JP6298017B2 - 無線通信システムにおける制御情報送信方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおける制御チャネル送信方法に関し、特に、無線通信システムにおける制御チャネル情報の符号化及びマッピング方法に関する。

直交周波数分割多重化（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する。）は、周波数領域でデータを多重化するための大衆的な無線通信技術である。

通信システムにおいて、多重経路通信チャネルは、周波数選択性フェージングによる。さらに、移動無線環境において、このチャネルは、時間変更フェージングによる。したがって、ＯＦＤＭを使用する無線移動システムにおいて、全体的なシステム性能及び効率は、時間領域スケジューリング、周波数選択性マルチユーザースケジューリングを使用することにより向上することができる。周波数選択性マルチユーザースケジューリングの場合に、アップフェードを潜在的に経験するサブキャリアの隣接セットは、ユーザーへの送信のために割当てられる。アップフェードは、多重経路条件が力を得るために無線信号を引き起こす状況である。全帯域幅は、複数のサブ帯域に分けられ、各サブ帯域は、複数の隣接サブキャリアを含む。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムと呼ばれる多重アンテナ通信システムは、無線通信システムにおいてシステム性能の改善のためにＯＦＤＭ技術とともに幅広く使用される。

ＭＩＭＯシステムにおいて、送信器及び受信器は、多重アンテナを備える。したがって、送信器は、独立したデータストリームを同一の周波数帯域で同時に送信することができる。帯域幅を増加させるか又は全送信電力を増加させることにより処理量（すなわち、単位時間当たり送信されるデータの量）を増加させる従来の手段とは異なり、ＭＩＭＯ技術は、多重アンテナによる空間領域内の自由度の追加的な次元を改善することにより無線通信システムのスペクトル性能を増加させる。したがって、ＭＩＭＯ技術は、システムの処理量及び範囲を相当に増加させることができる。

送信器と受信器間の送信チャネルが比較的一定である場合に、システム性能をより改善するために閉ループＭＩＭＯ方式を使用することができる。閉ループＭＩＭＯシステムにおいて、受信器は、チャネル状態に関するフィードバック情報を送信器に通知する。送信器は、この送信方式を最適化するために、このようなフィードバック情報をスケジューリング優先順位、データ及びリソース使用可能性のような他の考慮事項とともに使用する。

典型的な閉ループＭＩＭＯ方式は、ＭＩＭＯプリコーディングである。プリコーディングにより、送信器で多重送信アンテナにデータが伝達される前に送信されるデータストリームがプリコーディング行列によりプリコーディング、すなわち、事前多重化（pre-multiplex）がなされる。

同時（contemporary）閉ループＭＩＭＯプリコーディング方式において、データを受信器に送信する前に送信器がこのデータをプリコーディングする際に、送信器は、プリコーディング情報を伝達する明示的な制御情報を送信することによりプリコーディング行列の識別子のようなプリコーディング情報を受信器に通知する。このようなアプローチによる深刻な問題は、システムリソースを非効率的に使用し、全システムの処理量及び性能を低下させる。

パケット基盤無線データ通信システムにおいて、いわゆる制御チャネルは、一般的にデータ送信を伴う。第３世代のロングタームエボリューション（３Ｇ ＬＴＥ）システムにおいて、制御信号を送信する制御チャネルは、基地局から端末への送信のための物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）又は端末から基地局への送信のための物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）と呼ばれる。ＰＤＣＣＨは、端末（ＵＥ）のＩＤ、リソース割当て情報、ペイロードサイズ、変調、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）情報、ＭＩＭＯ関連情報のような情報を送信する。制御情報を通じて推定され、ＵＥ ＩＤによりマスキングされるサイクリックリダンダンシーチェック（ＣＲＣ）は、明示的なＵＥ ＩＤの代りにキャリアとなることができる。

ＰＵＣＣＨを介して運搬されるＵＥからのフィードバック情報の異なるタイプは、次のように要約される。
・ サブ帯域ＣＱＩ情報
・ ＭＩＭＯランク
・ アンテナ／レイヤー選択
・ ＭＩＭＯプリコーディング
・ ダウンリンクデータ送信のためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ

同時に、フィードバック制御情報の各タイプは、個別に符号化されるか又は変調され、送信される。これは、多重制御タイプに対する効率的な符号化が適用されることができないために、非効率的な送信を引き起こす。さらに、ＣＲＣの幾つかのタイプがエラー検出過程のために使用されると、個別のＣＲＣは、過度のオーバーヘッドを引き起こす制御情報タイプの各々のために要求される。

したがって、本発明は、上述した従来技術の問題点を解決するために提案されたものであり、その目的は、制御チャネル情報の送信のための改善した方法及び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、送信リソースを効率的に使用するための制御チャネル送信の改善した方法及び装置を提供することにある。

上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、制御チャネル情報を送信する方法は、第１の送受信器から第２の送受信器に基準信号を送信するステップと、上記基準信号の受信に応じて、上記第２の送受信器で上記受信された基準信号に基づいて複数の制御チャネル要素を決定するステップと、制御信号を生成するために上記第２の送受信器で上記複数の制御チャネル要素を共同で符号化するステップと、上記第２の送受信器から上記第１の送受信器に上記制御信号を送信するステップとを含むことができる。

上記複数の制御チャネル要素は、サブ帯域チャネル品質指示子と、多入力多出力ランク及び選択されたレイヤーのための指示子と、多入力多出力プリコーディングのための指示子と、アクノリッジメント又はネガティブアクノリッジメントのための指示子と、サイクリックリダンダンシーチェック指示子とを含むことができる。

上記第１の送受信器により４本のアンテナが使用される際に、上記多入力多出力ランク及び選択されたレイヤーのための指示子は、４ビットで構成されることができる。上記第１の送受信器により２本のアンテナが使用される際に、上記多入力多出力ランク及び選択されたレイヤーのための指示子は、２ビットを運搬することができる。

上記方法は、多入力多出力プリコーディング指示子を予め設定するステップをさらに含むことができる。この場合に、上記複数の制御チャネル要素は、サブ帯域チャネル品質指示子と、フォーマット指示子と、多入力多出力プリコーディングのための指示子と、アクノリッジメント又はネガティブアクノリッジメントのための指示子と、サイクリックリダンダンシーチェック指示子とを含むことができる。

上記方法は、サブ帯域チャネル品質指示子を予め設定するステップをさらに含むことができる。この場合に、上記複数の制御チャネル要素は、サブ帯域チャネル品質指示子と、フォーマット指示子と、多入力多出力ランク及び選択されたレイヤーのための指示子と、アクノリッジメント又はネガティブアクノリッジメントのための指示子と、サイクリックリダンダンシーチェック指示子とを含むことができる。

上記複数の制御チャネル要素は、テールビットの中の選択されたセットを上記複数の制御チャネル要素の情報ビットに挿入するステップと、選択されたコードを用いて上記テールビットが挿入された制御チャネル要素を符号化するステップと、上記符号化された制御チャネル要素をパンクチャーリングするステップと、同一の長さを有する複数の変調シンボルを生成するために、選択された変調方式を用いて上記パンクチャーリングされた制御チャネル要素を変調するステップと、複数の変調シーケンスを生成するために上記変調シンボルを用いて選択されたシーケンスを変調するステップと、上記複数の変調シーケンスを使用可能な送信リソースにマッピングするステップと、上記マッピングされたシンボルを無線周波数信号に変換するステップとを介して共同で符号化されることができる。

上記選択されたコードは、複数のコンボリューションコードと、複数のテールビットコンボリューションコードと、複数のブロックコードとを含むグループから選択された１つであることができる。

上記選択された変調方式は、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）と、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）と、直交振幅変調（ＱＡＭ）とを含むグループから選択された１つであることができる。

上記変調シーケンスの各々は、定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスであることができる。

上記複数の変調シーケンスは、上記使用可能な送信リソースを、時間軸及び周波数軸で同一の間隔を有し、複数のサブキャリアでそれぞれ構成された複数のリソース要素に分けるステップと、ここで、各リソース要素内のサブキャリアの個数は、上記複数の変調シーケンスの各要素の個数と同一であり、制御チャネル送信のための１つの時間軸サブフレームを選択するステップと、上記時間軸サブフレームで２個のリソース要素セットを選択するステップと、ここで、上記２個のリソース要素セットのリソース要素個数は、上記複数の変調シーケンスの個数と同一であり、第１のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの１つの縁に位置し、第２のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの向い側の縁に位置し、上記複数の変調シーケンスを上記２個のリソース要素セットにマッピングするステップとを介して使用可能な送信リソースにマッピングされることができる。

上記複数の変調シーケンスは、上記使用可能な送信リソースを、時間軸及び周波数軸で同一の間隔を有し、複数のサブキャリアでそれぞれ構成された複数のリソース要素に分けるステップと、ここで、各リソース要素内のサブキャリアの個数は、上記複数の変調シーケンスの各要素の個数と同一であり、制御チャネル送信のために連続的な複数のサブフレームを選択するステップと、各時間軸サブフレームで２個のリソース要素セットを選択するステップと、ここで、各時間軸サブフレーム内にある第１のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの１つの縁に位置し、各時間軸サブフレーム内にある第２のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの向い側の縁に位置し、選択された各サブフレーム内にある上記２個のリソース要素セットのリソース要素個数と上記複数の変調シーケンスの個数間の関係は、下記式のように定義され、
Ｍ＝Ｘ×Ｎ
ここで、Ｍは、変調シーケンスの個数であり、Ｘは、上記選択されたサブフレームの個数であり、Ｎは、選択された各サブフレーム内の上記２個のリソース要素セットのリソース要素の個数であり、上記複数の変調シーケンスを上記選択されたサブフレーム内の上記選択されたリソース要素にマッピングするステップとを介して使用可能な送信リソースにマッピングされることができる。

上記複数の変調シーケンスは、上記使用可能な送信リソースを、時間軸及び周波数軸で同一の間隔を有し、Ｙ個のサブキャリアでそれぞれ構成された複数のリソース要素に分けるステップと、ここで、上記複数の変調シーケンスの各々は、Ｚ個の要素を有し、Ｙ／Ｚ＝Ｂであり、この際に、Ｂは、正の整数であり、制御チャネル送信のために時間軸サブフレームで２個のリソース要素セットを選択するステップと、ここで、上記２個のリソース要素セットのリソース要素個数は、上記複数の変調シーケンスの個数と同一であり、第１のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブ帯域フレームの１つの縁に位置し、第２のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの向い側の縁に位置し、上記複数の変調シーケンスを上記２個のリソース要素セットにマッピングするステップと、ここで、各リソース要素は、Ｂ個の変調シーケンスに対応する、を含むことにより使用可能な送信リソースにマッピングされることができる。

あるいは、上記複数の制御チャネル要素は、選択されたテールビットのセットを上記複数の制御チャネル要素に挿入するステップと、選択されたコードを用いて上記テールビットが挿入された制御チャネル要素を符号化するステップと、上記符号化された制御チャネル要素をパンクチャーリングするステップと、同一の長さを有する複数の変調シンボルを生成するために選択された変調方式を使用して上記パンクチャーリングされた制御チャネル要素を変調するステップと、上記複数の変調シンボルを使用可能な送信リソースにマッピングするステップと、上記マッピングされたシンボルを無線周波数信号に変換するステップとを介して共同で符号化されることができる。

上記複数の変調シンボルは、上記使用可能な送信リソースを、時間軸及び周波数軸で同一の間隔を有し、１つのサブキャリアでそれぞれ構成された複数のリソース要素に分けるステップと、ここで、各リソース要素は、１つのサブキャリアで形成され、制御チャネル送信のために時間軸サブフレームで２個のリソース要素セットを選択するステップと、ここで、第１のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの１つの縁に位置し、第２のリソース要素セットは、時間軸及び周波数軸でサブフレームの向い側の縁に位置し、上記サブフレーム内の上記２個のリソース要素セットのリソース要素の個数は、上記複数の変調シンボルの個数と同一であり、上記複数の変調シンボルを上記２個のリソース要素セットにマッピングするステップとを介して使用可能な送信リソースにマッピングされることができる。

本発明の実施形態の他の態様によれば、送信器は、複数の制御チャネル要素を生成する制御情報生成器と、選択されたセットのテールビットを上記複数の制御チャネル要素に挿入するテールビット挿入器と、選択されたコードを用いて上記テールビットが挿入された制御チャネル要素を符号化する符号化器と、上記符号化された制御チャネル要素をパンクチャーリングするパンクチャーリング部と、複数の変調シンボルを生成するために上記パンクチャーリングされた制御チャネル要素を選択された変調方式で変調する第１の変調器と、上記複数の制御チャネル要素を使用可能な送信リソースにマッピングするマッピング部と、上記マッピングされたシンボルを無線周波数信号に変換するアップコンバージョン器と、上記無線周波数信号を送信するための相互に接続された少なくとも１つのアンテナとを含むことができる。

本発明は、制御信号を生成するために複数の制御チャネル要素を共同で符号化し、送信リソースにマッピングして送信することにより、システムの性能を向上させ、過度のオーバーヘッドを防止することができる。

本発明の概念の実施のための適切なＯＦＤＭ送受信器チェーンを示す図である。 ＤＦＴ拡張ＯＦＤＭシステムのための送信器及び受信器を示すブロック図である。 ＯＦＤＭシステムにおける周波数選択性マルチユーザースケジューリング及び周波数ダイバーシティのためのサブキャリア割当て方式を示す図である。 ＯＦＤＭシステムにおける周波数選択性スケジューリングの例を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切なＭＩＭＯシステムを示す図である。 本発明の概念の実施のための適切な単一コードワードＭＩＭＯ方式を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切な多重コードワードＭＩＭＯ方式を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切なプリコーディングＭＩＭＯシステムでのプリコーディングの例を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切なプリコーディングＭＩＭＯシステムでのプリコーディングの例を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切な相互に異なるサブ帯域でのＭＩＭＯプリコーディングの例を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切な相互に異なるサブ帯域でのＭＩＭＯランクの例を示す図である。 本発明の概念の実施のための適切な２ｘ２ＭＩＭＯシステムのための相互に異なるサブ帯域でのＭＩＭＯレイヤー順序の例を示す図である。 ＳＣ-ＦＤＭＡ送受信器チェーンを示す図である。 ＳＣ-ＦＤＭＡシステムにおける制御チャネルのためのリソース割当て方式を示す図である。 本発明の第１の実施形態に従ってフィードバック情報を共同で符号化する方法を示す図である。 ４本の送信アンテナのためのランク及び選択されたレイヤー指示子の例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に従ってフィードバック情報を共同で符号化する方法を示す図である。 本発明の第２の実施形態に従ってフィードバック情報を共同で符号化する詳細な方法を示す図である。 本発明の第３の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。 コヒーレント送信方法及びコヒーレント受信方法を示す図である。 本発明の第４の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。 本発明の第５の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。 本発明の第６の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。 本発明の第７の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。 非コヒーレント送信方法及び非コヒーレント受信方法を示す図である。 本発明の第８の実施形態に従って制御チャネル情報を送信リソースにマッピングする方法を示す図である。

以下、本発明の好適な一実施形態を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、明瞭性と簡潔性の観点から、本発明に関連した公知の機能や構成に関する具体的な説明が本発明の要旨を不明瞭にすると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。

図１は、直交周波数分割多重化（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する。）送受信器チェーンを示す。ＯＦＤＭ技術を使用する通信システムにおいて、送信器チェーン１１０で、制御信号又はデータ１１１は、変調器１１２により変調され、直並列（Serial/Parallel：以下、“Ｓ／Ｐ”と称する。）変換器１１３により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：ＩＦＦＴ）部１１４は、この信号を周波数領域から時間領域に変換するのに使用される。サイクリックプレフィックス（Cyclic prefix：ＣＰ）又はゼロプレフィックス（zero prefix：ＺＰ）は、多重経路フェージングによる影響を避けるか又は軽減するためにＣＰ挿入部１１６により各ＯＦＤＭシンボルに付加される。その結果、この信号は、アンテナ（図示せず）のような送信器（Ｔｘ）前処理部１１７又は固定された線又はケーブルにより送信される。受信器チェーン１２０で、完全な時間周波数同期化が実行されると仮定すると、受信器（Ｒｘ）前処理部１２１により受信された信号は、ＣＰ除去部１１２により処理される。高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、“ＦＦＴ”と称する。）部１２４は、追加的な処理のためにこの受信された信号を時間領域から周波数領域に変換する。

ＯＦＤＭシステムにおける全帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭い帯域の周波数単位で区分される。サブキャリアの個数は、システムで使用されるＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズＮと同一である。一般的に、周波数スペクトルの縁にある幾つかのサブキャリアが保護サブキャリアとして確保されるために、データのために使用されるサブキャリアの個数は、Ｎより小さい。一般的に、保護サブキャリアを介して送信される情報はない。

ＤＦＴ拡張ＯＦＤＭシステムにおいて、送信されるデータは、まず、ＱＡＭ変調器１３１により変調される。図２に示すように、ＱＡＭ変調シンボルは、ＩＦＦＴ部１３５にマッピングされる前にＦＦＴ部１３３によりＦＦＴプリコーディングされる。その後の信号処理は、図１に示すような例において送信器と類似しており、したがって、詳細な説明を省略する。受信器で、この受信された信号は、ＦＦＴ部１４３でＦＦＴ動作まで図１に示す受信器と同様に処理される。周波数領域等化（Frequency-domain equalization：以下、“ＦＤＥ”と称する。）は、ＦＦＴ動作の後にＦＤＥ部１４５により実行される。その後に、ＩＦＦＴ動作は、データ変調シンボルを得るために均一化したシンボルに対してＩＦＦＴ部１４７により実行される。

通信リンクにおいて、多重経路通信チャネルは、周波数選択性フェージングを引き起こす。さらに、移動無線環境において、このチャネルは、また時間変更フェージングを引き起こす。したがって、ＯＦＤＭ／ＤＦＴ拡張ＯＦＤＭ基盤接続を使用する無線移動システムにおいて、全システム性能及び効率は、時間領域スケジューリング、周波数選択性マルチユーザースケジューリングを使用することにより向上することができる。周波数選択性マルチユーザースケジューリングの場合に、アップフェード（upfade）を潜在的に経験するサブキャリアの隣接セットは、ユーザーへの送信のために割り当てられる。アップフェードは、多重経路条件が力を得るために無線信号を引き起こす状況である。全帯域幅は、複数のサブ帯域に分割され、各サブ帯域は、複数の隣接したサブキャリアを含む。図３に示すように、サブキャリアｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４は、周波数選択性マルチユーザースケジューリングモードでユーザーへの送信のためにサブ帯域２０１にグループ化される。周波数選択性マルチユーザースケジューリングは、一般的に、チャネル品質を探知することができる低い移動性を有するユーザーに効果的である。

ＯＦＤＭシステムにおける均一であり周波数選択的なスケジューリングの例を図４に示す。図４に示すように、ユーザー１の信号品質は、縁に位置したリソースブロックＲＢ＃１、ＲＢ＃２、ＲＢ＃３、ＲＢ＃８、ＲＢ＃９、ＲＢ＃１０、ＲＢ＃１１、及びＲＢ＃１２でよりよく、ユーザー２の信号品質は、中間に位置したリソースブロックＲＢ＃４、ＲＢ＃５、ＲＢ＃６、及びＲＢ＃７でよりよい。ユーザー１が縁に位置したリソースブロックにスケジューリングされ、ユーザー２が中間に位置したリソースブロックにスケジューリングされると、信号品質は向上することができる。周波数選択性マルチユーザースケジューリングを可能にするために、端末（ＵＥ）からサブ帯域ごとにフィードバックされるチャネル品質指示子（ＣＱＩ）が要求される。

多入力多出力（Multiple Input Multiple Output：以下、“ＭＩＭＯ”と称する。）方式は、無線通信チャネルの性能及び信頼度を向上させるために多重送信アンテナ及び多重受信アンテナを使用する。ＭＩＭＯシステムは、Ｋを有する性能で線形的な増加を保証し、ここで、Ｋは、送信アンテナ（Ｍ）及び受信アンテナ（Ｎ）の中の最小個数、すなわち、Ｋ＝ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）である。４×４ＭＩＭＯシステムの簡単な例が図５に示されている。このような例において、４個の相互に異なるデータストリームが４本の送信アンテナから個別に送信される。この送信された信号は、４本の受信アンテナで受信される。４個のデータストリームを復旧するために、受信された信号に対して幾つかの形態の空間信号処理が実行される。空間信号処理の例には、この送信されたデータストリームを復旧するために成功的な干渉除去方法を使用する垂直ベルラボ層状時空（vertical Bell Laboratories Layered Space-Time：以下、“Ｖ-ＢＬＡＳＴ”と称する。）がある。他のＭＩＭＯ方式は、送信アンテナを介した何らかの種類の時空間符号化を実行する方式（例えば、対角ベルラボ層状時空（diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time：以下、“Ｄ-ＢＬＡＳＴ”と称する。））と空間分割多元接続（Spatial Division Multiple Access：以下、“ＳＤＭＡ”と称する。）のようなビームフォーミング方式とを含む。

ＭＩＭＯチャネル推定は、各送信アンテナから各受信アンテナへのリンクに関するチャネル利得及び位相情報の推定を含む。したがって、ＭｘＮ ＭＩＭＯシステムのチャネルは、次の式のようなＭｘＮ行列で構成される。

ここで、ａ_ｉｊは、送信アンテナｊから受信アンテナｉへのチャネル利得を示す。ＭＩＭＯチャネル行列の要素を推定できるようにするために、個別のパイロットは、送信アンテナの各々から送信される。

単一コードワードＭＩＭＯ方式の例を図６に示す。単一コードワードＭＩＭＯ送信の場合に、サイクリックリダンダンシーチェック（ＣＲＣ）１５２が単一データストリーム１５１に追加された後に、符号化１５３及び変調１５４が順次に実行される。その後に、この符号化及び変調がなされたシンボルは、多重アンテナ１５６を介して送信されるために逆多重化１５５がなされる。

図６に示す多重コードワードＭＩＭＯ送信の場合には、データストリーム１６１は、さらに小さなストリームブロックへの逆多重化１６２がなされる。個々のＣＲＣ１６３がこのさらに小さなストリームブロックに追加された後に、このさらに小さなストリームブロックに対して符号化１６４及び変調１６５が実行される。その後に、これらのさらに小さなストリームブロックは、個別のＭＩＭＯアンテナ１６６を介して送信される。多重コードワードＭＩＭＯ送信の場合には、個々のストリームに対していわゆるＰＡＲＣ（per antenna rate control）方式を引き起こす相互に異なる変調及び符号化が実行されることができる。また、多重コードワード送信は、コードワードが全信号から除去される前に、ＣＲＣチェックが各コードワードに対して実行されることができるため、さらに効率的な後復号化（post-decoding）及び干渉除去を可能にする。このような方法では、除去過程での何らかの干渉拡大を避けるために正確に受信されたコードワードだけが除去される。

送信器と受信器間の送信チャネルが比較的一定である際に、システム性能をより向上させるために閉ループＭＩＭＯ方式を使用することができる。閉ループＭＩＭＯシステムにおいて、この受信器は、チャネル状況に関するフィードバック情報をこの送信器に通知する。送信器は、送信方式を最適化するために、スケジューリング優先順位、データ及びリソース使用可能性のような他の考慮事項と共にこのフィードバック情報を使用する。

大衆的な閉ループＭＩＭＯ方式は、ＭＩＭＯプリコーディングである。プリコーディングにおいて、送信器で多重送信アンテナに伝達される前に、送信されるデータストリームは、プリコーディングされ、すなわち、プリコーディング行列により事前多重化される。

データストリームを物理アンテナにマッピングする前に、単一プリコーディングを使用する選択的なプリコーディングプロトコルは、図８Ａ及び図８Ｂに示す。選択的なプリコーディングは、プリコーディングの前に仮想アンテナ（virtual antenna：ＶＡ）セット１７１を生成する。この場合に、各コードワードは、すべての物理送信アンテナ１７２を介して潜在的に送信される。２本の送信アンテナ１７２の場合の単一プリコーディング行列Ｐ_１及びＰ_２の２つの例は、下記式のようである。

変調シンボルＳ_１及びＳ_２が所定の時間にストリーム１及びストリーム２を介して各々送信されると仮定する。図８Ａに示す例でのマトリックスＰ_１でプリコーディングした後の変調シンボルＴ_１及び図８Ｂに示す例でのマトリックスＰ_２でプリコーディングした後の変調シンボルＴ_２は、下記式のようにそれぞれ記載されることができる。

したがって、図８Ａに示すように、プリコーディングがプリコーディング行列Ｐ_１を用いて完了した際に、シンボル

及び

は、アンテナ１及びアンテナ２を介してそれぞれ送信される。同様に、図８Ｂに示すように、プリコーディングがプリコーディング行列Ｐ_２を用いて完了した際に、シンボル

及び

は、アンテナ１及びアンテナ２を介してそれぞれ送信される。図８Ａ及び図８Ｂに示すように、プリコーディングがＩＦＦＴ動作の前にＯＦＤＭサブキャリアレベルで完了することに留意すべきである。

ＭＩＭＯプリコーディングの例には、フーリエ基盤プリコーディングがある。フーリエ行列は、次の式のように与えられたエントリーを有するＮｘＮ正方行列である。

２ｘ２フーリエ行列は、次の式のように表現されることができる。

同様に、４ｘ４フーリエ行列は、次の式のように表現されることができる。

多重プリコーダーマトリックスは、次の式のようにフーリエ行列でシフトパラメーター（ｇ／Ｇ）を導入することによって定義されることができる。

４個の２ｘ２フーリエ行列セットは、Ｇ＝４を取ることにより定義されることができる。ｇ＝０、１、２、及び３を有する４個の２ｘ２フーリエ行列は、次の式のように記載される。

基地局から端末（ＵＥ）への送信経路、すなわち、ダウンリンク送信において、プリコーディング行列は、通常、端末が基地局に送信するプリコーディングフィードバック情報に基づいて決定される。このプリコーディングフィードバック情報は、典型的にプリコーディング行列識別子を含む。

ＯＦＤＭシステムにおける全帯域幅が各々連続されるサブキャリアでなされた複数のサブ帯域に分割される際に、図９に示す例のように、ＯＦＤＭシステムにおける周波数選択性フェージングのため、相互に異なるサブ帯域（ＳＢ）に対する最適のプリコーディングは、相互に異なることができる。図９において、相互に異なるＳＢは、異なるプリコーディング行列を使用する。連続的なＯＦＤＭサブキャリア１から６４を含むサブ帯域１（ＳＢ１）は、プリコーディングマトリックスＰ_２ ^２を使用し、連続的なＯＦＤＭサブキャリア６５から１２８を含むＳＢ２は、プリコーディングマトリックスＰ_２ ^１を使用する。したがって、このプリコーディングフィードバック情報は、サブ帯域に基づいて送信される。さらに、フィードバックエラーのため、基地局は、送信されたサブ帯域に使用されたプリコーディング情報を端末に通知する必要がある。これは、ダウンリンクでの付加的なシグナリングオーバーヘッドを引き起こす。

プリコーディング情報の他に、フィードバック情報の他の形態は、ランク情報、すなわち、ＭＩＭＯレイヤーの個数である。ＭＩＭＯレイヤーは、データシンボルを送信することができる空間チャネルである。システムが４ｘ４ＭＩＭＯを支援することができるときでさえ、ランク-４（４ＭＩＭＯレイヤー）送信が常に好ましいのではない。ＵＥにより経験されたＭＩＭＯチャネルは、一般的に、送信に使用されることができる最大ランクを制限する。一般的に、システムにおいて信号が弱いユーザーに対して処理量の予測からさらに高いランク送信を介して低いランク送信が選好される。さらに、周波数選択性フェージングのために、相互に異なるサブ帯域に対する最適ランクは、異なることができる。図１０の例に示すように、ＳＢ１は、ランク-１送信を使用し、ＳＢ２は、ランク-２送信を使用する。したがって、端末は、サブ帯域に基づくフィードバック情報内にランク情報を含ませる必要がある。また、フィードバックエラーの可能性のために、基地局は、追加的に相互に異なるサブ帯域に対して送信されたＭＩＭＯランクを示す必要がある。また、このランク情報は、このサブ帯域に対して共通であることもできる。すなわち、単一ランク値は、すべてのサブ帯域に対して報告される。ある場合に、これは、ダウンリンクを介して追加的なオーバーヘッドを引き起こす。

ＭＩＭＯフィードバック情報のもう１つの形態には、レイヤー順序情報がある。図１１の例において、ＳＢ１、ＳＢ２、ＳＢ４、ＳＢ５、及びＳＢ８に対するレイヤー順序は、レイヤー２であり、次いでレイヤー１である。他方、ＳＢ３、ＳＢ６、及びＳＢ７に対するレイヤー順序は、レイヤー１であり、次いでレイヤー２である。レイヤー順序情報は、一般的に、端末により送信され、ダウンリンクに対する制御信号で基地局により示される。レイヤーの順序は、これらが経験するチャネル品質又は他の類似した基準に基づくことができる。

ＭＩＭＯ及びｎｏｎ-ＭＩＭＯシナリオにすべて適用するＭＩＭＯフィードバック情報の他の形態には、送信のために選択されたサブ帯域がある。この場合に、プリコーディング、ランク、選択されたレイヤーのＩＤ、及びレイヤー順序のようなＭＩＭＯフィードバック情報は、選択されたサブ帯域だけのために提供される。しかしながら、この場合に、端末及び基地局は、すべて選択されたサブ帯域に関する情報をシグナリングする必要がある。

ＬＴＥシステムにおける物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）は、通常、ＣＡＺＡＣ ＺＣ（Zadoff-Chu）シーケンスを使用する。長さＮのＺＣシーケンスは、次の式のように定義される。

ここで、シーケンスインデックスｐは、Ｎに対して相対的な素数である（すなわち、ｐ及びＮに対する公約数は、１だけである）。固定されたｐに対して、ＺＣシーケンスは、理想的な周期的自己相関特性を有する（すなわち、周期的自己相関は、０を除いたすべての時間移動に対して０である）。異なるｐに対して、ＺＣシーケンスは、直交しないが、低い相関度を示す。シーケンス長さＮが素数として選択される場合に、時間移動に関係しない任意の２つのシーケンス間には、

の周期的相互相関特性を有するＮ―１個の相互に異なるシーケンスが存在する。

要約すると、Ｎが素数であるという条件で、ＺＣシーケンスに対して、固定された周期的相互相関特性を有するＮ−１個の相互に異なるシーケンスは、プリアンブルとして使用されることができる。また、このシーケンスの各々は、理想的な周期的自己相関特性を有する。

単一キャリア変調及び周波数領域等化を使用する単一キャリア周波数分割多重接続（ＳＣ-ＦＤＭＡ）は、ＯＦＤＭＡシステムと類似した性能及び複雑度を有する技術である。ＳＣ-ＦＤＭＡの長所の中の１つは、固有の単一キャリア構成のために、ＳＣ-ＦＤＭＡ信号が低いピーク対平均電力比（peak-to-average power ratio：以下、“ＰＡＰＲ”と称する。）を有するのである。低いＰＡＰＲは、一般的に、高い電力増幅効果を引き起こし、これは、特に、アップリンク送信において端末に重要である。ＳＣ-ＦＤＭＡは、３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥ）において、アップリンク多重接続方式として選択される。ＳＣ-ＦＤＭＡの送受信器チェーンの例は、図１２に示す。送信器側で、データ又は制御信号は、Ｓ／Ｐ変換器１８１により直列から並列に変換される。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、時間領域データがサブキャリアマッピング部１８３によりサブキャリアセットにマッピングされる前に、ＤＦＴ変換部１８２により時間領域データ又は制御信号に適用される。低いＰＡＰＲを保証するために、一般的に、周波数領域でのＤＦＴ出力は、隣接したサブキャリアセットにマッピングされる。その後に、一般的にＤＦＴより大きいサイズを有するＩＦＦＴは、信号を時間領域に戻す変換のために、ＩＦＦＴ変換器１８４により適用される。Ｐ／Ｓ変換器１８５により並列から直列に変換された後に、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）は、データ又は制御信号が送信前処理部１８７に送信される前にＣＰ挿入部１８６によりデータ又は制御信号に挿入される。ＣＰが挿入された信号は、ＳＣ-ＦＤＭＡブロックと呼ばれる。無線通信システムにおいて、この信号が通信チャネル１８８、例えば、多重経路フェージングチャネルを通過した後に、受信器は、受信前処理部１９１により受信前処理を実行し、ＣＰ除去部１９２によりＣＰを除去し、ＦＦＴ変換部１９４によりＦＦＴを適用し、周波数領域等化を行う。逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）１９６は、この等化した信号が周波数領域にデマッピング１９５された後に適用される。ＩＤＦＴの出力は、復調及び復号のような追加的な時間領域の処理のために伝達される。

図１３は、ＬＴＥ ＳＣ-ＦＤＭＡシステムにおけるＰＵＣＣＨのためのリソース割当ての例を示す。帯域の縁にあるリソースは、制御チャネルに割り当てられる。アップリンク制御のための各リソースチャネルは、端末が所定の時間に隣接した周波数帯域内のみでデータを送信するために、単一キャリア送信特性を保持する間に、周波数ダイバーシティを得るために、あるサブフレーム内の２個のスロットにわたって帯域の１つの縁から帯域の他の縁にホッピングする。アップリンクデータの送信がない場合に、ＡＣＫ（Acknowledgement）チャネルは、このようなリソースチャネルの中の１つを介して送信される。アップリンクデータの送信がある場合に、ＡＣＫ及び他のアップリンク制御チャネルは、端末に割り当てられたリソースブロック内でデータ送信とともに多重化されることができる。

端末からの相互に異なるフィードバック情報タイプは、次の通りに要約される。
・ サブ帯域ＣＱＩ情報
・ ＭＩＭＯランク
・ アンテナ／レイヤーの選択
・ ＭＩＭＯプリコーディング
・ ダウンリンクデータ送信のためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ

同時送信方式において、フィードバック制御情報の各タイプは、個別的な符号化／変調がなされ、送信される。これは、多重制御タイプに対する効率的な符号化が適用されることができないために非効率的な送信を引き起こす。さらに、幾つかのタイプのＣＲＣがエラー検出過程のために使用されると、個別のＣＲＣは、過度のオーバーヘッドを引き起こす制御情報タイプの各々に対して要求される。

本発明において、図１４に示すように、端末からの相互に異なるタイプのフィードバック情報を共同で符号化するための方式を説明する。フォーマットフィールドは、各フィールドの長さ及び所定のフィールドが存在するか否かを示す。例えば、基地局からのダウンリンク送信が受信され、フィードバック制御メッセージの送信の際にＡＣＫ又はＮＡＣＫメッセージが送信される必要があると、ＡＣＫ／ＮＡＣＫフィードバックが存在する。同様に、ある場合には、１つのフィードバック情報が他の情報より多く変わる。この場合に、大きいデルタ変化を経験した情報をフィードバックすることが適切である。例えば、ある場合に、ＣＱＩ情報は、ＭＩＭＯプリコーディングに関する情報を提供しない間に更新されることができる。他の場合に、ＭＩＭＯプリコーディング情報は、ＣＱＩ情報が更新されない間に提供されることができる。図１４に示すメッセージフィールドは、図示のためのものである。本発明は、図１４に示すフィールドのサブセットを共同で符号化する方式と図１４に示さないフィールドを含み得る複数のメッセージフィールドを共同で符号化する方式とを含むことができる。

相互に異なるタイプの情報がともに符号化される際に、より効率的に制御情報を送信することもできる。図１５に示すように、ランク及び選択されたレイヤー情報は、１つのフィールドに結合される。全４ビットのフィードバック（４＋６＋４＋１＝１５組合せ）は、４本の送信アンテナ（アンテナ１、２、３、及び４）のＭＩＭＯ送信の場合のためのＭＩＭＯランク及びレイヤー選択指示のために提供される。特に、４個の組合せ（組合せ０乃至３）は、ランク-１送信のために提供され、６個の組合せ（組合せ４乃至９）は、ランク-２送信のために提供され、４個の組合せ（組合せ１０乃至１３）は、ランク-３送信のために提供され、１個の組合せ（組合せ１４）は、ランク-４送信のために提供される。２本の送信アンテナを有する場合に、ＭＩＭＯランク及びレイヤー選択指示は、２ビットだけを要求する。

本発明の第１の実施形態によると、＜表１＞は、１１個の可能な物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）フォーマットのリストを示す。ＰＵＣＣＨは、７個のフィールド、すなわち、“フォーマット”、“サブ帯域ＣＱＩ”、“ＭＩＭＯランク及び選択されたレイヤー”、“ＭＩＭＯプリコーディング”、“ＡＣＫ／ＮＡＣＫ”、“予備”、及び“ＣＲＣ”を含むことができる。ＰＵＣＣＨは、総５個の可能なペイロードサイズ、すなわち、６０、４３、３６、２７、及び１６ビットを有することができる。全帯域幅にわたって１、５、又は１０個のサブ帯域が定義される際に、端末がフィードバックを提供すると仮定する。１番目に可能な制御チャネル、すなわち、制御チャネル１は、１０個のサブ帯域を有する場合に対してサブ帯域ＣＱＩ及びＭＩＭＯプリコーディング情報に基づくサブ帯域を運搬する。制御チャネル１の総ペイロードサイズは、６０ビットである。制御チャネル２は、１０個のサブ帯域を有する場合に対してサブ帯域ＣＱＩを運搬し、ＭＩＭＯ情報は運搬しない。ＭＩＭＯランク情報がサブ帯域にわたって共通であると、ＰＵＣＣＨがＭＩＭＯランク及び選択されたレイヤーに関する情報を運搬する必要がない。したがって、“ＭＩＭＯランク及び選択されたレイヤー”フィールドのビット数は、０であり得る。制御チャネル２のペイロードサイズは、３６ビットである。制御チャネル３は、サブ帯域が１０個である場合に対して、ＭＩＭＯ情報を運搬し、ＣＱＩ情報は運搬しない。制御チャネル３のペイロードサイズは、３６ビットである。端末は、サブ帯域ＣＱＩ及びサブ帯域基盤プリコーディングに関する情報をＮｏｄｅ-Ｂ（すなわち、基地局）にすべて提供するために、制御チャネル２と制御チャネル３とを交互に送信する。１ビットフォーマット指示子は、所定の時間に運搬される情報を基地局に通知する。このような制御チャネル２及び制御チャネル３の交互送信は、端末がサブ帯域ＣＱＩ及びサブ帯域プリコーディング情報をすべて送信するために制御チャネル１を使用する場合に比べて低い電力で送信するようにする。１ビットフォーマット指示子が存在するために、基地局は、制御チャネル２と制御チャネル３間をブラインド復号化する必要がない。

制御チャネル４は、１０個のサブ帯域がある場合に、端末が共通のＭＩＭＯプリコーディング情報とともにサブ帯域ＣＱＩをフィードバックする際に使用される。同一のペイロードサイズ（すなわち、４３ビット）を有する制御チャネル７は、５個のサブ帯域がある場合に、端末がサブ帯域ＣＱＩ及びサブ帯域基盤ＭＩＭＯプリコーディングＭＩＭＯ情報をフィードバックする際に使用される。１ビットフォーマット指示子は、チャネル番号４と７とを区別する。

制御チャネル５、６、８、及び９は、同一の２７ビットのペイロードサイズを有し、２ビットのフォーマット指示子フィールドにより区別される。例えば、制御チャネル５は、端末が平均ＣＱＩと単一サブ帯域の場合に効率的な共通プリコーディングをフィードバックする際に使用される。

残りの２本の制御チャネル、すなわち、制御チャネル１０及び制御チャネル１１は、平均ＣＱＩフィードバックのために使用され、ＭＩＭＯプリコーディングはフィードバックされない。制御チャネル１０と制御チャネル１１間の差は、制御チャネル１０がＡＣＫ／ＮＡＣＫフィールドを運搬しない。制御チャネル１１は、２ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫフィールド及び減少したグラニュラリティ（granularity）３ビットのＣＱＩフィールドを運搬する。この制御チャネルのすべては、総１６ビットを運搬する。

ここで説明しない他の実施形態において、平均ＣＱＩ及びサブ帯域プリコーディングを運搬する他のＰＵＣＣＨフォーマットを定義することができる。また、アップリンクリソース要求のような他のフィールドがＰＵＣＣＨに追加され、追加的な制御フォーマットを形成することもできる。また、ＡＣＫ／ＮＡＣＫが要求されない際に、２ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫフィールドは、リソース要請などの送信のような他の目的のために使用されることができる。同様に、２本の送信アンテナＭＩＭＯが使用される際に、ＭＩＭＯランク及びレイヤー選択フィールドは、２ビットだけを要求し、したがって、残りの２ビットは、他のタイプのアップリンクフィードバック又はＣＱＩフィールドのような幾つかのフィールドがさらに多くのビットを使用することができるようにするために使用されることができる。

本発明の第２の実施形態によると、図１６に示すように、まず、ＰＵＣＣＨは、テールビット挿入部２１０に伝達される。テールビットは、コンボリューション符号化器２１２を所定の状態に設定するためにデータブロックの端に追加される固定されたビットのシーケンスである。その後に、ＰＵＣＣＨは、コンボリューション符号化器２１２によりコンボリューションコードで符号化される。この符号化された情報は、パンクチャーリング／反復部２１４により必要に応じてパンクチャーリングされる。Ｓ／Ｐ変換部２１６によるＳ／Ｐ変換の後に、この情報は、四位相偏移変調（Quadrature Phase-Shift Keying：以下、“ＱＰＳＫ”と称する。）を使用する変調器２１８により変調される。定振幅ゼロ自己相関（Constant Amplitude Zero Autocorrelation：以下、“ＣＡＺＡＣ”と称する。）シーケンス変調器２２０は、ＣＡＺＡＣシーケンスを使用して複素変調シンボルを追加で変調する。ＣＡＺＡＣシーケンスは、使用可能な他のシーケンスとともに使用される。ＦＦＴ動作は、変調されたＣＡＺＡＣシーケンスに対してＦＦＴ変換器２２２により実行され、その結果のサンプルは、マッピング部２２４によりＩＦＦＴ２２５の入力でＰＵＣＣＨサブキャリアリソースにマッピングされる。サイクリックプレフィックスが追加された後に、その結果の信号は、アップコンバージョン部２２８によりＲＦ信号にアップコンバートされ、少なくとも１本のアンテナを介して送信される。ＱＰＳＫの他に、ＢＰＳＫ及び１６-ＱＡＭのような他の変調フォーマットが使用されてもよいことに留意すべきである。さらに、コンボリューション符号化の以外にテールビットコンボリューションコードのような符号化方式又は様々なタイプのブロックコードが使用されてもよい。また、このような過程において、１つ又はそれ以上のステップが省略されてもよい。例えば、ある実施形態では、この変調シンボルが直接ＦＦＴプリコーディングされ、ＣＡＺＡＣシーケンス変調の必要なく物理リソースにマッピングされてもよい。もう１つのある実施形態では、例えば、ＦＦＴプリコーディング動作が省略されてもよい。

図１７に示す本発明の実施形態において、８ビットのテールビットは、３６ビットのＰＵＣＣＨ情報に追加され、この情報は、１／３符号化率でコンボリューション符号化される。これは、総１３２ビットの符号化されたビットを生成する。次のステップにおいて、３６ビットがパンクチャーリングされ、９６ビットの符号化ビットが提供される。これら９６ビットは、ＱＰＳＫ変調され、４８個の複素変調シンボルを生成する。各複素変調シンボルは、ＣＡＺＡＣシーケンスを追加で変調し、その結果による４８個のシーケンスは、４８個の物理リソース要素にマッピングされる。

本発明の第３の実施形態によると、ＰＵＣＣＨ物理リソースマッピングの例は、図１８に示す。本発明の第３の実施形態では、ＱＰＳＫを使用するコヒーレント変調が仮定される。図１９に示すように、コヒーレント送信の場合に、ＣＡＺＡＣシーケンスは、変調シンボル及びパイロットとともに変調されるか、又は、基準信号は、受信器でのチャネル推定を助けるために送信される。コヒーレント受信の場合に、このチャネル推定は、受信されたパイロット又は基準信号に基づいて実行される。その後に、このチャネル推定は、この受信されたＰＵＣＣＨデータシンボルの周波数領域等化（ＦＤＥ）を実行するために使用される。ＦＤＥの出力で等化した変調サンプルは、送信されたＰＵＣＣＨデータ変調シンボルを得るために、この使用されたＣＡＺＡＣシーケンスにより復調される。ＱＰＳＫを使用するコヒーレント変調において、２個のビットは、単一シーケンスにより運搬されることができる。ＰＵＣＣＨのマッピングについて、リソース要素（ＲＥ）は、単一ＳＣ-ＦＤＭＡブロック又はＯＦＤＭシンボルに対して１つのＲＢとして定義される。図１８の例において、ＰＵＣＣＨは、４８個のＲＥにマッピングされる。すなわち、ＰＵＣＣＨは、１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックで４個のＲＢを介して送信される。各ＱＰＳＫシンボルは、１２長さのＣＡＺＡＣシーケンスを変調し、各変調されたＣＡＺＡＣシーケンスは、１つのＲＥ（１２個のサブキャリア）にマッピングされる。

図２０に示す本発明の第４の実施形態によると、ＰＵＣＣＨは、各サブフレームで使用される１つのＲＢを有する４個のサブフレームにマッピングされる。各ＣＡＺＡＣシーケンスは、長さ１２を有し、１２個のサブキャリアにマッピングされる。１つのサブフレーム内には、１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックがある。したがって、長さ１２のＣＡＺＡＣシーケンスは、１つのサブフレーム内で運搬される。各サブフレームは、４８個の変調ＣＡＺＡＣシーケンスを運搬する４個のサブフレームを有する１２個の変調されたＣＡＺＡＣシーケンスを運搬する。これは、ＰＵＣＣＨの送信において時間ダイバーシティを使用できるようにする。また、小さな帯域幅に対してＲＢの総個数が少ないので、時間軸でＰＵＣＣＨを拡散することは、サブフレーム当たりさらに少ないＲＢを使用するようにする。

本発明の第５の実施形態では、相互に異なる長さを有するＣＡＺＡＣシーケンスが使用されることができる。例えば、図２１は、長さ６のＣＡＺＡＣシーケンスが使用される場合を示す。この場合に、総４８個の変調されたＣＡＺＡＣシーケンスは、２個のリソースブロック（ＲＢ）、すなわち２４個のリソース要素を介して送信される。この場合に、１２個のサブキャリアを含む各リソース要素は、各々長さ６の２個のＣＡＺＡＣシーケンスを含む。

図２２に示す本発明の第６の実施形態において、ＰＵＣＣＨは、ＣＡＺＡＣシーケンス変調なしに１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックで４個のサブキャリアにマッピングされる。１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロック内の４個のサブキャリアは、ＰＵＣＣＨから４８個のＱＰＳＫ変調シンボルを運搬するために使用される４８個のサブキャリアを提供する。

図２３に示す本発明の第７の実施形態では、長さ２５６の多重ＣＡＺＡＣシーケンス、すなわち、２５６個の可能なＣＡＺＡＣシーケンスが１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックで２５６個のサブキャリアを介して送信される。各２５６個の可能なＣＡＺＡＣシーケンスは、２５６個の要素を有する。前の実施形態とは異なり、この第７の実施形態は、非コヒーレント送信を使用する。図２４に示すように、非コヒーレント送信の場合に、ＣＡＺＡＣシーケンスは、ＦＦＴの入力端でサブキャリアにマッピングされる。ＦＦＴプリコーディングが使用される際に、ＣＡＺＡＣシーケンスは、ＦＦＴの入力でのサブキャリアにマッピングされ、ＦＦＴの出力でのサンプルは、ＩＦＦＴの入力でのサブキャリアにマッピングされる。非コヒーレント受信の場合に、受信器は、可能なすべてのＣＡＺＡＣシーケンスで受信された周波数領域サンプルの相関動作を実行する。その後に、しきい値に基づいて受信されたＣＡＺＡＣシーケンスに対する決定がなされる。可能な多重シーケンスの中で単一シーケンスが受信されるため、この受信されたシーケンスは、ＰＵＣＣＨの情報ビットを示す。２^８＝２５６であるので、２５６個のＣＡＺＡＣシーケンスのそれぞれは、８ビット情報により表現されることができる。２５６個のＣＡＺＡＣシーケンスの中で、１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックの各々で送信される単一シーケンスが選択される。これは、１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロック（１２ｘ８＝９６）で総９６個の符号化ビットを有する各ＳＣ-ＦＤＭＡブロックに８ビットを送信するようにする。この場合に、非コヒーレント検出は、ＰＵＣＣＨとともに送信されたパイロット要求又は基準信号なしに送信されたシーケンスに対して実行されることができることに留意すべきである。

図２５に示す本発明の第８の実施形態では、長さ１６を有する２個のＣＡＺＡＣシーケンス、すなわち、１６個のＣＡＺＡＣシーケンスが１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックの各々で３２個のサブキャリアを介して送信される。１６個のＣＡＺＡＣシーケンスの中で、１つのシーケンスは、各ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで１６個のサブキャリアを使用して送信される。これは、各ＳＣ-ＦＤＭＡブロックで１６個のサブキャリアの各々に４ビットを送信するようにする。したがって、総９６個の符号化ビットは、１２個のＳＣ-ＦＤＭＡブロックで３２個のサブキャリアで運搬されることができる（１２ｘ２ｘ４＝９６）。この場合に、非コヒーレント検出は、ＰＵＣＣＨとともに送信されたパイロット要求又は基準信号なしに送信されたシーケンスに対して実行されることができることに留意すべきである。

ＬＴＥシステムにおいて、ｅＮｏｄｅ-Ｂとも呼ばれる基地局は、端末が使用することができるＰＵＣＣＨチャネルを構成することができる。ｅＮｏｄｅ-Ｂが＜表１＞に記載されたＰＵＣＣＨフォーマットのすべてを使用するように端末に許可する場合に、ｅＮｏｄｅ-Ｂでペイロードサイズ５に対する総５個のブラインド復号が必要である。しかしながら、総１１個の相互に異なるＰＵＣＣＨの実際のフォーマットが支援され、これらフォーマットの中の幾つかは、１又は２ビットのフォーマットフィールドを使用して区別され、その結果、追加的なブラインド復号化を必要としない。

ＣＲＣが失敗した際に、他の情報とともに共同で符号化されたＡＣＫ／ＮＡＣＫが送信されると、ｅＮｏｄｅ-Ｂは、その当時ＮＡＣＫ信号として送信されたあるＡＣＫ／ＮＡＣＫを解析しなければならない。

追加的なＳＣ-ＦＤＭＡブロックが基準信号（ＲＳ）を知らせるもののような他の目的のために使用される場合に、符号化シンボルの追加的なパンクチャーリングが実行されてもよく、あるいは、多くのＲＢ又はサブキャリアがＰＵＣＣＨに割り当てられることができる。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。

１１０ 送信器チェーン
１１１ 制御信号又はデータ
１１２ 変調器
１１３，１２３ Ｓ／Ｐ
１１４ ＩＦＦＴ
１１５，１２５ Ｐ／Ｓ
１１６ ＣＰ挿入部
１１７ 送信器（Ｔｘ）前処理部
１２０ 受信器チェーン
１２１ 受信器（Ｒｘ）前処理部
１２２ ＣＰ除去部
１２４ ＦＦＴ
１２６ 復調器

Claims (15)

1. 端末（ＵＥ）が制御情報を送信する方法であって、
   前記ＵＥで基地局からの基準信号を受信するステップと、
   前記ＵＥにより前記基地局に送信される制御メッセージのタイプに基づいて複数の制御情報の各々のビットの個数を識別するステップと、
   前記受信された基準信号及び前記複数の制御情報の各々のビットの個数に基づいて前記複数の制御情報を生成するステップと、
   ブロックコードを使用して前記複数の制御情報を共同で符号化するステップと、
   変調方式を使用して前記符号化された制御情報を変調して複数の変調されたシンボルを生成するステップと、
   定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスを前記変調されたシンボルに適用して複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを生成するステップと、
   複数のサブキャリアを使用して前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを送信するステップと、を含み、
   それぞれの前記ＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは、サブフレーム内の一つのスロットで、前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さである要素数と同一個数のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする制御情報送信方法。
2. 前記制御情報は、チャンネル品質情報（ＣＱＩ）及び、フリコーディングマトリックス指示子（ＰＭＩ）及びランク指示子（ＲＩ）のうち少なくとも一つであることを特徴とする請求項１に記載の制御情報送信方法。
3. 前記変調方式は、ＱＰＳＫ変調であることを特徴とする請求項１に記載の制御情報送信方法。
4. 前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さは１２であることを特徴とする請求項１に記載の制御情報送信方法。
5. 前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは、リソース要素の２個のセットにマッピングされ、前記リソース要素の２個のセットのうち第１のセットは、周波数領域でサブフレームの１つの縁に位置し、かつ時間領域で前記サブフレームの第１の１／２に位置し、前記２個のリソース要素セットのうち第２のリソース要素セットは、前記周波数領域で前記サブフレームの向かい側の縁に位置し、かつ前記時間領域で前記サブフレームの第２の１／２に位置することを特徴とする請求項１に記載の制御情報送信方法。
6. 端末（ＵＥ）であって、
   基地局から基準信号を受信する受信器と、
   前記ＵＥにより前記基地局に送信される制御メッセージのタイプに基づいて複数の制御情報の各々のビットの個数を識別し、
   前記受信された基準信号及び前記複数の制御情報の各々のビットの個数に基づいて前記複数の制御情報を生成し、
   ブロックコードを使用して前記複数の制御情報を共同で符号化し、
   変調方式を使用して前記符号化された制御情報を変調して複数の変調されたシンボルを生成し、 定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスを前記変調されたシンボルに適用して複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを生成し、複数のサブキャリアを使用して前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを送信するための制御器と、を含み、
   それぞれの前記ＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは、サブフレーム内の一つのスロットで、前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さである要素数と同一個数のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする端末。
7. 前記制御情報はチャンネル品質情報（ＣＱＩ）及び、フリコーディングマトリックス指示子（ＰＭＩ）及びランク指示子（ＲＩ）のうち少なくとも一つであることを特徴とする請求項６に記載の端末。
8. 前記変調方式は、ＱＰＳＫ変調であることを特徴とする請求項６に記載の端末。
9. 前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さは１２であることを特徴とする請求項６に記載の端末。
10. 前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは２個のリソース要素セットにマッピングされ、前記２個のリソース要素セットのうち第１のセットは周波数領域でサブフレームの一つの縁に位置し、かつ時間領域で前記サブフレームの第１の１／２に位置し、前記２個のリソース要素セットうち第２のリソース要素セットは前記周波数領域で前記サブフレームの向かい側の縁に位置し、かつ前記時間領域で前記サブフレームの第２の１／２に位置することを特徴とする請求項６に記載の端末。
11. 基地局が端末（ＵＥ）から制御情報を受信する方法であって、
    前記基地局が基準信号を送信するステップと、
    前記基地局が前記ＵＥから信号を受信するステップと、を含み、
    前記信号は、
    前記ＵＥで基準信号を受信し、
    前記ＵＥにより前記基地局に送信される制御メッセージのタイプに基づいて複数の制御情報の各々のビットの個数を識別し、
    前記受信された基準信号及び前記複数の制御情報の各々のビットの個数に基づいて前記複数の制御情報を生成し、
    ブロックコードを使用して前記複数の制御情報を共同で符号化し、
    変調方式を使用して前記符号化された制御情報を変調して複数の変調されたシンボルを生成し、
    定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスを前記変調されたシンボルに適用して複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを生成し、
    複数のサブキャリアを使用して前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスを送信することによって生成され、
    それぞれの前記ＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは、サブフレーム内の一つのスロットで、前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さである要素数と同一個数のサブキャリアにマッピングされることを特徴とする制御情報受信方法。
12. 前記制御情報はチャンネル品質情報（ＣＱＩ）及び、フリコーディングマトリックス指示子（ＰＭＩ）及びランク指示子（ＲＩ）のうち少なくとも一つであることを特徴とする請求項１１に記載の制御情報受信方法。
13. 前記変調方式はＱＰＳＫ変調であることを特徴とする請求項１１に記載の制御情報受信方法。
14. 前記ＣＡＺＡＣシーケンスの長さは１２であることを特徴とする請求項１２に記載の制御情報受信方法。
15. 前記複数のＣＡＺＡＣ−変調されたシーケンスは２個のリソース要素セットにマッピングされ、前記２個のリソース要素セットのうち第１のセットは周波数領域でサブフレームの一つの縁に位置し、かつ時間領域で前記サブフレームの第１の１／２に位置し、前記２個のリソース要素セットのうち第２のリソース要素セットは前記周波数領域で前記サブフレームの向かい側の縁に位置し、かつ前記時間領域で前記サブフレームの第２の１／２に位置することを特徴とする請求項１１に記載の制御情報受信方法。

Images