JP4808722B2 - データ伝送システム及びデータ伝送方法 - Google Patents

Description

本発明は、データ伝送システム及びデータ伝送方法に関する。
本願は、２００５年９月６日に日本国特許庁に出願された特願２００５−２５７８４４号、そして２００５年１０月２４日に日本国特許庁に出願された特願２００５−３０８９６５号及び特願２００５−３０８９６６号に基づく優先権を主張し、その内容をここに援用する。

近年、無線通信システムにおいては、より高い周波数利用効率を達成することが重要な課題であり、その一解決手法として、訂正能力の高い誤り訂正符号と多値変調の応用が挙げられる。例えば、非特許文献１に記載されるcdma2000 HRPD（High Rate Packet Data）システムのような既存セルラーシステムでは、情報ビットをターボ符号化し、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation)などの多値変調を用いることにより、周波数利用効率を改善している。

また、非特許文献２には、ターボ符号よりも訂正能力の高い符号として、低密度パリティ検査符号（Low-Density Parity Check Codes）が開示されている。低密度パリティ検査符号は、その検査行列の重み分布が一定のレギュラー符号と重み分布が異なるイレギュラー符号に分けられ、一般にイレギュラー符号の訂正能力のほうが高いと言われている。例えば、非特許文献３には、パンクチャに適したイレギュラー低密度パリティ検査符号が開示されている。非特許文献３のイレギュラー低密度パリティ検査符号は、位数が２のガロア体で設計されたバイナリ低密度パリティ検査符号であり、いずれかの情報ビットの列重みがパリティビットの列重みよりも大きいことを特徴としている。また、非特許文献４には、多値変調伝送技術に適した符号構成法として、１６ＱＡＭに適したバイナリ低密度パリティ検査符号の構成法が開示されている。また、非特許文献５には、誤り訂正符号と多値変調を組み合わせた符号化変調方式であり、低密度パリティ検査符号における符号化変調方式の代表的なものとして、位数が２より大きいガロア体で設計した多値低密度パリティ検査符号による多値変調伝送技術が開示されている。

また、非特許文献６においては、ターボ符号の訂正能力を改善する復調方法として、「ツインターボ復調」と呼ばれるターボ符号に係る復調技術が提案されている。図２９は、ツインターボ復調器２０１の構成を示すブロック図である。ここで、公知のターボ符号器において、情報ビットベクトルをＸ_ａ、要素符号器１で生成されたパリティビットベクトルをＸ_ｂ、要素符号器２で生成されたパリティビットベクトルをＸ_ｃとする。一般的なターボ復号器では、二つの要素復号器間をビットインタリーバによって連接し、各要素復号器において更新されたビットの事後値をもう一方の要素復号器の事前値としてフィードバックさせる、確率伝搬用のフィードバックループを有することにより、効率的なＭＡＰ（Maximum A posteriori Probability）復号を達成している。一方、ツインターボ復調器２０１では、その確率伝搬用のフィードバックループ（図２９において要素復号器２＿２１１出力後の外部値（Ｘ_ａ）がターボデインタリーバ２１３を介して要素復号器１＿２１１に事前値（Ｘ_ａ）として入力される経路）に加え、確率結合用のフィードバックループ（図２９において要素復号器２＿２１１出力後の事後値（Ｘ_ａ，Ｘ_ｃ）がターボデインタリーバ２１３を介して復調器１＿２１０に入力される経路と要素復号器１＿２１１出力後の事後値（Ｘ_ａ，Ｘ_ｂ）が復調器２＿２１０に入力される経路）を有することにより、多値変調シンボルを構成する各ビットの尤度の結合確率を計算し、ターボ符号の誤り訂正能力を改善している。

例えば、４ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調においては、図３０に示される送信信号点と受信信号点の間の距離の関係が得られたとすると、図２９の復調器１，２＿２１０における通信路値更新処理は（１），（２）式で表される。

但し、Ｌ_ｃ（ｂ（０）），Ｌ_ｃ（ｂ（１））はビットｂ（０），ｂ（１）の通信路値、Ｌ_ｐ（ｂ（０）），Ｌ_ｐ（ｂ（１））はビットｂ（０），ｂ（１）の事後値、γは信号対雑音電力比を表す。
ビットｂ（０）の通信路値は、ペアビットであるビットｂ（１）の事後値によって更新される。もう一方のビットｂ（１）の通信路値は、ペアビットであるビットｂ（０）の事後値によって更新される。

また、非特許文献７によれば、多値変調では、変調シンボルのビット位置によって誤り率が異なることが報告されている。

また、新世代移動通信システムでは、シングルキャリア伝送方式に代わり、マルチキャリア伝送方式が有力視されている。マルチキャリア伝送方式の代表的なものとしては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi-Carrier - Code Division Multiple Access；マルチキャリア符号分割多重アクセス）方式などが挙げられる。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式によれば、変調シンボルを複数のサブキャリアに拡散、多重して送信することにより、周波数ダイバーシチ効果が得られるとともに、セル間干渉を均一にすることができる。しかしながら、周波数選択性伝送路において符号間干渉が発生するために、逆拡散後の信号対雑音および干渉エネルギー比が劣化することが知られている（例えば非特許文献８参照）。そこで、逆拡散せずに最尤推定する復調方法が検討されている。以下、パイロット信号とデータ信号を時分割多重して送信する下りリンクを例にして、逆拡散せずに最尤推定するＭＣ−ＣＤＭＡ方式について説明する。

図３１は、逆拡散せずに最尤推定するＭＣ−ＣＤＭＡ方式のデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。ここでは、簡単のために、すべての情報ビットが一つのＭＣ−ＣＤＭＡシンボルで送信されるものとする。まず、送信機１０００ａにおいて、変調器１０４０は情報ビットを変調し、ｎ_ｍ番目の変調シンボルＭ_ｔ（ｎ_ｍ）を得る。次いで、変調シンボルＭ_ｔ（ｎ_ｍ）は、拡散のために、拡散符号の占有帯域と等しい帯域を持つｉ_ｄ番目の周波数バンドに割り当てられ、シリアル／パラレル変換器１０５０によりパラレル信号に変換される。次いで、ｉ_ｄ番目の周波数バンドに割り当てられた変調シンボルは、拡散器１０６０により変調シンボルごとに異なる拡散符号によって拡散され、多重されてデータサブキャリアとなる。その変調シンボルは（３）式の関係を有する。

これにより、（４）式が得られる。

一般に、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式では、拡散符号としてウォルシュ符号などの直交符号が用いられ、直交符号は（５），（６）式に示されるような特性を持つ。

これにより、同じ符号間の相関値はその系列長となり、異なる符号間の相関値は「０」となる。
次いで、データサブキャリアは、逆フーリエ変換器１０７０の逆フーリエ変換によって時間領域の信号に変換され、パラレル／シリアル変換器１０８０でシリアル信号に変換された後、サイクリック・プリフィックス挿入器１０９０でサイクリック・プリフィックスが挿入され、さらに時間多重器１１００でパイロット信号と時間多重されて、送信機１０００ａから送信される。

送信機１０００ａから送信された信号は、周波数選択性伝送路３０１０の周波数選択性の影響を受け、また、加法性白色ガウス雑音伝送路３０２０の雑音の影響を受けた後に、受信機２０００ａで受信される。受信機２０００ａにおいて、その受信信号は、時間多重分離器２０１０でパイロット信号とデータ信号に分離され、サイクリック・プリフィックス除去器２０２０，２０９０でサイクリック・プリフィックスがそれぞれ除去される。次いで、シリアル／パラレル変換器２０３０，２１００でパラレル信号に変換された後に、フーリエ変換器２０４０，２１１０のフーリエ変換により、データサブキャリア、パイロットサブキャリアにそれぞれ変換される。パイロットサブキャリアからは、伝送路推定器２１２０により伝送路変動が推定され、等化器２０５０によりデータサブキャリアの等化（位相回転補償）が行われる。その等化後データサブキャリアは（７）式で表される。

次いで、等化後データサブキャリアは、パラレル／シリアル変換器２０６０でシリアル信号に変換され、最尤推定用シンボル生成器２０７０により最尤推定用シンボルに変換される。例えば、拡散率が２の場合には、最尤推定用シンボルは（８）式で表される。

次いで、復調器２０８０ａは、（９）式により、受信変調シンボルＭ_ｒ（ｎ_ｍ）を得る。

図３２に拡散率が２の場合の最尤推定用シンボル生成処理を示す。

また、非特許文献４によれば、多値変調では、変調シンボルのビット位置によって誤り率が異なることが報告されている。
3GPP2, C.S0024 Version 4.0, "cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification," Oct. 2002. 和田山正，"低密度パリティ検査符号とその復号法について，"信学技報，MR2001-83，Dec. 2001． 鄭辰，鈴木利則，"A Proposal of Rate-Compatible Low-Density Parity-Check Code for Land Mobile Radio，"信学技報，IT2005-5，May 2005． 内田繁，松本渉，大塚晃，村上圭司，"多値変調に適したLDPC符号構成法の検討，"信学通ソ，B-5-59，Sep. 2004． M. C. Davey and D. MacKay, "Low-Density Parity Check Codes over GF(q)," IEEE Comun. Lett., Vol. 2, No. 6, pp. 165-167, Jun. 1998. T. Suzuki, N. Miyazaki, Y. Hatakawa, "A Proposal of Twin Turbo Detector and Its Evaluation for M-QAM OFDM," 信学通ソ，B-5-6，Sep. 2005． N. Miyazaki, C. Zheng, T. Suzuki, and H. Shinonaga, "A Study on Symbol and Sub-Carrier Mapping Techniques for MC-CDMA based on LDPC Code with Progressively Increased Column-Weight," Proc. PIMRC 2005, B01-4, Sep. 2005. N. Miyazaki and T. Suzuki, "A Study on Forward Link Capacity in MC-CDMA Cellular System with MMSEC Receiver," IEICE Trans. Commun., Vol. E88-B, No. 2, pp. 585-593, Feb. 2005.

しかし、上述した従来の技術では、ビット誤り率の低減効果が十分とはいえず、より信頼性の高い通信を実現することが望まれる。

また、符号化・復号手法によって符号化ビットの重要度が異なることから、符号化・復号手法によって最適なビットマッピング方法は異なると考えられる。そのため、ターボ符号を用いるデータ伝送システムにおいて、ツインターボ復調を適用する場合には、ビット誤りを低減して信頼性の高い通信を実現するために、ツインターボ復調に適した多値変調シンボルへのビットマッピング方法が望まれる。

また、ターボ符号を用いるマルチキャリア符号分割多重伝送方式において、ツインターボ復調を適用するとともに逆拡散せずに最尤推定する場合には、ビット誤りを低減して信頼性の高い通信を実現するために、ツインターボ復調及び逆拡散せずに最尤推定を行うときに適した多値変調シンボルへのビットマッピング方法が望まれる。

このような事情を鑑み、本発明は、ビット誤り率の低減効果を拡大し、より信頼性の高い通信の実現に寄与することのできるデータ伝送システム及びデータ伝送方法を提供することを目的とする。

本発明は、ターボ符号等の組織符号を用いるデータ伝送システムにおいて、ツインターボ復調等の確率結合用のフィードバックループを有する復調を適用する場合に適した多値変調シンボルへのビットマッピングを実現するデータ伝送システム及びデータ伝送方法を提供することを目的とする。

本発明は、ターボ符号等の組織符号を用いる符号分割多重伝送方式において、受信信号から逆拡散せずに最尤推定を行うとともにツインターボ復調等の確率結合用のフィードバックループを有する復調を適用する場合に適した多値変調シンボルへのビットマッピングを実現するデータ伝送システム及びデータ伝送方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係るデータ伝送システムは、多値変調方式により符号化ビットを変調シンボルにマッピングして伝送するデータ伝送システムにおいて、前記符号化ビットの重要度に応じて、前記符号化ビットを前記変調シンボルの特定のビット位置にマッピングするビットマッピング手段を備えたことを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、重要度のより高い符号化ビットを誤りにくいビット位置にマッピングすることを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記誤りにくいビット位置は、前記多値変調方式の信号点配置において、受信する可能性のある信号点と０のビット位置を有する信号点との最小の二乗距離と、受信する可能性のある信号点と１のビット位置を有する信号点との最小の二乗距離との差の絶対値を、全ての受信する可能性のある信号点において計算し、この計算結果から、より長い二乗距離を得られる確率がより高いとして得られたことを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記符号化ビットは低密度パリティ検査符号であり、その検査行列の列重みを前記重要度に利用することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記符号化ビット中の情報ビットは、前記符号化ビット中のパリティビットよりも、重要度が大きいことを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記多値変調方式は、変調シンボルの同相成分又は直交成分において２ビット以上伝送することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法は、多値変調方式により符号化ビットを変調シンボルにマッピングして伝送するデータ伝送方法であって、前記符号化ビットの重要度に応じて、前記符号化ビットを前記変調シンボルの特定のビット位置にマッピングすることを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記符号化ビットを重要度の大きい順に並び替える手段と、該並び替えられた符号化ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置から順に配置する手段と、を有することを特徴とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係るデータ伝送システムは、情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング手段と、前記変調シンボルが受信されたときの受信信号点と前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調手段と、前記復調手段の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする手段とを備えたデータ伝送システムにおいて、前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組を同じ変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットをそれぞれ同数だけ同じ変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法は、情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング過程と、前記変調シンボルが受信されたときの受信信号点と前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調過程と、前記復調過程の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする過程とを含むデータ伝送方法であって、前記ビットマッピング過程において、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組を同じ変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットをそれぞれ同数だけ同じ変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係るデータ伝送システムは、情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング手段と、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアで構成された信号空間において、各サブキャリアの受信値を座標とする受信信号点と、前記受信信号点が本来取りうる座標の組合せである参照信号点と、前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調手段と、前記復調手段の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする手段とを備えた符号分割多重伝送方式のデータ伝送システムであり、前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組が同じ前記参照信号点に配置されるように、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットを前記変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットがそれぞれ同数だけ同じ前記参照信号点に配置されるようにすることを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送システムにおいては、前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法は、情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング過程と、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアで構成された信号空間において、各サブキャリアの受信値を座標とする受信信号点と、前記受信信号点が本来取りうる座標の組合せである参照信号点と、前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調過程と、前記復調過程の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする過程とを含む符号分割多重伝送方式のデータ伝送システムであり、前記ビットマッピング過程において、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組が同じ前記参照信号点に配置されるように、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットを前記変調シンボルに配置することを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットがそれぞれ同数だけ同じ前記参照信号点に配置されるようにすることを特徴とする。

本発明に係るデータ伝送方法においては、前記ビットマッピング過程において、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする。

本発明によれば、ビット誤り率の低減効果を拡大し、より信頼性の高い通信の実現に寄与することができる。

本発明によれば、ターボ符号等の組織符号を用いるデータ伝送システムにおいて、ツインターボ復調等の確率結合用のフィードバックループを有する復調を適用する場合に適した多値変調シンボルへのビットマッピングを実現することができる。

本発明によれば、ターボ符号等の組織符号を用いる符号分割多重伝送方式において、受信信号から逆拡散せずに最尤推定を行うとともにツインターボ復調等の確率結合用のフィードバックループを有する復調を適用する場合に適した多値変調シンボルへのビットマッピングを実現することができる。

本発明の第１実施形態に係る送信機１０の構成を示すブロック図である。 低密度パリティ検査符号の検査行列Ｈの一例を示す図である。 １６ＱＡＭシンボルの信号点配置を示す図である。 １６ＱＡＭシンボルの受信信号点とｄ（ｎ_ｃ）の関係を表すグラフ図である。 図１に示すチャネルインタリーバ１２の構成を示すブロック図である。 時間多重器２３が行う時間多重処理の一実施例を示す説明図である。 本発明の第１実施形態に係るビットマッピング処理による効果を示すためのシミュレーション結果のグラフ図である。 図７に係るシミュレーションパラメータを示す図表である。 ６４ＱＡＭシンボルの信号点配置を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。 ターボ符号化器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第２実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。 ＱＰＳＫシンボルの信号点配置を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 本発明の第３実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。 従来技術におけるツインターボ復調器の構成を示すブロック図である。 従来技術における４ＡＳＫシンボルの信号点配置を示す図である。 従来技術における逆拡散せずに最尤推定するＭＣ−ＣＤＭＡ方式のデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。 従来技術における拡散率が２の場合の最尤推定用シンボル生成処理を示す図である。

符号の説明

１０ 送信機
１１ 低密度パリティ検査符号化器
１２ チャネルインタリーバ
１３ １６ＱＡＭ変調器
１３、１４ 送信フィルタ
２１，２２ ビットリオーダ
２３ 時間多重器
４１ ブロックインターリーバ
１００ 送信機
１０１ ターボ符号化器
１０２ パンクチャ
１０３ ビットインタリーバ
１０４ 変調器
１１１ 要素符号器
１１２，２１２ ターボインタリーバ
２００ 受信機
２０１ ツインターボ復調器
２１０ 復調器
２１１ 要素復号器
２１３ ターボデインタリーバ
１０００ 送信機
１０１０ ターボ符号化器
１０２０ パンクチャ
１０３０ ビットインタリーバ
１０４０ 変調器
１０６０ 拡散器
２０００ 受信機
２０７０ 最尤推定用シンボル生成器
２０８０ ツインターボ復調器
１１１ 要素符号器
１１２，２１２ ターボインタリーバ
２１０ 復調器
２１１ 要素復号器
２１３ ターボデインタリーバ

以下、図面を参照し、本発明の各実施形態について説明する。

［第１実施形態］
本発明の第１実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る送信機１０の構成を示すブロック図である。図１において、送信機１０は、低密度パリティ検査符号化器１１とチャネルインタリーバ１２と１６ＱＡＭ変調器１３と送信フィルタ１４を備える。

低密度パリティ検査符号化器１１は、入力される情報ビットを低密度パリティ検査符号に符号化し、符号化ビット（情報ビット及びパリティビット）と列重みを出力する。列重みは符号化ビットの重要度を表す。符号化ビット及び列重みはチャネルインタリーバ１２へ入力する。
チャネルインタリーバ１２は、列重みに基づき、符号化ビットの時系列順序を変更する。そして、その変更した時系列順序で符号化ビットを出力する。
１６ＱＡＭ変調器１３は、チャネルインタリーバ１２から出力された時系列順序で符号化ビットを、１６ＱＡＭの変調シンボル（１６ＱＡＭシンボル）にマッピングする。その１６ＱＡＭシンボルは送信フィルタ１４を介して送信される。

ここで、本実施形態の特徴的なビットマッピング処理（多値変調シンボルへ符号化ビットをマッピングする処理）について説明する。

チャネルインタリーバ１２には、図２に例示される符号化ビット（情報ビット及びパリティビット）と列重みが低密度パリティ検査符号化器１１から入力される。図２には、低密度パリティ検査符号の検査行列Ｈの一例が示されている。図２の検査行列Ｈは、非特許文献３に開示される、位数が２のガロア体で設計されたバイナリ低密度パリティ検査符号であって、その情報ビット数が１０、符号化率が１／２の場合であり、１列目から１０列目はパリティビット、１１列目から２０列目は情報ビットである。

図２においては、列重みは各列に対応して記されている。図２の検査行列Ｈにおいて、１列目から６列目までの各パリティビット列の列重みは２、７列目から１０列目までの各パリティビット列の列重みは３、１１列目及び１２列目の各情報ビット列の列重みは３、１３列目から１７列目までの各情報ビット列の列重みは４、１８列目から２０列目までの各情報ビット列の列重みは５である。そして、図２の検査行列Ｈにおいて、１列目から１０列目のパリティビットに関わるサブマトリックスの列重みは２から３であるのに対して、１１列目から２０列目の情報ビットに関わるサブマトリックスの列重みは３から５であり、情報ビットの列重みはパリティビットの列重みより大きい。つまり、いずれかの情報ビットの列重みは、パリティビットの列重みよりも大きいという特徴を持つ。

なお、図２の例では、列重みとして各列の要素のビット値“１”の個数を用いているが、列重みはこれに限定されず、低密度パリティ検査符号化器１１から出力される符号化ビット（情報ビット及びパリティビット）から構成される検査行列Ｈの各列の符号化ビットの重要度を表す情報であればよい。

図３には、１６ＱＡＭシンボルの１６個の信号点配置が示されている。１６ＱＡＭシンボルは、４ビット［ｂ（０）ｂ（１）ｂ（２）ｂ（３）］から構成される。図３に示されるように、ｂ（０）及びｂ（１）は直交成分に判定点を持ち、ｂ（２）及びｂ（３）は同相成分に判定点を持つ。ここで、１６ＱＡＭシンボルに関し、その信号点とビット誤り率の関係を考察する。
ｎ_ｃ番目の受信ビットの軟判定値Ｌ_ｃ（ｎ_ｃ）は（１０）式で表される。

但し、Ｍ_ｒ（ｎ_ｍ）は受信変調シンボル、γ（ｎ_ｃ）は信号対雑音電力比である。また、Ｍ_１（ｎ_ｃ，ｎ_ｍ）は「ｂ（ｎ_ｃ−Ｒ_ｂｉｔｎ_ｍ）＝０」を満たす信号点配置を表し、Ｍ_０（ｎ_ｃ，ｎ_ｍ）は「ｂ（ｎ_ｃ−Ｒ_ｂｉｔｎ_ｍ）＝１」を満たす信号点配置を表す。また、Ｒ_ｂｉｔは伝送効率であり、１６ＱＡＭ変調の場合は「Ｒ_ｂｉｔ＝４」である。

ここで、説明を簡単にするために、（１０）式の二乗距離の差の絶対値をｄ（ｎ_ｃ）とすると、ｄ（ｎ_ｃ）は（１１）式で表される。

図４は、１６ＱＡＭシンボルの受信信号点とｄ（ｎ_ｃ）の関係を表すグラフ図である。図４においては、同相成分に判定点を持つｂ（２）及びｂ（３）に関して、受信信号点を変化させたときのｄ（ｎ_ｃ）をグラフ化している。波形３１はｂ（２）、波形３２はｂ（３）に係るグラフである。図４から明らかなように、ｂ（２）の方が、ｂ（３）に比べて、より高いｄ（ｎ_ｃ）を得られる受信信号点の範囲が広い。このことは、ｂ（２）の方がｂ（３）よりも大きな軟判定値を得ることができることを示している。これにより、ｂ（２）の方がｂ（３）よりも雑音に強い、すなわち、ｂ（２）の方がｂ（３）よりも誤りにくいビット位置であるといえる。同様の考察を直交成分に判定点を持つｂ（０）及びｂ（１）に関して行うと、ｂ（０）の方ほうがｂ（１）よりも誤りにくいビット位置であることがわかる。

上記考察の結果、１６ＱＡＭシンボルに関する信号点においては、ｂ（０）及びｂ（２）は、ｂ（１）及びｂ（３）よりも、誤りにくいビット位置である。この知見に基づき、本実施形態におけるビットマッピング処理においては、より重要度の高い符号化ビットを、誤りにくいビット位置であるｂ（０）及びｂ（２）にマッピングするように構成する。このために、送信機１０には、１６ＱＡＭシンボルのｂ（０）及びｂ（２）を誤りにくいビット位置として予め設定する。

以下、本実施形態の特徴的なビットマッピング処理を実現する構成について説明する。

図５は、図１に示すチャネルインタリーバ１２の構成を示すブロック図である。図５において、チャネルインタリーバ１２は、ビットリオーダ２１，２２と時間多重器２３を有する。

ビットリオーダ２１には情報ビットベクトルＸを入力し、ビットリオーダ２２にはパリティビットベクトルＹを入力する。情報ビットベクトルＸ及びパリティビットベクトルＹは、ともにその系列長はＮである。また、ビットリオーダ２１，２２には列重みを入力する。この列重みは、情報ビットベクトルＸ及びパリティビットベクトルＹのビット毎の重要度を表す。

ビットリオーダ２１は、情報ビットベクトルＸ中の各ビットを列重みの降順（重要度が大きい順）に並び替える。その並び替え後の情報ビットベクトルＵを時間多重器２３に入力する。ビットリオーダ２２は、パリティビットベクトルＹ中の各ビットを列重みの降順（重要度が大きい順）に並び替える。その並び替え後のパリティビットベクトルＶを時間多重器２３に入力する。情報ビットベクトルＵ及びパリティビットベクトルＶは（１２）式で表す。

ここで、本実施形態においては、上記図２に例示される低密度パリティ検査符号が用いられるので、情報ビットベクトルＵの列重みは、パリティビットベクトルＶの列重みよりも大きい。

時間多重器２３は、情報ビットベクトルＵ及びパリティビットベクトルＶを時間多重する。この時間多重処理では、後段の１６ＱＡＭ変調器１３において、より重要度の高い符号化ビットが、１６ＱＡＭシンボルのより誤りにくいビット位置であるｂ（０）及びｂ（２）にマッピングされるようにする。つまり、本実施形態においては、情報ビットが、誤りにくいビット位置であるｂ（０）及びｂ（２）にマッピングされるようにする。

本実施形態の１６ＱＡＭ変調器１３は、入力されるビット列をｂ（０）、ｂ（１）、ｂ（２）及びｂ（３）に１ビットずつマッピングするが、そのとき、ビットの入力順に、ｂ（０）、ｂ（１）、ｂ（２）、ｂ（３）、ｂ（０）、ｂ（１）、・・・の順で順次マッピングする。そこで、時間多重器２３は、情報ビットベクトルＵ及びパリティビットベクトルＶの各ビットを、「情報ビットの次にパリティビット」の順で繰り返し連結し、１６ＱＡＭ変調器１３に入力するビット列を作成する。

図６には、時間多重器２３が行う時間多重処理の一実施例が示されている。図６の実施例においては、ブロックインターリーバ４１を用いている。ブロックインターリーバ４１は、４行、Ｎ／２列のビット記憶領域を有する。図６に示されるように、ブロックインターリーバ４１のビット記憶領域において、１行目は１６ＱＡＭシンボルのｂ（０）にマッピングするデータを格納する領域、２行目は１６ＱＡＭシンボルのｂ（１）にマッピングするデータを格納する領域、３行目は１６ＱＡＭシンボルのｂ（２）にマッピングするデータを格納する領域、４行目は１６ＱＡＭシンボルのｂ（３）にマッピングするデータを格納する領域、である。

図６において、系列長Ｎの情報ビットベクトルＵは、ブロックインターリーバ４１のビット記憶領域の１行目にｕ（０）〜ｕ（Ｎ／２−１）のＮ／２個のビットが書き込まれ、３行目にｕ（Ｎ／２）〜ｕ（Ｎ−１）のＮ／２個のビットが書き込まれる。系列長ＮのパリティビットベクトルＶは、ブロックインターリーバ４１のビット記憶領域の２行目にｖ（０）〜ｖ（Ｎ／２−１）のＮ／２個のビットが書き込まれ、４行目にｖ（Ｎ／２）〜ｖ（Ｎ−１）のＮ／２個のビットが書き込まれる。

次いで、情報ビットベクトルＵ及びパリティビットベクトルＶが書き込まれたビット記憶領域から、列方向にビットを読み出す。その読み出し順序は、１列目から順番にＮ／２列目まで、各列とも１行目のビットから読み出していく。これにより、出力ビット列Ｕ／Ｖが得られる。

その出力ビット列Ｕ／Ｖは１６ＱＡＭ変調器１３に出力される。そして、１６ＱＡＭ変調器１３において、図６に示されるように、ｕ（０）〜ｕ（Ｎ／２−１）は１６ＱＡＭシンボルのｂ（０）に、ｖ（０）〜ｖ（Ｎ／２−１）は１６ＱＡＭシンボルのｂ（１）に、ｕ（Ｎ／２）〜ｕ（Ｎ−１）は１６ＱＡＭシンボルのｂ（２）に、ｖ（Ｎ／２）〜ｖ（Ｎ−１）は１６ＱＡＭシンボルのｂ（３）に、それぞれマッピングされる。これにより、符号化ビットのうち、より重要度の高い情報ビットが、１６ＱＡＭシンボルの誤りにくいビット位置であるｂ（０）及びｂ（２）にマッピングされる。

なお、送信機１０における１６ＱＡＭシンボルへのビットマッピングの情報を受信側と共有することによって、受信側ではその復調を行うことができる。

図７は、本実施形態のビットマッピング処理による効果を示すためのシミュレーション結果のグラフ図である。図７には、信号対雑音電力比を変化させたときのフレーム誤り率をシミュレーションした結果が示されている。図８には、そのシミュレーションパラメータが示されている。また、従来のビットマッピング処理においては、情報ビットを、誤りにくいビット位置ｂ（０）及びｂ（２）と誤りやすいビット位置ｂ（１）及びｂ（３）に等確率でマッピングしている。

図７から明らかなように、本実施形態のビットマッピング処理によれば、従来に比して、同じフレーム誤り率を達成するための所要信号対雑音電力比を低減することができる。例えば、１％のフレーム誤り率を達成するための所要信号対雑音電力比は、従来に比して０．１２ｄＢ低減することができる。これにより、低誤り率で信頼性の高い通信を効率よく行うことが可能になる。

上述したように本実施形態によれば、ビット誤り率の低減効果を拡大し、例えば所望のフレーム誤り率を達成するための所要信号対雑音電力比を低減することができ、低誤り率で信頼性の高い通信を効率よく行うことが可能になる。

また、本実施形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（１）非特許文献３に記載の低密度パリティ検査符号のように、いずれかの情報ビットの列重みがパリティビットの列重みより大きい等、符号化ビットの重要度が異なる符号語に対して、１６ＱＡＭ変調のような、変調シンボルの各成分（同相成分、もしくは直交成分）に２ビット以上伝送する多値変調方式を用いる場合において、より適したビットマッピング方法を提供し、ビット誤り率を大幅に低減することができる。これにより、信頼性の高い通信を行うことが可能になる。

以上、本発明の第１実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した第１実施形態では、チャネルインタリーバ１２に列重みを入力して符号化ビットの時系列順序を変更したが、列重みを１６ＱＡＭ変調器１３に入力し、１６ＱＡＭ変調器１３が列重みに基づき、符号化ビットの時系列順序及び１６ＱＡＭシンボルへのマッピングをあわせて行うように構成してもよい。

また、低密度パリティ検査符号化器１１が、符号化ビットを列重みの降順、もしくは昇順に出力することによって、符号化ビット列自体に、符号化ビットの重要度を表す重要度情報を持たせるようにしてもよい。この場合には、列重みの出力は省略してもよい。

また、上述した第１実施形態では、符号化ビットの重要度を表す重要度情報として、低密度パリティ検査符号の検査行列Ｈの列重みを用いたが、重要度情報はこれに限定されず、各種の指標が利用可能である。

また、上述した第１実施形態では、低密度パリティ検査符号を例に挙げて説明したが、符号化ビットの重要度を表す重要度情報が得られれば、低密度パリティ検査符号以外の符号に対しても本発明を適用可能である。

また、上述した第１実施形態では、本発明に適用する多値変調方式の一例として１６ＱＡＭを挙げて説明したが、これに限定されない。例えば、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなども本発明に適用可能である。また、変調シンボルの同相成分又は直交成分において２ビット以上伝送する多値変調方式であれば、本発明による効果を十分に享受することができる。

図９は、６４ＱＡＭの変調シンボル（６４ＱＡＭシンボル）の信号点配置を示す図である。図９には、６４ＱＡＭシンボルの６４個の信号点配置が示されている。６４ＱＡＭシンボルは、６ビット［ｂ（０）ｂ（１）ｂ（２）ｂ（３）ｂ（４）ｂ（５）］から構成される。ｂ（０）がMSB（Most Significant Bit）、次いでｂ（１）、ｂ（２）、ｂ（３）、ｂ（４）、そしてｂ（５）がLSB（Least Significant Bit）である。

図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０）及びｂ（３）が最も誤りにくいビット位置であり、ビットｂ（２）及びｂ（５）が最も誤りやすいビット位置である。ビットｂ（１）及びｂ（４）は、中程度の誤りやすさのビット位置（ビットｂ（０）及びｂ（３）より誤りやすく、ビットｂ（２）及びｂ（５）より誤りにくいビット位置）である。

２５６ＱＡＭにおいては、その変調シンボル（２５６ＱＡＭシンボル）は、８ビット［ｂ（０）ｂ（１）ｂ（２）ｂ（３）ｂ（４）ｂ（５）ｂ（６）ｂ（７）］から構成される。ｂ（０）がMSB（Most Significant Bit）、次いでｂ（１）、ｂ（２）、ｂ（３）、ｂ（４）、ｂ（５）、ｂ（６）、そしてｂ（７）がLSB（Least Significant Bit）である。

その２５６ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０）及びｂ（４）が最も誤りにくいビット位置であり、次いでビットｂ（１）及びｂ（５）がやや誤りにくいビット位置であり、次いでビットｂ（２）及びｂ（６）がやや誤りやすいビット位置であり、ビットｂ（３）及びｂ（７）が最も誤りやすいビット位置である。

また、本発明は、有線及び無線のいずれのデータ伝送に対しても適用可能である。

［第２実施形態］
本発明の第２実施形態を説明する。
図１０は、本発明の第２実施形態に係るデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。図１１は、ターボ符号化器１０１の構成を示すブロック図である。
図１０において、ターボ符号化器１０１は、情報ビットベクトルＸ_ａをターボ符号化し、図１１の要素符号器１＿１１１によりパリティビットベクトルＸ_ｂ、要素符号器２＿１１１によりパリティビットベクトルＸ_ｃを生成する。次いで、パンクチャ１０２は、パリティビットベクトルＸ_ｂ，Ｘ_ｃをパンクチャすることにより、任意の符号化率の符号系列を生成する。次いで、ビットインタリーバ１０３はビットインタリーブする。次いで、変調器１０４は、そのビットインタリーブされた符号化ビットを、本実施形態に係るビットマッピング規則に従って変調シンボルにマッピングすることにより変調を行う。変調後の信号は送信される。その送信信号は伝送路３００による変動を受けて受信機２００で受信される。受信機２００において、受信信号はツインターボ復調器２０１によって復調される。ツインターボ復調器２０１の構成は図２９に示されている。

本実施形態に係るビットマッピング方法においては、次の規則１，２，３に従って符号化ビットをマッピングする（優先度順）。
（規則１）情報ビットを誤りにくいビット位置に配置する。
（規則２）同じ変調シンボルに、要素符号器１＿１１１で生成されたパリティビットと要素符号器２＿１１１で生成されたパリティビットを同数配置する。
（規則３）要素符号器１＿１１１で生成されたパリティビットを要素符号器２＿１１１で生成されたパリティビットより誤りにくいビット位置に配置する。

ここで、上記規則１，２，３を採用する理由を説明する。
［規則１の理由］
ツインターボ復調器２０１では、パリティビットの通信路値はいずれか一方の要素復号器２１１において用いられるのに対し、情報ビットの通信路値は両方の要素復号器１，２＿２１１において用いられる。従って、情報ビットのほうがパリティビットより重要度の高いビットと言える。このことから、上記規則１により、情報ビットの信号対雑音電力比を改善できる。

［規則２の理由］
ツインターボ復調器２０１において、復調器１＿２１０に入力されるパリティビットの事後値は、要素復号器２＿２１１で生成されたもののみであり、要素復号器１＿２１１で生成されたものは入力されない。一方、復調器２＿２１０に入力されるパリティビットの事後値は、要素復号器１＿２１１で生成されたもののみであり、要素復号器２＿２１１で生成されたものは入力されない。よって、一つの変調シンボルにいずれか一方の要素符号器１１１で生成されたパリティビットを固めてしまうと、復調器１，２＿２１０のいずれかでペアビットの事後値が得られないビットが生じ、そのビットの通信路値が更新されない。このことから、上記規則２により、両方の復調器１，２＿２１０において通信路値更新処理に用いることが可能なペアビットの数が等しくなるので、両方の復調器１，２＿２１０における通信路値の更新精度が均一化される。

［規則３の理由］
ツインターボ復調器２０１では、復調器２＿２１０の通信路値更新回数は復調器１＿２１０より１回多い。よって、復調器２＿２１０に入力されるパリティビットの通信路値の信号対雑音電力比を改善することにより、通信路値の更新精度が改善する。このことから、上記規則３により、要素符号器１＿２１１で生成されたパリティビットの信号対雑音電力比を改善できる。

以下、各具体例を挙げて、本実施形態に係るビットマッピング方法を説明する。なお、ここでは、図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置と、図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置を例に挙げる。

図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０），ｂ（２）が誤りにくいビット位置であり、ビットｂ（１），ｂ（３）が誤りやすいビット位置である。

図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０），ｂ（３）が誤りにくいビット位置であり、ビットｂ（２），ｂ（５）が誤りやすいビット位置である。ビットｂ（１），ｂ（４）の誤りやすさは中程度（ビットｂ（０），ｂ（３）より誤りやすく、ビットｂ（２），ｂ（５）より誤りにくいビット位置）である。

また、ビットインタリーブ後のｉ番目の情報ビットをＸ_ａ'（ｉ）、ビットインタリーブ後の要素符号器１＿１１１で生成されたｊ番目のパリティビットをＸ_ｂ'（ｊ）、ビットインタリーブ後の要素符号器２＿１１１で生成されたｊ番目のパリティビットをＸ_ｃ'（ｊ）とする。

先ず、図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置の場合の具体例（ケースＡ１，Ａ２，Ａ３）を説明する。

［ケースＡ１；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３（情報ビット数がパリティビット数より少ない）の場合］
図１２は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置する。そして、いずれか一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置し、もう一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。そして、すべての情報ビットを配置した後に、残りのパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を誤りにくいビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＡ２；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２（情報ビット数とパリティビット数が同数）の場合］
図１３は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、すべての変調シンボルにおいて、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置する。そして、いずれか一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置し、もう一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。

［ケースＡ３；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３（情報ビット数がパリティビット数より多い）の場合］
図１４は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置する。そして、いずれか一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置し、もう一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。そして、すべてのパリティビットを配置した後に、残りの情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を順番に配置する。

次に、図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置の場合の具体例（ケースＢ１，Ｂ２，Ｂ３）を説明する。

［ケースＢ１；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３（情報ビット数がパリティビット数より少ない）の場合］
図１５は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、すべての変調シンボルにおいて、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置する。そして、パリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＢ２；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２（情報ビット数とパリティビット数が同数）の場合］
図１６は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に、順番に配置する。そして、いずれか一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置し、もう一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。そして、半分の変調シンボルをマッピングした後に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＢ３；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３（情報ビット数がパリティビット数より多い）の場合］
図１７は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、すべての変調シンボルにおいて、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に順番に配置する。そして、いずれか一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置し、もう一方の誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。

上述した第２実施形態によれば、ツインターボ復調に適した多値変調シンボルへのビットマッピングが可能になる。

なお、本発明に係るビットマッピング方法においては、上述した第２実施形態の規則１，２，３についての各種変形が可能である。
例えば、
（１）ビットマッピングの優先順位としては、先ず情報ビットＸ_ａ、次いでパリティビットＸ_ｂ、最後にパリティビットＸ_ｃとする。
（２）一変調シンボルに対して、「情報ビットＸ_ａ、パリティビットＸ_ｂ、パリティビットＸ_ｃ」の組を有するように配置する。より好ましくは、一変調シンボルに対して、パリティビットＸ_ｂとパリティビットＸ_ｃを同数配置する。
上記（１），（２）の規則に従うようにしてもよい。

以上、本発明の第２実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述の第２実施形態においては、ツインターボ復調器を例に挙げて説明したが、本発明に適用可能な復調器はツインターボ復調器に限定されない。本発明は、確率結合用のフィードバックループを有する各種の復調器に適用可能であり同様の効果が得られる。

また、本発明に適用可能な多値変調方式としては、上述した１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに限定されない。例えば、２５６ＱＡＭ、ＡＳＫなど、変調シンボルの各成分（同相成分、もしくは直交成分）に２ビット以上伝送する変調方式であれば、本発明に適用可能である。

［第３実施形態］
本発明の第３実施形態を説明する。
図１８は、本発明の第３実施形態に係るデータ伝送システムの構成を示すブロック図である。
図１８に示すデータ伝送システムは、マルチキャリア符号分割多重伝送方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ方式）であり、送信機１０００と受信機２０００を備える。送信機１０００は、ターボ符号の符号化及び多値変調を行った信号を送信する。受信機２０００は、受信した信号から逆拡散せずに最尤推定を行い、ツインターボ復調を行う。なお、図１８において、図３１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。また、ターボ符号化器１０１０の構成は図１１に同じであり、図１１に対応する部分には同一の符号を付して説明する。

図１８において、ターボ符号化器１０１０は、情報ビットベクトルＸ_ａをターボ符号化し、図１１の要素符号器１＿１１１によりパリティビットベクトルＸ_ｂ、要素符号器２＿１１１によりパリティビットベクトルＸ_ｃを生成する。次いで、パンクチャ１０２０は、パリティビットベクトルＸ_ｂ，Ｘ_ｃをパンクチャすることにより、任意の符号化率の符号系列を生成する。次いで、ビットインタリーバ１０３０はビットインタリーブする。次いで、変調器１０４０は、そのビットインタリーブされた符号化ビットを、本実施形態に係るビットマッピング規則に従って変調シンボルにマッピングすることにより変調を行う。変調後の信号はシリアル／パラレル変換器１０５０でパラレル信号に変換される。拡散器１０６０は、そのパラレル信号を拡散及び多重して、データサブキャリアを生成する。そのデータサブキャリアは、従来のＭＣ−ＣＤＭＡ方式と同様に、逆フーリエ変換器１０７０で逆フーリエ変換された後にパラレル／シリアル変換器１０８０でシリアル信号に変換され、さらにサイクリック・プリフィックス挿入器１０９０でサイクリック・プリフィックスの挿入後に、時間多重器１１００でパイロット信号と多重されて送信される。

その送信信号は伝送路変動を受けて受信機２０００で受信される。受信機２０００は、受信信号から、伝送路推定、等化処理を行って、等化後のデータサブキャリアを生成する。その等化後データサブキャリアは、パラレル／シリアル変換された後、最尤推定用シンボルに変換され、ツインターボ復調器２０８０によって復調される。ツインターボ復調器２０８０の構成は図２９に同じであり、図２９に対応する部分には同一の符号を付して説明する。

本実施形態に係るビットマッピング方法においては、次の規則１，２，３に従って符号化ビットをマッピングする（優先度順）。
（規則１）情報ビットを誤りにくいビット位置に配置する。
（規則２）同じ最尤推定用シンボルに、要素符号器１＿１１１で生成されたパリティビットと要素符号器２＿１１１で生成されたパリティビットが同数配置されるようにする。
（規則３）要素符号器１＿１１１で生成されたパリティビットを要素符号器２＿１１１で生成されたパリティビットより誤りにくいビット位置に配置する。

ここで、上記規則１，２，３を採用する理由を説明する。
［規則１の理由］
ツインターボ復調器２０８０では、パリティビットの通信路値はいずれか一方の要素復号器２１１において用いられるのに対し、情報ビットの通信路値は両方の要素復号器１，２＿２１１において用いられる。従って、情報ビットのほうがパリティビットより重要度の高いビットと言える。このことから、上記規則１により、情報ビットの信号対雑音電力比を改善できる。

［規則２の理由］
ツインターボ復調器２０８０において、復調器１＿２１０に入力されるパリティビットの事後値は、要素復号器２＿２１１で生成されたもののみであり、要素復号器１＿２１１で生成されたものは入力されない。一方、復調器２＿２１０に入力されるパリティビットの事後値は、要素復号器１＿２１１で生成されたもののみであり、要素復号器２＿２１１で生成されたものは入力されない。よって、一つの変調シンボルにいずれか一方の要素符号器１１１で生成されたパリティビットを固めてしまうと、復調器１，２＿２１０のいずれかでペアビットの事後値が得られないビットが生じ、そのビットの通信路値が更新されない。このことから、上記規則２により、両方の復調器１，２＿２１０において通信路値更新処理に用いることが可能なペアビットの数が等しくなるので、両方の復調器１，２＿２１０における通信路値の更新精度が均一化される。

［規則３の理由］
ツインターボ復調器２０８０では、復調器２＿２１０の通信路値更新回数は復調器１＿２１０より１回多い。よって、復調器２＿２１０に入力されるパリティビットの通信路値の信号対雑音電力比を改善することにより、通信路値の更新精度が改善する。このことから、上記規則３により、要素符号器１＿２１１で生成されたパリティビットの信号対雑音電力比を改善できる。

以下、各具体例を挙げて、本実施形態に係るビットマッピング方法を説明する。なお、ここでは、図１９に示すＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying, Quadri-Phase Shift Keying）シンボルの信号点配置と、図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置と、図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置を例に挙げる。

図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０），ｂ（２）が誤りにくいビット位置であり、ビットｂ（１），ｂ（３）が誤りやすいビット位置である。

図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置においては、ビットｂ（０），ｂ（３）が誤りにくいビット位置であり、ビットｂ（２），ｂ（５）が誤りやすいビット位置である。ビットｂ（１），ｂ（４）の誤りやすさは中程度（ビットｂ（０），ｂ（３）より誤りやすく、ビットｂ（２），ｂ（５）より誤りにくいビット位置）である。

また、ビットインタリーブ後のｉ番目の情報ビットをＸ_ａ'（ｉ）、ビットインタリーブ後の要素符号器１＿１１１で生成されたｊ番目のパリティビットをＸ_ｂ'（ｊ）、ビットインタリーブ後の要素符号器２＿１１１で生成されたｊ番目のパリティビットをＸ_ｃ'（ｊ）とする。

先ず、図１９に示すＱＰＳＫシンボルの信号点配置の場合の具体例（ケースＡ１，Ａ２，Ａ３）を説明する。

［ケースＡ１；ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が１／３（情報ビット数がパリティビット数より少ない）の場合］
図２０は、ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が１／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。それらの処理を繰り返し、すべての情報ビットを配置した後に、パリティビットＸ_ｂ'（ｊ）のみで構成される変調シンボルと、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）のみで構成される変調シンボルを交互に作成する。

［ケースＡ２；ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が１／２（情報ビット数とパリティビット数が同数）の場合］
図２１は、ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が１／２の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。以降、それらの処理を繰り返し行う。

［ケースＡ３；ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が２／３（情報ビット数がパリティビット数より多い）の場合］
図２２は、ＱＰＳＫ変調であり、符号化率が２／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）をいずれか一方のビット位置に配置し、もう一方のビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。それらの処理を繰り返し、すべてのパリティビットを配置した後に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）のみで構成される変調シンボルを作成する。

次に、図３に示す１６ＱＡＭシンボルの信号点配置の場合の具体例（ケースＢ１，Ｂ２，Ｂ３）を説明する。

［ケースＢ１；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３（情報ビット数がパリティビット数より少ない）の場合］
図２３は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。それらの処理を繰り返し、すべての情報ビットを配置した後に、残りのパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を誤りにくいビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＢ２；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２（情報ビット数とパリティビット数が同数）の場合］
図２４は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。以降、それらの処理を繰り返し行う。

［ケースＢ３；１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３（情報ビット数がパリティビット数より多い）の場合］
図２５は、１６ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。それらの処理を繰り返し、すべてのパリティビットを配置した後に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）のみで構成される変調シンボルを作成する。

次に、図９に示す６４ＱＡＭシンボルの信号点配置の場合の具体例（ケースＣ１，Ｃ２，Ｃ３）を説明する。

［ケースＣ１；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３（情報ビット数がパリティビット数より少ない）の場合］
図２６は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、すべての変調シンボルにおいて、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置する。そして、パリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＣ２；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２（情報ビット数とパリティビット数が同数）の場合］
図２７は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が１／２の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。それらの処理を繰り返し、半分の変調シンボルをマッピングした後に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、パリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を誤りやすいビット位置に配置する。

［ケースＣ３；６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３（情報ビット数がパリティビット数より多い）の場合］
図２８は、６４ＱＡＭ変調であり、符号化率が２／３の場合の本実施形態に係るビットマッピング手順を示す概念図である。この場合、まず、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｂ'（ｊ）を配置する。次に、情報ビットＸ_ａ'（ｉ）を誤りにくいビット位置と中程度の誤りやすさのビット位置に配置し、誤りやすいビット位置にパリティビットＸ_ｃ'（ｊ）を配置する。以降、それらの処理を繰り返し行う。

上述した第３実施形態によれば、ターボ符号を用いるマルチキャリア符号分割多重伝送方式において、受信信号から逆拡散せずに最尤推定を行うとともにツインターボ復調を行う場合に適した多値変調シンボルへのビットマッピングが可能になる。

なお、本発明に係るビットマッピング方法においては、上述した第３実施形態の規則１，２，３についての各種変形が可能である。
例えば、
（１）ビットマッピングの優先順位としては、先ず情報ビットＸ_ａ、次いでパリティビットＸ_ｂ、最後にパリティビットＸ_ｃとする。
（２）一最尤推定用シンボルに「情報ビットＸ_ａ、パリティビットＸ_ｂ、パリティビットＸ_ｃ」の組を有するように、変調シンボルへの情報ビットＸ_ａ、パリティビットＸ_ｂ及びパリティビットＸ_ｃの配置を行う。より好ましくは、一最尤推定用シンボルにパリティビットＸ_ｂとパリティビットＸ_ｃが同数配置されるようにする。
上記（１），（２）の規則に従うようにしてもよい。

以上、本発明の第３実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述の第３実施形態においては、ツインターボ復調器を例に挙げて説明したが、本発明に適用可能な復調器はツインターボ復調器に限定されない。本発明は、確率結合用のフィードバックループを有する各種の復調器に適用可能であり同様の効果が得られる。

また、上述の第３実施形態においては、逆拡散せずに最尤推定するマルチキャリア符号分割多重アクセス方式の下りリンクを例に挙げて説明したが、本発明は、符号拡散していればアクセス方式には限定されない。例えば、周波数分割、時分割アクセス方式においても本発明を適用可能である。また、本発明はリンク方向に限定されない。

また、本発明は、シングルキャリア伝送方式においても適用可能である。また、本発明は、２より大きい拡散率においても適用可能であり、同様の効果が得られる。

また、上述の第３実施形態においては、パイロット信号とデータ信号を時分割多重する方式を例に挙げて説明したが、パイロット信号とデータ信号を周波数分割多重する方式にも適用可能である。また、一つのフレームが複数のデータＭＣ−ＣＤＭＡシンボルによって構成されてもよい。また、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）等化など、位相回転補償以外の等化方法においても適用可能であり、同様の効果が得られる。

また、本発明に適用可能な多値変調方式としては、上述したＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに限定されない。例えば、２５６ＱＡＭ、ＡＳＫ等、各種の多値変調方式に適用可能である。

本発明は、ツインターボ復調等の確率結合用のフィードバックループを有する復調に適した多値変調シンボルへのビットマッピングを実現するデータ伝送システムに適用することができる。

Claims (18)

1. 多値変調方式により符号化ビットを変調シンボルにマッピングして伝送するデータ伝送システムにおいて、
   前記符号化ビットの重要度に応じて、前記符号化ビットを前記変調シンボルの特定のビット位置にマッピングするビットマッピング手段を備え、
   前記符号化ビットは低密度パリティ検査符号であり、その検査行列の列重みを前記重要度に利用する、
   ことを特徴とするデータ伝送システム。
2. 前記符号化ビット中の情報ビットは、前記符号化ビット中のパリティビットよりも、重要度が大きいことを特徴とする請求項１に記載のデータ伝送システム。
3. 情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング手段と、
   前記変調シンボルが受信されたときの受信信号点と前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調手段と、
   前記復調手段の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする手段とを備えたデータ伝送システムにおいて、
   前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とするデータ伝送システム。
4. 前記ビットマッピング手段は、
   前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組を同じ変調シンボルに配置することを特徴とする請求項３に記載のデータ伝送システム。
5. 前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットをそれぞれ同数だけ同じ変調シンボルに配置することを特徴とする請求項４に記載のデータ伝送システム。
6. 前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする請求項３から５のいずれかの項に記載のデータ伝送システム。
7. 情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング過程と、
   前記変調シンボルが受信されたときの受信信号点と前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調過程と、
   前記復調過程の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする過程とを含むデータ伝送方法であって、
   前記ビットマッピング過程において、
   前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とするデータ伝送方法。
8. 前記ビットマッピング過程において、
   前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組を同じ変調シンボルに配置することを特徴とする請求項７に記載のデータ伝送方法。
9. 前記ビットマッピング過程において、
   前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットをそれぞれ同数だけ同じ変調シンボルに配置することを特徴とする請求項８に記載のデータ伝送方法。
10. 前記ビットマッピング過程において、
    前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする請求項７から９のいずれかの項に記載のデータ伝送方法。
11. 情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング手段と、
    一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアで構成された信号空間において、各サブキャリアの受信値を座標とする受信信号点と、前記受信信号点が本来取りうる座標の組合せである参照信号点と、前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調手段と、
    前記復調手段の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする手段とを備えた符号分割多重伝送方式のデータ伝送システムであり、
    前記ビットマッピング手段は、前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とするデータ伝送システム。
12. 前記ビットマッピング手段は、
    前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組が同じ前記参照信号点に配置されるように、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットを前記変調シンボルに配置することを特徴とする請求項１１に記載のデータ伝送システム。
13. 前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットがそれぞれ同数だけ同じ前記参照信号点に配置されるようにすることを特徴とする請求項１２に記載のデータ伝送システム。
14. 前記ビットマッピング手段は、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする請求項１１から１３のいずれかの項に記載のデータ伝送システム。
15. 情報ビットと前記情報ビットから異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットとから成る符号化ビットを多値変調方式の変調シンボルにマッピングするビットマッピング過程と、
    一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアで構成された信号空間において、各サブキャリアの受信値を座標とする受信信号点と、前記受信信号点が本来取りうる座標の組合せである参照信号点と、前記受信信号点の出現確率とに基づき、送信された信号を判定する復調過程と、
    前記復調過程の判定結果から誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる受信信号の確からしさを前記受信信号点の出現確率としてフィードバックする過程とを含む符号分割多重伝送方式のデータ伝送システムであり、
    前記ビットマッピング過程において、
    前記情報ビットを前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とするデータ伝送方法。
16. 前記ビットマッピング過程において、
    前記情報ビットと前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットの組が同じ前記参照信号点に配置されるように、前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットを前記変調シンボルに配置することを特徴とする請求項１５に記載のデータ伝送方法。
17. 前記ビットマッピング過程において、
    前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットがそれぞれ同数だけ同じ前記参照信号点に配置されるようにすることを特徴とする請求項１６に記載のデータ伝送方法。
18. 前記ビットマッピング過程において、
    前記異なる要素符号器で各々生成されたパリティビットのうち、前記復号過程で先に用いられるパリティビットを、前記復号過程で後に用いられるパリティビットよりも、前記変調シンボルの誤りにくいビット位置に配置することを特徴とする請求項１５から１７のいずれかの項に記載のデータ伝送方法。

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