JP6272036B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチ回路と、フィードバック手段と、信号生成手段とを備える電力変換装置に関する。

従来では、装置の大型化を抑制しつつスイッチングロスを低減可能な位相シフト制御方式とすることを目的とするスイッチング電源装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。このスイッチング電源装置は、一次側電流、出力電流及び出力電流に比例した電流の少なくとも１つの電流が所定値以下となったときに、第１及び第２のアームの少なくとも一方のデッドタイムを延ばすことにより、デッドタイムを共振回路の共振動作が完了する期間と同一又はそれより長くする。

特許第３７０６８５２号公報

しかし、特許文献１の技術は、ある一定値の入力電流、もしくは、出力電流の閾値によりデッドタイムを切り替えているに過ぎない。広範囲の入力電圧や出力電圧が変わる用途（例えば車載用ＤＣ−ＤＣコンバータなど）では、すべての動作点において、短絡電流を防止することができずに効率悪化が生じる。そのため、低負荷域の更なる効率向上が困難という問題点がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、第１の目的は、全動作域において境界条件に基づいてデッドタイムを切り替えられる電力変換装置を提供することである。第２の目的は、不連続モードにおける効率を従来よりも高められるデッドタイムを切り替えられる電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、電流（ＩＬ）が連続する連続モード（Ｃmode）と、前記電流が連続しない不連続モード（Ｄmode）との境界を定める境界条件（Ｉth，ＩthL，ＩthH）に基づいて、前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，α，α＋β）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ）を有し、前記デッドタイム切替部は、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖd1）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖd2）とに基づいて、前記境界条件を可変することを特徴とする。

この構成によれば、電流が連続する連続モードと連続しない不連続モードとの境界を定める境界条件に基づいて、スイッチ回路のスイッチング動作にかかるデッドタイムを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路で短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率を向上させることができる。また、入出力条件が変化しても連続モードと不連続モードとを切り替えられるので、全動作領域での効率をより確実により向上させることができる。

第２の発明は、前記デッドタイム切替部は、前記境界条件と、前記フィードバック手段によって演算される演算結果である前記制御量とに基づいて、前記デッドタイムを切り替えることを特徴とする。

この構成によれば、フィードバック手段によって演算される制御量を用いて、境界条件を満たすか否かに基づいてデッドタイムの切り替えを行う。制御量をそのまま利用できるため、低コスト化を図ることができる。

第３の発明は、制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、電流（ＩＬ）が連続しない不連続モード（Ｄmode）では、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖd1，Ｉｄ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖd2）と、前記制御量とのうちで一以上に基づいて、効率（η）が最も高くなるように前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，ＤＴ３，ＤＴ５，ＤＴ６）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ，１９ｅ）を有することを特徴とする。

この構成によれば、効率が最大（損失が最小）となるデッドタイムでスイッチング素子を動作させるので、不連続モードにおける効率を高めることができる。

第４の発明は、前記第１検出値のピーク値（Ｉpeak）を検出して出力するピーク値検出部（１９ｈ）を含み、前記最適デッドタイム選定部は、前記ピーク値検出部から出力される前記ピーク値に基づいて、前記デッドタイムを選定して切り替えることを特徴とする。

この構成によれば、第１検出値のピーク値（特にサージ分のピーク値）に基づいて、効率が最も高くなるデッドタイムを選定して切り替えるので、不連続モードにおける効率をより確実に高めることができる。

第５の発明は、前記ピーク値検出部は、ハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタの回路からなるフィルタ回路（３６）を有する。

この構成によれば、必要となる周波数帯域が確実に得られる。検出する電流や電圧にノイズが混在しても、不連続モードにおける効率をより確実に高めることができる。

第６の発明は、前記第１検出値は、前記一次コイルの端子または前記端子から所定範囲内の検出位置で検出される値であることを特徴とする。
この構成によれば、一次コイルに流れる電流をより正確に検出できる。よって、全動作領域での効率を向上させることができる。また、不連続モードにおける効率を高めることができる。

第７の発明は、制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、前記スイッチング素子が一次側に接続されているトランス（Ｔｒ）と、前記トランスの二次側に接続されているコイル（Ｌ１２）と、前記コイルに流れる電流（ＩＬ）が連続する連続モード（Ｃmode）と、前記電流が連続しない不連続モード（Ｄmode）との境界を定める境界条件（Ｉth，ＩthL，ＩthH）に基づいて、前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，α，α＋β）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ，１９ｅ）と、を有することを特徴とする。
この構成によれば、トランスの二次側に接続されているコイルに流れる電流が連続する連続モードと連続しない不連続モードとの境界を定める境界条件に基づいて、スイッチ回路のスイッチング動作にかかるデッドタイムを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路で短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率を向上させることができる。

なお、「境界条件」は任意に設定してよい。単値を設定してもよく、範囲を設定してもよい。デッドタイムの切り替えに際して、ヒステリシス特性を持たせるように境界条件を設定するとなおよい。「連続モード」と「不連続モード」との相違は、電流（例えばチョーク電流や負荷電流等）が０[Ａ]になる時期や期間があるか無いかである。言い換えると、連続モードは０[Ａ]の電流を含まず、不連続モードは０[Ａ]の電流を含む。

電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。 デッドタイム切替処理の手続き例を示すフローチャート図である。 負荷電流と効率との関係を示すグラフ図である。 制御電流値と電圧値との関係を示すグラフ図である。 連続モードの制御例を示すタイムチャート図である。 不連続モードの制御例を示すタイムチャート図である。 電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第４構成例を示す模式図である。 ピーク値検出部の第１構成例を示す模式図である。 ピーク値検出部の第２構成例を示す模式図である。 デッドタイム最適化処理の手続き例を示すフローチャート図である。 スイッチングに伴うチョーク電流の変化を示すグラフ図である。 図１３に示すXIV部の拡大図である。 スイッチングに伴う検出電流値の変化を示すグラフ図である。 振幅と周波数の関係を示すグラフ図である。 デッドタイム，ピーク値，損失の関係を示すグラフ図である。 デッドタイムと損失の関係を示すグラフ図である。 デッドタイムと損失の関係を示すグラフ図である。 電力変換装置の第５構成例を示す模式図である。 スイッチングに伴う検出電流値の変化を示すグラフ図である。 振幅と周波数の関係を示すグラフ図である。 デッドタイムが異なる検出電流値の変化を示すグラフ図である。 デッドタイムが異なる検出電流値の変化を示すグラフ図である。 デッドタイムが異なる検出電流値の変化を示すグラフ図である。 検出電流値を示す特性線の面積（強度）を説明する図である。 検出電流値を示す特性線の面積（強度）を説明する図である。 デッドタイム，面積比，損失の関係を示すグラフ図である。 電力変換装置の第６構成例を示す模式図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。英字についても同様である。端子は電気的に接続可能な部位や部材等であれば任意であり、例えばリード線，接続ピン，リードフレームなどを含む。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は、連続モードと不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図１〜図６を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、スイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子ＩＮには電力源Ｅｂが接続され、出力端子ＯＵＴには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から受ける信号やデータ等に基づいて設定してもよい。

図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、トランスＴｒ、整流平滑回路１２、第１検出部１３ａ，１３ｂ、ドライブ回路１４、パルス生成部１５、信号比較部１６（コンパレータ）、信号演算部１７、スロープ信号生成部１８、フィードバック手段１９、第２検出部１Ａなどを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。なお、電力変換装置１０内では検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖd1，Ｖd2等のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。

コンデンサＣ１０は、入力端子ＩＮの両端間に接続され、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。

スイッチ回路１１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒなどを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は上アームに相当し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は下アームに相当する。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ２の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイル（一次巻線）Ｌ１の一方側端子に接続される。同様にスイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の他方側端子に接続される。

トランスＴｒは、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイル（二次巻線）Ｌ２とを有する。一次コイルＬ１の接続は上述した通りである。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子ＯＵＴの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子ＯＵＴの他端側（マイナス側）に接続される。

整流平滑回路１２は、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１の構成例では、整流部はダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑部はコイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。ダイオードＤ１２ａとコイルＬ１２は直列接続され、出力端子ＯＵＴの一端側に接続される。コンデンサＣ１２は、出力端子ＯＵＴの両端に接続される。出力端子ＯＵＴの一端側（特にコンデンサＣ１２の一端側）には、後述する第２検出部１Ａが接続される。

第１検出部１３ａは、スイッチ回路１１Ａに入力される入力電流Ｉin（入力値に相当する）を検出し、検出電流値Ｉｄとして出力する。第１検出部１３ｂは、スイッチ回路１１Ａに入力される入力電圧Ｖin（入力値に相当する）を検出し、検出電圧値Ｖd1として出力する。検出電圧値Ｖd1は「第１検出値」に相当する。第２検出部１Ａは、スイッチ回路１１Ａから出力される出力電圧Ｖout（出力値に相当する）を検出し、検出電圧値Ｖd2として出力する。検出電圧値Ｖd2は「第２検出値」に相当する。

一般的に、検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖd1は波形信号のように変化し、検出電圧値Ｖd2は負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖd1，Ｖd2の出力は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中に１つでもよく、複数でもよい。検出のタイミングもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中であれば任意である。例えば、オン時の最小値、オン時の平均値、オン時のピーク値（最大値）を含む。

ドライブ回路１４およびパルス生成部１５は「信号出力手段」に相当する。パルス生成部１５は、後述する信号比較部１６から伝達される差分電流値ΔＩに基づいて、パルス波（本形態ではパルス幅変調信号ＰＷＭ）を生成して出力する。ドライブ回路１４は、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動するように、パルス生成部１５から伝達されるパルス幅変調信号ＰＷＭを増幅して出力する。

スロープ信号生成部１８は、対象となる信号（図１の例では入力電流Ｉin）を逓増（または逓減）させるためのスロープ信号値Ｉｓを生成して出力する。スロープ信号値Ｉｓは鋸波のように、時間の経過とともに変化し、所定周期ごとにリセットされる。信号演算部１７は、検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。信号比較部１６は、信号演算部１７から伝達される合成電流値Ｉｃを基準値とし、後述するフィードバック手段１９（具体的にはＤＡＣ１９ａ）から伝達される指令電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。

一点鎖線で示すフィードバック手段１９は、ＤＡＣ１９ａ（デジタル・アナログ・コンバータ）、フィードバック演算部１９ｂ、指令値設定部１９ｃなどを有する。なお、フィードバック手段１９にかかる全部または一部の構成要素は、ハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。

指令値設定部１９ｃは、設定されている指令値Ｖrefを出力する。指令値Ｖref自体は、記録媒体に記録してもよく、電圧値で設定してもよく、外部処理装置から伝達されて設定してもよい。負荷Ｚに応じて設定してもよい。

フィードバック演算部１９ｂは、指令値設定部１９ｃから伝達される指令値Ｖrefと、第２検出部１Ａから伝達される検出電圧値Ｖd2とに基づいてフィードバック制御の演算を行い、制御電流値Ｉrefを出力する。制御電流値Ｉrefは「制御量」に相当し、「目標値」などとも呼ぶ。本形態では、比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）の演算を行う。さらに、必要に応じて微分制御（Ｄ制御）の演算を加えて行ってもよい。

ＤＡＣ１９ａは、フィードバック演算部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉref（データを含むデジタル信号）を、アナログ信号である指令電流値Ｉdirに変換して出力する。

上述した電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作にかかるデッドタイムの切り替え制御例について、図２〜図６を参照しながら説明する。

図２に示すデッドタイム切替処理は、デッドタイム切替部１９ｄに相当し、電力変換装置１０の動作中に繰り返し実行される。まず、デッドタイムの切り替えを行うための基準となる境界条件Ｉthを設定（変更を含む。以下同じ。）する〔ステップＳ１０〕。境界条件Ｉthは、コイルＬ１２を流れるチョーク電流ＩＬが連続する連続モードＣmodeと、チョーク電流ＩＬが連続しない不連続モードＤmodeとの境界を定める条件である。連続モードＣmodeはチョーク電流ＩＬが０[Ａ]になる期間を含まず、不連続モードＤmodeはチョーク電流ＩＬが０[Ａ]になる期間を含む。チョーク電流ＩＬは「電流」に相当する。

境界条件Ｉthは任意に設定してよい。単値を設定してもよいが、本形態ではヒステリシス特性を持たせるために図３に示す最小境界条件ＩthLおよび最大境界条件ＩthHからなる複数値を設定する（ただしＩthL＜ＩthH）。境界条件Ｉthに代えて（あるいは併せて）、所定領域を設定してもよい。所定領域は、図３にクロスハッチで示すように、負荷電流Ｉoutが下限値Ｉminから上限値Ｉmaxまでの領域である（ただしＩmin＜Ｉmax）。設定対象となる各条件は、任意のタイミング（回数を問わない）で任意の値を設定してよい。例えば、検出電圧値Ｖd1，Ｖd2に基づいて設定してもよく、効率ηに基づいて設定してもよく、外部処理装置から伝達されるデータに基づいて設定してもよい。効率ηは電力効率（電力変換効率）を意味し、出力電力Ｐoutと入力電力Ｐinとを用いて表せる（η＝Ｐout／Ｐin）。デッドタイムＤＴには、短デッドタイムαや長デッドタイムα＋βを含む。

次に、フィードバック演算部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉrefが最大境界条件ＩthH以上になったか否かを判別する〔ステップＳ１１〕。もし制御電流値Ｉrefが最大境界条件ＩthH以上になると（ＹＥＳ）、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを短デッドタイムαに切り替える〔ステップＳ１４〕。具体的には、デッドタイム切替部１９ｄからパルス生成部１５に短デッドタイムαを含む動作制御信号Ｃtrlを伝達する。短デッドタイムαは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が動作する上で必然的に発生する期間を含む。

一方、ステップＳ１１で制御電流値Ｉrefが最大境界条件ＩthHよりも下回ると（ＮＯ）、フィードバック演算部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉrefが最小境界条件ＩthL以下になったか否かを判別する〔ステップＳ１２〕。もし制御電流値Ｉrefが最小境界条件ＩthL以下になると（ＹＥＳ）、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを長デッドタイムα＋βに切り替える〔ステップＳ１３〕。具体的には、デッドタイム切替部１９ｄからパルス生成部１５に長デッドタイムα＋βを含む動作制御信号Ｃtrlを伝達する。長デッドタイムα＋βは、短デッドタイムαよりもβだけ長く設定する。βには、任意の期間（一定値）を設定してよい。

これに対して、ステップＳ１１で制御電流値Ｉrefが最大境界条件ＩthHよりも下回り（ＮＯ）、かつ、ステップＳ１２で制御電流値Ｉrefが最小境界条件ＩthLHよりも上回る場合は（ＮＯ）、ステップＳ１３またはステップＳ１４で設定したデッドタイムＤＴを維持する。このようにヒステリシス特性を持たせると、短デッドタイムαと長デッドタイムα＋βとの切り替えが頻繁に発生することはない。

図３には、負荷Ｚを流れる負荷電流Ｉoutと、効率ηとの関係を特性線ＳＰ１，ＳＰ２を一例として示す。特性線ＳＰ１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を長デッドタイムα＋βで動作させる場合の変化例を示す。特性線ＳＰ２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を短デッドタイムαで動作させる場合の変化例を示す。境界条件Ｉthを超える領域（図面右側領域）では、チョーク電流ＩＬが連続モードＣmodeになる。一方、境界条件Ｉth以下の領域（図面左側領域）では、チョーク電流ＩＬが不連続モードＤmodeになる。所定領域（下限値Ｉminから上限値Ｉmaxまでの領域）の一例をクロスハッチで示す。所定領域には、上述した境界条件Ｉth，最小境界条件ＩthL，最大境界条件ＩthHを含む。

長デッドタイムα＋β（特性線ＳＰ１）で動作制御しているとき、制御電流値Ｉrefが最大境界条件ＩthH以上になると、矢印ＣＨ２のように短デッドタイムαに切り替える（図２のステップＳ１０，Ｓ１４）。短デッドタイムα（特性線ＳＰ２）で動作制御しているとき、制御電流値Ｉrefが最小境界条件ＩthL以下になると、矢印ＣＨ１のように長デッドタイムα＋βに切り替える（図２のステップＳ１２，Ｓ１３）。矢印ＣＨ１，ＣＨ２で示すデッドタイムＤＴの切り替えは、効率閾値ηth以上で行うように設定するとよい。

図４の左側には、境界条件Ｉthと検出電圧値Ｖd1との関係を特性線ＳＰ３で示す。特性線ＳＰ３の上側は連続モードＣmodeになり、下側は不連続モードＤmodeになる。図４の右側には、境界条件Ｉthと検出電圧値Ｖd2との関係を特性線ＳＰ４で示す。特性線ＳＰ４の上側は連続モードＣmodeになり、下側は不連続モードＤmodeになる。検出電圧値Ｖd1，Ｖd2と特性線ＳＰ３，ＳＰ４とによって、境界条件Ｉthが可変する。

本形態では、検出電圧値Ｖd1や検出電圧値Ｖd2に応じて境界条件（Ith、IthL、IthH）が設定される。その他には、演算して求めた値を適用してもよく、外部処理装置から伝達されるデータを適用してもよく、スイッチ回路１１Ａや負荷Ｚ等の仕様に応じた値を適用してもよい。

上述したフィードバック手段１９による制御例を図５と図６に示す。図５は、連続モードＣmodeの制御例である。図６は、不連続モードＤmodeの制御例である。図５と図６は上から順番に、基準クロックＭＣ、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、入力電流Ｉin（検出電流値Ｉｄ）、チョーク電流ＩＬ、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２の各変化を示す。パルス周期Ｔｓは、基準クロックＭＣのオンとオフの期間である。パルス周期Ｔｓの半周期を「Ｔｓ／２」で示す。基準クロックＭＣやスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンを「ＯＮ」で図示し、オフを「ＯＦＦ」で図示する。

図５に示すスイッチング素子Ｑ１は、基準クロックＭＣの立ち上がり（時刻ｔ１１，ｔ１５，ｔ１９，…）から短デッドタイムαだけ遅れてオンし、基準クロックＭＣの立ち下がりとともにオフする。スイッチング素子Ｑ３は、基準クロックＭＣの立ち下がり（時刻ｔ１３，ｔ１７，ｔ１ｂ，…）から短デッドタイムαだけ遅れてオンし、基準クロックＭＣの立ち上がりとともにオフする。入力電流Ｉinは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の各立ち上がりとともにオンし、スロープ信号生成部１８によって次第に電流が増える。その後、入力電流Ｉinが制御量Ｉrefに達すると（Ｉin＝Ｉref）、立ち下がる。図５のチョーク電流ＩＬは、０[Ａ]を含まない連続電流である。

スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、入力電流Ｉinが制御量Ｉrefに達する時点を基準としてＯＮ／オフする。すなわち入力電流Ｉinが制御量Ｉrefに達してオフになる時刻ｔ１２，ｔ１６，ｔ１ａ，…には、オンになっているスイッチング素子Ｑ４がオフになる。同様に、時刻ｔ１４，ｔ１８，…には、オンになっているスイッチング素子Ｑ２がオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオフ（立ち下がり）になってから短デッドタイムαだけ遅れて、スイッチング素子Ｑ４がオンする。同様に、スイッチング素子Ｑ４がオフ（立ち下がり）になってから短デッドタイムαだけ遅れて、スイッチング素子Ｑ２がオンする。

図６に示すスイッチング素子Ｑ１は、基準クロックＭＣの立ち上がり（時刻ｔ２１，ｔ２５，ｔ２９，…）から長デッドタイムα＋βだけ遅れてオンし、基準クロックＭＣの立ち下がりとともにオフする。スイッチング素子Ｑ３は、基準クロックＭＣの立ち下がり（時刻ｔ２３，ｔ２７，ｔ２ｂ，…）から長デッドタイムα＋βだけ遅れてオンし、基準クロックＭＣの立ち上がりとともにオフする。入力電流Ｉinは、図５と同様にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン／オフに伴って変化する。図６のチョーク電流ＩＬは、０[Ａ]を含む期間が存在する不連続電流である。

スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、図５と同様に入力電流Ｉinが制御量Ｉrefに達する時点を基準としてＯＮ／オフする。入力電流Ｉinが制御量Ｉrefに達してオフになる時刻ｔ２２，ｔ２６，ｔ２ａ，…には、スイッチング素子Ｑ４がオフになる。同様に、時刻ｔ２４，ｔ２８，…には、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオフ（立ち下がり）になってから長デッドタイムα＋βだけ遅れて、スイッチング素子Ｑ４がオンする。同様に、スイッチング素子Ｑ４がオフ（立ち下がり）になってから長デッドタイムα＋βだけ遅れて、スイッチング素子Ｑ２がオンする。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は、実施の形態１と同様に連続モードと不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図７を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。

図７に示すスイッチ回路１１Ｂは、図１に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。

出力電圧Ｖoutは三相交流であるので、第２検出部１Ａは交流電圧の電圧値（例えば瞬間値，絶対値，ピーク値，実効値等）を検出電圧値Ｖd2として検出する。電力変換装置１０における他の要素については、実施の形態１と同様に機能する。そのため、実施の形態１における図２〜図６に示す制御例をそれぞれ実現できる。よって、境界条件Ｉthに基づいてスイッチ回路１１Ｂのスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えられる。回転電機２０の作動によって入力値や出力値が広範囲で変わっても、すべての動作点において、スイッチ回路１１Ｂで短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率ηを向上させることができる。

上述した実施の形態２によれば、スイッチ回路１１Ｂおよび負荷Ｚを除いて実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態３〕
実施の形態３は、実施の形態１，２と同様に連続モードと不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図８を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１，２と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態３では実施の形態１，２と異なる点について説明する。よって実施の形態１，２で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態３が実施の形態１，２と異なるのは、第１検出値として出力値を適用したり、入力値および出力値の双方を適用したりする点である。すなわち、実施の形態１，２ではスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される電流の検出電流値Ｉｄ（電流値）を適用したが、実施の形態３ではスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流（すなわちチョーク電流ＩＬであり、以下同様である。）の検出電流値Ｉｄを適用する。具体的には、実施の形態１，２で用いる第１検出部１３ａの代わりに（図１，図７を参照）、第１検出部１３ｃを用いてもよく（図８を参照）、第１検出部１３ａ，１３ｃの双方を用いてもよい。

第１検出部１３ｃを用いる場合は、図８に示すようにコイルＬ１２と出力端子ＯＵＴとの間に接続する。チョーク電流ＩＬを適切に測定するには、コイルＬ１２の端子（出力端子ＯＵＴ側）または当該端子から所定範囲内に接続する。所定範囲は、コイルＬ１２と出力端子ＯＵＴとの間で任意に設定可能である。所定範囲のなかでも、コイルＬ１２の端子に近い位置が望ましい。要するに、コイルＬ１２を流れる電流をより正確に検出できる位置に第１検出部１３ｃを接続する。

信号演算部１７は、第１検出部１３ｃから出力されたチョーク電流ＩＬ（あるいは負荷電流Ｉout）を検出電流値Ｉｄとし、スロープ信号生成部１８から出力されたスロープ信号値Ｉｓとの和算演算を行い、合成電流値Ｉｃとして出力する。

入力値を検出する入力値検出部として、図１，図７，図９に示す第１検出部１３ａ、図８に示す第１検出部１３ｃ、後述する図２０に示す第１検出部１３ｄのうちで二以上の入力値検出部を用いてもよい。この場合には、二以上の入力値検出部でそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄについて選択または演算する。信号演算部１７で行ってもよく、信号演算部１７とは別個に備える選択部や演算部で行ってもよい。選択は、大きな検出値または小さな検出値のいずれか一方を選択したり、スイッチング素子のオン時において最大値となるピーク値（すなわちピーク電流値）を選択したりする。その他、図７に示すようにスイッチング素子のオン時おける電流値を選択してもよい。演算は、二以上の入力値検出部でそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄを用いて平均値（単純平均値や加重平均値等を含む）を演算したり、大きな値または小さな値を求めたり等を行ってもよい。

上述した実施の形態３によれば、入力値をスイッチ回路１１の入力側とするか出力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態４〕
実施の形態４は、不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図９〜図１９を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１〜３と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態４では実施の形態１〜３と異なる点について説明する。よって実施の形態１〜３で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態４が実施の形態１〜３と異なるのは、デッドタイム切替部１９ｄに代えて、デッドタイム切替部１９ｅを用いる点である。デッドタイム切替部１９ｄは境界条件Ｉthに基づいて不連続モードＤmode（長デッドタイムα＋β）と連続モードＣmode（短デッドタイムα）との切り替えを行うのに対して、デッドタイム切替部１９ｅは不連続モードＤmodeにおける効率ηが最も高くなるようにデッドタイムＤＴを最適化する。よって、連続モードＣmodeと不連続モードＤmodeの切り替えを行う電力変換装置１０にも適用することができ、不連続モードＤmodeに限る電力変換装置１０にも適用することができる。

図９に示すデッドタイム切替部１９ｅは、モード判定部１９ｇや最適デッドタイム選定部１９ｆなどを有する。二点鎖線で示すモード判定部１９ｇは、図４に示す特性線ＳＰ３，ＳＰ４に基づいて不連続モードＤmodeか否かを判別する。なお、連続モードＣmodeを有しない電力変換装置１０では常に不連続モードＤmodeになるので、モード判定部１９ｇを無くしてもよい。

モード判定部１９ｇが不連続モードＤmodeと判別する場合や、連続モードＣmodeを有しない電力変換装置１０である場合、最適デッドタイム選定部１９ｆは、効率ηが最も高くなるようにデッドタイムＤＴを選定（探索を含む）して切り替える。具体的には、選定したデッドタイムＤＴの情報を含む動作制御信号Ｃtrlをパルス生成部１５に伝達する。デッドタイムＤＴの最適化については後述する（図１２〜図１９を参照）。

図９に示す電力変換装置１０は、フィードバック手段１９としてデッドタイム切替部１９ｅだけでなく、ピーク値検出部１９ｈを含めてもよい。ピーク値検出部１９ｈは、第１検出部１３ａで検出される検出電流値Ｉｄのピーク値（特にサージ分のピーク値）を検出し、電流ピーク値Ｉpeakとして出力する。当該ピーク値検出部１９ｈは、電流ピーク値Ｉpeakを検出して出力できれば任意に構成してよく、例えば図１０や図１１の構成例を適用してもよい。

図１０に示す構成例のピーク値検出部１９ｈは、信号検出手段３１，コンパレータ３２，パルス幅延長手段３３，積分手段３４，バッファアンプ３５などを有する。信号検出手段３１は、入力される検出電流値Ｉｄを対応する電圧信号に変換して出力する。コンパレータ３２は、信号検出手段３１から出力される電圧信号と、ピーク値検出部１９ｈから出力される電流ピーク値Ｉpeakとの差分を演算して出力する。パルス幅延長手段３３は、抵抗器Ｒ３３の抵抗値とコンデンサＣ３３の容量値で設定される時定数に基づいて、コンパレータ３２の演算結果に基づくパルス信号のパルス幅をパルス幅延長器３３ａが延長する。パルス幅延長器３３ａはパルス幅を大きくできれば任意の回路を適用してよく、例えば単安定マルチバイブレータなどが該当する。積分手段３４は、抵抗器Ｒ３４とコンデンサＣ３４で構成される積分回路であり、パルス幅延長手段３３から出力されるパルス信号を積分して出力する。バッファアンプ３５は、積分手段３４から出力される信号と、ピーク値検出部１９ｈから出力される電流ピーク値Ｉpeakとの差分を演算し、電流ピーク値Ｉpeakとして出力する。

図１１に示す構成例のピーク値検出部１９ｈは、図１０に示す構成例のピーク値検出部１９ｈと比べて、さらにフィルタ回路３６を有する。フィルタ回路３６は、ハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタの回路である。ハイパスフィルタは、目的周波数（遮断周波数）よりも高い周波数の成分はほとんど減衰させず、目的周波数より低い周波数の成分を逓減させる回路であれば任意に適用してよい。例えば、後述する図１６に示す周波数ｆ１３よりも高い周波数成分や、後述する図２２に示す周波数ｆ２３よりも高い周波数成分などが減衰しなければよい。バンドパスフィルタは、目的とする範囲の周波数の成分を減衰させず、範囲外の周波数の成分を逓減させる回路であれば任意に適用してよい。例えば、後述する図１６に示す周波数帯域Ｗ２や、後述する図２２に示す周波数帯域Ｗ４などが減衰しなければよい。

図１２に示すデッドタイム最適化処理は、デッドタイム切替部１９ｅで行われる処理をフローチャート図として示す。ステップＳ２０のデッドタイム切替処理の具体的内容は、図２で示した通りである。ステップＳ２１はモード判定部１９ｇに相当し、不連続モードＤmode（長デッドタイムα＋β）であるか否かを判別する。ステップＳ２０，Ｓ２１は、連続モードＣmodeと不連続モードＤmodeの切り替えを行う電力変換装置１０で実行される。ステップＳ２１の判別により、もし不連続モードＤmodeでなく連続モードＣmodeであれば（ＮＯ）、ステップＳ２２以降の処理を実行せずにリターン（終了）する。一方、不連続モードＤmodeであれば（ＹＥＳ）、ステップＳ２２以降の処理を実行する。

二点鎖線で示すステップＳ２２，Ｓ２３とステップＳ２４は必要に応じて実行してよい。ステップＳ２２は検出値（入力値や出力値）のリンギング成分とサージ成分を取得し、ステップＳ２３はステップＳ２２で取得したリンギング成分とサージ成分のうちで最適な検出値を選択する。ステップＳ２２，Ｓ２３は、複数の第１検出部（図１，図９に示す第１検出部１３ａおよび図２０に示す第１検出部１３ｄ）で検出する検出電流値Ｉｄを取得する場合に適用すればよい。

ステップＳ２４は、不連続モードＤmodeにおける効率ηが最も高くなるデッドタイムＤＴを探索する際の探索範囲を設定する。１回の探索で探索範囲を設定した後は、ステップＳ２５の設定を省略してもよい。具体的な探索範囲の設定例については後述する（図１７，図２８を参照）。

そして、デッドタイムＤＴを切り替え〔ステップＳ２５〕、最適なデッドタイムＤＴの探索を行うのに必要な情報を取得する〔ステップＳ２６〕。ステップＳ２５の切り替えは、デッドタイムＤＴが短くなる方向、または、デッドタイムＤＴが長くなる方向のいずれかに沿って順次行う。ステップＳ２６の情報は任意に設定してよく、入力値や出力値などを含む。例えば、第１検出部１３ａで検出される検出電流値Ｉｄや、第１検出部１３ｂで検出される検出電圧値Ｖd1、第２検出部１Ａで検出される検出電圧値Ｖd2、フィードバック演算部１９ｂから出力される制御電流値Ｉref、他の情報のうちで一以上の情報が該当する。これらのステップＳ２５，Ｓ２６は、探索終了条件を満たすまで繰り返す（ステップＳ２７でＮＯ）。探索終了条件は任意に設定してよく、例えば効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴを探索できたときや、探索範囲の全部を探索したときなどが該当する。

探索終了条件を満たすと（ステップＳ２７でＹＥＳ）、探索した範囲で効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴに切り替えて最適化し〔ステップＳ２８〕、デッドタイム最適化処理リターン（終了）する。なお、ステップＳ２５で切り替えるデッドタイムＤＴと変わらない場合にはステップＳ２８を実行しなくてもよい。

ここで、チョーク電流ＩＬが０[Ａ]になる期間を含む不連続モードＤmodeにおいて、スイッチ回路１１Ａのスイッチング素子（例えばスイッチング素子Ｑ１）についてデッドタイムＤＴを変えてスイッチング（特にオン時）を行うと、コイルＬ１２を流れるチョーク電流ＩＬは図１３，図１４で示すように変化する。図１３，図１４では、特性線を比較し易くするためにスイッチング素子をオンする時点を時刻ｔ３０に揃えて示す。実際には、デッドタイムＤＴが変わるとスイッチング素子をオンする時点も変わる。

図１３，図１４に示す特性線ＳＰ１１，ＳＰ１２，ＳＰ１３は、デッドタイムＤＴの長さがＳＰ１１＞ＳＰ１２＞ＳＰ１３となるように設定した例である。なお、図９に示す電力変換装置１０は、パルス周期Ｔｓ（図６を参照）当たりに負荷Ｚが必要とする電力量（言い換えればエネルギー）および出力電圧Ｖoutが一定となるように制御している。

この時、デューティ比（オンデューティ）はＳＰ１３＞ＳＰ１２＞ＳＰ１１、効率ηはＳＰ１２＞ＳＰ１１＞ＳＰ１３となり、デューティ比が最小となるデッドタイムＤＴが必ずしも最大の効率ηを得られるとは限らないことが分かった。これは以下の理由による。

まず、デューティ比はパルス周期Ｔｓ当たりに負荷Ｚが必要とする電力量によって決まる。図１３，図１４においては、前記電力量および出力電圧Ｖoutが一定であるので、デューティ比はパルス周期Ｔｓ当たりのチョーク電流ＩＬの時間積算量によって決まる。また、前記電力量および出力電圧Ｖoutが一定であるので、特性線ＳＰ１１，ＳＰ１２，ＳＰ１３のパルス周期Ｔｓ当たりの時間積算量は等しくなる。

次に、図１３，図１４の変化から明らかなように、スイッチング素子をオンする時刻ｔ３０以降はデッドタイムＤＴによらず同じ傾きでチョーク電流ＩＬが変化する。従って、ｔ３０における電流ＩＬが大きいほど（ＳＰ１１＞ＳＰ１２＞ＳＰ１３）、パルス周期Ｔｓ当たりに必要な電流ＩＬの時間積算量を確保するためのデューティ比は小さくてすむ。つまり、スイッチング素子がオフとなっている期間中の電流変化が、スイッチング素子をオンした後の時間当たり転送電力に影響している。

特に、チョーク電流ＩＬが０[Ａ]になる時期や期間を含む不連続モードＤmodeでは、時刻ｔ３０よりも前のチョーク電流ＩＬの変化、および時刻ｔ３０における電流ＩＬは、チョーク電流ＩＬが０[Ａ]になる時期、回路の共振周波数、およびデッドタイムＤＴによって決まり、効率ηとの直接の相関はない。

すなわち、不連続モードＤmodeではデューティ比が最小となるデッドタイムＤＴが必ずしも最大の効率ηを得られるとは限らない。よって不連続モードＤmodeでは、最大の効率ηを得られるデッドタイムＤＴを探索（選定）して切り替えるのが望ましい。

そこで、ステップＳ２５〜Ｓ２７では、不連続モードＤmodeにおいて最大の効率ηを得られるデッドタイムＤＴを選定するための探索を行う。検出電流値Ｉｄの変化をみると、図１５，図１６のようになる。図１５には検出電流値Ｉｄの経時的変化（波形）を示し、図１６には基本波振幅を０[dB]とする周波数特性（ゲイン特性）を示す。図１６の縦軸は振幅Ａとし、横軸は対数で表す周波数Ｆとする（後述する図２２でも同様である）。

図１５において、デッドタイムＤＴを変えても、スイッチング素子を時刻ｔ３０でオンした直後の時刻ｔ３１に電流ピーク値Ｉpk1をピークとし、その後の時刻ｔ３２に最大電流値Ｉ３２になる波形が得られる。電流ピーク値Ｉpk1は、ピーク値検出部１９ｈが検出する電流ピーク値Ｉpeakに相当し、その大きさは図１６に示す周波数帯域Ｗ２（周波数ｆ１３から周波数ｆ１４までの帯域）の振幅Ａと相関する。具体的には、周波数帯域Ｗ２における振幅Ａの最大値と相関する。周波数帯域Ｗ１（周波数ｆ１１から周波数ｆ１２までの帯域）はリンギング成分であり、周波数帯域Ｗ２はサージ成分である。リンギング成分の振幅Ａが大きいほど脈動が大きくなり、サージ成分の振幅Ａが大きいほど電流ピーク値Ｉpk1が大きくなる。よって、サージ成分を分離（あるいは抽出）できればよく、リンギング成分による影響が少ないほどよい。

横軸のデッドタイムＤＴを変えながら、左側縦軸の電流ピーク値Ｉpk1と、右側縦軸の損失ＰＬの変化を示す一例は、図１７のようになった。電流ピーク値Ｉpk1の変化を黒丸点で示し、損失ＰＬの変化を特性線ＳＰ１４で示す。図１７では、デッドタイムＤＴ１よりも短い領域（図面左側）を除いて、電流ピーク値Ｉpk1と損失ＰＬの変化で相関がみられる。特に、デッドタイムＤＴ２からデッドタイムＤＴ４までの領域では大小変化が相関している。デッドタイムＤＴ２からデッドタイムＤＴ４までの領域におけるデッドタイムＤＴと損失ＰＬの関係を図１８に示す。入力電圧Ｖin，出力電圧Ｖout，負荷電流Ｉoutを異ならせた場合のデッドタイムＤＴと損失ＰＬの関係を図１９に示す。

そこで、デッドタイムＤＴを変化させ、損失ＰＬが最小（言い換えると効率ηが最大）となるデッドタイムＤＴを探索する。デッドタイムＤＴ１よりも短い領域で相関しない点を考慮すると、デッドタイムＤＴをデッドタイムＤＴ４から短くなる方向（図面左方向）に変化させるのがよい。図１７と図１８の例では、デッドタイムＤＴ３（損失ＰＬ１）まで損失ＰＬが次第に小さくなり、デッドタイムＤＴ３よりも短くすると損失ＰＬが逆に大きくなるので、探索点はデッドタイムＤＴ３となる。図１９の例では、デッドタイムＤＴ５（損失ＰＬ２）まで損失ＰＬが次第に小さくなり、デッドタイムＤＴ５よりも短くすると損失ＰＬが逆に大きくなるので、探索点はデッドタイムＤＴ５となる。損失ＰＬと電流ピーク値Ｉpk1は相関するので、電流ピーク値Ｉpk1も最小または最小に近い値となる。

上述した実施の形態４によれば、効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させるので、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。デッドタイム切替部１９ｅを除けば実施の形態１〜３と同様であるので、その他は実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態５〕
実施の形態５は、実施の形態４と同様に不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図２０〜図２２を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１〜４と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態５では実施の形態１〜４（特に実施の形態４）と異なる点について説明する。よって実施の形態１〜４で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態５が実施の形態４と異なるのは、第１検出部１３ａに代えて、図２０に示す位置に第１検出部１３ｄを接続する点である。言い換えると、検出電流値Ｉｄの検出位置を異ならせる。図２０は、図９に示す構成のうちでスイッチ回路１１Ａを示す。

図２０に示す第１検出部１３ｄは、一次コイルＬ１の端子または当該端子から所定範囲内に接続する。所定範囲は、一次コイルＬ１の端子とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の端子との間で任意に設定可能である。所定範囲のなかでも、一次コイルＬ１の端子に近い位置が望ましい。要するに、一次コイルＬ１を流れる電流をより正確に検出できる位置に第１検出部１３ｄを接続する。実施の形態４に示す図１５，図１６と同様にして、第１検出部１３ｄで検出される検出電流値Ｉｄの変化を示すと図２１，図２２のようになる。

図２１において、デッドタイムＤＴを変えても、スイッチング素子を時刻ｔ３０でオンした直後の時刻ｔ３３に電流ピーク値Ｉpk2をピークとし、その後の時刻ｔ３４に最大電流値Ｉ３４になる波形が得られる。電流ピーク値Ｉpk2は、ピーク値検出部１９ｈが検出する電流ピーク値Ｉpeakに相当し、その大きさは図２２に示す周波数帯域Ｗ４（周波数ｆ２３から周波数ｆ２４までの帯域）の振幅Ａと相関する。具体的には、周波数帯域Ｗ４における振幅Ａの最大値と相関する。周波数帯域Ｗ３（周波数ｆ２１から周波数ｆ２２までの帯域）はリンギング成分であり、周波数帯域Ｗ４はサージ成分である。実施の形態４と比べると、リンギング成分の振幅Ａが小さくなっているので、電流ピーク値Ｉpk2の波形が捉え易くなる。

デッドタイムＤＴを変える場合において、電流ピーク値Ｉpk2と損失ＰＬの変化は、実施の形態４に示す図１７と同様の結果が得られる。また、デッドタイムＤＴと損失ＰＬの関係は、実施の形態４に示す図１８，図１９と同様の結果が得られる。そのため、実施の形態４と同様にして効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴを探索すればよい。

上述した実施の形態５によれば、効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させるので、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。第１検出部１３ａと第１検出部１３ｄの相違（すなわち入力値の検出位置）を除けば実施の形態１〜４と同様であるので、その他は実施の形態１〜４と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態６〕
実施の形態６は、実施の形態４，５と同様に不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図２３〜図２８を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１〜５と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態６では実施の形態１〜５（特に実施の形態４，５）と異なる点について説明する。よって実施の形態１〜５で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態６が実施の形態４，５と異なるのは、電流ピーク値Ｉpeak（Ｉpk1，Ｉpk2）に代えて、電流ピーク値Ｉpeakを形成する波形の面積を用いる点である。電力変換装置１０の構成は図９，図２０に示す構成のいずれでもよいが、本形態では図９に示す構成を代表して説明する。

図１７に示す電流ピーク値Ｉpk1（黒点）にかかる特性線（波形）について、図面左側から図面右側に向かって順番に、特性線ＳＰ２１，ＳＰ２２，ＳＰ２３，…，ＳＰ２９，ＳＰ２ａ，…，ＳＰ２ｆとする。これらの特性線について、図１５と同様の波形を図２３〜図２５に示す。図２３には特性線ＳＰ２１〜ＳＰ２５を示し、図２４には特性線ＳＰ２６〜ＳＰ２９，ＳＰ２ａ，ＳＰ２ｂを示し、図２５には特性線ＳＰ２ｂ〜ＳＰ２ｆを示す。なお、図２３と図２４では特性線ＳＰ２５を重複して示し、図２４と図２５では特性線ＳＰ２ｂを重複して示す。

図１７と図２３〜図２５とを比較すると、特性線ＳＰ２１，ＳＰ２２は損失ＰＬとの相関が小さいのに対して、特性線ＳＰ２３〜ＳＰ２９，ＳＰ２ａ〜ＳＰ２ｆは損失ＰＬとの相関が大きい。そこで上述した特性線について、検出電流値Ｉｄが０[Ａ]以上となる範囲の面積（「強度」とも呼ぶ。以下同じである。）を求める。例えば、図２６には特性線ＳＰ２２に関する面積Ｓｑ２２（斜線ハッチの部分）を示し、図２７には特性線ＳＰ２５に関する面積Ｓｑ２５（斜線ハッチの部分）を示す。

上述した面積は、時間と電流（あるいは電圧；すなわち入力値または出力値）の積で表され、どのように算出するのかは問わない。例えば、所定の期間（時間間隔，インターバル）ごとに検出した検出電流値Ｉｄを和算（すなわち合計）してもよく、検出電流値Ｉｄが０[Ａ]以上となる期間とピーク値（電流ピーク値Ｉpeak）とに基づいて面積を算出する任意の計算式（近似計算式を含む）で求めてもよい。処理速度を向上させるために、簡易的に求めてもよい。例えば図２６に示す例では、期間Δｔ１の最初に検出電流値Ｉ５１を検出し、最後に検出電流値Ｉ５２を検出している。台形の面積を求める公式に基づけば、期間Δｔ１の面積は「Δｔ１×（Ｉ５１＋Ｉ５２）／２」となる。時刻ｔ５１から時刻ｔ５２まで期間Δｔ１ごとにそれぞれ行い、それぞれ期間Δｔ１の合計値として面積Ｓｑ２２を求める。また図２７に示す例では、期間Δｔ２における電流ピーク値Ｉpeakとして検出電流値Ｉ５３を検出している。三角形の面積を求める公式に基づけば、面積Ｓｑ２５は「Δｔ２×Ｉ５３／２」となる。図示しないが、多項式からなる曲線式（例えばスプライン曲線，ベジェ曲線，ラグランジュ曲線等）を検出電流値Ｉｄで補間し、当該曲線式における検出電流値Ｉｄが０[Ａ]以上となる期間の面積を求めてもよい。このように任意の方法で面積を求めてよい。

横軸のデッドタイムＤＴを変えながら、左側縦軸の面積Ｓｑと、右側縦軸の損失ＰＬの変化を示す一例は、図２８のようになった。面積Ｓｑの変化を黒丸点で示し、損失ＰＬの変化を特性線ＳＰ３０で示す。図２８では、デッドタイムＤＴＬからデッドタイムＤＴＨまでの領域や、閾値面積Ｓｑthよりも小さい面積Ｓｑの領域では、いずれも面積Ｓｑと損失ＰＬの大小変化が相関している。

そこで、デッドタイムＤＴを変化させ、損失ＰＬが最小（言い換えると効率ηが最大）となるデッドタイムＤＴを探索する。デッドタイムＤＴＬよりも短い領域で相関しない点を考慮すると、デッドタイムＤＴをデッドタイムＤＴＨから短くなる方向（図面左方向）に変化させるのがよい。図２８の例では、デッドタイムＤＴ６（損失ＰＬmin）まで損失ＰＬが次第に小さくなり、デッドタイムＤＴ６よりも短くすると損失ＰＬが逆に大きくなるので、探索点はデッドタイムＤＴ６（面積Ｓｑmin）となる。損失ＰＬと面積Ｓｑは相関するので、面積Ｓｑも最小または最小に近い値となる。

上述した実施の形態６によれば、効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させるので、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。面積Ｓｑに基づいてデッドタイムＤＴを探索する点を除けば実施の形態１〜６と同様であるので、その他は実施の形態１〜６と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態７〕
実施の形態７は、実施の形態４〜６と同様に不連続モードでデッドタイムの切り替えを行う例であり、図２９を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１〜６と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態７では実施の形態１〜６（特に実施の形態４〜６）と異なる点について説明する。よって実施の形態１〜６で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態７が実施の形態４〜６と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。図２９に示すスイッチ回路１１Ｂは、定電圧を出力する実施の形態４とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。スイッチ回路１１Ｂは、図９に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。

すなわち実施の形態７は、実施の形態１に対する変形例である実施の形態２と同様に、実施の形態４〜６に対する変形例である。入力値をスイッチ回路１１の入力側とするか出力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態４〜６と同様の作用効果を得ることができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜７に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態１〜７では、境界条件Ｉthの対象となる電流として、トランスＴｒの二次側（二次コイルＬ２）に接続されるコイルＬ１２に流れるチョーク電流ＩＬを適用した（図１，図８を参照）。この形態に代えて、チョーク電流ＩＬを除くインダクタに流れる他の電流を適用してもよい。他の電流には、例えば負荷電流Ｉoutや、回転電機２０に流れる電流、トランスＴｒの一次側電流（一次コイルＬ１に流れる電流）、トランスＴｒの２次側電流（二次コイルＬ２に流れる電流）、コイルＬ１２の両端電圧などが該当する。いずれの電流を適用しても境界条件Ｉthを設定でき、デッドタイムＤＴ（α，α＋β）が切り替えられるので、実施の形態１〜７と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜７では、第２検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力電圧Ｖout（出力値）の検出電圧値Ｖd2を適用する構成とした（図１，図７を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流値（出力値）を適用する構成としてもよい。この構成では、第２検出部１Ａに代えて、図８に示す第１検出部１３ｂを「第２検出部」として備えればよい。出力値をスイッチ回路１１の出力側とするか入力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１〜７と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜７では、電力変換装置１０はＤＣ／ＤＣコンバータ（実施の形態１）と、インバータ（実施の形態２）とに適用する構成とした（図１，図７を参照）。この形態に代えて、複数のスイッチング素子を備え、かつ、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素を備える他の電力変換装置を適用してもよい。他の電力変換装置であっても、境界条件Ｉthに基づいてスイッチ回路１１のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路１１で短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率ηを向上させることができる。

誘導性要素として、実施の形態１ではトランスＴｒを適用する構成とし（図１を参照）、実施の形態２では回転電機２０を適用する構成とした（図７を参照）。この形態に代えて、コイルを適用する構成としてもよい。また、中間タップを有するトランスＴｒに代えて、中間タップを有しないトランスを適用する構成としてもよい。いずれの構成にせよ、境界条件Ｉthに基づいてスイッチ回路１１のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路１１で短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率ηを向上させることができる。

上述した実施の形態１〜７や、上述した他の実施の形態は、任意に組み合わせてもよい。例えば、実施の形態１と実施の形態４を組み合わせ等のように二以上の形態を組み合わせてもよい。また、実施の形態２（図７）に示すデッドタイム切替部１９ｄに代えて（あるいは加えて）、実施の形態４〜７に示すデッドタイム切替部１９ｅを適用してもよい。これらの組み合わせで実現しても、各形態の作用効果を得ることができる。

〔作用効果〕
上述した実施の形態１〜７および他の実施の形態によれば、以下に示す各効果を得ることができる。

（１）電力変換装置１０において、チョーク電流ＩＬ（電流）が連続する連続モードＣmodeと、チョーク電流ＩＬが連続しない不連続モードＤmodeとの境界を定める境界条件Ｉthに基づいて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）の少なくとも一つのアーム（上アームや下アーム）のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えるデッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅを有する構成とした（図１，図９を参照）。さらに、デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される入力値である検出電圧値Ｖd1（第１検出値）と、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力値である検出電圧値Ｖd2（第２検出値）とに基づいて、境界条件Ｉthを可変する構成とした（図４を参照）。この構成によれば、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）で短絡電流が生じるのを防止できる。そのため、低負荷域で効率ηを向上させることができる。また、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。さらに、入出力条件が変化しても連続モードＣmodeと不連続モードＤmodeとを切り替えられるので、全動作領域での効率ηをより確実により向上させることができる。

（２）デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、境界条件Ｉthと、フィードバック手段１９によって演算される演算結果である制御電流値Ｉref（制御量）とに基づいて、デッドタイムＤＴを切り替える構成とした（図３を参照）。この構成によれば、フィードバック手段１９によって演算される制御電流値Ｉrefを用いて、境界条件Ｉthを満たすか否かに基づいてデッドタイムＤＴの切り替えを行う。制御電流値Ｉrefをそのまま利用できるため、低コスト化を図ることができる。

（３）電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が一次側に接続されているトランスＴｒと、トランスＴｒの二次側に接続されているコイルＬ１２と、コイルＬ１２に流れるチョーク電流ＩＬ（電流）が連続する連続モードＣmodeと、チョーク電流ＩＬが連続しない不連続モードＤmodeとの境界を定める境界条件Ｉthに基づいて、スイッチ回路１１Ａの少なくとも一つのアーム（上アームや下アーム）のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えるデッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅを有する構成とした（図１，図８，図９を参照）。この構成によれば、トランスＴｒの二次側に接続されているコイルＬ１２に流れるチョーク電流ＩＬが連続する連続モードＣmodeと連続しない不連続モードＤmodeとの境界を定める境界条件Ｉthに基づいて、スイッチ回路１１Ａのスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えられる。入力値や出力値が広範囲で変わる用途でも、すべての動作点において、スイッチ回路１１Ａで短絡電流が生じるのを防止することができる。そのため、低負荷域で効率ηを向上させることができる。

（４）デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、デッドタイムＤＴの切り替えにヒステリシス特性（境界条件Ｉthに含まれる最大境界条件ＩthHおよび最小境界条件ＩthLH）を持たせる構成とした（図３を参照）。この構成によれば、境界条件Ｉthの近傍で連続モードＣmodeと不連続モードＤmodeとの切り替えが頻繁に起きるハンチング現象を未然に防止することができる。本形態では、境界条件Ｉthとして２つの条件（最大境界条件ＩthHおよび最小境界条件ＩthLH）を適用したが、３つ以上の条件を適用してもよい。スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）や負荷Ｚ等の仕様等に応じて適用する条件を異ならせてもよい。いずれも上記と同様の作用効果が得られる。

（５）デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、境界条件Ｉthを含む所定領域（下限値Ｉminから上限値Ｉmaxまでの領域）内で、デッドタイムＤＴを切り替える構成とした（図３を参照）。この構成によれば、所定領域内でデッドタイムＤＴを切り替えられるので、全動作領域での効率ηをより向上させることができる。

（６）デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、効率ηに基づいて、境界条件Ｉthを設定する構成とした（図３を参照）。この構成によれば、効率ηに基づいて、短デッドタイムαと長デッドタイムα＋βとを切り替えられる。結果として連続モードＣmodeと不連続モードＤmodeとが切り替えられるので、すべての動作点において、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）で短絡電流が生じるのをより確実に防止することができる。

（７）電力変換装置１０において、チョーク電流ＩＬ（電流）が連続しない不連続モードＤmodeでは、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される入力値である第１検出値と、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力値である第２検出値と、制御量Ｉrefとのうちで一以上に基づいて、効率ηが最も高くなるようにスイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）の少なくとも一つのアーム（上アームや下アーム）のスイッチング動作にかかるデッドタイムＤＴを切り替えるデッドタイム切替部１９ｅを有する構成とした（図９，図２９を参照）。この構成によれば、効率ηが最大（損失ＰＬが最小）となるデッドタイムＤＴでスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６）を動作させるので、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。

（８）デッドタイム切替部１９ｅは、不連続モードＤmodeか否かを判別するモード判定部１９ｇと、モード判定部１９ｇが不連続モードＤmodeと判別する場合は効率ηが最も高くなるデッドタイムＤＴを選定して切り替える最適デッドタイム選定部１９ｆとを含む構成とした（図９，図２９を参照）。この構成によれば、モード判定部１９ｇが不連続モードＤmodeと判別する場合において、最適デッドタイム選定部１９ｆは効率ηが最も高くなるデッドタイムＤＴを選定して切り替える。よって、不連続モードＤmodeにおける効率ηをより確実に高めることができる。

（９）検出電流値Ｉｄ（第１検出値）のピーク値（特にサージ分のピーク値）を検出して出力するピーク値検出部１９ｈを含み、最適デッドタイム選定部１９ｆはピーク値検出部１９ｈから出力されるピーク値に基づいてデッドタイムＤＴを選定して切り替える構成とした（図９，図２９を参照）。この構成によれば、検出電流値Ｉｄのピーク値（特にサージ分のピーク値）となる電流ピーク値Ｉpeakを検出し、当該電流ピーク値Ｉpeakに基づいて効率ηが最も高くなるデッドタイムＤＴを選定して切り替えるので、不連続モードＤmodeにおける効率ηをより確実に高めることができる。

（１０）ピーク値検出部１９ｈは、ハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタの回路からなるフィルタ回路３６を有する構成とした（図１１を参照）。この構成によれば、図１６，図２２に示す周波数特性において、必要となる周波数帯域（周波数ｆ１３，ｆ２３以上や周波数帯域Ｗ２，Ｗ４など）が確実に得られる。検出する電流や電圧にノイズが混在しても、不連続モードＤmodeにおける効率ηをより確実に高めることができる。

（１１）最適デッドタイム選定部１９ｆは、デッドタイムＤＴを減じる方向（図１７，図２８では図面左方向）に探索して、効率ηが最も高くなる（損失ＰＬが最も低くなる）デッドタイムＤＴを選定して切り替える構成とした（図１７，図２８を参照）。この構成によれば、効率η（損失ＰＬ）との相関が無い領域があっても、効率ηが最も高くなるデッドタイムＤＴを選定して切り替えることができる。

（１２）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒを含み、デッドタイム切替部１９ｄ，１９ｅは、一次コイルＬ１側の検出値を検出電圧値Ｖd1（第１検出値）とし、二次コイルＬ２側の検出値を検出電圧値Ｖd2（第２検出値）とする構成とした（図１，図９を参照）。この構成によれば、入出力条件が変化してもスイッチ回路１１Ａに含まれるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデッドタイムＤＴ（短デッドタイムαまたは長デッドタイムα＋β）を切り替えられるので、全動作領域での効率ηを向上させることができる。また、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。

（１３）検出電流値Ｉｄ（第１検出値）は、一次コイルＬ１の端子または端子から所定範囲内の検出位置で検出される値である構成とした（図２０を参照）。この構成によれば、一次コイルＬ１に流れる電流をより正確に検出できる。よって、全動作領域での効率ηを向上させることができる。また、不連続モードＤmodeにおける効率ηを高めることができる。

１０ 電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ） スイッチ回路
１９ フィードバック手段
１９ｄ，１９ｅ デッドタイム切替部
η 効率
Ｃmode 連続モード
Ｄmode 不連続モード
ＤＴ（ＤＴ１〜ＤＴ６，ＤＴＨ，ＤＴＬ） デッドタイム
Ｉout 負荷電流（電流）
Ｉref 制御電流値（制御量）
Ｉth 境界条件
ＩＬ チョーク電流（電流）
ＰＷＭ パルス幅変調信号（パルス信号）
Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６） スイッチング素子
Ｚ 負荷

Claims (13)

1. 制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、
   電流（ＩＬ）が連続する連続モード（Ｃmode）と、前記電流が連続しない不連続モード（Ｄmode）との境界を定める境界条件（Ｉth，ＩthL，ＩthH）に基づいて、前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，α，α＋β）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ，１９ｅ）を有し、
   前記デッドタイム切替部は、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖd1）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖd2）とに基づいて、前記境界条件を可変することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記デッドタイム切替部は、前記境界条件と、前記フィードバック手段によって演算される演算結果である前記制御量とに基づいて、前記デッドタイムを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記デッドタイム切替部は、前記デッドタイムの切り替えにヒステリシス特性（ＩthL，ＩthH）を持たせることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記デッドタイム切替部は、前記境界条件を含む所定領域（Ｉmin〜Ｉmax）内で、前記デッドタイムを切り替えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記デッドタイム切替部は、効率（η）に基づいて、前記境界条件を設定することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、
   電流（ＩＬ）が連続しない不連続モード（Ｄmode）では、前記スイッチ回路に入力される入力値である第１検出値（Ｖd1，Ｉｄ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値である第２検出値（Ｖd2）と、前記制御量とのうちで一以上に基づいて、効率（η）が最も高くなるように前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，ＤＴ３，ＤＴ５，ＤＴ６）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ，１９ｅ）を有することを特徴とする電力変換装置。
7. 前記デッドタイム切替部は、
   前記電流が連続する連続モード（Ｃmode）と、前記不連続モードとの境界を定める境界条件（Ｉth，ＩthL，ＩthH）に基づいて、前記不連続モードか否かを判別するモード判定部（１９ｇ）と、
   前記モード判定部が前記不連続モードと判別する場合は、前記効率が最も高くなる前記デッドタイムを選定して切り替える最適デッドタイム選定部（１９ｆ）と、
   を含むことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第１検出値のピーク値（Ｉpeak）を検出して出力するピーク値検出部（１９ｈ）を含み、
   前記最適デッドタイム選定部は、前記ピーク値検出部から出力される前記ピーク値に基づいて、前記デッドタイムを選定して切り替えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記ピーク値検出部は、ハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタの回路からなるフィルタ回路（３６）を有することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記最適デッドタイム選定部は、前記デッドタイムを減じる方向に探索して、前記効率が最も高くなる前記デッドタイムを選定して切り替えることを特徴とする請求項７から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）を含み、
    前記デッドタイム切替部は、前記一次コイル側の検出値を前記第１検出値とし、前記二次コイル側の検出値を前記第２検出値とすることを特徴とする請求項１から１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記第１検出値は、前記一次コイルの端子または前記端子から所定範囲内の検出位置で検出される値であることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段とを備える電力変換装置（１０）において、
    前記スイッチング素子が一次側に接続されているトランス（Ｔｒ）と、
    前記トランスの二次側に接続されているコイル（Ｌ１２）と、
    前記コイルに流れる電流（ＩＬ）が連続する連続モード（Ｃmode）と、前記電流が連続しない不連続モード（Ｄmode）との境界を定める境界条件（Ｉth，ＩthL，ＩthH）に基づいて、前記スイッチ回路の少なくとも一つのアームのスイッチング動作にかかるデッドタイム（ＤＴ，α，α＋β）を切り替えるデッドタイム切替部（１９ｄ，１９ｅ）と、
    を有することを特徴とする電力変換装置。

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