JP5674959B2 - 直流電源装置および電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流を直流に変換する直流電源装置に関し、特に、直流出力電圧を交流電源電圧よりも上昇させる直流電源装置、およびこれを利用した電動機駆動装置に関する。

直流出力電圧を交流電源電圧よりも上昇させる従来の直流電源装置として、交流入力電圧の３倍の電圧を発生する受動型の整流回路構成のものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、倍電圧整流と全波整流をスイッチ手段の損失を低減するよう切り替えて直流電圧を可変するものがある（例えば、特許文献２参照）。倍電圧整流と全波整流を切り替えるものは他にもある（例えば、特許文献３参照）。

さらに、交流電圧のピーク値から略４倍まで電圧を可変するものもある（例えば、特許文献４参照）。

特開平９−２３６５５号公報 特開２０００−１８８８６７号公報 特開２００１−１４５３６０号公報 特開２０１０−２９０４８号公報

しかしながら、特許文献１に記載された技術では、交流電源電圧の３倍の電圧を発生させるため、負荷と並列接続されている出力コンデンサに接続されているダイオードには大きな突入電流が流れることになり、ダイオードの電流容量が大きくなるという問題があった。ダイオードの電流容量が大きくなると損失が大きくなる。

また、特許文献２に記載された技術では、全波整流と倍電圧整流を切り替え、この基準電圧（全波整流または倍電圧整流を行う回路への供給電圧）を可変することでその間の電圧および倍電圧整流以上の電圧を出力するものであるが、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合、スイッチング制御による昇圧のため、スイッチングによる損失が発生するという問題があった。特許文献３に記載された技術は特許文献２に記載のものと同様に全波整流と倍電圧整流を切り替えるものであるため、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合にはスイッチング損失が大きくなるという問題があった。

特許文献４に記載された技術は、交流電源電圧のピーク電圧から略４倍まで可変した電圧を出力するものであるが、交流電源電圧のピーク電圧の略２倍から略４倍までの電圧を出力する場合、略２倍と略４倍の比率を制御することで電圧を発生させる為、これも負荷と並列接続されているダイオードに流れる電流のピークが大きくなる。そのため、電流容量の大きなダイオードが必要となり、ダイオードにおける損失が大きくなるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷と並列接続されるダイオードに流れる電流のピークを抑制し、倍電圧整流以上の電圧を低損失で出力可能な直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記スイッチング部を制御し、前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から所定時間が経過した後の所定期間において、前記整流部に対する交流電圧供給を停止させる制御部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、安価でかつ電流容量が小さく低損失なダイオードを逆流阻止ダイオードとして利用でき、結果として、印加される交流電圧のピーク値の２〜３倍の高い直流電圧を高効率で安価に出力する直流電源装置を得ることができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態１の構成例を示す図である。 図２は、スイッチング部がＯＦＦ状態における電流経路を示す図である。 図３は、スイッチング部を動作させない場合の電流波形を示す図である。 図４は、スイッチング部を動作させる場合の電流波形を示す図である。 図５は、制御部の動作を説明するための図である。 図６は、実施の形態２の直流電源装置の構成例を示す図である。 図７は、第１の開閉部および第２の開閉部の状態と出力電圧の関係を示す図である。 図８は、実施の形態２の直流電源装置の構成例を示す図である。 図９は、電動機駆動装置の構成例を示す図である。 図１０は、図９に示した電動機駆動装置を利用する空気調和機の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる直流電源装置および電動機駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の直流電源装置は、交流電源１から供給される交流電圧に基づいて直流電圧を生成し、直流負荷７に対して供給するものであり、リアクタ２、平滑コンデンサ５、スイッチング部８、整流処理部９および制御部１０を備えて構成されている。整流処理部９は、リアクタ２を介して交流電源１に接続されており、交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この整流処理部９は、交流を直流に整流する整流ダイオード３ａ〜３ｄと、電源半波毎（半周期）に充放電する倍電圧コンデンサ４ａ〜４ｄと、平滑コンデンサ５からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード６ａ〜６ｄとにより構成されている。平滑コンデンサ５は、整流処理部９から出力される直流電圧を平滑化する。制御部１０によって制御されるスイッチング部８は、交流電源１を短絡して力率を改善する。直流負荷７は、平滑コンデンサ５の出力に並列接続されている。

なお、Ｅは交流電源１から出力される電圧を示し、Ｉ_inは交流電源１から流れる電流を示す。また、整流ダイオード３ａ〜３ｄおよび倍電圧コンデンサ４ａ〜４ｄは整流部を構成する。

次に、本実施の形態の直流電源装置の動作について説明する。まず、スイッチング部８が動作していない場合（交流電源１を短絡していない場合）の動作について説明する。

図１において、交流電源１が図中の電源電圧Ｅの方向（矢印で示した方向）を正極性とする。また、倍電圧コンデンサ４ｂ，４ｃには、電荷が蓄積されており、両端の電圧が、交流電源１から出力される交流電圧のピーク値に等しい状態にあるものとする。この場合、電源電圧Ｅが時間とともに上昇すると、交流電源１からリアクタ２→倍電圧コンデンサ４ｃ→逆流阻止ダイオード６ｃ→平滑コンデンサ５→逆流阻止ダイオード６ｂ→倍電圧コンデンサ４ｂ→交流電源１の経路で電流が流れる。この結果、平滑コンデンサ５の電圧Ｖｏは、電源電圧Ｅ、倍電圧コンデンサ４ｃの電圧Ｖｃおよび倍電圧コンデンサ４ｂの電圧Ｖｂの加算電圧となる（Ｖｏ＝Ｅ＋Ｖｃ＋Ｖｂ）。

電源電圧Ｅが更に上昇すると、前述の電流経路のほか、通常の倍電圧整流と同じ電流経路が生成される。所謂、交流電源１→リアクタ２→整流ダイオード３ａ→倍電圧コンデンサ４ａ→交流電源１、および交流電源１→リアクタ２→倍電圧コンデンサ４ｄ→整流ダイオード３ｄ→交流電源１の２つの電流経路である。図２はスイッチング部８がＯＦＦの状態における電流経路を示す図である。通常の倍電圧整流と同じ電流経路を第１の電流経路、平滑コンデンサ５を充電する電流経路を第２の電流経路とすると、図２（ａ）が第１の電流経路、図２（ｂ）が第２の電流経路となる。

なお、交流電源１が負極性の場合、図示しないが第１の電流経路のコンデンサと第２の電流経路のコンデンサとが入れ替わる。すなわち、交流電源１が正極性の時、倍電圧コンデンサ４ａおよび４ｄは充電され、残りの倍電圧コンデンサ４ｂおよび４ｃは平滑コンデンサ５に対し放電する。負極性の場合は逆となり、倍電圧コンデンサ４ｂおよび４ｃは充電され、倍電圧コンデンサ４ａおよび４ｄは平滑コンデンサ５に対し放電する。従って、半波毎に充電された倍電圧コンデンサが極性の異なるタイミングで平滑コンデンサ５へ充電（倍電圧コンデンサからは放電）を行い、直流負荷７に印加する直流電圧を生成する。

この時、平滑コンデンサ５は、前述のとおり、倍電圧コンデンサの両端電圧および交流電源１の電源電圧の加算電圧で充電されるため、交流電源１の電圧ピーク値の２〜３倍の直流電圧が生成できる。

この２〜３倍の直流電圧が生成可能な回路構成は突入電流が発生する点に課題がある。図３にスイッチング部８が動作していない場合（スイッチング部８を動作させない場合）の電流波形を示す。図３（ａ）が、交流電源１から流れる電流Ｉ_inを示しており、図１に示した矢印と一致する。図３（ｂ）が図２に示した第１の電流経路に、図３（ｃ）が図２に示した第２の電流経路に対応し、図３（ｂ）の電流波形Ｉ₁が通常の倍電圧整流でのコンデンサ２つ分の充電波形（交流電源１から２個の倍電圧コンデンサに流れ込む電流の波形）、図３（ｃ）の電流波形Ｉ₂が平滑コンデンサ５への充電波形を示している。

また、図３（ｄ）は交流電源１のゼロクロスを示している。図示したように、交流電源のゼロクロス直後の電圧の低い状態では第１の電流経路よりも先に第２の電流経路に電流が流れ始める。すなわち、Ｉ₁＝０となり、Ｉ₂のみ電流が流れ始める。ここで、電流波形Ｉ₂は平滑コンデンサ５への充電波形であり、交流電源１だけでなく、倍電圧コンデンサ４ａ〜４ｄの何れか２個からの放電電流も平滑コンデンサ５へ流れることとなる。そのために突入電流が大きくなる。また、平滑コンデンサ５への充電が終了した後は直流負荷７が消費する電荷分だけ平滑コンデンサ５へ電流が流れ続けることとなる。

この第２の電流経路には平滑コンデンサ５からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード６ａ〜６ｄが挿入されているが、逆流抑止ダイオードは高速に電流を遮断するため、Ｖｆ（順電圧）が大きい。また、突入電流のようにピークの大きな電流が流れる場合、電流容量が必要となり、さらにＶｆが大きくなる傾向がある。Ｖｆが大きいダイオードは導通損が大きく低効率であると同時に、電流容量が大きいため高コストな部品となる。

そこで、本実施の形態の直流電源装置では、スイッチング部８のオン動作により通流角を拡大させる。スイッチング部８をオン動作させた場合（スイッチング部８を動作させる場合）の電流波形を図４に示す。直流電源装置は、図４の点線にて記載している時間（期間）において、スイッチング部８をオンさせる。これより、図４の（ｂ）および（ｃ）に示されているように、スイッチング部８がオンの期間では、整流処理部９への出力端が短絡され、整流処理部９には電流が流れない。すなわち、上述した第１の電流経路と第２の電流経路のいずれにも電流が流れない。

スイッチング部８がオンからオフに変化すると、リアクタ２に貯えられたエネルギーによって、交流電源１より電流が流れ続けようと動作する。この時、第１の電流経路よりも第２の電流経路の方が電位は低いために第２の電流経路へ電流が流れるように作用する。その結果、第２の電流経路の突入電流が抑制される。第２の電流経路のピーク電流が抑制されることで平滑コンデンサ５からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード６ａ〜６ｄの電流容量を低くすることが可能となり、直流電源装置の回路を安価で低損失に構成できる。

ここで、スイッチング部８を制御する制御部１０について説明する。図５は、制御部１０の動作を説明するための図である。図１では記載を省略していたが、直流電源装置は、図５に示したように、交流電源１から出力される交流電圧の位相を検出する位相検出器１１と、出力電圧を検出する電圧検出器１２とを備えており、制御部１０は、位相検出器１１および電圧検出器１２による検出結果（位相検出値および電圧検出値）に基づいてスイッチング部８を制御する。なお、図５において図１と同じ構成要素には同一符号を付している。図５のような構成とすることにより、平滑コンデンサ５の出力となる出力電圧を所望の値に制御できる。この制御は一般的な電圧制御の構成からスイッチング部８のオン時間を演算するように構成すれば実現できる。また、交流電源１のゼロクロスからスイッチング部８がオンを開始するまでの時間を制御部１０にて制御することで、自在に前述の突入電流のピーク値を変化させることが出来る。従って、直流負荷７の負荷量に応じて突入電流のピーク値を所望値以下に抑制することも出来る。

このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う２つの回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。これにより、平滑コンデンサへの突入電流を抑制でき、平滑コンデンサから整流処理部への逆流を阻止するための逆流阻止ダイオードとして電流容量が小さく低損失なダイオードを利用できるようになる。その結果、逆流阻止ダイオードのコスト削減が可能となり、入力される交流電圧のピーク値よりも２〜３倍高い直流電圧を高効率に出力可能な直流電源装置を安価に実現できる。

実施の形態２．
図６は、実施の形態２の直流電源装置の構成例を示す図である。なお、図６において、図１と同一の符号が付されたものは、実施の形態１の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。

図６に示したように、本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態１の直流電源装置に対して、整流ダイオード３ｅおよび３ｆと、整流方式を切り替える第１の開閉部２１および第２の開閉部２２を追加したものである。なお、整流ダイオード３ａ，３ｂ，３ｅ，３ｆおよび倍電圧コンデンサ４ａ，４ｂが第１の倍電圧整流部として動作し、整流ダイオード３ｃ，３ｄおよび倍電圧コンデンサ４ｃ，４ｄが第２の倍電圧整流部として動作する。

本実施の形態の直流電源装置は、第１の開閉部２１および第２の開閉部２２を共に閉とした場合、図１に示した実施の形態１の直流電源装置と同様に交流電源１のピーク値の２〜３倍の電圧を出力する。また、第１の開閉部２１を閉としかつ第２の開閉部２２を開とすると、第２の倍電圧整流部、すなわち整流ダイオード３ｃおよび３ｄと倍電圧コンデンサ４ｃおよび４ｄとが動作しなくなり、倍電圧整流状態となる。これは逆流阻止ダイオード６ｃおよび６ｄが平滑コンデンサ５と接続されなくなるためであり、整流ダイオード３ｃおよび３ｄと、倍電圧コンデンサ４ｃおよび４ｄとが完全に切り離され、電位が浮いた状態と同義になる。従って、交流電源１の電圧ピーク値の２倍以下の直流電圧が出力される。

また、第２の開閉部２２だけでなく、第１の開閉部２１も開とする（第１の開閉部２１および第２の開閉部２２を共に開とする）ことで、全波整流状態となる。このとき、直列結合された倍電圧コンデンサ４ａおよび４ｂに対し、整流ダイオード３ｅおよび３ｆを介して電流が充電され、さらにこの充電電荷が平滑コンデンサ５を充電する。従って、交流電源１の電圧ピーク値以下の直流電圧が出力される。

図７は、第１の開閉部２１および第２の開閉部２２の状態と出力される直流電圧の関係を示す図である。

このように、第１の開閉部２１と第２の開閉部２２の開閉を組み合わせることにより、交流電源１の電圧ピーク値と同電圧の直流電圧から３倍以下の直流電圧まで段階的に制御できる。さらにスイッチング部８の動作を組み合わせることにより、１〜２倍、２〜３倍の中間的な電圧も制御することができる。第１の開閉部２１および第２の開閉部２２は、例えば制御部１０が制御する。

第２の開閉部２２は図６に示す位置ではなく、整流ダイオード３ｃと３ｄの接続点と交流電源１との間に挿入しても同等に動作することは言うまでも無いが、逆流阻止ダイオード６ｃもしくは６ｄと直列に挿入したのでは、交流電源１のピーク電圧の２倍の電圧よりも高い電圧が出力され、さらに交流電源１から流れる入力電流Ｉinの正極性と負極性とが非対称となり、高調波電流が増加する。これは片側の逆流阻止ダイオードが動作するためであり、極性によって、第２の電流経路が存在する場合と存在しない場合とが発生するためである。これを抑制するには、逆流阻止ダイオード６ｃおよび６ｄと直列に２つの開閉部を挿入する必要があり、図６の構成よりもコストアップとなってしまう。

第１の開閉部２１は図６に示す回路構成の位置に限定される。なお、図示したように、本実施の形態では、追加した整流ダイオード３ｅおよび３ｆが交流電源１側に存在する開閉部を第１の開閉部２１と定義している。

以上より、第１の開閉部２１および第２の開閉部２２により、段階的に直流電圧を可変でき、スイッチング部８は段階的な直流電圧を基準としての制御で済むため、幅広い直流電圧を低損失で可変できる。

また、図８に示すように整流ダイオード３ａと３ｅ、３ｂと３ｆを並列接続する構成とし、第１の開閉部２１および第２の開閉部２２の双方を開状態としても全波整流状態を構成できる。これにより整流ダイオード３ａ、３ｂ、３ｅおよび３ｆとして単相ダイオードブリッジを用いることができるため、安価に構成できる。さらにはダイオードを並列に接続することで電流が分流され、損失低減することができる。損失が発生する整流ダイオードは増加するが、電流が少ない方が通流損失は少なく、ダイオード数が増加しても全体の損失は低減できる。また、図８に示すように、整流ダイオード３ｃ、３ｄ、３ｇおよび３ｈも単相ダイオードブリッジを用いることが出来ることは言うまでも無い。

このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う２つの整流処理回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。さらに、２つの整流処理回路のうちの一方の整流処理回路の動作を停止させるための開閉部と、もう一方の整流処理回路の動作を全波整流動作と倍電圧整流動作の間で切り替えるための開閉部とを備えることとした。これにより、入力される交流電圧のピーク値を基準として、その１倍〜３倍の間の任意の直流電圧を効率的に生成できる。また、直流電源装置を低コスト化できる。

実施の形態３．
図９は、本発明にかかる直流電源装置を用いて構成された電動機駆動装置の構成例を示す図であり、具体的には、実施の形態２で説明した直流電源装置（図６に示した直流電源装置）を用いた場合の構成例を示している。図９において、これまでの説明で使用した図１〜図８と同一の符号が付されたものは、実施の形態１または２の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。

図示したように電動機駆動装置は、図６に示したものと同一構成の直流電源装置と、この直流電源装置の平滑コンデンサ５の両端に接続され、直流電圧を入力されるインバータ３０（駆動部）と、インバータ３０に駆動される電動機３１と、電動機３１に流れる電流を検出する電流検出器３２（３２ａおよび３２ｂ）と、電流検出器３２ａおよび３２ｂによりそれぞれ検出された電流値と電圧検出器１２により検出された電圧値とに基づいて電動機３１を駆動制御する駆動制御部３３と、を備えている。すなわち、図６に示されていた直流負荷７としてインバータ３０および電動機３１を備えた構成となっている。

電動機３１はインバータ３０によって駆動動作するため、インバータ３０に入力される直流電圧によって、その駆動動作範囲が変化する。特に電動機３１が回転子に永久磁石を用いている永久磁石電動機の場合、直流電源装置の特性は、回転子に使用される永久磁石の磁石特性にも影響を及ぼす。

永久磁石の材料として、磁力の強い希土類磁石を用いた電動機が存在する。希土類磁石は磁力が強く、少ない電流でトルクが発生するため、省エネルギーが求められる機器には希土類磁石を用いた電動機３１が適用されている。しかし、希土類磁石はレアアースと呼ばれる稀少金属を使用しているため、入手が困難である。希土類磁石より磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した電動機も存在するが、希土類磁石を使用した場合よりも磁石によるトルクが低くなるため、出力トルクを補う必要がある。出力トルクは電流×巻線の巻数に比例するため、その方法は、磁石磁力の低下分だけ電流を増加させてトルクを補うか、巻数を増加して電流を増加させずに出力トルクを補うかのいずれかとなる。

電流を増加させると電動機３１の銅損やインバータ３０での導通損失が増加し、電動機駆動装置を直流負荷７とした場合の損失が増加することとなる。一方、巻数を増加させた場合、電動機３１の回転数に応じた誘起電圧が増加する。インバータ３０は誘起電圧よりも高い直流電圧が必要となるので、巻数増加の場合、直流電圧の上昇が必要となる。

そのため、電動機３１を駆動するインバータ３０に電力を供給する直流電源装置として、出力電圧が可変の本発明にかかる直流電源装置、すなわち、実施の形態２で説明した直流電源装置を使用する。この直流電源装置は、直流電圧が一般的な全波整流や倍電圧整流よりも高い電圧を供給することが出来るため、電動機３１が希土類磁石を用いていない永久磁石電動機の場合であっても、希土類磁石を用いた電動機と同等の性能が得られるよう巻数を増加させた電動機３１を駆動することが出来る。

また、本発明にかかる直流電源装置は、倍電圧整流を行う回路が２重化され、出力する直流電圧を、入力される交流電圧のピーク値の３倍にする構成であるため、単相ダイオードブリッジで構成された一般的な全波整流や倍電圧整流の回路構成のものより損失が少ない。これは前述のとおり、ダイオードの数が増加してもダイオードに流れる電流が低減した方がダイオードの通流損失が低減するためである。従って、３倍化した方が直流電源装置単独では効率が高く、しかも高い直流電圧を直流負荷７（インバータなど）へ供給できる。さらに、電動機３１の動作状態に応じて、直流電圧を交流電源１の電圧ピークの１倍から３倍まで自在に可変でき、出力する電圧のベースとなる直流電圧を３段階に可変することが出来ることから、直流電圧をスイッチング制御して出力電圧を生成する際のスイッチング制御による損失が少なく、さらに電動機３１にも適切な電圧が印加されるため、効率の良い駆動動作が実現できる。

さらに、図示していないが、電動機３１の特性によっては、実施の形態１で示した図１の構成の直流電源装置を適用し、直流負荷７をインバータ３０および電動機３１とした場合の方が直流電源装置を含めた電動機駆動装置としての損失が少なくなる。電動機３１が、直流電圧が高い状態でも損失が変化しない永久磁石電動機（特に、高い電圧を必要としない軽トルク運転状態と高い電圧を必要とする高回転運転状態で印加電圧に関わらず損失が変化しない永久磁石電動機）の場合、図９などに示した第１の開閉部２１および第２の開閉部２２を設けることなく、交流電源１の電圧ピーク値の３倍の直流電圧で常時駆動する構成とした方が、電動機駆動装置全体としての損失は少なくなる。

特に、フェライトなど、磁力が希土類元素と比較して小さい磁石を用いた永久磁石電動機がこの傾向が強い。従って、本発明は、希土類元素以外のフェライトなどを用いて構成されている永久磁石電動機を駆動するインバータ向けの直流電源装置として好適であると言える。

さらに、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴを本発明に用いることで、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置を提供できる。尚、スーパージャンクション構造とは、通常のＭＯＳＦＥＴよりも深いＰ層を持つ構造であり、深いＰ層がｎ層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有することが知られている。

また、ＧａＮ（窒化ガリウム）やＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成すると更なる低損失な直流電源装置を提供できることは言うまでも無い。ワイドバンドギャップ半導体は耐電圧性および許容電流密度が高いため、ＭＯＳＦＥＴの小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。ワイドバンドギャップ半導体は従来のシリコン（Ｓｉ）半導体より耐圧が高く、高電圧化に優位に作用するため、低損失で電圧の高い直流電源装置を構成することでワイドバンドギャップ半導体の特性を更に引き出すことが出来る。

電動機３１は、例えば、空気調和機を構成する電動機とすることができる。図１０は、図９に示した電動機駆動装置を利用する空気調和機の構成例を示す図である。この空気調和機は、本発明にかかる直流電源装置と、圧縮機４１、四方弁４２、室外熱交換器４３、膨張弁４４および室内熱交換器４５が冷媒配管４６を介して取り付けられた冷凍サイクルとを備えて構成されている。図９に示した電動機３１は、圧縮機４１内に配置され、冷媒を圧縮する圧縮機構４７を動作させるための電動機として使用される。なお、冷凍サイクル以外の構成は上述した電動機駆動装置と同様であるため、図９と同じ符号を付して説明を省略する。

図１０に示した空気調和機はセパレート型空気調和機であり、圧縮機４１から熱交換器４３と４５の間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う。

冷凍サイクルにより冷房や暖房を行う空調機は、使用者により設定された温度（設定温度）まで室内温度が近づくと安定状態となり、圧縮機４１に搭載された電動機３１を低速で回転させるようインバータ３０が動作する。従って、空気調和器においては低速回転が最も長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに最も寄与する。よって、電流が少なくなるよう希土類磁石もしくは巻数を増加させたフェライト磁石を用いた電動機３１が省エネルギーに寄与する。

従って、本発明にかかる直流電源装置を用いることにより、稀少金属である希土類磁石を用いなくても省エネルギーを実現可能な空気調和機を提供できる。特に、冷蔵庫のような常時運転する機器については低速回転（低電流状態）での運転が長いため、巻数を増加させたフェライト磁石を適用した電動機３１と上述した直流電源装置とを備えた構成を採用することにより、低コスト化および省エネルギーを実現できる。

以上のように、本発明は、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流を交流に変換するインバータに直流電圧を供給する電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用する電源装置とすることにより、希少金属である希土類磁石を使用することなく省エネルギー化を実現できるとともに、安価な電動機駆動装置を実現できる。この電動機駆動装置は、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などへの適用も可能である。

１ 交流電源
２ リアクタ
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ 整流ダイオード
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 倍電圧コンデンサ
５ 平滑コンデンサ
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ 逆流阻止ダイオード
７ 直流負荷
８ スイッチング部
９ 整流処理部
１０ 制御部
１１ 位相検出器
１２ 電圧検出器
２１ 第１の開閉部
２２ 第２の開閉部
３０ インバータ
３１ 電動機
３２ａ，３２ｂ 電流検出器
３３ 駆動制御部
４１ 圧縮機
４２ 四方弁
４３ 室外熱交換器
４４ 膨張弁
４５ 室内熱交換器
４６ 冷媒配管
４７ 圧縮機構

Claims (6)

1. 交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、
   前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、
   前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、
   逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から規定時間が経過した後の予め決められた第１の期間において、前記スイッチング部をオン状態として前記整流部に対する交流電圧供給を停止させ、前記第１の期間が経過してから次のゼロクロス点までの第２の期間においては前記スイッチング部をオフ状態として前記整流部に対する交流電圧供給を実施させる制御部と、
   を備え、
   前記整流部は、
   全波整流動作および倍電圧整流動作のいずれか一方を実行する第１の倍電圧整流部と、
   倍電圧整流動作を実行する第２の倍電圧整流部と、
   前記第１の倍電圧整流部内の一部の電路を開閉させて前記第１の倍電圧整流部の動作を切り替える第１の開閉部と、
   前記第２の倍電圧整流部と前記交流電源との間の電路を開閉させて前記第２の倍電圧整流部による動作を停止させるまたは開始させる第２の開閉部と、
   を備える直流電源装置。
2. 前記制御部は、前記交流電圧の位相、および前記平滑コンデンサの両端の電圧に基づいて前記第１の期間を決定する請求項１に記載の直流電源装置。
3. 交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、
   前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、
   前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成可能な整流部と、
   逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から規定時間が経過した後の予め決められた第１の期間において、前記スイッチング部をオン状態として前記整流部に対する交流電圧供給を停止させ、前記第１の期間が経過してから次のゼロクロス点までの第２の期間においては前記スイッチング部をオフ状態として前記整流部に対する交流電圧供給を実施させる制御部と、
   を備え、
   前記整流部は、前記交流電源のピーク電圧の２から３倍の範囲の電圧を生成する整流動作、前記交流電源のピーク電圧の１から２倍の範囲の電圧を生成する整流動作および前記交流電源のピーク電圧の１倍以下の電圧を生成する整流動作を切り替え可能に構成されている直流電源装置。
4. 請求項１から３のいずれか一つに記載の直流電源装置と、
   前記直流電源装置で生成された直流電圧を交流電圧に変換して電動機を駆動する駆動部と、
   を備える電動機駆動装置。
5. 前記駆動部は、希土類磁石以外の永久磁石を用いて構成された電動機を駆動する請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記直流電源装置および前記駆動部は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されている請求項４に記載の電動機駆動装置。

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