きくなる。そこで、開閉耐久回数を向上させるために、以下に説明するような制御を行なって開閉回数を削減してもよい。
従来、地絡検出のための計測は、図4(a)に示すように、V0計測期間→Vc1n計測期間→V0計測期間→Vc1p計測期間を1サイクルとして計測動作を繰り返している。このサイクルを計測モードAと称する。この場合、図2に示した各状態が頻繁に切り換わるため、C接点スイッチの開閉回数が多くなる。
そこで、図4(b)〜(d)に示すように、V0計測期間を省いた計測モードB、Vc1計測期間を省いた計測モードC、すべての計測を行なわない計測モードDを用意して適宜モードを切り換えるようにして、C接点スイッチの開閉回数を抑える。
ここで、各計測モードにおける「計測無し」は、図2(d)に示すように正極側C接点スイッチ111、負極側C接点スイッチ112とも接点b側とすることで、直前の計測期間からのスイッチ切換を不要とする。このため、「計測無し」の期間が多いほど、C接点スイッチの開閉回数を抑えることができる。
なお、用意する計測モードは、計測モードA〜Dに限られない。例えば、全計測期間をV0計測期間としたり、計測モードAにおける1サイクル中の2回のV0計測期間を1回とした計測モード等を用意してもよい。
また、異なる計測モードを複数個組み合わせた計測モードを用意してもよい。例えば、計測モードAの後に計測モードDを複数回繰り返すパターンを1サイクルとする計測モードを用意することで、間欠的に地絡判定を行ない、その間はC接点スイッチの切換を不要とする運用を行なうことができる。
計測モードの切換判断は、例えば、地絡検出装置100あるいは外部制御装置200が行なうようにする。図5は、地絡検出装置100が計測モード切換判断を行なう場合の制御例を示すフローチャートである。
起動時においては、正確に地絡判定を行なうために計測モードAの計測動作を行なう(S101)。その後は、C接点スイッチの開閉回数を抑えるために、計測モードBの計測動作に移行する(S102)。計測モードBでは、Vc1計測のみを行なうので、C接点スイッチの電流負荷、電圧負荷も抑えることができる。
計測モードBの計測動作では、V0計測を行なわないため、正確な絶縁抵抗の測定はできないが、Vc1n計測期間、Vc1p計測期間で得られる測定値(測定値Vc1と総称する)に基づいておおよその地絡状況を把握することができる。すなわち、絶縁抵抗RLp、RLnが小さくなっていると、測定回路中を流れる電流が増加するため、測定値Vc1が平常時よりも増加する。
このため、測定値Vc1が所定の判定閾値より大きくなっている場合(S103:Yes)は、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードAに移行する(S104)。計測モードAへの移行後は、例えば、正確な絶縁抵抗の測定で異常がないことが判明すれば計測モードBに戻るようにしてもよい。
図6は、外部制御装置200が計測モード切換判断を行なって地絡検出装置100に計測モード切換を指示する場合の制御例を示すフローチャートである。なお、外部制御装置200は、地絡検出装置100のV0計測とは別に、他の測定経路により高電圧バッテリ300の電圧Vbを取得することができる。
起動時においては、正確に地絡判定を行なうために計測モードAの計測動作を行なわせる(S201)。その後は、C接点スイッチの開閉回数を抑えるために、計測モードBの計測動作に移行させる(S202)。
計測モードBの計測動作中には、地絡検出装置100とは別の測定経路から高電圧バッテリ300の電圧Vbを取得するとともに(S203)、地絡検出装置100の測定結果である電圧Vc1を取得する(S204)。
そして、取得した電圧Vbと電圧Vc1に基づいて絶縁抵抗を算出する(S206)。電圧Vbと電圧Vc1とは、取得経路が異なるため、同期しているとは限られず、また、測定条件等が異なる場合もある。このため、算出された絶縁抵抗は正確な値とは限られない。
そこで、絶縁抵抗が所定の基準値を下回っている場合(S206:Yes)には、正確に地絡判定を行なうために計測モードAの計測動作を行なわせる(S207)。
一方、絶縁抵抗が所定の基準値を下回っていない場合(S206:No)であっても、あらかじめ定めたモード変更条件を満たす場合(S208:Yes)、その条件に従って地絡検出装置100に計測モードの変更を行なわせるようにしてもよい(S209)。
例えば、外部制御装置200が動作上必要な測定値がある場合に、その測定値を得られるような計測モードを行なわせることができる。また、測定値が不要な場合等には、C接点スイッチの開閉が不要な計測モードDに移行させることもできる。変更した計測モードはそれぞれの条件に基づいて適宜他の計測モードに変更させることができる。
計測モードの切換判断は、地絡検出装置100と外部制御装置200の両方が行なうようにしてもよい。この場合、例えば、地絡検出装置100が、図5示したような切り換え判断を行なっている最中に、外部制御装置200から計測モードの切り換え指示を受け付けた場合には、外部制御装置200からの指示を優先して計測モードの切り換えを行なうようにする。
次に、図5を参照して説明した、地絡検出装置100がV0計測を行なわない計測モードBからV0計測を行なう計測モードAへの切換判断を行なう場合の制御の別例について説明する。上述の処理(S103)では、測定値Vc1が所定の判定閾値より大きくなっている場合に、計測モードAに移行するようにしていた。
例えば、図7(a)に示すように、Vc1n、Vc1pとも判定閾値より大きくなっていない場合には、計測モードBを継続する。一方で、図7(b)に示すように、Vc1n、Vc1pの少なくとも一方が判定閾値より大きくなった場合には、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードAに移行する。
しかしながら、Vc1n、Vc1pは、高電圧バッテリ300の電圧変動に応じて増減する。このため、高電圧バッテリ300の電圧が何らかの原因で増加した場合に、絶縁抵抗が低下していないにも関わらず、図7(c)に示すように、Vc1n、Vc1pが判定閾値を超えてしまうときがある。これにより、不必要に計測モードAに移行し、C接点スイッチの開閉回数を増加させてしまうことが起こり得る。
そこで、不必要な計測モードAへの移行を防ぐために、Vc1n、Vc1pの電圧値が判定閾値より大きくなっているか否かの判定に代えて、以下に説明するような、検出用コンデンサC1の充電電圧の所定期間における変化率の大きさに基づいた判定を行なうようにしてもよい。
一般に、RC直列回路において、電圧Eが印加されたときのコンデンサCの充電電圧Vcの時間変化は、
Vc=E(1−exp(−t/RC))
となる。
地絡検出装置100のVc1計測時においては、Eが高電圧バッテリ300の電圧、Cが検出用コンデンサC1の容量、Rが地絡検出装置100の測定経路抵抗値と絶縁抵抗値との合成値に相当する。なお、説明を簡単にするため、Yコンデンサの影響は無視している。
この式から、図8に示すように、絶縁抵抗が高くて正常であるにもかかわらず、高電圧バッテリ300の電圧が高くなっているためにVc1計測値が高くなっている場合と、高電圧バッテリ300の電圧が通常で絶縁抵抗が低下しているためにVc1計測値が高くなっている場合とで、仮に、Vc1計測値が等しくなっていたとしても、コンデンサCの充電電圧の立ち上がり時における時間変化は異なることになる。
具体的には、絶縁抵抗が低下している場合には、立ち上がりのカーブが急峻になる。このため、Vc1の充電時間tcにおける絶縁抵抗低時の充電電圧をVc1L、絶縁抵抗高時の充電電圧をVc1Hとし、tcよりも短い時間taにおける、絶縁抵抗低時の充電電圧をVaL、絶縁抵抗高時の充電電圧をVaHとすると、(Vc1H/VaH)>(Vc1L/VaL)が成り立つことになる。
Vc1/Vaの値は、高電圧バッテリ300の電圧に影響を受けず、絶縁抵抗に依存する。このため、時間tcにおける充電電圧Vc1と時間taにおける充電電圧Vaとの比であるVc1/Vaに基づいて、計測モードAへの移行判定を行なうことが可能となる。すなわち、Vc1/Vaが所定の判定比率よりも小さい場合に、絶縁抵抗が低下したおそれがあるため計測モードAに移行すると判定することができる。もちろん、逆数のVa/Vc1に基づいて判定を行なってもよい。
ここで、Vaの測定は、Vc1の測定とは別個に行なってもよいし、Vc1の測定途中でVaを測定してもよい。後者の場合、Vc1の測定を開始してから時間ta経過後に一度計測用の経路に切替えてVaを測定し、その後、再度Vc1計測用の経路に切換えて、充電時間tcの残りの時間を確保すればよい。以下では、Vaの測定は、Vc1の測定とは別個に行なう場合を例に説明する。
図9は、充電電圧の変化率の大きさに基づいた判定を行なう場合の動作を説明するフローチャートである。図5に示したフローチャートのうち、処理(S102)に代えて処理(S1021)を行ない、処理(S103)に代えて処理(S1031)を行なうものとする。
本動作では、計測モードBに代えて、Vaの測定を追加した計測モードB1を行なう(S1021)。計測モードB1は、V0計測は行なわずに、Vc1n、Vc1pに加え、Vc1nについてのVaであるVna、Vc1pについてのVaであるVpaを計測するモードである。
計測モードB1は、例えば、図10(a)に示すように、Vna計測期間、Vc1n計測期間、Vpa計測期間、Vc1p計測期間を1サイクルとしてもよいし、図10(b)に示すように、Vna計測期間、Vpa計測期間、Vc1n計測期間、Vc1p計測期間を1サイクルとしてもよい。
そして、計測モードB1で各測定値が得られると、Vc1n/Vna、Vc1p/Vpaをそれぞれ算出し、少なくとも一方が所定の判定比率より小さい場合には(S1031:Yes)、正確な絶縁抵抗の測定を行なうために計測モードAに移行する(S104)。
これにより、計測モードAへの移行判定が、高電圧バッテリ300の電圧変動の影響を受けなくなるため、不必要な計測モードA移行によるC接点スイッチの開閉回数の増加を防ぐことができる。
100 地絡検出装置
111 正極側C接点スイッチ
112 負極側C接点スイッチ
120 制御装置
200 外部制御装置
300 高電圧バッテリ
301 正極側電源ライン
302 負極側電源ライン

Claims (5)

  1. 非接地の高電圧バッテリと接続し、前記高電圧バッテリが設けられた系の地絡を検出する地絡検出装置であって、
    制御部と、
    フライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサと、
    前記高電圧バッテリの正極側と接続する正極側電源線と、
    前記高電圧バッテリの負極側と接続する負極側電源線と、
    一端が接地し、他端の電圧が前記制御部によって測定される正極2次側抵抗と、
    一端が接地した負極2次側抵抗と、
    前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの一端の接続先を、前記正極側電源線を含む経路と、前記正極2次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える正極側C接点スイッチと、
    前記制御部の指示に基づいて、前記検出用コンデンサの他端の接続先を、前記負極側電源線を含む経路と、前記負極2次側抵抗を含む経路とで択一的に切り換える負極側C接点スイッチと、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記高電圧バッテリ相当電圧の測定、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定を測定周期に含んだ第1計測モードと、
    前記測定周期の高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間のいずれかの期間において、測定を行わない第2計測モードと、を切り換えて、前記正極側C接点スイッチおよび前記負極側C接点スイッチの切り換え制御を行なうことを特徴とする地絡検出装置。
  2. 前記制御部は、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果、あるいは負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果が所定の条件を満たす場合に、第1計測モードに移行することを特徴とする請求項1に記載の地絡検出装置。
  3. 前記制御部は外部制御装置からの指示に従って、前記第1計測モードと前記第2計測モードとの間の切り換えを行い、前記第2計測モードは、さらに、前記測定周期の高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間、正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間、負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定の期間のすべての期間において、測定を行わない計測モードを含んでいることを特徴とする請求項1または2に記載の地絡検出装置。
  4. 前記第2計測モードは、前記測定周期の前記高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間において、測定を行わず
    前記制御部は正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値および負極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の測定結果から得られる電圧値のいずれかが所定の閾値を超える場合に、第1計測モードに移行することを特徴とする請求項1に記載の地絡検出装置。
  5. 前記第2計測モードは、前記測定周期の前記高電圧バッテリ相当電圧の測定の期間において、測定を行わず
    前記制御部は、検出用コンデンサの充電開始時における正極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の時間変化率および極側絶縁抵抗の影響を受ける電圧の時間変化率のいずれかが所定の条件を満たす場合に、第1計測モードに移行することを特徴とする請求項1に記載の地絡検出装置。
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