JP6159839B1 - 基地局装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも伝送品質の劣化を防止する。【解決手段】実数変調信号ベクトルと実数伝搬路行列とを用い、ユニモジュラ行列とＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列とフィードバックフィルタ行列とを生成する。実数変調信号ベクトルにユニモジュラ行列の転置行列を乗算した変換後実数変調信号ベクトルと、前記フィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルを深さ優先探索で最適でないことが確定した候補に対して探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行いながら探索する。変換後実数変調信号ベクトルからフィードバックフィルタ行列と探索した摂動ベクトルとを減算した後、前記フィードフォワードフィルタ行列を乗算する。【選択図】図９

Description

本発明は、移動通信システムにおける基地局装置に関するものである。

近年、限られた周波数帯域で無線通信における伝送高速化を実現するため、周波数利用効率向上のための研究が数多くなされてきた。その中でも、送受信両方で複数のアンテナを同時に利用することにより、単位周波数当たりの伝送容量を増やすＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）技術が着目を浴び、その一部は既に実用化され更なる高度化のための検討も活発に行われている。

ＭＩＭＯには、１つの無線送信装置としての基地局が１つの無線受信装置としての通信端末装置（移動局、端末）と同一時刻・同一周波数で複数の信号を送信するＳｉｎｇｌｅ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（以下「ＳＵ−ＭＩＭＯ」という。）と、１つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信、あるいは複数の異なる基地局が１つの通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信するＭｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（以下「ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）がある。ＭＵ−ＭＩＭＯとしては、１つの基地局が複数の異なる通信端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信する下りリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ：ＤＬ）ＭＵ−ＭＩＭＯ（以下「ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）がある。

上記ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯにおける空間多重を実現する方法として、非線形プリコーディング（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ：ＮＬＰ）を用いるＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ（以下「ＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ」という。）方式が提案されている。ＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、通信端末装置は、受信信号を同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｉ−ｃｈ）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｈａｎｎｅｌ：Ｑ−ｃｈ）の方向に、一定の幅（Ｍｏｄｕｌｏ幅）の整数倍だけ平行移動した点を同一の点とみなすＭｏｄｕｌｏ演算を行う。これにより、基地局は、Ｍｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号（摂動ベクトル）を変調信号に加算可能となるため、送信電力が小さくなるように空間フィルタを送信信号に乗算する前に摂動ベクトルを適切に選択して各通信端末装置宛の信号に加算する（非特許文献１参照）。

上記非線形プリコーディングを用いるＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、通信端末装置が受信信号に対してＭｏｄｕｌｏ演算を施す場合、基地局装置は、空間フィルタリング適用前の各送信信号に対してＭｏｄｕｌｏ幅の任意の整数倍の信号を加算する自由度を得ることができる。この加算可能な信号を摂動ベクトル（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）と呼ぶ。この摂動ベクトルのうち最も電力効率を改善するものを、空間多重する全ての通信端末装置の伝搬路状態を考慮して全探索する方法がＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である。このＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式は、基地局装置の送信処理の演算量が大きいもののフル送信ダイバーシチ利得を得ることができ、非常に良好な特性を示すＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式である（非特許文献１参照）。

上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ（ＣＩ）に基づく空間フィルタリング前の各送信信号に減算する摂動ベクトルとして無限に存在する摂動ベクトルの候補の中から最適摂動ベクトルを超球探索（木構造を有する階層探索において超球の概念を用いて探索範囲を削減した上で探索法）により探索するＳｐｈｅｒｅ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ ＶＰ（以下「ＳＥ−ＶＰ」という。）が提案されている（非特許文献３）。また、探索範囲をあらかじめ制限した上で準最適な摂動ベクトルを効率的に探索するＱＲ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍ−Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ＶＰ（以下「ＱＲＭ−ＶＰ」という。）が検討されている（非特許文献２参照）。

また、上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式と異なり、各通信端末装置が受けるユーザ間干渉を考慮して、逐次的に各通信端末装置宛の信号に加算する摂動ベクトルを算出するＴＨＰ ＭＵ−ＭＩＭＯ方式がある（非特許文献２参照）。

更に、上記ＴＨＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、送信側の基地局装置で取得した伝搬路行列に対し格子基底縮小（Ｌａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ：ＬＲ）という処理を加えることで伝搬路行列をあらかじめ準直交化し、上記ＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式より遥かに少ない演算量でＶＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯに近い特性を得ることのできるＬＲ−ＴＨＰがある（特許文献１参照）。格子基底縮小アルゴリズムとしては、ＬＬＬ−Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｏｖａｓｚ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＬＬＬＡ）を用いる方法や一括基底準直交化法（Ｊｏｉｎｔ Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ：ＪＱＯ）を用いる方法が提案されている（非特許文献３および非特許文献４参照）

上記非線形プリコーディングを用いるＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式では、送信側で取得した伝搬路行列に対し事前に格子基底縮小（ＬＲ）という処理を施した後に、累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルの探索アルゴリズムとして、最適解が得られることが保証される深さ優先探索アルゴリズムに対し、最適解が得られないことが確定した候補に対してのみ探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を適用して効率的に探索するアルゴリズムを適用したＬＲ−ＶＰが提案されている（非特許文献５参照）。このＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式におけるＬＲ−ＶＰでは、上記ＳＥ−ＶＰに対し伝送性能を劣化させることなく、また、上記ＳＥ−ＶＰやＱＲＤ−ＴＨＰに比べ演算量を大幅に削減可能である、とされている。

しかしながら、上記非線形プリコーディングを用いるＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式におけるＬＲ−ＶＰでは、複数の通信端末装置が互いに近接した場合等、複数の伝搬路間の相関が大きくなると、ＣＩに基づく空間フィルタにより通信端末装置間の干渉を完全に（ゼロに）抑えようとするため、受信側で希望信号の受信電力が低下して伝送品質が劣化する、という課題がある。

本発明の一態様に係る基地局装置は、複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、 伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、前記非線形プリコーディング処理部は、前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第１の信号ベクトル変換部と、前記変換後実数変調信号ベクトルと、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルを深さ優先探索で最適でないことが確定した候補に対して探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行いながら探索する摂動ベクトル探索部と、前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部と、を有する。

本発明によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタを組合せることにより、複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも端末側における希望信号受信電力を最大化することができ、伝送品質の劣化を防止することができる。

本発明の実施形態に係る無線通信システムの一例を示す概念図。 線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含まないサブフレームのフォーマットの一例を示す説明図。 非線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含むサブフレームのフォーマットの一例を示す説明図。 本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置から多重化された複数の移動局装置に下りリンクのデータ信号を送信するときの動作例を示すシーケンス図。 本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置から多重化された複数の移動局装置に下りリンクのデータ信号を送信するときの他の動作例を示すシーケンス図。 本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置の構成例を示すブロック図。 本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置の他の構成例を示すブロック図。 本実施形態に係る無線通信システムの基地局装置の構成例を示すブロック図。 本実施形態に係る基地局装置における非線形プリコーディング処理部の構成例を示すブロック図。 本実施形態に係る基地局装置の非線形プリコーディング処理部におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索処理および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理の一例を示すフローチャート。 摂動ベクトルτｚの探索に用いられる半径Ｃを有する超球と摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点との関係を示す説明図。 （ａ）及び（ｂ）はそれぞれ摂動ベクトルτｚの候補（摂動項候補）のランキングの説明図。 ２×２ＭＩＭＯ構成の無線通信システムにおける最適摂動ベクトルの探索を視覚的に示す摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の木構造の一例を示す説明図。 本実施形態のコンピュータシミュレーションによって得られたＭ（送信アンテナ数）＝Ｎ（送信ストリーム数）＝４のときの正規化総送信電力に対する平均ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示すグラフ。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る無線通信システムの一例を示す概念図である。通信システム１は、基地局装置１０と、基地局装置１０と通信可能な複数の通信端末装置としての移動局装置（「ユーザ装置（ＵＥ）」、「端末」又は「移動機」ともいう。）２０（１），２０（２）とを備える。基地局装置１０は、複数のアンテナを用いて、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信することができる。なお、図１の例では、基地局装置１０の無線通信エリアであるセル１０Ａ内に、多重化された２つの移動局装置２０（１），２０（２）が在圏している例を示しているが、セル１０Ａに在圏する多重化された移動局装置の数は３以上であってもよい。また、以下の説明において、２つの移動局装置２０（１），２０（２）を区別しない構成例及び動作例の場合は移動局装置２０として説明する。

図１において、基地局装置１０は、まず、伝送路情報を取得するための参照信号であるＣＲＩＲＳ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する。ＣＲＩＲＳは、下りリンクの伝搬路行列（チャネル行列）Ｈを移動局装置側で測定するための参照信号であり、移動局装置２０（１），２０（２）側で干渉電力、雑音電力又は干渉を含む雑音電力を測定（推定）する用途にも適用可能である。

移動局装置２０（１），２０（２）はそれぞれ、基地局装置１０が送信したＣＳＩＲＳに基づいて、下りリンクの伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）を推定するとともに下りリンクの雑音電力を測定（推定）し、その伝送路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を基地局装置１０に通知する。基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信した伝送路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を用いて、後述のデータ信号に施す非線形プリコーディング処理を行う。

基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に対して、復調用参照信号であるＤＭＲＳ（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）及びデータ信号を送信する。ＤＭＲＳは、データ信号を復調するための参照信号であり、移動局装置への無線リソース割り当てがあった場合に限り送信される。各移動局装置２０は、ＤＭＲＳに基づいて主に送信側の非線形プリコーディング処理における摂動ベクトル減算処理を除いた処理部分の応答と伝搬路の応答とを合成した応答を推定し、その推定結果をデータの復調に用いる。

本実施形態において、例えば、基地局装置１０は、送信対象のデータ信号に対して非線形プリコーディングを施し、その非線形プリコーディング後のデータ信号を、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に送信する。複数の移動局装置２０（１），２０（２）はそれぞれ、基地局装置１０から受信したＤＭＲＳに基づいて、摂動ベクトル減算処理を行う部分を除く非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路（以下、単に「等価伝搬路」と称する。）の伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいてデータ信号を検出する。

図２及び図３はそれぞれ、基地局装置１０の送信アンテナ数及びストリーム数がそれぞれの４の場合のＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）／Ａｄｖａｎｃｅｄの標準に準拠した参照信号（ＤＭＲＳ、ＣＳＩＲＳ）の多重化法を示すサブフレームフォーマットの一例を示す説明図である。図２は線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含まないサブフレームの例であり、図３は非線形プリコーディングを用いる場合のＣＳＩＲＳを含むサブフレームの例である。

図２及び図３に示すように、第１ストリーム用のＤＭＲＳと第２ストリーム用のＤＭＲＳとの間及び第３ストリーム用のＤＭＲＳと第４ストリーム用のＤＭＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。また、第１ストリーム用のＤＭＲＳ及び第２ストリーム用のＤＭＲＳと、第３ストリーム用のＤＭＲＳ及び第４ストリーム用のＤＭＲＳとの間は、符号多重化法（ＣＤＭ）で多重化されている。また、図３に示すように、第１送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと第２送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間及び第３送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと第４送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。また、第１送信アンテナ用のＣＳＩＲＳ及び第２送信アンテナ用のＣＳＩＲＳと、第３送信アンテナ用のＣＳＩＲＳ及び第４送信アンテナ用のＣＳＩＲＳとの間は、符号多重化法（ＣＤＭ）で多重化されている。ＤＭＲＳとＣＳＩＲＳとの間は周波数多重化法（ＦＤＭ）で多重化されている。

図４は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置１０から多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信するときの動作例を示すシーケンス図である。図４の例は、各移動局装置２０（１），２０（２）から基地局装置１０に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。

図４において、基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、各移動局装置２０（１），２０（２）にＣＳＩＲＳを送信する（Ｓ１０１）。各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＣＳＩＲＳから、下りリンクの伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）を推定するとともに下りリンクの雑音電力を推定し（Ｓ１０２、Ｓ１０３）、その伝搬路情報（伝搬路行列Ｈ）及び雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報を生成する（Ｓ１０４、Ｓ１０５）。この生成された雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報は、各移動局装置２０（１），２０（２）から基地局装置１０に送信される（Ｓ１０６）。なお、各移動局装置２０（１），２０（２）が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置１０からデータ信号とともに受信したＤＭＲＳから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。

基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信した雑音電力の情報を含む伝搬路フィードバック情報に基づいて、データ信号とＤＭＲＳとを含む送信信号を生成し（Ｓ１０７）、各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ１０８）。

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から送信された送信信号に含まれるＤＭＲＳから等価伝搬路を推定し（Ｓ１０９，Ｓ１１０）、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する（Ｓ１１１，Ｓ１１２）。

図５は、本実施形態に係る通信システムにおいて基地局装置１０から多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信するときの他の動作例を示すシーケンス図である。図５の例は、時間分割複信方式（ＴＤＤ）において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の動作例である。

図５において、基地局装置１０は、多重化された複数の移動局装置２０（１），２０（２）に下りリンクのデータ信号を送信する際、まず、ＳＲＳ送信スケジュール情報を生成して各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ２０１，Ｓ２０２）。ここで、上りリンクの参照信号であるＳＲＳ（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を各移動局装置２０（１），２０（２）が送信する時間を指定するための情報である。ＳＲＳは、上りリンクの周波数スケジューリング、変調・符号化方式の識別情報であるＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）の決定、プリコーディング方式の選択などを目的として移動局装置から基地局装置に送信される参照信号である。なお、上記ＳＲＳ送信スケジュール情報の生成は、移動局装置と基地局装置との間の最初の接続時のみに実行してもよい。

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＳＲＳ送信スケジュール情報に基づいてＳＲＳを生成する（Ｓ２０３，Ｓ２０４）。

基地局装置１０は、上記ＳＲＳ送信スケジュール情報の生成及び送信の後、上下リンクについて送信部及び受信部のＲＦ回路における位相回転と振幅変動とを測定して補償する回路キャリブレーションを行い（Ｓ２０５）、各移動局装置２０（１），２０（２）にＣＳＩＲＳを送信する（Ｓ２０６）。なお、上記回路キャリブレーションは低い頻度で実施してもよい。

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から受信したＣＳＩＲＳから下りリンクの雑音電力を推定し（Ｓ２０７、Ｓ２０８）、その雑音電力の情報を含むフィードバック情報を生成する。各移動局装置２０（１），２０（２）は、所定のＳＲＳ送信タイミングに、雑音電力の情報を含むフィードバック情報とともにＳＲＳを基地局装置１０に送信する（Ｓ２０９）。なお、各移動局装置２０（１），２０（２）が下りリンクのデータ通信中の場合は、基地局装置１０からデータ信号とともに受信したＤＭＲＳから下りリンクの雑音電力を推定してもよい。

基地局装置１０は、各移動局装置２０（１），２０（２）から受信したＳＲＳから上り伝搬路を推定し、上記回路キャリブレーションの結果に基づいて下り伝搬路情報を取得する（Ｓ２１０）。この下り伝搬路情報に基づいて、基地局装置１０は、データ信号とＤＭＲＳとを含む送信信号を生成し（Ｓ２１１）、各移動局装置２０（１），２０（２）に送信する（Ｓ２１２）。

各移動局装置２０（１），２０（２）は、基地局装置１０から送信された送信信号に含まれるＤＭＲＳから等価伝搬路を推定し（Ｓ２１３，Ｓ２１４）、送信信号に含まれるデータ信号を復調して復号する（Ｓ２１５，Ｓ２１６）。

図６は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置２０の構成例を示すブロック図である。図６の例は、基地局装置１０に下りリンクの伝搬路情報を直接フィードバックするエクスプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。
図６において、移動局装置２０は、アンテナ２０１、送受信切替部（ＤＵＰ：ｄｕｐｌｅｘｅｒ）２０２、受信部２０３、ＣＰ除去部２０４、ＦＦＴ部２０５、信号分離部２０６、伝搬路補償部２０７、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０８、復調部２０９、複合部２１０、ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２１１、雑音電力推定部２１２、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２１３、フィードバック用信号生成部２１４、信号多重部２１５、ＩＦＦＴ部２１６、ＣＰ挿入部２１７及び送信部２１８を備える。

アンテナ２０１、送受信切替部（ＤＵＰ：ｄｕｐｌｅｘｅｒ）２０２、受信部２０３、ＣＰ除去部２０４、ＦＦＴ部２０５、信号分離部２０６、伝搬路補償部２０７、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０８、復調部２０９、複合部２１０、ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２１１、雑音電力推定部２１２、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２１３、フィードバック用信号生成部２１４、信号多重部２１５、ＩＦＦＴ部２１６、ＣＰ挿入部２１７及び送信部２１８

受信部２０３は、アンテナ２０１及び送受信切替部（ＤＵＰ）２０２を介して、基地局装置１０から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。受信部２０３は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部２０３は、生成したデジタル信号をＣＰ除去部２０４に出力する。

ＣＰ除去部２０４は、受信部２０３から入力されたデジタル信号のガードインターバル（ＧＩ）に挿入されているサイクリック・プレフィックス（ＣＰ）を除去し、除去後の信号をＦＦＴ部２０５に出力する。

ＦＦＴ部２０５は、ＣＰ除去部２０３から入力された信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部２０５は、生成した周波数領域の信号を信号分離部２０６に出力する。

信号分離部２０６は、基地局装置１０から通知されたマッピング情報に基づいて、ＦＦＴ部２０５から入力された信号を分離する。信号分離部２０６は、分離した信号のうち、ＣＳＩＲＳをＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７及び雑音電力推定部２０８それぞれに出力し、ＤＭＲＳをＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９に出力する。信号分離部２０６は、ＣＳＩＲＳ、雑音電力情報の信号及びＤＭＲＳ以外の信号（例えば、データ信号）を伝搬路補償部２１０に出力する。

ＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７は、信号分離部２０６から入力されたＣＳＩＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部２１４に出力する。

雑音電力推定部２０８は、信号分離部２０６から入力されたＣＳＩＲＳに基づいて下りリンクの雑音電力を推定し、推定した雑音電力を示す情報を伝搬路補償部２１０、復調部２１２及びフィードバック用信号生成部２１４それぞれに出力する。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９は、信号分離部２０６から入力されたＤＭＲＳに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報をフィードバック用信号生成部２１４に出力する。

フィードバック用信号生成部２１４は、ＣＲＳ用伝搬路推定部２０７から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する。ここで、伝搬路状態情報は、基地局装置１０の各アンテナとｎ番目の移動局装置２０の各アンテナ２０１との間の伝搬路の複素利得を各成分に持つ行ベクトルｈ_ｎであり、次式（１）で表すことができる。なお、本例では、基地局装置１０及び移動局装置２０それぞれのアンテナの数が同じＭ本の場合について示している。

フィードバック用信号生成部２１４は、伝搬路状態情報として上記行ベクトルｈ_ｎを基地局装置１０に通知してもよいが、上記式（１）のノルムを値Ｃ_ｎに正規化した次式（２）の行ベクトルｈ_{ｎｏｒｍ−ｎ}を伝搬路状態情報としてもよい。

なお、上記値Ｃ_ｎは、例えば全通信帯域の平均受信電力（フェージングの影響を除いたパスロスとシャドウイングとから求められる平均受信電力）の平方根でもよいし、他の値でもよい。また、式（１）又は式（２）で表される行ベクトルを量子化又は近似したものを伝搬路状態情報として通知してもよい。

また、後述の基地局装置１０における情報取得部１０５では、伝搬路行列Ｈの各行を構成する行ベクトルとして、フィードバック用信号生成部２１４に対応して上記式（１）を量子化又は近似したものを用いてもよい。また、正規化した式（２）、又は式（２）を量子化若しくは近似したものを用いてもよい。

フィードバック用信号生成部２１４は、生成した伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号を変調し、信号多重部２１５を介してＩＦＦＴ部２１６に出力する。

ＩＦＦＴ部２１６は、フィードバック用信号生成部２１４から入力された信号に対して、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を行うことで、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部２１６は、生成した時間領域の信号をＣＰ挿入部２１７に出力する。

ＧＩ挿入部２１７は、ＩＦＦＴ部２１６から入力された信号のガードインターバルにＣＰを付与し、ＣＰ付与後の信号を送信部２１８に出力する。

送信部２１８は、ＣＰ挿入部２１７から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換し、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部２１８は、生成した信号を、送受信切替部（ＤＵＰ）２０２及びアンテナ２０１を介して送信する。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９は、信号分離部２０６から入力されたＤＭＲＳに基づいて非線形プリコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。ここで、ＤＭＲＳ信号及びデータ信号送信時の移動局装置２０の伝搬路状態をＨ_ｄとし、フィードバック用信号生成部２１４で生成した伝搬路状態情報が示す伝搬路状態をＨ_ｆｂとする。

後述のように、基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部における非線形プリコーディング処理は、摂動ベクトルの減算を除けば、空間フィルタＷ（＝Ｈ^−１）を変調信号ｓに乗算していることと等価である。しかし、フィルタＷは、ｈ_ｄではなく、移動局装置２０がフィードバックした伝搬路状態ベクトルに基づいて、後述の基地局装置１０のフィルタ算出部で算出されているので、移動局装置２０は、等価伝搬路Ｈ_ｅｑ＿ｎ（１次元複素数）として、次式（３）を得る。

ここで、ｗ_ｎはフィルタＷの第ｎ列である。また、式（３）中のβは、後述の基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部が算出したデータ信号ｘの電力の電力正規化単位に亘る総和をＰ_ｘとし、データ信号ｘの送信に基地局装置１０が割り当て可能な総電力をＰ_ｔｒとしたとき、次式（４）で算出される電力正規化係数である。

ＤＭＲＳと所定の周波数・所定の時刻（例えば同じリソースブロック内）に配置されたデータ信号は、ｈ_ｅｑ＿ｎとほぼ同じ等価伝搬路を通って移動局装置２０に受信される。

ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０７は、推定した等価伝搬路ｈ_ｅｑ＿ｎの伝搬路状態を示す
等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部２０８に出力する。

伝搬路補償部２１０は、ＤＭＲＳ用伝搬路推定部２０９から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部２０６から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。すなわち、データ信号をｙとすると、伝搬路補償後のデータ信号ｙ_ｃｃは、ｙ_ｃｃ＝ｙ／ｈ_ｅｑ＿ｎとなる。伝搬路補償部２０８は、伝搬路補償後の信号ｙ_ｃｃをＭｏｄｕｌｏ演算部２１１に出力する。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１は、伝搬路補償部２１０から入力されたデータ信号ｙ_ｃｃに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を行う。Ｍｏｄｕｌｏ演算は、次式（５）で表される。

ここで、ｊは虚数単位、ｆｌｏｏｒ（γ）はγを超えない最大の整数をそれぞれ表す。またＲｅ｛α｝はαの実部，Ｉｍ｛α｝はαの虚部をそれぞれ表す。τは、変調信号の平均電力を１に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）ではτ＝２（√２）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ではτ＝８／（√１０）、６４ＱＡＭではτ＝１６／（√４２）とする。ただし、基地局装置と移動局装置で共通であれば、これらの値と異なる値を用いてもよい。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１は、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号ｍｏｄ（ｙ_ｃｃ）を復調部２１２に出力する。

復調部２１２は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２１１から入力された信号を復調する。復調部２１２は、復調後の情報（硬判定した符号化ビット又は符号化ビットの軟推定値）を復号部２１３に出力する。

復号部２１３は、復調部２１２から入力された情報を復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。

図７は、本実施形態に係る無線通信システムの移動局装置２０の他の構成例を示すブロック図である。図７の例は、時間分割多重複信方式（ＴＤＤ）において伝搬路の上下リンクの可逆性に着目したインプリシットフィードバックを用いる場合の構成例である。なお、図６と同様な部分については同じ符号を付し、説明を省略する。

図７において、図６のＣＳＩＲＳ用伝搬路推定部２０７の代えて、ＳＲＳ生成部２１９を備えている。ＳＲＳ生成部２１９は、所定のタイミングに上りリンクの参照信号であるＳＲＳを生成して信号多重部２１５に出力する。信号多重部２１５は、フィードバック用信号生成部２１４から出力された伝搬路状態情報と雑音電力の情報とを含むフィードバック用の信号と、ＳＲＳ生成部２１９から出力されたＳＲＳとを所定の多重方式で多重化処理してＩＦＦＴ部２１６に出力する。

図８は、本実施形態に係る無線通信システムの基地局装置１０の構成例を示すブロック図である。
図８において、基地局装置１０は、アンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）、第１から第Ｍまでの受信部１０２（１）〜１０２（Ｍ）、第１から第ＭまでのＣＰ除去部１０３（１）〜１０３（Ｍ）、第１から第ＭまでのＦＦＴ部１０４（１）〜１０４（Ｍ）、情報取得部１０５、変換行列生成部１０６、フィルタ計算部１０７、ＤＭＲＳ生成部１０８、ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９、第１から第Ｎまでの符号化部１１０（１）〜１１０（Ｎ）、第１から第Ｎまでの変調部１１１（１）−１１１（Ｎ）、非線形プリコーディング処理部１１２、ＤＭＲＳ多重部１１３、電力正規化部１１４、フレーム構成部１１５、第１から第ＭまでのＩＦＦＴ部１１６（１）−１１６（Ｍ）、第１から第ＮまでのＣＰ挿入部１１７（１）〜１１７（Ｍ）、第１から第Ｍまでの送信部１１８（１）〜１１８（Ｍ）、及び、第１から第Ｍまでの送受信切替部（ＤＵＰ）１１９（１）〜１１９（Ｍ）を備えている。

なお、図８の基地局装置１０は、各移動局装置と同じ数のＭ本のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）を備え、Ｎ個の移動局装置２０（１）〜２０（Ｍ）を多重する場合（Ｎ個の送信ストリームの場合）の基地局装置である。また、図８の基地局装置１０では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、ＯＦＤＭではない周波数分割多重（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＦＤＭ）方式を用いてもよい。

また、以下の説明では、説明の便宜上、Ｍ本のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）それぞれを互いに区別しない場合はｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）について説明し、Ｎ個の移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）それぞれを互いに区別しない場合はｎ番目の送信ストリームに対応するｎ番目の移動局装置２０（ｎ）について説明する。ｎは１からＮまでの任意の整数であり、ｍは１からＭまでの任意の整数である。

受信部１０２（ｍ）はそれぞれ、送受信切替部１１９（ｍ）及びアンテナ１０１（ｍ）を介して、移動局装置２０（ｎ）から送信された信号（搬送波周波数の信号）を受信する。この信号には、前述の伝搬路状態情報（ＣＳＩ情報）が含まれる。受信部１０２（ｍ）は、受信した信号をダウンコンバージョンし、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部１０２（ｍ）は、生成したデジタル信号をＣＰ除去部１０３（ｍ）に出力する。

ＣＰ除去部１０３（ｍ）は、受信部１０２（ｍ）から入力されたデジタル信号のガードインターバル（ＧＩ）からＣＰを除去し、除去後の信号をＦＦＴ部１０４（ｍ）に出力する。

ＦＦＴ部１０４（ｍ）は、ＣＰ除去部１０３（ｍ）から入力された信号に対して、ＦＦＴを行うことで、周波数領域の信号を生成する。ＦＦＴ部１０４（ｍ）は、生成した周波数領域の信号を情報取得部１０５に出力する。

情報取得部１０５は、各ＦＦＴ部１０４（１）〜１０４（Ｍ）から入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報としての複素数からなる伝搬路行列（チャネル行列）と、移動局装置ごとの干渉雑音電力とを抽出する。情報取得部１０５は、伝搬路状態情報からサブキャリア毎に伝搬路行列Ｈを構成する。

ここで、ｎ番目の移動局装置２０（ｎ）の伝搬路状態情報は、複素数の成分を持つＭ次元の行ベクトルで表す。この行ベクトルの第ｍ成分は、基地局装置１０のｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）と移動局装置２０（ｎ）と間の伝搬路の複素利得を示す。伝搬路状態情報取得部１０５は、各行ベクトルを全移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）について各行に順番に並べることで伝搬路行列Ｈを生成する。Ｈは、Ｎ行Ｍ列の行列であり、ｎ行ｍ列成分が、ｎ番目の移動局装置２０（ｎ）と基地局装置１０のｍ番目のアンテナ１０１（ｍ）の間の伝搬路の複素利得を示す。

なお、後述するように、各移動局装置２０（ｎ）は、伝搬路状態情報を示す行ベクトルについて、ノルムの正規化や近似を行ってから基地局装置１０に通知してもよい。このとき、情報取得部１０５は、各移動局装置２０（ｎ）から通知された行ベクトルを用いて伝搬路行列Ｈを生成する。

情報取得部１０５は、生成したサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈを変換行列生成部１０６に入力する。なお、ここでは、一例としてサブキャリア毎に伝搬路行列Ｈを取得する場合について示したが、あらかじめ決められた複数の連続するサブキャリア（サブチャネル）単位で１つずつ伝搬路行列Ｈを取得してもよい。

また、情報取得部１０５は、ＦＦＴ部１０４（ｍ）が出力する信号のうち、伝搬路状態情報の信号以外の信号（例えば、雑音電力情報の信号）を復調して取得する。復調された情報のうち、雑音電力情報は変換行列生成部１０６で用いられ、制御情報は基地局装置１０の制御に用いられ、また、雑音電力の情報や制御情報以外のデータは他の基地局装置やサーバ装置等へ送信される。

行列生成部１２０は、変換行列生成部１０６とフィルタ計算部１０７とを備え、情報取得部１０５から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈと雑音電力の情報とに基づいて、非線形プリコーディング処理部１１２で用いる各種フィルタなどの行列を生成する。

変換行列生成部１０６は、情報取得部１０５から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Ｈ（Ｎ×Ｍ行列，Ｎ≦Ｍ）を、次式（６）に示すように実数空間上で表現した実数伝搬路行列Ｈ_ｒに変換する。ここで、Ｎは送信ストリーム数であり、Ｍは送信アンテナ数である。

更に、変換行列生成部１０６は、次式（７）に示すように、実数伝搬路行列Ｈ_ｒに情報取得部１０５から入力された受信アンテナ毎の雑音電力値σ_１〜σ_Ｎに相当する次元要素を加えることにより、実数伝搬路行列Ｈ_ｒを次元拡張して拡張実数伝搬路行列Ｈ_ｒｅを計算する。ここで、Ｐｓは各送信アンテナにおける平均送信電力であり、σ_ｎの二乗は第ｎ受信アンテナブランチにおける雑音電力値である。

また、変換行列生成部１０６は、上記次元拡張した実数伝搬路行列Ｈ_ｒｅの転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解により、次式（８）〜（１０）及び｜ｄｅｔ（Ｔ）｜＝１を満たす、実数伝搬路行列Ｈ_ｒｅの転置行列の準直交化行列である変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、次式（９）に示すＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範の空間フィルタ行列Ｑの部分行列Ｑ_Ｗ（２Ｍ×２Ｎ行列）と、上三角行列Ｒ（２Ｎ×２Ｎ行列）とを生成する。

ここで、行列ＱはＱ^ＨＱ＝Ｉ_２Ｎ（２Ｎ×２Ｎの単位行列）を満たすユニタリ行列（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）であり、行列Ｒは次式（１１）で表される上三角行列（２Ｎ×２Ｎ行列）であり、行列Ｑ_０はＱの部分行列（２Ｎ×２Ｎの単位行列）であり、行列Ｇは格子基底縮小により準直交変換された実数伝搬路行列である。

変換行列生成部１０６は、生成した変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔと行列Ｑ_Ｗと上三角行列Ｒをフィルタ計算部１０７に入力し、変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔを非線形フィリコーディング処理部１１２に入力する。

フィルタ計算部１０７は、上記ＱＲ分解により得られた行列等を用いて、次式（１２）〜（１４）に示すように、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列（データ用空間フィルタ行列）Ｗ（２Ｍ×２Ｎ行列）と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列Ｆ（Ｍ×Ｎ行列）とを生成する。ここで、Ｄは上記上三角行列Ｒの対角要素から構成される対角行列（２Ｎ×２Ｎ行列）である。

また、フィルタ計算部１０７は、次式（１５）により、ＤＭＲＳ用の空間フィルタＷ_ＤＭＲＳを計算する。ＤＭＲＳには摂動ベクトル減算や事前の変換行列操作Ｔ^Ｔが適用されないためデータ用空間フィルタＷとは異なるＤＭＲＳ用の空間フィルタＷ_ＤＭＲＳが計算される。

なお、本実施形態では、隣接する周波数に対応する伝搬路行列Ｈは互いに相関を持った（互いに似た）伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。このようにある１つのサブキャリアについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を他のサブキャリアに再利用することで、全サブキャリアについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。また、隣接する時間（送信タイミング）に対応する伝搬路行列Ｈは互いに相関を持った（互いに似た）伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減してもよい。ある送信タイミングのシンボルについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を以降の送信タイミングのシンボルに再利用することで、各送信タイミングについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。

変換行列生成部１０６は、生成したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列（データ用空間フィルタ）Ｗとフィードバックフィルタ行列Ｆとを非線形プリコーディング処理部１１２に入力し、生成したＤＭＲＳ用の空間フィルタＷ_ＤＭＲＳをＤＭＲＳ多重部１１３に入力する。

ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９は、ＤＭＲＳ生成部１０８で生成されたＤＭＲＳにフィルタ計算部１０７で計算されたＤＭＲＳ用の空間フィルタＷ_ＤＭＲＳを乗算してアンテナ１０１（ｎ）ごとのＤＭＲＳを生成し、ＤＭＲＳ多重部１１３に出力する。

符号部１１０（ｎ）には、移動局装置２０（ｎ）宛（例えば、図１の例では、Ｎ＝２）の情報ビット（希望データ）が入力される。符号部１１０（ｎ）は、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部１１１（ｎ）に出力する。

変調部１１１（ｎ）は、符号部１１０（ｎ）から入力された希望データの符号化ビットを変調することにより、移動局装置２０（ｎ）に対する希望データ信号の変調信号を生成する。変調部１１１（ｎ）は、生成した変調信号を非線形プリコーディング処理部１１２に入力する。

非線形プリコーディング処理部１１２は、入力された全変調信号を、各移動局装置２０（１）〜２０（Ｎ）宛の変調信号を１つずつ含むグループに分けて、当該グループを送信するＯＦＤＭシンボルおよびサブキャリアを決める。例えば、前述の図３に示したようなフレームフォーマットに従ってＯＦＤＭシンボルおよびサブキャリアの関係付けを行う。

非線形プリコーディング処理部１１２は、例えば図３に示したフレームフォーマットに従って、各グループの変調信号を送信するリソースエレメントを決定する。その後、各グループを送信するリソースエレメントに対応するサブキャリアに基づいて、当該グループに対して非線形プリコーディング処理を施す。

非線形プリコーディング処理部１１２は、例えば、あるグループ内の各移動局装置２０（ｎ）の変調信号をｄ_ｎとおき、全ｄ_１〜ｄ_Ｎを各成分に持つ列ベクトルである変調信号ベクトルをｄとし、変換行列生成部１０６から入力された変換行列Ｔとフィルタ算出部１０７から入力されたフィルタＷ，Ｆとを用いて当該変調信号ベクトルｄに対して非線形プリコーディング処理を施す。各グループに対して非線形プリコーディング処理を行うと、送信信号を表すＭ次元列ベクトルである変調信号ベクトルｓが得られる。ｓの第ｎ成分（ｎ＝１，２，…，Ｍ）は、それぞれアンテナ１０１（ｎ）（ｎ＝１，２，…，Ｍ）で送信する信号を示す。非線形プリコーディング処理部１１２は、非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓをＤＭＲＳ多重部１１３に入力する。

ＤＭＲＳ多重部１１３は、アンテナ１０１（ｎ）ごとに、非線形プリコーディング処理部１１２から入力された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓと、ＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９から入力されたＤＭＲＳとの多重化を行い、電力正規化部１１４に出力する。

電力正規化部１１４は、ＤＭＲＳが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓに基づいて電力正規化係数βを算出する。基地局装置１０は、送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のＯＦＤＭシンボル（以下、「電力正規化単位」という。）内の変調信号の総送信電力を正規化する。電力正規化単位は、例えば図３に示したフレーム単位全体を示す。

電力正規化部１１４は、まず、ＤＭＲＳが多重化された非線形プリコーディング処理後の変調信号ｓの電力の電力正規化単位にわたる総和Ｐ_ｘを算出する。電力正規化部１１４は、１つの電力正規化単位の変調信号ｓ_ｎの送信に基地局装置１０が割り当て可能な総電力がＰ_ｔｒであるとすると、前述の式（４）で電力正規化係数βを算出する。

電力正規化部１１４は、算出した電力正規化係数βを変調信号に乗算して変調信号の電力正規化を行い、電力正規化後の変調信号をフレーム構成部１１５に出力する。

ＤＭＲＳ生成部１０８は、電力正規化部１１４から入力された電力正規化係数βに基づいて各移動局装置１０（ｎ）宛のＤＭＲＳを生成し、ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部１０９に出力する。

ＣＳＩＲＳ生成部１２０は、基地局装置１０と移動局装置２０（ｎ）で既知の信号点（基準信号）を有するＣＳＩＲＳを生成し、生成したＣＳＩＲＳをフレーム構成部１１５に出力する。

フレーム構成部１１５は、例えば前述の図２又は図３に示すように、電力正規化部１１４から入力された変調信号（データ信号）及びＤＭＲＳをマッピングし、必要に応じて、ＣＳＩＲＳ生成部１２０から入力されたＣＳＩＲＳをマッピングする。ここで、フレーム構成部１１５は、送信アンテナ１０１（ｍ）毎に予め定められた時間単位で、つまり、送信アンテナ１０１（ｍ）毎にフレーム単位で信号をマッピングする。

フレーム構成部１１５は、ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された変換後実数変調信号ベクトルを、送信アンテナ１０１（ｍ）毎の複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部としても機能する。

なお、フレーム構成部１１５は、変調信号（データ信号）、ＤＭＲＳ及びＣＳＩＲＳを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。例えば、ＣＳＩＲＳのみを、あるフレームにマッピングし、ＤＭＲＳ及び変調信号（データ信号）を他のフレームにマッピングしてもよい。

基地局装置１０は、あらかじめ決められたマッピングに従って、変調信号（データ信号）及びＤＭＲＳ（必要に応じてＣＳＩＲＳ）をフレームにマッピングし、移動局装置２０（ｎ）は上記マッピングをあらかじめ把握している。

なお、フレーム構成部１１５は、他の信号（例えば制御信号など）を、ＣＳＩＲＳ、ＤＭＲＳ及び変調信号（データ信号）と異なるリソースエレメントに配置してもよい。このとき、基地局装置１０と移動局装置２０（ｎ）は制御信号が配置される場所をあらかじめ把握している。

フレーム構成部１１５は、マッピング後の信号の複数のアンテナ１０１（１）〜１０１（Ｍ）で送信する信号をそれぞれ、対応するＩＦＦＴ部１１６（１）〜１１６（Ｍ）にフレーム単位で出力する。

ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）は、フレーム構成部１１５から入力された信号に対して、ＩＦＦＴをフレーム単位で行うことにより、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）は、生成した時間領域の信号をＣＰ挿入部１１７（ｍ）に出力する。

ＣＰ挿入部１１７（ｍ）は、ＩＦＦＴ部１１６（ｍ）から入力された信号のガードインターバルにＣＰを付与し、付与後の信号を送信部１１８（ｍ）に出力する。

送信部１１８（ｍ）は、ＣＰ挿入部１１７（ｍ）から入力された信号（ベースバンドのデジタル信号）をＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換する。また、送信部１１８（ｍ）は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成し、送受信切替部（ＤＵＰ）１１９（ｍ）及び送信アンテナ１０１（ｍ）を介して送信する。

次に、非線形プリコーディング処理部１１２における非線形プリコーディング処理について説明する。本実施形態では、以下に示すように下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式を用いている。

図９は、本実施形態に係る基地局装置１０における非線形プリコーディング処理部１１２の構成例を示すブロック図である。
図９において、非線形プリコーディング処理部１１２は、第１の信号ベクトル変換部としての変換行列乗算部１３０、摂動ベクトル探索・減算部１３１、データ用空間フィルタ乗算部１３２、空間多重レイヤ間干渉算出部１３３及び空間多重レイヤ間干渉減算部１３４を備える。

変換行列乗算部１３０は、希望データ信号に対応するの変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｄ_１｝，Ｉｍ｛ｄ_１｝，Ｒｅ｛ｄ_１｝，Ｉｍ｛ｄ_１｝，・・・，Ｒｅ｛ｄ_Ｎ｝，Ｉｍ｛ｄ_Ｎ｝）に、変換行列生成部１０６から取得した変換行列（ユニモジュラ行列）Ｔの転置行列Ｔ^Ｔを乗算して変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’_１，ｄ’_２，・・・，ｄ’_２Ｎ）に変換する。

摂動ベクトル探索・減算部１３１における摂動ベクトル探索部は、変換行列乗算部１３０で変換された変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’_１，ｄ’_２，・・・，ｄ’_２Ｎ）と、フィルタ計算部１０７から取得したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗとに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルτｚを最適性が保証された深さ優先探索において最適でないことが確定した候補に対して探索を打ち切る操作または探索範囲の限定操作を行う分枝限定法を組み合わせることで効率的に探索する。この摂動ベクトル探索・減算部１３１における摂動ベクトルの探索については後で詳述する。

摂動ベクトル探索・減算部１３１における減算部は、変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’_１，ｄ’_２，・・・，ｄ’_２Ｎ）からフィードバックフィルタ行列Ｆが減算された後に、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルτｚを減算する。フィードバックフィルタ行列Ｆ及び摂動ベクトルτｚが減算された変換後実数変調信号ベクトル（ν_１，ν_２，・・・，ν_２Ｎ）は、データ用空間フィルタ乗算部１３２及び空間多重レイヤ間干渉算出部１３３に出力される。

データ用空間フィルタ乗算部１３２は、摂動ベクトル探索・減算部１３１における減算部から入力された変換後実数変調信号ベクトル（ν_１，ν_２，・・・，ν_２Ｎ）に、フィルター計算部１０７から取得したＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗを乗算することにより、送信アンテナ１０１（ｍ）ごとの変換後実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｓ_１｝，Ｉｍ｛ｓ_１｝，Ｒｅ｛ｓ_２｝，Ｉｍ｛ｓ_２｝，・・・，Ｒｅ｛ｓ_Ｍ｝，Ｉｍ｛ｓ_Ｍ｝）を生成する。ここで、例えば、フィードフォワードフィルタ行列Ｗが乗算される前の変換後実数変調信号ベクトルν，ｓをそれぞれ式（１６）及び式（１７）のように表すと、データ用空間フィルタ乗算部１３２における処理は次式（１８）で表される。フィードフォワードフィルタ行列Ｗが乗算された送信アンテナ１０１（ｍ）ごとの変換後実数変調信号ベクトル（Ｒｅ｛ｓ_１｝，Ｉｍ｛ｓ_１｝，Ｒｅ｛ｓ_２｝，Ｉｍ｛ｓ_２｝，・・・，Ｒｅ｛ｓ_Ｍ｝，Ｉｍ｛ｓ_Ｍ｝）はＤＭＲＳ乗算部１１３（図８参照）に出力される。

空間多重レイヤ間干渉算出部１３３は、フィルタ計算部１０７から取得したフィードバックフィルタ行列Ｆから、第１の送信レイヤ（送信ストリーム）を基準にした空間多重レイヤ間干渉を算出する。

空間多重レイヤ間干渉減算部１３４は、変換行列乗算部１３０で変換された変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’_１，ｄ’_２，・・・，ｄ’_２Ｎ）のうち第２番目の変換後実数変調信号ベクトル（ｄ’_２，・・・，ｄ’_２Ｎ）から、空間多重レイヤ間干渉算出部１３３で算出した空間多重レイヤ間干渉を減算する。

次に、非線形プリコーディング処理部１１２におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部１３１の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理について説明する。本実施形態では、上記下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥ規範に基づく空間フィルタＷと組合せた場合の最適摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制している。

図１０は、本実施形態に係る基地局装置１０の非線形プリコーディング処理部１１２におけるプリコーディング処理、特に摂動ベクトル探索・減算部１３１の摂動ベクトル探索部における摂動ベクトルτｚの探索処理および摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）を生成する処理の一例を示すフローチャートである。また、図１１は、摂動ベクトルτｚの探索に用いられる半径Ｃを有する超球と摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点との関係を示す説明図である。また、図１２（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ摂動ベクトルτｚの候補（摂動項候補）のランキングの説明図である。

図１０において、まず、実数ストリーム番号ｎ、累積メトリックＭ及び超球半径Ｃの初期化を行う（Ｓ４０１）。この段階では超球半径Ｃは定まらないためＣの値は無限大（Ｃ＝∞）に設定される。
次に、第ｎ番目の実数ストリーム（＃ｎ）に対する干渉ｆ_ｎを上記変換後実変調信号ｄ’_ｎから減算する（Ｓ４０２）。
次に、第ｎ番目の実数ストリーム（＃ｎ）に対する最上位にランキングされる（もっともらしい）摂動項τｚ_ｎ ^（１）を求め（Ｓ４０３）、上記干渉ｆｎを減算した後の変換後実変調信号からランク＃ｌ_ｎの摂動ベクトルτｚ_ｎ ^（ｌｎ）を減算し、二乗累積メトリックＭ^２（ｎ）を計算する（Ｓ４０４）。なお、Ｓ４０３中のτｚ_ｎ ^（１）を求める演算処理中のｆｌｏｏｒ（・）は、式（５）と同様括弧内の値を超えない最大の整数を表す。

ここで、最適摂動ベクトルτｚは、次式（１９）で算出される。

上記式（１９）において、Ｑ_Ｗ（２Ｍ×２Ｎ行列）はユニタリ行列Ｑ（ＭＭＳＥ規範の空間フィルタ行列）であるため、一般的には次式（２０）の関係が成り立つため、演算量が増大すると考えられている。

しかしながら、本願の発明者の独自調査により、次式（２１）に示す経験的な性質を用いて上記式（１９）に示すように近似を行って最適摂動ベクトルを算出できることがわかった。

空間フィルタＷとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタ（送信ウェイト）を適用した場合、上記性質（近似）を利用するため、完全に最適な摂動ベクトルτｚを探索できることは必ずしも保証されず、さらには非特許文献５に開示の従来技術ＬＲ−ＶＰより特性劣化が発生する恐れも考えられる。しかしながら、本願の発明者の経験から上記式（２１）が非常によい近似であり、ほとんどの場合、完全に最適な摂動ベクトルτｚを探索・選択できることがわかった。さらに非特許文献５に開示の従来技術ＬＲ−ＶＰより特性劣化も発生しないこともわかった。このような上記式（１９）で示す近似式の適用により、空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタと組合せた場合の最適摂動ベクトルτｚを効率的に探索することができる。

また、上記最適摂動ベクトルτｚの探索に用いられる二乗累積メトリックＭ^２（ｎ）は、次式（２２）で計算することができる。なお、式（２２）においてＭ（ｉ）が累積メトリックであり、特にｉ＝２Ｎの場合すなわちＭ（２Ｎ）が総メトリックである。

上記二乗累積メトリックＭ^２（ｎ）を計算した後、累積メトリックＭ（ｎ）が、図１１に示すの超球１８０の半径Ｃ内に入るか否かをチェックする（Ｓ４０５）。ここで、図１１中の超球の内側及び外側それぞれに位置するグレー丸１８１、１８２は摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点である。また、中央部の黒丸１８５は、すべての摂動ベクトルによって与えられる送信信号の候補点の中で最適な摂動ベクトル（総メトリックが最も小さい摂動ベクトル。）によって与えられる送信信号の候補点である。図１１において各摂動ベクトルの候補の総メトリックは、対応する候補点の超球中心からの距離で表される。本実施形態における最適摂動ベクトルの探索は、超球内に含まれる候補点１８２を探索対象とする。

図１０のステップＳ４０５において累積メトリックが超球外であれば（Ｓ４０５でＮＯ）、これより下位にランキングされた摂動項も明らかに超球外になるため、この階層での摂動ベクトルの探索は打ち切られる。これにより、探索回数の大幅削減を実現することができる。そして、一つ前の階層での探索に移るため、後述のステップＳ４０９の処理に移る。

一方、図１０のステップＳ４０５において、累積メトリックが超球内であれば（Ｓ４０５でＹＥＳ）、計算した二乗累積メトリックＭ^２（ｎ）が全送信ストリームの合計分（二乗総メトリックＭ^２（２Ｎ））か否か、すなわち累積メトリックが総メトリックか否か（ｎ＝２Ｎか否か）をチェックする（Ｓ４０６）。探索開始からはじめてｎ＝２Ｎとなったとき、すなわちはじめて総メトリックＭ^２（２Ｎ）が計算された場合に行われるステップＳ４０８において、無限大（∞）の値に初期化されていた超球半径Ｃが有限の値に設定される。

ここで、累積メトリックが総メトリックでない場合（Ｓ４０６でＮＯ）、累積メトリックが超球の半径Ｃ内であれば、次の階層の摂動ベクトルの探索に移る（Ｓ４０７）。一方、累積メトリックが総メトリックである場合（Ｓ４０６でＹＥＳ）、累積メトリックすなわち総メトリックが超球の半径Ｃ内であれば、より適した摂動ベクトルが得られたことになる。そのため、超球の半径Ｃを更新し、このときの摂動ベクトルに対応する摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）ベクトルν_ｏｐｔを保持する（Ｓ４０８）。そして、更に適した解がないかどうかを確認するため、次の処理（Ｓ４０９）に移る。なお、探索開始からはじめてｎ＝２Ｎとなったとき、すなわちはじめて総メトリックＭ^２（２Ｎ）が計算された場合に、ステップＳ４０８において、無限大（∞）の値に初期化されていた超球半径Ｃが有限の値に設定される。ステップＳ４０９では、１つ前の階層の探索を行うため、ｎの値をカウントダウンしてｎ＝ｎ−１とする。

次に、カウントダウンしたｎの値が０でないとき（Ｓ４１０でＮＯ）は、次の摂動ベクトルの候補に対するメトリック計算を行うためにｌ_ｎをカウントアップしてｌ_ｎ＝ｌ_ｎ＋１とする（Ｓ４１１）。そして、カウントアップした後のｌ_ｎ番目にランキングされた第ｎ実数ストリームの摂動ベクトルτｚ_ｎ ^（ｌｎ）を求めるための計算を行う（Ｓ４１２）。なお、なお、Ｓ４１２中の演算処理のｃｅｉｌ（・）は、括弧内の値以上となる最小の整数を表す。

上記ステップ４１０においてｎの値が０のとき（Ｓ４１０でＹＥＳ）は、すべての摂動ベクトル候補の探索が終了したことになるため、探索ループから抜けてステップＳ４１３に移り、保持されていたν_ｏｐｔを最終的な摂動ベクトル減算後の実変調信号（送信信号）ベクトルνとする（Ｓ４１３）。

以上示したように、本実施形態では、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において最適性が保証された深さ優先探索で演算量を大幅に削減するため探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作（分岐限定操作）は、累積メトリックが超球外と判定される場合、すなわち最適解が得られないことが確定した場合のみ実行される。このように、本実施形態では、無限に存在する摂動ベクトル候補を候補対象としながら累積メトリックを最小化する最適摂動ベクトルを最適性が保証される深さ優先探索において最適でないことが確定した段階での分岐限定法の適用により効率的に探索する。

図１３は、２×２ＭＩＭＯ構成の無線通信システムにおける最適摂動ベクトルの探索を視覚的に示す摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の木構造の一例を示す説明図である。図１３の縦方向には実数ストリーム番号ｎ（＝１〜４）に対応させて上から順番に第１実数ストリーム〜第４実数ストリームの４つの階層が図示されている。また、図１３の横方向には各階層においてランキングされた摂動ベクトル（摂動項）τｚの候補番号に対応させて図示されている。

図１３において、木構造１９０における左端のパス１９１は、最初に探索される摂動ベクトル（従来のＬＲ−ＴＨＰで得られるものと同じ摂動ベクトル）のパスであり、このパスを出発点として他のパスがチェックされる。また、木構造１９０の最深部では、最上位にランキングされた枝（Ｍｏｄｕｌｏ演算で得られる候補）だけが候補となり得るため、その他の破線で示した枝１９２は探索対象にならない。前述の探索ループの中で最深の階層（図示の例では第４実数ストリームの階層）に達した場合、そのときの総メトリックが、保持されている超球半径Ｃの値より小さければ、その総メトリックの値に超球半径Ｃを更新する。そして、摂動ベクトルの候補（摂動項候補）として明らかに最適でないものを除外しながら実質的にすべての摂動ベクトルの候補（摂動項候補）の探索を行い、最適なパスを見つけ出す。

次に、本実施形態に係る基地局装置におけるＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式にＭＭＳＥ規範の空間フィルタ行列を組み合わせた非線形プリコーディング処理の効果をコンピュータシミュレーションで定量的に評価した結果について説明する。本評価では簡単のため、伝搬路はアンテナ間完全無想間の準静的レイリーフェージング、全ユーザ（移動局装置）の平均伝搬利得が互いに等しいものとし、フィードバック制御遅延はないものとした。表１は、本コンピュータシミュレーションの諸元をまとめたものである。

図１４は、本実施形態のコンピュータシミュレーションによって得られたＭ（送信アンテナ数）＝Ｎ（送信ストリーム数）＝４のときの正規化正規化総送信電力に対する平均ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示すグラフである。また、図１４には、従来のＬＲ−ＶＰ方式（非特許文献５参照）の非線形プリコーディング処理を用いた場合の結果も示す。図１５により、ＬＲ−ＳＥ−ＶＰにおける空間フィルタリングとしてＭＭＳＥ規範のフィルタリングを適用する本実施形態の非線形プリコーディング処理を用いた場合、従来のＬＲ−ＶＰ方式の非線形プリコーディング処理に比べ所要送信電力を約４ｄＢ低減できることがわかる。

以上、本実施形態によれば、下りリンクの送信信号の非線形プリコーディング処理に演算量の削減が可能なＬＲ−ＶＰを採用したＮＬＰ ＤＬ−ＭＵ−ＭＩＭＯ方式において、併用する空間フィルタとして理論的に最適なＭＭＳＥに基づく空間フィルタと組合せた場合の最適摂動ベクトルを効率的に探索することにより、演算量の増加を抑制しつつ、複数の伝搬路間の相関が大きくなった場合でも端末側における希望信号受信電力を最大化して伝送品質の劣化を防止することができる。

なお、本実施形態では、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄへの適用を前提に説明したが、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄと類似のチャネル構成を用いるシステムであれば、本発明の概念はどのようなシステムにも適用可能である。

また、本明細書で説明された処理工程並びに移動通信システム、基地局装置及び移動局装置（ユーザ端末装置、移動機）の構成要素は、様々な手段によって実装することができる。例えば、これらの工程及び構成要素は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又は、それらの組み合わせで実装されてもよい。

ハードウェア実装については、実体（例えば、各種無線通信装置、Ｎｏｄｅ Ｂ、端末、ハードディスクドライブ装置、又は、光ディスクドライブ装置）において上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、１つ又は複数の、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するようにデザインされた他の電子ユニット、コンピュータ、又は、それらの組み合わせの中に実装されてもよい。

また、ファームウェア及び／又はソフトウェア実装については、上記構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段は、本明細書で説明された機能を実行するプログラム（例えば、プロシージャ、関数、モジュール、インストラクション、などのコード）で実装されてもよい。一般に、ファームウェア及び／又はソフトウェアのコードを明確に具体化する任意のコンピュータ／プロセッサ読み取り可能な媒体が、本明細書で説明された上記工程及び構成要素を実現するために用いられる処理ユニット等の手段の実装に利用されてもよい。例えば、ファームウェア及び／又はソフトウェアコードは、例えば制御装置において、メモリに記憶され、コンピュータやプロセッサにより実行されてもよい。そのメモリは、コンピュータやプロセッサの内部に実装されてもよいし、又は、プロセッサの外部に実装されてもよい。また、ファームウェア及び／又はソフトウェアコードは、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、不揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＶＲＡＭ）、プログラマブルリードオンリーメモリ（ＰＲＯＭ）、電気的消去可能ＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、ＦＬＡＳＨメモリ、フロッピー（登録商標）ディスク、コンパクトディスク（ＣＤ）、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、磁気又は光データ記憶装置、などのような、コンピュータやプロセッサで読み取り可能な媒体に記憶されてもよい。そのコードは、１又は複数のコンピュータやプロセッサにより実行されてもよく、また、コンピュータやプロセッサに、本明細書で説明された機能性のある態様を実行させてもよい。

また、本明細書で開示された実施形態の説明は、当業者が本開示を製造又は使用するのを可能にするために提供される。本開示に対するさまざまな修正は当業者には容易に明白になり、本明細書で定義される一般的原理は、本開示の趣旨又は範囲から逸脱することなく、他のバリエーションに適用可能である。それゆえ、本開示は、本明細書で説明される例及びデザインに限定されるものではなく、本明細書で開示された原理及び新規な特徴に合致する最も広い範囲に認められるべきである。

１０ 基地局装置
２０（１），２０（２） 移動局装置（通信端末装置）
１０１（１）〜１０１（Ｍ） アンテナ
１０２（１）〜１０２（Ｍ） 受信部
１０３（１）〜１０３（Ｍ） ＣＰ除去部
１０４（１）〜１０４（Ｍ） ＦＦＴ部
１０５ 情報取得部
１０６ 変換行列生成部
１０７ フィルタ計算部
１０８ ＤＭＲＳ生成部
１０９ ＤＭＲＳ用空間フィルタ乗算部
１１０（１）〜１１０（Ｎ） 符号化部
１１１（１）−１１１（Ｎ）変調部
１１２ 非線形プリコーディング処理部
１１３ ＤＭＲＳ多重部
１１４ 電力正規化部
１１５ フレーム構成部
１１６（１）−１１６（Ｍ） ＩＦＦＴ部
１１７（１）〜１１７（Ｍ） ＣＰ挿入部
１１８（１）〜１１８（Ｍ） 送信部
１１９（１）〜１１９（Ｍ） 送受信切替部（ＤＵＰ）
１２０ 行列生成部
１３０変換行列乗算部
１３１ 摂動ベクトル探索・減算部
１３２ データ用空間フィルタ乗算部
１３３ 空間多重レイヤ間干渉算出部
１３４ 空間多重レイヤ間干渉減算部

特開２０１２−２２７８７８号公報

Ｂ．Ｍ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｃ．Ｂ．Ｐｅｅｌ，Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ，"Ａ Ｖｅｃｔｏｒ−Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｎｅａｒ−Ｃａｐａｃｉｔｙ Ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ − Ｐａｒｔ ＩＩ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．５３，Ｎｏ．３, ｐｐ. ５３７−５４４，Ｍａｒｃｈ ２００５． Ｊ．Ｚｈａｎｇ ａｎｄ Ｋ.Ｊ. Ｋｉｍ，"Ｎｅａｒ Ｃａｐａｃｉｔｙ ＭＩＭＯ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｗｉｔｈ ＱＲＤ−Ｍ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，"Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ ＡＣＳＳＣ， ｐｐ．１４９８−１５０２，Ｎｏｖ．２００５． 中野博史，留場宏道，ルイズデルガドアルバロ，小野寺毅，窪田稔, "非線形プリコーディングＭＵ−ＭＩＭＯに用いる一括基底準直交化法,"電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ２０１０−１８３,Ｄｅｃ．２０１０． Ｆ. Ｌｉｕ, Ｌ. Ｊｉａｎｇ, Ｃ. Ｈｅ, "Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ＭＭＳＥＶｅｃｔｏｒ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｌａｔｔｉｃｅ Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｓｙｓｔｅｍｓ," Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆＩＥＥＥ ＩＣＣ２００７, ｐｐ. ２５９８−２６０３, Ｊｕｎｅ ２００７． 今村和樹，高畑文雄，"ＬＲ−ＴＨＰに基づくＭＵ−ＭＩＭＯ下りリンクＮＬＰにおけるＶＰの最適化，"電子情報通信学会技術報告，ＩＴ２０１５−５３，ＳＩＰ２０１５−６７，ＲＣＳ２０１５−２８５，Ｊａｎ．２０１６．

Claims (4)

1. 複数のアンテナを用いて、複数の通信端末装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する基地局装置であって、
   伝搬路行列の情報と前記複数の通信端末装置の受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得する情報取得部と、
   前記複数の通信端末装置それぞれに対する希望送信データを変調した変調信号ベクトルを生成する変調信号ベクトル生成部と、
   前記変調信号ベクトル生成部で生成した前記変調信号ベクトルに対して非線形プリコーディング処理を行う非線形プリコーディング処理部と、
   前記非線形プリコーディング処理後の変調信号ベクトルに基づいて、前記複数のアンテナそれぞれから送信する複数の送信信号を生成する送信信号生成部と、
   前記送信信号生成部で生成した複数の送信信号を前記複数のアンテナから送信する送信部と、
   前記伝搬路行列を実数空間上で表現した実数伝搬路行列に前記受信アンテナ毎の雑音電力値に相当する次元要素を加えて前記実数伝搬路行列を次元拡張し、その次元拡張した実数伝搬路行列の転置行列に格子基底縮小処理を施した後、ＱＲ分解を行うことにより、前記実数伝搬路行列の転置行列の準直交化行列であるユニモジュラ行列と、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）規範のフィードフォワードフィルタ行列と、空間多重レイヤ間干渉に対応したフィードバックフィルタ行列とを生成する行列生成部と、を備え、
   前記非線形プリコーディング処理部は、
   前記変調信号ベクトルを実数空間上で表現した実数変調信号ベクトルに前記ユニモジュラ行列の転置行列を乗算して変換後実数変調信号ベクトルに変換する第１の信号ベクトル変換部と、
   前記変換後実数変調信号ベクトルと、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列とに基づいて、無限に存在する摂動ベクトルの全ての候補を探索対象とした木構造を有する階層化探索において累積メトリックを最小化する摂動ベクトルを深さ優先探索で最適でないことが確定した候補に対して探索の打ち切り操作または探索範囲の限定操作を行いながら探索する摂動ベクトル探索部と、
   前記変換後実数変調信号ベクトルから、前記フィードバックフィルタ行列と、前記摂動ベクトル探索部で探索された摂動ベクトルとを減算する減算部と、
   前記フィードバックフィルタ行列及び前記摂動ベクトルが減算された前記変換後実数変調信号ベクトルに、前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列を乗算する空間フィルタ乗算部と、
   前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列が乗算された前記変換後実数変調信号ベクトルを複素数の変調信号ベクトルに変換する第２の信号ベクトル変換部と、を有することを特徴とする基地局装置。
2. 請求項１の基地局装置において、
   前記行列生成部は、
   前記複数の通信端末装置の受信アンテナの総数に相当する送信ストリーム数をＮとし、前記アンテナの数をＭとしたとき、前記実数伝搬路行列及びその転置行列をＨ_ｒｅ（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）及びＨ_ｒｅ ^Ｔとし、前記ユニモジュラ行列をＴ（２Ｎ×２Ｎ行列）としたとき、
   下記の式（１）及び式（２）を満たすユニタリ行列Ｑ（２（Ｍ＋Ｎ）×２Ｎ行列）と、上三角行列Ｒ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、前記ユニタリ行列Ｑの部分行列Ｑ_Ｗ（２Ｎ×２Ｎ行列）と、前記上三角行列Ｒの対角行列Ｄとを計算し、
   前記ＭＭＳＥ規範のフィードフォワードフィルタ行列Ｗを下記の式（３）で計算し、
   前記フィードバックフィルタ行列Ｆを下記の式（４）で計算することを特徴とする基地局装置。
   
   
   
   
3. 請求項２の基地局装置において、
   前記摂動ベクトル探索部は、前記変換後実数変調信号ベクトルをνとしたとき、下記の式（５）の近似式に基づいて最適摂動ベクトルτｚを探索することを特徴とする基地局装置。
   
4. 請求項１乃至３のいずれかの基地局装置において、
   前記情報取得部は、前記通信端末装置が参照信号の受信結果に基づいて推定した伝搬路情報と雑音電力情報を含むフィードバック情報を前記通信端末装置から受信し、そのフィードバック情報の受信結果に基づいて前記複素数の伝搬路行列の情報と前記受信アンテナ毎の雑音電力値の情報とを取得することを特徴とする基地局装置。