JP5106399B2 - 分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の制御のための方法 - Google Patents

Description

本発明は、それぞれ少なくとも２つの直列接続された２極のサブシステムを有するそれぞれ１つの上側および１つの下側の整流器アームを有する少なくとも２つの相モジュールを備えた多相電力変換器の制御のための方法であって、それぞれ１つの相モジュールの任意に選択可能な一定個数のサブシステムが、サブシステム端子電圧がそれぞれ当該サブシステムの蓄積コンデンサに現れるコンデンサ電圧に等しいように制御され、この相モジュールの残りのサブシステムが、サブシステム端子電圧が零に等しいように制御される方法に関する。

多相電力変換回路が独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書から公知である。図１に、この種の電力変換器の回路装置が詳細に示されている。この回路装置によれば、この公知の電力変換回路はそれぞれ１００にて示された３つの相モジュールを有する。これらの相モジュール１００の直流電圧側の端子ＰもしくはＮは、それぞれ正および負の直流電圧母線Ｐ₀およびＮ₀に導電接続されている。これらの両直流電圧母線Ｐ₀およびＮ₀の間には直流電圧Ｕ_dが存在する。各相モジュール１００は、１つの上側および１つの下側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５およびＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６を有する。これらの整流器アームＴ１〜Ｔ６のそれぞれは、電気的に直列接続された多数の２極のサブシステム１１を有する。この等価回路図にはこれらのサブシステム１１が整流器アームＴ１，…，Ｔ６ごとに４つ示されている。２極のサブシステム１１（図２）の代わりに２極のサブシステム１２（図３）も電気的に直列に接続することができる。１つの相モジュール１００の２つの整流器アームＴ１およびＴ２もしくはＴ３およびＴ４もしくはＴ５およびＴ６の各接続点は、この相モジュール１００の交流電圧側端子Ｌ１もしくはＬ２もしくはＬ３をなす。この図では電力変換回路が３つの相モジュール１００を有することから、負荷接続端子とも呼ばれる交流電圧側端子Ｌ１，Ｌ２およびＬ３には３相負荷、例えば３相交流電動機を接続することができる。

図２には２極の公知のサブシステム１１の実施形態が詳細に示されている。図３による回路装置は機能的に全く等価な変形であり、これは同様に独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書から公知である。この公知の２極のサブシステム１１および１２は、それぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３および５，７と、２つのダイオード２，４および６，８と、単極性の蓄積コンデンサ９および１０とを有する。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７は電気的に直列に接続されていて、これらの直列接続回路は蓄積コンデンサ９もしくは１０に対して並列に接続されている。各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７には両ダイオード２，４および６，８の１つが次のように電気的に並列に接続されている。すなわち、当該ダイオードが、対応するターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３，５または７に逆並列に接続されている。サブシステム１１もしくは１２の単極性の蓄積コンデンサ９もしくは１０は、１つのコンデンサから構成されているか、あるいは多数のこのようなコンデンサからなるコンデンサバッテリから構成されていて、結果として生じる静電容量Ｃ₀を有する。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５のエミッタとダイオード２もしくは６のアノードとの接続点は、サブシステム１１もしくは１２の接続端子Ｘ１をなす。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３と両ダイオード２および４との接続点は、サブシステム１１の第２の接続端子Ｘ２をなす。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ５のコレクタ端子とダイオード６のカソードとの接続点は、サブシステム１２の第２の接続端子Ｘ２をなす。

両サブシステム１１および１２の実施形態の両図において、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７として、図２および図３に示されているように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用される。更に、ＭＯＳＦＥＴとも呼ばれるＭＯＳ電界効果トランジスタも使用することができる。同様に、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７として、ＧＴＯサイリスタとも呼ばれるゲートターンオフサイリスタまたは集積ゲート転流サイリスタ（ＩＧＣＴ）が使用可能である。

独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書によれば、図１による電力変換回路の各相モジュール１００のサブシステム１１もしくは１２がスイッチング状態ＩもしくはＩＩもしくはＩＩＩにおいて制御される。スイッチング状態Ｉにおいては、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５がオンされていて、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ３もしくは７がオフされている。それによって、サブシステム１１もしくは１２の接続端子Ｘ１およびＸ２に生じる端子電圧Ｕ_X21は０に等しい。スイッチング状態ＩＩにおいては、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５がオフされていて、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ３もしくは７がオンされている。このスイッチング状態ＩＩにおいては、生じる端子電圧Ｕ_X21が蓄積コンデンサ９に生じるコンデンサ電圧Ｕ_Cに等しい。スイッチング状態ＩＩＩにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７がオフされていて、蓄積コンデンサ９もしくは１０に現れるコンデンサ電圧Ｕ_Cは変化しない。

図４にはサブシステム１４の他の実施形態の回路装置が詳細に示されている。この２極のサブシステム１４は、２００５Ｐ１２１０５ＤＥなる庁整理番号を有する以前の独国特許出願にて出願されていて、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７と、４つのダイオード２２，２４，２６および２８と、２つの単極性のコンデンサ２９および３０と、以下において電子装置モジュール３２とも呼ぶ電子装置３２とを有する。４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７は電気的に直列に接続されている。これらの半導体スイッチ２１，２３，２５および２７のそれぞれには、１つのダイオード２２，２４，２６および２８が電気的に逆並列に接続されている。それぞれ１つの単極性のコンデンサ２９もしくは３０が、それぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３もしくは２５，２７に対して電気的に並列に接続されている。このサブシステム１４の単極性のコンデンサ２９もしくは３０は、１つのコンデンサから構成されているか、または多数のこのようなコンデンサからなるコンデンサバッテリから構成されているかのいずれかであり、結果として生じる容量Ｃ₀を有する。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２３と両ダイオード２２および２４との接続点は、サブシステム１４の第２の接続端子Ｘ２をなす。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５および２７と両ダイオード２６および２８との接続点は、サブシステム１４の第１の接続端子Ｘ１をなす。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３のエミッタ、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５のコレクタ、ダイオード２４のアノード、ダイオード２６のカソード、単極性のコンデンサ２９の負端子および単極性のコンデンサ３０の正端子は共通電位Ｐ_0Mをなし、共通電位Ｐ_0Mは電子装置モジュール３２の基準電位端子Ｍに導電接続されている。この電子装置モジュール３２は、２つの光ファイバ３４および３６により、詳しくは図示されていない上位の変換器制御装置に結合されている。共通な電位Ｐ_0Mは電子装置モジュール３２のための基準電位として用いられる。

このサブシステム１４は４つのスイッチング状態Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩおよびＩＶにおいて制御可能である。スイッチング状態Ｉにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２５がオンされていて、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２７がオフされている。それによって端子Ｘ２およびＸ１に生じるサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、コンデンサ２９に生じるコンデンサ電圧Ｕ_Cに等しい。スイッチング状態ＩＩにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２７がオンされていて、これに対してターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２５がオフされている。今や、サブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、単極性のコンデンサ２９および３０におけるコンデンサ電圧Ｕ_Cの和に相当する。スイッチング状態ＩＩＩにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２５がオンされていて、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２７がオフされている。このスイッチング状態ではサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は０に等しい。スイッチング状態ＩＶにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２７がオンされていて、これに対してターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２５がオフされている。それによってサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、電位段階「０」から、単極性のコンデンサ３０に生じる電位段階「コンデンサ電圧Ｕ_C」へ切り換わる。スイッチング状態ＩもしくはＩＶにおいては、エネルギー蓄積器２９もしくは３０が端子電流方向に依存してエネルギーの受け入れもしくは放出を行なう。スイッチング状態ＩＩにおいては、コンデンサ２９もしくは３０が端子電流方向に依存してエネルギーの受け入れもしくは放出を行なう。スイッチング状態ＩＩＩ（「０」）においては、コンデンサ２９もしくは３０におけるエネルギーは一定のままである。それゆえ、この本発明によるサブシステム１４は、機能的に、公知のサブシステム１１と公知のサブシステム１２との直列接続回路に相当する。

図１による多相電力変換器の各相モジュール１００における正極端子Ｐと交流電圧側端子Ｌｘ（ｘ＝１，２，３）との間に最大限に実際に接続可能なエネルギー蓄積器９もしくは１０の個数を直列接続個数ｎとする。正極端子Ｐと交流電圧側端子Ｌｘ（ｘ＝１，２，３）との間に実際に直列接続されるエネルギー蓄積器９もしくは１０の最大個数は、これらの整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５の全てのサブシステム１１，１２および／または全てのサブシステム１４がスイッチング状態ＩＩにおいて制御される場合に達成される（Ｕ₁₁＝ｎ・Ｕ_CもしくはＵ₂₁＝ｎ・Ｕ_CもしくはＵ₃₁＝ｎ・Ｕ_C）。各相モジュール１００の交流電圧側端子Ｌｘと負極端子Ｎとの間に同じ直列接続個数を実現することは有利であるが、絶対に必要というわけではない。図２および図３によるサブシステム１１および１２は、それぞれ１つの蓄積コンデンサ９もしくは１０を有するのに対して、図４によるサブシステム１４は２つの蓄積コンデンサ２９および３０を有する。それゆえ、図１による多相電力変換器については、各相モジュール１００の正極端子Ｐと交流電圧側端子Ｌｘとの間にそれぞれ４つのサブシステム１１もしくは１２が電気的に直列に接続可能である。しかしながら、各相モジュール１００の正極端子Ｐと交流電圧側端子Ｌｘとの間に図４による４つのサブシステム１４が直列に接続されるならば、ｎ＝８なる直列接続個数が生じる。なぜならば８個のエネルギー蓄積器２９および３０が電気的に直列に接続可能であるからである。配電分野における用途では、分散配置されたエネルギー蓄積器を有するこの種の電力変換器は相モジュール１００ごとに２０個の電気的に直列接続された蓄積コンデンサ９，１０または２９，３０を有する。この種の電力変換器は高電圧直流送電システムにおいて、またはフレキシブル交流送電システム、いわゆるＦＡＣＴＳにおいて使用される。

次の説明のために、図１による電力変換器の各相モジュール１００の各整流器アームＴ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６のサブシステム１１，１２または１４のエネルギー蓄積器の全てが、それぞれ等しいコンデンサ電圧Ｕ_Cを有するものと仮定する。この種の電力変換器の運転時にこの状態を最初に作り出してそれを維持するための方法は独国特許出願第１０１０３０３１号明細書から公知である。

図５には図１による多相電力変換器の電気的な等価回路図が示されている。この電気的な等価回路図においては、１つの整流器アームＴ１，…，Ｔ６の各サブシステムの個々の等価回路図構成要素が１つの整流器アームＴ１，…，Ｔ６の等価回路図に統合されている。

一般に多相電力変換器を次のように設計することが有利である。すなわち、時間的に平均して相モジュールごとに常に適切な個数のサブシステム１１，１２および／または１４が、それらの端子電圧の総和についてΣＵＸ₂₁＝ｎ・Ｕ_C（スイッチング状態ＩＩ）が当てはまるように制御されるように設計することである。これは、直列に接続されるサブシステム１１，１２および／または１４内に存在するエネルギー蓄積器のちょうど半分に相当し、Ｕ_d＝ｎ・Ｕ_Cなる平均の中間回路電圧をもたらす。これは０．５の直流電圧側制御率ｂに相当する。制御率ｂは最大可能な中間回路電圧Ｕ_dmaxに対する実際の中間回路電圧Ｕ_dの割合である。この制御率は次の式、すなわち、
ｂ＝Ｕ_d／Ｕ_dmax＝Ｕ_d／（２・ｎ・Ｕ_C） （１）
にしたがって計算される。

したがって、時間的に平均して有効な整流器アームごとの等価容量については、値Ｃ／ｍが生じる。ただし、ｍ＝ｎ／２である。分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の個々の相モジュール１００の間において直流電圧母線Ｐ０およびＮ０を介する無制御の高い循環電流を受け入れないようにするために、電圧Ｕ₁₁，Ｕ₁₂もしくはＵ₂₁，Ｕ₂₂もしくはＵ₃₁，Ｕ₃₂について、それぞれ、各相モジュール１００の端子ＰおよびＮの間おいて一般に等しい目標値が設定される。すなわち、
Ｕ₁₁＋Ｕ₁₂＝Ｕ₂₁＋Ｕ₂₂＝Ｕ₃₁＋Ｕ₃₂＝Ｕ_d （２）
である。

分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の全ての相モジュール１００のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７もしくは２１，２３，２５，２７の対称制御の場合には、整流器アーム電流ｉ₁₁，ｉ₁₂，ｉ₂₁，ｉ₂₂，ｉ₃₁およびｉ₃₂の算術平均値に関して、対称性の理由から、
ｉ₁₁＝ｉ₁₂＝ｉ₂₁＝ｉ₂₂＝ｉ₃₁＝ｉ₃₂＝Ｉ_d／３ （３）
が生じる。

これらの値は、多相電力変換器の相モジュール１００の有効インピーダンスに基づいて、対称な制御および相負荷において受動的に生じる。それゆえ、整流器アーム電流の時間的経過ｉ₁₁（ｔ），ｉ₁₂（ｔ），ｉ₂₁（ｔ），ｉ₂₂（ｔ），ｉ₃₁（ｔ）およびｉ₃₂（ｔ）に関して、次の式が当てはまる。
ｉ₁₁（ｔ）〜Ｉ_d／３＋ｉ_L1（ｔ）／２，
ｉ₁₂（ｔ）〜Ｉ_d／３−ｉ_L1（ｔ）／２，
ｉ₂₁（ｔ）〜Ｉ_d／３＋ｉ_L2（ｔ）／２，
ｉ₂₂（ｔ）〜Ｉ_d／３−ｉ_L2（ｔ）／２，
ｉ₃₁（ｔ）〜Ｉ_d／３＋ｉ_L3（ｔ）／２，
ｉ₃₂（ｔ）〜Ｉ_d／３−ｉ_L3（ｔ）／２ （４）

これらの式によれば、整流器アーム電流ｉ₁₁（ｔ），ｉ₁₂（ｔ），ｉ₂₁（ｔ），ｉ₂₂（ｔ），ｉ₃₁（ｔ）およびｉ₃₂（ｔ）は、それぞれ基本的な経過において、直流成分Ｉ_d／３と出力電流ｉ_Lx（ｔ）の半分に相当する交流成分とからなる。この組成は対称性の制御およびその結果として生じる全ての整流器アームＴ１，…，Ｔ６の等しいインピーダンスによりもたらされる（図５）。

これらの整流器アーム電流ｉ₁₁（ｔ），ｉ₁₂（ｔ），ｉ₂₁（ｔ），ｉ₂₂（ｔ），ｉ₃₁（ｔ）およびｉ₃₂（ｔ）の受動的な調整を補償するために、サブシステム１１もしくは１２もしくは１４のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７もしくは２１，２３，２５，２７の制御において、次を顧慮すべきである。すなわち、相モジュール１００内において常に、各時点でサブシステム１１もしくは１２もしくは１４の一定個数のエネルギー蓄積器が直列に接続されていることを顧慮すべきである。

その結果は、相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５もしくは下側の整流器アームＴ２，Ｔ４，Ｔ６における任意のサブシステム１１または１２のスイッチング状態Ｉからスイッチング状態ＩＩへのスイッチング状態切換の際に、または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩからＩＩへ、もしくはＩＶからＩＩへ、もしくはＩＩＩからＩＶへ、もしくはＩＩＩからＩへの切換の際に、または任意のサブシステム１１または１２のスイッチング状態ＩＩからスイッチング状態Ｉへの切換の際に、または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩＩからＩへ、もしくはＩＩからＩＶへ、もしくはＩＶからＩＩＩへ、もしくはＩからＩＩＩへの切換の際に、相モジュール１００のアームＴ２，Ｔ４，Ｔ６もしくは上側の整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５における任意のサブシステム１１または１２のスイッチング状態ＩＩからスイッチング状態Ｉへの対応するスイッチング状態切換、または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩＩからＩへ、もしくはＩＩからＩＶへ、もしくはＩＶからＩＩＩへ、もしくはＩからＩＩＩへの対応する切換、または任意のサブシステム１１または１２のスイッチング状態Ｉからスイッチング状態ＩＩへの対応する切換、または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩからＩＩへ、もしくはＩＶからＩＩへ、もしくはＩＩＩからＩＶへ、もしくはＩＩＩからＩへの対応する切換が行なわれなければならないということになる。これは、０．５なる直流電圧側制御率ｂにおいて相モジュール１００のサブシステム１１もしくは１２および／または１４が、常に、サブシステム１１もしくは１２もしくは１４のちょうどｎ個のエネルギー蓄積器が実際に接続されているように制御されなければならないことを意味する（Ｕ_d＝ｎ・Ｕ_C）。

この条件が満たされない場合に、これは、図１による分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の相モジュール１００間の願わしくない無制御の循環電流をもたらす。この循環電流は、次の式にしたがって、すなわち
ΔＵ_ph＝ｋ・Ｕ_C・ΔＴ （５）
にしたがって計算することができる電圧時間積ΔＵ_phによってひき起こされる。この場合にΔＴはスイッチング状態切換時において生じ得る時間差である。この時間差ΔＴは１μｓｅｃよりも遥かに小さい。係数ｋは一定であり、これにより、サブシステム１１もしくは１２および／または１４の実際に直列に接続されるエネルギー蓄積器の個数と直列接続個数ｎとの間の差が指定される。０．５の直流電圧側制御率ｂの場合に、−ｎ≦ｋ≦ｎが当てはまる。この電圧時間積ΔＵ_phによってひき起こされる循環電流は図５による電気的な等価回路図を介して算定可能である。電圧時間積ΔＵ_phによってひき起こされる大きな循環電流を回避することができるようにするために、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の制御は、整流器アームＴ１，…，Ｔ６のサブシステム１１，１２および／または１４の１つだけまたは僅かだけのスイッチング状態が同時に変更可能であるように設計されるべきである。この措置によって定数ｋが小さな値に限定される。

分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５および下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６の整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2（ｘ＝１，２）の原理的な経過がそれぞれ、図６および図７に時間ｔに関するタイムチャートにて模範的に示されている。図８のタイムチャートには時間ｔに関して両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の和の経過が示されている。前述の制御方法を維持した場合に、両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の和は常に一定で中間回路電圧Ｕ_dに相当する。図６および図７に示されているスイッチング動作は、整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の図示の経過を調整することができるようにするために必要である。相モジュール１００のこれらの整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の閉ループ制御は上位に置かれた閉ループ制御装置によって引き受けられる。

公知の制御方法によれば、上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５における実際に直列に接続されるエネルギー蓄積器の個数の変更時に、０．５の直流電圧側制御率の場合にサブシステム１１，１２および／または１４における一定個数ｎのエネルギー蓄積器が直列に接続されることが相モジュール１００ごとに維持されるように、下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６における対応個数のサブシステム１１，１２および／または１４のスイッチング状態が変更される。これは、Ｕ_d＝ｎ・Ｕ_Cなる一定の直流電圧という結果をもたらす。

この公知の方法が、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器における並列接続された全ての相モジュール１００において適用されるならば、一般に、これらの相モジュール１００間において、循環電流の形での取るに足らない補償過程しか起こらない。しかしながら、これは図５に示されたインピーダンス状態にも依存する。

本発明は、整流器アーム電流ｉ₁₁，ｉ₁₂，ｉ₂₁，ｉ₂₂，ｉ₃₁およびｉ₃₂に、それらの受動的に調整される経過からはずれて影響を及ぼし得るという考えに基づいている。

基本的には、各整流器アームＴ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６において、整流器アーム電流ｉ₁₁（ｔ），ｉ₁₂（ｔ），ｉ₂₁（ｔ），ｉ₂₂（ｔ），ｉ₃₁（ｔ）およびｉ₃₂（ｔ）の時間的経過に対して、任意にかつ相互に付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）を設定しかつ調節することができる。付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）によって、方程式システム（４）による整流器アーム電流の時間的経過が、
ｉ₁₁（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L1（ｔ）／２＋ｉ_Z11（ｔ），
ｉ₁₂（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L1（ｔ）／２＋ｉ_Z12（ｔ），
ｉ₂₁（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L2（ｔ）／２＋ｉ_Z21（ｔ），
ｉ₂₂（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L2（ｔ）／２＋ｉ_Z22（ｔ），
ｉ₃₁（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L3（ｔ）／２＋ｉ_Z31（ｔ），
ｉ₃₂（ｔ）＝Ｉ_d／３＋ｉ_L3（ｔ）／２＋ｉ_Z32（ｔ） （６）
をもたらす。

出力電流ｉ_Lx（ｔ）が変化しないようにするために、付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）は、各相モジュール１００の付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）が等しくなるように調整される。すなわち、
ｉ_Z11（ｔ）＝ｉ_Z12（ｔ），
ｉ_Z21（ｔ）＝ｉ_Z22（ｔ），
ｉ_Z31（ｔ）＝ｉ_Z32（ｔ） （７）

本発明の課題は、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の公知の制御方法を予め定められた付加的な整流器アーム電流が生じるように適応させることにある。

この課題は、本発明によれば、請求項１または請求項５の特徴によって解決される。

整流器アーム電流に影響を及ぼすための操作量として相モジュールの整流器アーム電圧における付加的な電圧時間積を使用することによって、整流器アーム電流に狙いを定めた影響を及ぼすことができる。

この種の電圧時間積は、本発明によれば、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の各相モジュールの両整流器アームにおけるスイッチング動作がもはや同時に行なわれるのではなくて、自由に選択可能な時間間隔をもって実行されることによって投入される。

この種の電圧時間積は、本発明によれば、同時に実行されるスイッチング動作の間に少なくとも１つの他のスイッチング動作が用意されていることによって投入される。

更に、スイッチング動作は、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の各相モジュールの上側および／または下側の整流器アームにおいて行なわれるとよい。分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の各相モジュールの上側および／または下側の整流器アームにおける付加的なスイッチング動作の時点で、対称な制御が放棄される。

有利な方法では、１つの相モジュールの上側の整流器アームのスイッチング動作が下側の整流器アームのスイッチング動作に対して遅らされておよび／または早められて実行される。それによって、１つの相モジュールの整流器アーム電圧の一周期にわたって、予め定められた付加的な電圧時間積が動的に調整されるとよい。

他の有利な方法では、付加的な電圧時間積の発生のための両方法が互いに組み合わされる。それによって、各任意の時点で、要求される予め定められた電圧時間積が発生させられるとよい。

分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の整流器アームの電気的な等価回路図に関連した付加的な電圧時間積に応じてその都度整流器アーム電流が算定可能である。分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の個々の相モジュールの整流器アーム電流が測定される場合には、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の相モジュール間の循環電流がもはや流れないように存在する整流器アーム電流が変化させられるように配慮する付加的な電圧時間積をいつでも求めることができる。

本発明による制御方法の使用によって、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の整流器アーム電流の動的な閉ループ制御が得られる。この使用によって、とりわけ次に挙げる一連の利点がもたらされる。
ａ）電流振動の抑制：例えば、次によってひき起こされる電流振動、
過渡的な負荷変動過程、
故障発生、例えば系統または電機における非対称、地絡、落雷、開閉サージ電圧等、
構造物内に存在するインダクタンスおよび抵抗による網状容量の不十分な抑制、
ｂ）故障発生の改善された抑制、
ｃ）不都合な動作点の抑制：例えば低い出力周波数における動作点、
ｄ）コンデンサ費用および電力用半導体需要に関してサブシステムおよび多相電力変換器の設計を最適化する可能性、
ｅ）全てのターンオフ制御可能な半導体スイッチの一様な負担の保証、
ｆ）故障遮断後の個々の部分電力変換器の強い非対称電圧の対称化。

本発明の更なる説明のために、分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の制御のための本発明による方法の多数の実施形態が概略的に示されている図面を参照する。

図１は分散配置されたエネルギー蓄積器を有する公知の電力変換器の回路装置を示す。図２ないし図４はそれぞれ公知のサブシステムの実施形態の回路装置を示す。図５は図１による電力変換器の整流器アームの電気的な等価回路図を示す。図６および図７はそれぞれ時間ｔに関するタイムチャートにて図１による公知電力変換器の相モジュールの上側および下側の整流器アームの整流器アーム電圧を示す。図８は時間ｔに関するタイムチャートにて図６および図７による両整流器アームの合成電圧を示し、図９および図１０はそれぞれ時間ｔに関するタイムチャートにて本発明による制御方法の第１の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの整流器アーム電圧を示す。図１１は時間ｔに関するタイムチャートにて図９および図１０による両整流器アーム電圧の合成電圧を示す。図１２および図１３はそれぞれ時間ｔに関するタイムチャートにて本発明による制御方法の第２の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの整流器アーム電圧を示す。図１４は時間ｔに関するタイムチャートにて図１２および図１３による両整流器アーム電圧の合成電圧を示す。図１５および図１６はそれぞれ時間ｔに関するタイムチャートにて本発明による制御方法の両実施形態の組み合わせを用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの整流器アーム電圧を示す。図１７は時間ｔに関するタイムチャートにて図１５および図１６による両整流器アーム電圧の合成電圧を示す。

図９によるタイムチャートには、図１による電力変換器の相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５の整流器アーム電圧Ｕ_x1の時間ｔに関する経過が示されている。この相モジュール１００の下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６の整流器アーム電圧Ｕ_x2の時間的経過は、図１０のタイムチャートに詳しく示されている。図１による電力変換器の相モジュール１００のこれらの両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の和電圧が、時間ｔに関して図１１のタイムチャートに示されている。この和電圧と図８の和電圧との比較は、図１１による和電圧が付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4を有することを示す。これらの付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4は、相モジュール１００の上側および下側の整流器アームＴ１およびＴ２もしくはＴ３およびＴ４もしくはＴ５およびＴ６におけるスイッチング動作がもはや時間的に同期して行われないことによって生じさせられる。時点ｔ１では、相モジュール１００の下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６の１つの任意のサブシステム１１，１２のスイッチング状態Ｉからスイッチング状態ＩＩへの切換または１つの任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩかＩＩへの切換もしくはＩＶからＩＩへの切換もしくはＩＩＩからＩＶへの切換もしくはＩＩＩからＩへの切換が、この相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５の１つの任意のサブシステム１１，１２のスイッチング状態ＩＩからスイッチング状態Ｉへの切換または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩＩかＩへの切換もしくはＩＩからＩＶへの切換もしくはＩＶからＩＩＩへの切換もしくはＩからＩＩＩへの切換に対して、時間間隔ΔＴ₁だけ遅れて実行される。それにより生じる付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1は次の式、すなわち
ΔＵ_ph＝ｋＵ_C・ΔＴ_Z （８）
により算定される。この式において、係数ｋは時間間隔ΔＴ_Zの期間中に実際に直列に接続されて通電させられるエネルギー蓄積器（サブシステム１１，１２におけるスイッチング状態ＩＩにあるエネルギー蓄積器、もしくはサブシステム１４におけるスイッチング状態ＩまたはＩＩまたはＩＶにあるエネルギー蓄積器）と直列接続個数ｎとの間の差を指定する。この例では直列接続個数はｎ＝４である。したがって、時間間隔ΔＴ_Zについては、係数ｋ＝−１が生じる。時点ｔ４では、上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５の任意のサブシステム１１，１２のスイッチング状態Ｉからスイッチング状態ＩＩへの切換または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩかＩＩへの切換もしくはＩＶからＩＩへの切換もしくはＩＩＩからＩＶへの切換もしくはＩＩＩからＩへの切換が、下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６の任意のサブシステム１１，１２のスイッチング状態ＩＩからスイッチング状態Ｉへの切換または任意のサブシステム１４のスイッチング状態ＩＩかＩへの切換もしくはＩＩからＩＶへの切換もしくはＩＶからＩＩＩへの切換もしくはＩからＩＩＩへの切換に対して、時間間隔ΔＴ₂だけ遅れて実行される。それによって時間間隔ΔＴ₂の期間では係数がｋ＝＋１である。電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4の大きさは自由に選択可能な時間間隔ΔＴ₂により決定される。付加的な電圧時間積ΔＵ_phの符号はおよびそれにともなう付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）の符号は係数ｋにより決定される。上側もしくは下側の整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５もしくはＴ２，Ｔ４，Ｔ６の整流器アーム電圧Ｕ_x1もしくはＵ_x2の基本波の周期にわたって配分された多数の付加的な電圧時間積ΔＵ_phの発生によって、付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）が可変調整される。図１による分散配置されたエネルギー蓄積器を有する多相電力変換器の制御のための本発明による方法により整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）が動的に調節される。

図１２のタイムチャートには、図１による電力変換器の相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１，Ｔ３もしくはＴ５の整流器アーム電圧Ｕ_x1の経過が示されている。この相モジュール１００の下側の対応する整流器アームＴ２，Ｔ４もしくはＴ６の整流器アーム電圧Ｕ_x2の時間的経過が時間ｔに関して図１３のタイムチャートに示されている。これらの両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2は、図６および図７による両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2とは、同時のスイッチング動作に加えて付加的なスイッチング動作が実行されることによって相違する。時間範囲ｔ２−ｔ１では、整流器アーム電圧Ｕ_x1の経過において２つのスイッチング動作が挿入されていて、それによって相モジュール１００の上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５の１つの他のサブシステム１１もしくは１２または１つのサブシステム１４の１つの他のエネルギー蓄積器が時間間隔ΔＴ₁だけ投入される。他のこの種のスイッチング動作が時間範囲ｔ５−ｔ４において時間間隔ΔＴ₂だけ実行される。時間範囲ｔ８−ｔ７では、整流器アーム電圧Ｕ_x2の経過において２つのスイッチング動作が挿入されている。これらのスイッチング動作によって、相モジュール１００の下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６において２つのサブシステム１１もしくは１２またはサブシステム１４の２つの任意のエネルギー蓄積器が時間間隔ΔＴ₃だけ遮断される。時間範囲ｔ１１−ｔ１０では、上側および下側の整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５およびＴ２，Ｔ４，Ｔ６においてそれぞれ他のスイッチング動作が実行される。これらのスイッチング動作によって、上側の整流器アームＴ１もしくはＴ３もしくはＴ５において相モジュール１００の１つのサブシステム１１もしくは１２または１つのサブシステム１４の１つのエネルギー蓄積器がこの時間間隔ΔＴ₄だけ遮断され、かつ同じ時間間隔ΔＴ₄だけ下側の整流器アームＴ２もしくはＴ４もしくはＴ６において同様に１つのサブシステム１１もしくは１２または１つのサブシステム１４の１つのエネルギー蓄積器が遮断される。これらの他のスイッチング動作によって上側および／または下側の整流器アームＴ１，Ｔ３，Ｔ５および／またはＴ２，Ｔ４，Ｔ６において付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4が発生させられる。これらの付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4は、その都度図１による電力変換器の相モジュール１００のそれぞれの整流器アームＴ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６において、付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）を発生させる。これらの付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4は、両整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の和電圧から取り出される。これらの付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4の大きさは、各相モジュール１００の整流器アームＴ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６においてどのような付加的な整流器アーム電流ｉ_Zxy（ｔ）が必要とされるかに依存する。これらの付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4は式（７）により算定される。付加的に挿入されるスイッチング動作のための方法においても、結果として生じる付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4が整流器アーム電圧Ｕ_x1もしくはＵ_x2の基本波の周期にわたって時間的に配分されるとよい。

付加的なスイッチング動作とともに遅らされたおよび／または早められたスイッチング動作による付加的な電圧時間積ΔＵ_ph1，…，ΔＵ_ph4の発生のための方法の組み合わせは、図１による電力変換器の相モジュール１００の上側および下側の整流器アームＴ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６の整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の経過をもたらす。これらの整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2は、それぞれ図１５および図１６における時間ｔに関するタイムチャートに示されている。これらの整流器アーム電圧Ｕ_x1およびＵ_x2の付属の和電圧が時間ｔに関する図１７のタイムチャートに示されている。

分散配置されたエネルギー蓄積器を有する公知の電力変換器の回路図 公知のサブシステムの第１の実施形態の回路図 公知のサブシステムの第２の実施形態の回路図 公知のサブシステムの第３の実施形態の回路図 図１による電力変換器の整流器アームの電気的な等価回路図 図１による公知の電力変換器の相モジュールの上側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 図１による公知の電力変換器の相モジュールの下側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 図６および図７による両整流器アームの合成電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の第１の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの上側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の第１の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの下側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 図９および図１０による両整流器アーム電圧の合成電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の第２の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの上側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の第２の実施形態を用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの下側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 図１２および図１３による両整流器アーム電圧の合成電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の両実施形態の組み合わせを用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの上側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 本発明による制御方法の両実施形態の組み合わせを用いた場合における図１による電力変換器の相モジュールの下側の整流器アーム電圧を示すタイムチャート 図１５および図１６による両整流器アーム電圧の合成電圧を示すタイムチャート

符号の説明

１１ サブシステム
１２ サブシステム
１４ サブシステム
１００ 相モジュール
Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５ 上側の整流器アーム
Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６ 上側の整流器アーム
ｉ_Zxy（ｔ） 整流器アーム電流（ｘ＝１，２，３、ｙ＝１，２）
Ｕ_xy 整流器アーム電圧（ｘ＝１，２，３、ｙ＝１，２）
ΔＵ_ph 付加的な電圧時間積
ΔＴ_Z 時間間隔

Claims (6)

1. それぞれ少なくとも２つの直列接続された２極のサブシステム（１１，１２，１４）を有する１つの上側および１つの下側の整流器アーム （Ｔ１，Ｔ２；Ｔ３，Ｔ４；Ｔ５，Ｔ６）を有する少なくとも２つの相モジュール（１００）を備えた多相電力変換器の制御のための方法において、各相モジュール（１００）の上側の整流器アーム（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５）におけるスイッチング動作と下側の整流器アーム（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）における対応するスイッチング動作とが、相互に時間同期せず予め定められた付加的な電圧時間積（ΔＵph）が生じるように自由に選択可能な時間間隔（ΔＴz）をもって相互に実行されることを特徴とする方法。
2. それぞれ１つの相モジュール（１００）の上側の整流器アーム（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５）のスイッチング動作が下側の整流器アーム（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）のスイッチング動作に対して遅らされていることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. それぞれ１つの相モジュール（１００）の上側の整流器アーム（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５）のスイッチング動作が下側の整流器アーム（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）のスイッチング動作に対して早められていることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 相モジュール（１００）のスイッチング動作が予め定められた時間間隔（ΔＴz）だけ遅らされてまたは早められて実行されることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の方法。
5. それぞれ少なくとも２つの直列接続された２極のサブシステム（１１，１２，１４）を有する１つの上側および１つの下側の整流器アーム（Ｔ１，…，Ｔ６）を有する少なくとも２つの相モジュール（１００）を備えた多相電力変換器の制御のための方法において、各相モジュール（１００）の上側および下側の整流器 アーム（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５；Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）における同時のスイッチング動作の間に、少なくとも２つの他のスイッチング動作が、各相モジュール（１００）の上側および下側の整流器アーム（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５；Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）において行なわれ、その際この他のスイッチング動作は、予め定められた付加的な電圧時間積（ΔＵph）が生じるように互いに予め定められた時間間隔（ΔＴz）だけずらされていることを特徴とする方法。
6. 付加的な電圧時間積（ΔＵph）が次の式、すなわち
   ΔＵph＝ｋ・Ｕc・ΔＴz
   にしたがって算定され、係数（ｋ）は負または正であることを特徴とする請求項１又は５記載の方法。

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