JP4784290B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

この発明は、安定した駆動制御が可能なモータ駆動装置に関するものである。

通常、電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）やハイブリッド自動車（ＨＶ：Hybrid Vehicle）等の車両において、電気エネルギーによる駆動力は、高電圧の電池から供給される直流電力をインバータによって３相交流電力に変換し、これにより３相交流モータを回転させることにより得ている。また、車両の減速時には、逆に３相交流モータの回生発電により得られる回生エネルギーを電池に蓄電することにより、エネルギーを無駄なく利用して走行している。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、走行用のモータが通常回転時には、インバータの各スイッチング素子には交流電流が流れる。ところが、脱輪等によってモータの回転子がロックされて停止状態となった場合、または超低速回転速度状態となった場合には、特定のスイッチング素子に大きな直流電流が流れ、その素子の熱損失が急激に増加することになる。

このようなモータのロック時または超低速回転速度時におけるインバータの過負荷を防止する手段として、たとえば特許文献１は、モータの回転数が十分低いことに応じて、インバータの各スイッチング素子のオン／オフを制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号のキャリア周波数を低減する技術を開示する。

詳細には、特許文献１に記載のモータの制御装置によれば、モータ回転数からモータがロックした判定されると、ＰＷＭ信号のキャリア周波数は、通常運転時の周波数からより低い周波数へと低下される。このキャリア周波数の低下に伴なって、インバータのスイッチング素子におけるスイッチング周波数が低下するため、スイッチング素子の各々においてスイッチング損失が低減する。その結果、モータがロックされていても、インバータの各スイッチング素子に急激な発熱が生じるのが抑えられる。
特開平９−７０１９５号公報 特開２０００−１３４９９０号公報

さらに、上記のモータの制御装置においては、モータの回転数の検出値が再び所定値を超えたことに応じてモータがロックされていないと判定されると、インバータの保護必要性がないと判断して、キャリア周波数が元の通常運転時の周波数に戻される。

しかしながら、駆動輪が外力によってロックされた状態からスリップした場合のように、モータの回転数が急峻に上昇したときには、かかる回転数の検出値に基づいたキャリア周波数の切換えでは、モータの駆動制御に破綻を招く可能性がある。

これは、モータの駆動制御においては、一般に、キャリア周波数とモータ回転数との間に、あるキャリア周波数のＰＷＭ信号に対して制御の安定性が確保され得る上限回転数が存在するという関係が成り立つことに起因する。すなわち、モータの回転数が所定値以下のときには通常運転時よりも低いキャリア周波数であっても制御安定性が確保されるが、回転数が急峻に変動することによって当該キャリア周波数における上限回転数を大きく超えた場合には、制御が破綻する可能性が生じる。

このような制御破綻を回避するためには、回転数の急峻な変動に追従してキャリア周波数を直ちに増加させることによって、制御安定性が確保される上限回転数を引き上げることが必要とされる。しかしながら、上記のモータの制御装置では、モータの回転数の検出値に基づいてキャリア周波数を切換える構成とするため、急峻な回転数の変動に対応することができない。そのため、モータの駆動制御の安定性を確保することが困難とされる。

それゆえ、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、モータの安定した駆動制御が可能なモータ駆動装置を提供することである。

この発明によれば、モータ駆動装置は、電源と、複数のスイッチング素子のスイッチング動作により電源とモータとの間で電力変換を行なう駆動回路と、所定のキャリア周波数を有する信号を用いて各複数のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、モータの回転数を検出するモータ回転数検出部と、回転数の検出値と回転数検出値の上昇率とに基づいてキャリア周波数を設定する周波数設定部とを含む。

上記のモータ駆動装置によれば、モータ回転数の検出値のみならず、その上昇率に基づいてキャリア周波数を設定することから、急峻な回転数変動においても安定したモータ制御を保つことができる。

好ましくは、周波数設定部は、上昇率が所定値を上回るとき、キャリア周波数を相対的に高い第１の周波数に設定する。

上記のモータ駆動装置によれば、モータ回転数の上昇率から急峻な回転数変動が予測されるときには、直ちにキャリア周波数を高い周波数に設定するため、モータの制御破綻を未然に防止することができる。

好ましくは、周波数設定部は、上昇率が所定値以下のときであって、かつ回転数検出値が所定のしきい値よりも低いとき、キャリア周波数を第１の周波数よりも低い第２の周波数に設定する。

上記のモータ駆動装置によれば、モータ回転数が安定して所定のしきい値以下となると判定されたことに応じて、キャリア周波数を低減するから、モータの制御破綻を招くことなく、駆動回路の熱的保護を図ることができる。

好ましくは、モータ回転数検出部は、所定の制御タイミングごとに回転数を検出する。周波数設定部は、制御タイミング間の回転数検出値の変化率を演算する変化率演算部と、演算された変化率に基づいてキャリア周波数を変更する周波数切換え部とを含む。周波数切換え部は、演算された変化率が所定値を上回ることに応じて、キャリア周波数を第１のキャリア周波数に設定する。

上記のモータ駆動装置によれば、制御タイミング間のモータ回転数の変化率により、急峻な回転数変動を予測することができる。したがって、回転数の変動に関わらず、安定したモータ制御を保つことができる。

好ましくは、制御装置は、キャリア周波数の設定完了に要する期間に対応する所定の制御周期を有する。モータ回転数検出部は、制御周期で規定された制御タイミングごとに回転数を検出する。周波数設定部は、隣接する制御タイミング間の回転数検出値の変化率を演算する変化率演算部と、演算された変化率と現在の制御タイミングにおける回転数検出値とに基づいて、次回の制御タイミングにおいて検出され得る回転数の推定値を算出するモータ回転数推定部と、回転数推定値に基づいて、次回の制御タイミングにおけるキャリア周波数を切換える周波数切換え部とを含む。周波数切換え部は、回転数推定値が所定のしきい値以上となることに応じて、次回の制御タイミングにおいて前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数に設定する。

上記のモータ駆動装置によれば、キャリア周波数の設定完了時点における回転数の推定値を求めることにより、急峻な回転数変動を予測することができる。したがって、回転数の変動に関わらず、安定したモータ制御を保つことができる。

好ましくは、モータ回転数検出部は、所定の制御周期で規定された制御タイミングごとに回転数を検出する。周波数設定部は、現在の制御タイミングにおける回転検出値が所定のしきい値以上となることに応じて、次回の制御タイミングにおいてキャリア周波数を第１のキャリア周波数に設定する。

上記のモータ駆動装置によれば、回転数検出値から直接的に急峻な回転数変動を判定することから、回転数の変化率や推定値などの演算処理を伴なわずにより短い制御周期でキャリア周波数を切換えることができる。

この発明によれば、モータ回転数の検出値のみならず、その上昇率に基づいてキャリア周波数を設定することから、急峻な回転数変動においても安定したモータ制御を保つことができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。
図１を参照して、モータ駆動装置１００は、バッテリＢと、電圧センサ１０，１３と、電流センサ２４と、コンデンサＣ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、レゾルバ３０と、制御装置４０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の一方端はバッテリＢの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。

ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８からなる。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

なお、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４にそれぞれ含まれるスイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ８に限定されず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ等の他のパワー素子で構成しても良い。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、バッテリＢから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置４０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、バッテリＢから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置４０から信号ＰＷＭＣを受けると、信号ＰＷＭＣによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置４０から信号ＰＷＭＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧してバッテリＢへ供給する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から出力された直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。

電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４の入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した電圧Ｖｍを制御装置４０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置４０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置４０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを検出し、その検出したモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを制御装置４０へ出力する。なお、図１においては、電流センサ２４は、２個しか示されていない。これは、交流モータＭ１が３相モータの場合、２つの相に流れるモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを検出すれば、その検出されたモータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいて残りの相に流れるモータ電流Ｉｕを演算できるからである。したがって、３相の各々に流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを独自に検出する場合、３個の電流センサ２４を設けてもよい。

レゾルバ３０は、交流モータＭ１の回転軸に取り付けられており、交流モータＭ１の回転子の回転角度θを検出して制御装置４０へ出力する。

制御装置４０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electric Control Unit）からトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受け、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電流センサ２４からモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを受け、レゾルバ３０から回転角度θを受ける。制御装置４０は、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗおよび回転角度θに基づいて、後述する方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

また、制御装置４０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置４０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＩによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置４０は、回生制動時、直流電圧Ｖｂ，出力電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されてバッテリＢに供給される。

図２は、図１における制御装置４０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置４０は、インバータ制御回路４０１と、コンバータ制御回路４０２とを含む。

インバータ制御回路４０１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法によりインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

また、インバータ制御回路４０１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＩを生成してインバータ１４へ出力する。

コンバータ制御回路４０２は、トルク指令値ＴＲ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

また、コンバータ制御回路４０２は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよび回転角度θに基づいて、インバータ１４からの直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＣにより電圧を降圧させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。

図３は、図２におけるインバータ制御回路４０１の機能ブロック図である。
図３を参照して、インバータ制御回路４０１は、電流指令変換部４１０と、減算器４１２，４１４と、ＰＩ制御部４１６，４１８と、２相／３相変換部４２０と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成部４２２と、３相／２相変換部４２４と、キャリア周波数設定部４２６とを含む。

３相／２相変換部４２４は、２個の電流センサ２４，２４からモータ電流Ｉｖ，Ｉｗを受ける、そして、３相／２相変換部４２４は、モータ電流Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ電流Ｉｕ＝−Ｉｖ−Ｉｗを演算する。

さらに、３相／２相変換部４２４は、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをレゾルバ３０かららの回転角度θを用いて三相二相変換する。つまり、３相／２相変換部４２４は、交流モータＭ１の３相コイルの各相に流れる３相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、回転角度θを用いてｄ軸およびｑ軸に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換する。そして、３相／２相変換部４２４は、演算した電流値Ｉｄを減算器４１２へ出力し、演算した電流値Ｉｑを減算器４１４へ出力する。

電流指令変換部４１０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲを、トルク指令値ＴＲによって指定された要求トルクを出力するための電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換し、その変換した電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を減算器４１２，４１４へそれぞれ出力する。

減算器４１２は、電流指令変換部４１０から電流指令Ｉｄ＊を受け、３相／２相変換部４２４から電流値Ｉｄを受ける。そして、減算器４１２は、電流指令Ｉｄ＊と電流値Ｉｄとの偏差（＝Ｉｄ＊−Ｉｄ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部４１６へ出力する。また、減算器４１４は、電流指令変換部４１０から電流指令Ｉｑ＊を受け、３相／２相変換部４２４から電流値Ｉｑを受ける。そして、減算器４１４は、電流指令Ｉｑ＊と電流値Ｉｑとの偏差（＝Ｉｑ＊−Ｉｑ）を演算し、その演算した偏差をＰＩ制御部４１８へ出力する。

ＰＩ制御部４１６，４１８は、それぞれ、偏差Ｉｄ＊−Ｉｄ，Ｉｑ＊−Ｉｑに対してＰＩ（比例・積分）ゲインを用いてモータ電流調整用の電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算し、その演算した電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを２相／３相変換部４２０へ出力する。

２相／３相変換部４２０は、ＰＩ制御部４１６，４１８からの電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑをレゾルバ３０からの回転角度θを用いて二相三相変換する。つまり、２相／３相変換部４２０は、ｄ軸およびｑ軸に印加する電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを、回転角度θを用いて交流モータＭ１の３相コイルに印加する電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。そして、２相／３相変換部４２０は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ生成部４２２へ出力する。

ＰＷＭ生成部４２２は、電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、電圧センサ１３からの電圧Ｖｍとに基づいて信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。

以上のように、インバータ制御回路４０１は、交流モータＭ１の要求トルク（トルク指令値ＴＲに相当）を、交流モータＭ１のｄ軸成分とｑ軸成分との電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に変換し、実際の電流値Ｉｄ，Ｉｑがこれらの電流指令と一致するようにＰＩ制御によってフィードバックをかける、いわゆる電流制御を採用する。

ここで、モータの電流制御として周知のＰＷＭ制御においては、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩは、搬送波信号である三角波信号と２相／３相変換部４２０から受けた電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとが比較され、その比較結果に基づいて生成される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、生成された信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃに基づいてオン／オフの切換えが制御される。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチング周波数は、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃに等しい。したがって、キャリア周波数ｆｃを低減することは、スイッチング周波数の低減に繋がり、ひいてはＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチング損失を低減させることとなる。これは、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８における発熱の低減に有効である。

したがって、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置は、上述した従来のモータ駆動装置と同様に、交流モータＭ１の回転数が低下し、交流モータＭ１が外力によりロックされていると判定されると、信号ＰＷＭＩのキャリア周波数ｆｃを低減させることにより、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８の保護を実現する。

具体的には、図３におけるキャリア周波数設定部４２６は、モータ回転数に応じて２種類のキャリア周波数ｆｃのうちのいずれかを設定する。２種類のキャリア周波数ｆｃは、一方が通常運転時のキャリア周波数（以下、通常周波数とも称する）ｆｃ＿Ｈであり、他方がインバータ保護のためのキャリア周波数（以下、保護周波数とも称する）ｆｃ＿Ｌである。通常周波数ｆｃ＿Ｈは、交流モータＭ１およびインバータ１４の効率（＝（交流モータＭ１の軸出力）／（バッテリＢからインバータ１４への入力））が良好となる周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に設定される。一方、インバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌは、通常周波数ｆｃ＿Ｈよりも低い周波数であって、たとえば１．２５ｋＨｚに設定される。

そして、キャリア周波数設定部４２６は、図４に示す交流モータＭ１の出力特性において、モータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍを下回る領域（図中の領域ＲＧ１に相当）にあるとき、交流モータＭ１がロックされていると判定し、キャリア周波数ｆｃを通常周波数ｆｃ＿Ｈからインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌに切換えて設定する。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８におけるスイッチング損失が低減されて熱破壊が防止される。

やがて、モータ回転数が再び所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上となり、交流モータＭ１がロック状態から脱したと判定されると、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから元の通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換えて設定する。

このとき、車両の運転状態によっては、駆動輪が外力によってロックされた状態からスリップする場合が発生し得る。交流モータＭ１においては、モータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍよりも低い回転数から所定値Ｒ＿ｌｉｍを大きく超える回転数に急峻に変動することになる。

しかしながら、上述したようにモータ回転数の検出値が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上となったことに応じてキャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに増加させる方法では、モータ回転数の急峻な変動にキャリア周波数ｆｃを追従することができない。そのため、交流モータＭ１の駆動制御が破綻するという問題が起きてしまう。

図５は、交流モータＭ１の駆動制御の安定性を説明するための模式図である。
図５（ａ）を参照して、ＰＷＭ制御では、所定の周波数の電圧操作量（図５では、ｕ相の電圧操作量Ｖｕ１のみを例示する）と、所定のキャリア周波数ｆｃの三角波信号ｅｃとを比較して、インバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のオン／オフする信号ＰＷＭＩが生成される。なお、電圧操作量Ｖｕ１の周波数は、交流モータＭ１のモータ回転数に比例しており、モータ回転数が高くなるに従って増加する。そして、その生成された信号ＰＷＭＩに基づいてインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように、交流モータＭ１の各相に流す電流（モータ駆動電流）を制御する。

このとき、電圧操作量Ｖｕ１を図５（ａ）のように正弦波状に変化させることによって、その周波数が電圧操作量Ｖｕ１の周波数に略一致した正弦波状のｕ相のモータ駆動電流Ｉｕ１が得られる。このようにして、各相のモータ駆動電流が制御され、交流モータＭ１からはトルク指令値ＴＲに応じたトルクが出力される
ここで、図５（ｂ）を参照して、モータ回転数が倍増したことによって電圧操作量Ｖｕ１が、その周波数が略２倍に増加した電圧操作量Ｖｕ２に変化した場合を考える。なお、三角波信号ｅｃのキャリア周波数ｆｃは、図５（ａ）におけるキャリア周波数と同じとする。

この場合、電圧操作量Ｖｕ２と三角波信号ｅｃとを比較して得られる信号ＰＷＭＩを用いて制御されたモータ駆動電流Ｉｕ２は、図５（ｂ）に示すように、正弦波から大きく変動した出力波形となる。もしくは、図示は省略するが、モータ駆動電流Ｉｕ２が正弦波から大きく外れて過電流となる可能性も存在する。このようにモータ駆動電流Ｉｕ２の制御が不安定となることによって、交流モータＭ１から出力されるトルクにおいても、トルク指令値ＴＲに対する変動が生じる。その結果、車両のドライバビリティを著しく低下させることになる。

すなわち、モータの駆動制御において、キャリア周波数ｆｃとモータ回転数との間には、あるキャリア周波数のＰＷＭ信号に対して制御の安定性が確保され得る上限回転数が存在するため、モータ回転数がこの上限回転数を超えると、制御破綻が生じることとなる。なお、図４のモータ出力特性においては、所定値Ｒ＿ｌｉｍが、キャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌに設定したときの上限回転数に相当する。したがって、交流モータＭ１の駆動制御の安定性を保つためには、モータ回転数がインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌにおける上限回転数である所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えて急上昇したときにおいても、これに追従してキャリア周波数ｆｃを直ちに増加させることが要求される。

そこで、本実施の形態によるモータ駆動装置は、キャリア周波数設定部４２６において、モータ回転数の検出値のみならず、モータ回転数の上昇率をも考慮してキャリア周波数ｆｃを設定することを特徴的な構成とする。

すなわち、図４のモータ出力特性において、現時点にて検出されたモータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍを下回る場合であっても、モータ回転数の上昇率が相対的に高ければ、すなわち、モータ回転数が急上昇すると判定されれば、非常に短い期間内にモータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えることが高い可能性で予測される。そこで、キャリア周波数設定部４２６は、この予測を基に、現時点において先行してキャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換える構成とする。これによれば、モータ回転数が実際に所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えた時点では、キャリア周波数ｆｃが既に通常運転時の制御安定性が確保される周波数に設定されているため、制御破綻に陥ることがない。その結果、交流モータＭ１の安定した駆動制御が保持される。

以下に、本実施の形態のモータ駆動装置における具体的なキャリア周波数の設定方法について説明する。

図６は、キャリア周波数設定部４２６にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の一例を説明するための模式図である。

図６を参照して、キャリア周波数設定部４２６は、所定の制御タイミングごとにモータ回転数Ｒ（ｔｎ）を演算し、その演算されたモータ回転数Ｒ（ｔｎ）について制御タイミング間の変化率を算出する。そして、その算出した変化率に基づいてモータ回転数の上昇率が相対的に高いか否か、すなわち、モータ回転数が急峻に上昇するか否かを判定する。

なお、制御タイミングｔｎ−２，ｔｎ−１，ｔｎ，・・・は、所定の制御周期Ｔによってそのタイミングが規定される。制御周期Ｔは、現在の制御タイミングｔｎを起点とし、ＰＷＭ生成部４２２において、実際に三角波信号ｅｃのキャリア周波数ｆｃの設定が完了するまでに要する期間に設定されている。

詳細には、キャリア周波数設定部４２６は、レゾルバ３０から回転角度θを受けると、所定の制御タイミングｔｎごとに、回転角度θの検出値を次式に代入してモータ回転数Ｒ（ｔｎ）を演算する。
Ｒ（ｔｎ）＝｛（θｎ−θｎ−１）／（ｔｎ−ｔｎ−１）｝・Ｋ （１）
ただし、θｎ：現在の制御タイミングｔｎにおける回転角度，θｎ−１：前回の制御タイミングｔｎ−１における回転角度，Ｒ（ｔｎ）：現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数，Ｋ：回転角度からモータ回転数への変換係数である。

次に、キャリア周波数設定部４２６は、前回の制御タイミングｔｎ−１におけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ−１）と現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）とを次式に代入して、隣接する制御タイミング間のモータ回転数Ｒ（ｔｎ）の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔを算出する。なお、算出されたモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔは、図６に示すモータ回転数の時間的変化において、隣接する制御タイミングｔｎ−１，ｔｎ間の傾きに相当する。
ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔ＝｛Ｒ（ｔｎ）−Ｒ（ｔｎ−１）｝／（ｔｎ−ｔｎ−１） （２）
そして、キャリア周波数設定部４２６は、算出されたモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔが所定のしきい値を上回るとき、モータ回転数の上昇率が相対的に高い、すなわちモータ回転数が急上昇すると判定する。図６においては、モータ回転数は現在の制御タイミングｔｎから短い期間内に所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えることが予測される。したがって、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを現状のインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換えて設定する。設定されたキャリア周波数ｆｃ（＝ｆｃ＿Ｈ）は、ＰＷＭ生成部４２２へ出力される。

これによれば、モータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えたタイミングにおいては、キャリア周波数ｆｃが通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定されているため、図５（ｂ）で述べたような交流モータＭ１の制御破綻が回避される。その結果、交流モータＭ１は、モータ回転数の急峻な変動に関わらず、安定した制御が確保される。

図７は、キャリア周波数設定部４２６にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の一例を説明するためのフローチャートである。

図７を参照して、キャリア周波数設定部４２６は、レゾルバ３０から回転角度θが入力されると（ステップＳ０１）、上記式（１）を用いて現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）を算出する（ステップＳ０２）。

続いて、キャリア周波数設定部４２６は、上記式（２）に従い、隣接する制御タイミング間のモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔを算出する（ステップＳ０３）。そして、キャリア周波数設定部４２６は、算出されたモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔが所定のしきい値Ｒ＿ｓｔｄを上回るか否かを判定する（ステップＳ０４）。

このとき、モータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔがしきい値Ｒ＿ｓｔｄを上回ると判定されたことに応じて、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを直ちに通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定する（ステップＳ０５）。

一方、ステップＳ０４においてモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔがしきい値Ｒ＿ｓｔｄ以下であると判定されたときには、キャリア周波数設定部４２６は、さらに、現在の制御タイミングにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍより低いか否かを判定する（ステップＳ０６）。そして、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍより低いと判定されたとき、キャリア周波数設定部４２６は、交流モータＭ１がロック状態にあると判断し、キャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌに設定する（ステップＳ０７）。これに対して、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上であると判定されたときには、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定する（ステップＳ０５）。

ステップＳ０５，Ｓ０７にて設定されたキャリア周波数ｆｃは、ＰＷＭ生成部４２２へ出力される。ＰＷＭ生成部４２２は、設定されたキャリア周波数ｆｃの信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する（ステップＳ０８）。

以上のように、モータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔが所定のしきい値Ｒ＿ｓｔｄを超える場合には、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）によらず、直ちにキャリア周波数ｆｃを相対的に高い通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定することにより、交流モータＭ１の制御安定性が確保される上限回転数を上げることができる。そのため、モータ回転数の急峻な変動にも対応することができ、制御破綻を未然に防止することができる。

なお、図６および図７では、隣接する制御タイミングｔｎ−１，ｔｎ間のモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する構成としたが、数回前の制御タイミング（たとえばｔｎ−４）と現在の制御タイミングｔｎとの間のモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する構成としても同様の効果を得ることができる。

［変更例１］
図８は、キャリア周波数設定部４２６にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するための模式図である。

図８を参照して、キャリア周波数設定部４２６は、上述した方法に従って制御タイミング間のモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔを演算すると、その演算されたモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔを用いて、次回の制御タイミングｔｎ＋１におけるモータ回転数の推定値（以下、推定モータ回転数とも称する）Ｒ（ｔｎ＋１）を算出する。そして、キャリア周波数設定部４２６は、その算出した推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）に基づいてモータ回転数の上昇率が相対的に高いか否か、すなわち、モータ回転数が急峻に上昇するか否かを判定する。

詳細には、キャリア周波数設定部４２６は、レゾルバ３０から回転角度θを受けると、回転角度θに基づいて現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）を演算する。そして、演算されたモータ回転数Ｒ（ｔｎ）に基づいて隣接する制御タイミング間のモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔを算出する。これらの演算は、図６にて説明したのと同様の手順で行なわれる。

さらに、キャリア周波数設定部４２６は、演算されたモータ回転数Ｒ（ｔｎ）とモータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔとを用いて、次回の制御タイミングｔｎ＋１における推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）を算出する。
Ｒ（ｔｎ＋１）＝ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔ×Ｔ＋Ｒ（ｔｎ）
＝［｛Ｒ（ｔｎ）−Ｒ（ｔｎ−１）｝／Ｔ］×Ｔ＋Ｒ（ｔｎ）
＝２Ｒ（ｔｎ）−Ｒ（ｔｎ−１） （３）
ただし、Ｔ：制御周期、すなわち（ｔｎ−ｔｎ−１）である。

すなわち、式（３）によれば、現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）と前回の制御タイミングにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ−１）とから、次回の制御タイミングｔｎ＋１における推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が得られる。

そして、キャリア周波数設定部４２６は、その算出された推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍを越えたことに応じて、モータ回転数の上昇率が相対的に高い、すなわちモータ回転数が急峻に上昇すると判定する。図８の場合では、現在の制御タイミングｔｎでは、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）がインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌにおける上限回転数である所定値Ｒ＿ｌｉｍを下回っており、制御安定性が得られているが、次回の制御タイミングｔｎ＋１では、モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えることが予測される。したがって、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを現状のインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換えて設定する。設定されたキャリア周波数ｆｃ（＝ｆｃ＿Ｈ）は、ＰＷＭ生成部４２２へ出力される。

これによれば、次回の制御タイミングｔｎ＋１ではキャリア周波数ｆｃが通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定されているため、モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が予測通り所定値Ｒ＿ｌｉｍを越えた場合であっても、図５（ｂ）で述べたような交流モータＭ１の制御破綻が回避される。その結果、交流モータＭ１は、モータ回転数の急峻な変動に関わらず、安定した制御が確保される。

図９は、キャリア周波数設定部４２６にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するためのフローチャートである。なお、図９のフローチャートは、図７のフローチャートにおけるステップＳ０３，Ｓ０４を、ステップＳ０３０，Ｓ０４０に変更したものである。したがって、重複するステップについての詳細な説明は繰り返さない。

図９を参照して、キャリア周波数設定部４２６は、ステップＳ０２で得られた現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）と、前回の制御タイミングｔｎ−１におけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ−１）とを式（３）に代入して、次回の制御タイミングｔｎ＋１における推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）を算出する（ステップＳ０３０）。

そして、キャリア周波数設定部４２６は、推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上であるか否かを判定する（ステップＳ０４０）。

このとき、推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上であると判定されたことに応じて、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを直ちに通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定する（ステップＳ０５）。

一方、ステップＳ０４０において推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍよりも低いと判定されたときには、キャリア周波数設定部４２６は、さらに、現在の制御タイミングにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍより低いか否かを判定する（ステップＳ０６）。そして、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍより低いと判定されたとき、キャリア周波数設定部４２６は、交流モータＭ１がロック状態にあると判断し、キャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌに設定する（ステップＳ０７）。これに対して、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上であると判定されたときには、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定する（ステップＳ０５）。

以上のように、推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上となる場合には、直ちにキャリア周波数ｆｃを相対的に高い通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定することにより、交流モータＭ１の制御安定性が確保される上限回転数を上げることができる。そのため、モータ回転数の急峻な変動にも対応することができ、制御破綻を未然に防止することができる。

［変更例２］
上述した２つの例では、モータ回転数の変化率ｄＲ（ｔｎ）／ｄｔ、または推定モータ回転数Ｒ（ｔｎ＋１）を演算し、その演算結果に基づいてモータ回転数の急峻な変動を予測する構成とした。これによれば、モータ回転数が所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えるのに先立ってキャリア周波数ｆｃがインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換えられるため、モータ回転数がインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌにおける上限回転数を超えることによって起こり得る交流モータＭ１の制御破綻を未然に防止することができる。

さらに、本変更例に示すように、回転角度θから演算されたモータ回転数の瞬時値から、直接的にキャリア周波数ｆｃを設定する構成とすることによっても、モータ回転数の急峻な変動に対応することができる。

すなわち、本変更例によるキャリア周波数設定部４２６は、現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍを超えたことに応じて、直ちにキャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌから通常周波数ｆｃ＿Ｈに切換える構成とする。

これによれば、キャリア周波数設定部４２６は、演算に要する負荷が上記の２つの例に対して軽減される分、キャリア周波数ｆｃの設定完了までに要する制御周期Ｔをより短くすることが可能となる。したがって、本変更例によれば、上記の２つの例に対して、モータ回転数の急峻な変動を予測する手段は伴なわないものの、より早いタイミングでキャリア周波数ｆｃの切換えを行なうことができる。その結果、キャリア周波数の急峻な変動にも対応することが可能となる。

図１０は、キャリア周波数設定部４２６にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するためのフローチャートである。なお、図１０のフローチャートは、図７のフローチャートのステップＳ０３，Ｓ０４，Ｓ０６を、ステップＳ０４１に変更したものである。したがって、重複するステップについての詳細な説明は省略する。

図１０を参照して、キャリア周波数設定部４２６は、ステップＳ０２で得られた現在の制御タイミングｔｎにおけるモータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上となるか否かを判定する（ステップＳ０４１）。このとき、モータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍ以上となると判定されたことに応じて、キャリア周波数設定部４２６は、キャリア周波数ｆｃを直ちに通常周波数ｆｃ＿Ｈに設定する（ステップＳ０５）。

一方、ステップＳ０４１においてモータ回転数Ｒ（ｔｎ）が所定値Ｒ＿ｌｉｍを下回ると判定されたときには、キャリア周波数設定部４２６は、交流モータＭ１がロック状態にあると判断し、キャリア周波数ｆｃをインバータ保護周波数ｆｃ＿Ｌに設定する（ステップＳ０７）。

以上のように、この発明の実施の形態によれば、モータ回転数の検出値のみならず、モータ回転数の上昇率が高いことに応じてキャリア周波数を切換える構成とすることから、モータ回転数が急峻に変動して現在のキャリア周波数における上限回転数を超えた時点では、上限回転数も追従して上昇している。そのため、交流モータの制御破綻を未然に防止することができる。結果として、交流モータの駆動制御の安定性が確保される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、車両に搭載されたモータ駆動装置に適用することができる。

この発明の実施の形態による二次電池の制御装置を備えるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１における制御装置の機能ブロック図である。 図２におけるインバータ制御回路の機能ブロック図である。 交流モータの出力特性とキャリア周波数との関係を示す図である。 交流モータＭ１の駆動制御の安定性を説明するための模式図である。 キャリア周波数設定部にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の一例を説明するための模式図である。 キャリア周波数設定部にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の一例を説明するためのフローチャートである。 キャリア周波数設定部にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するための模式図である。 キャリア周波数設定部にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するためのフローチャートである。 キャリア周波数設定部にて実行されるキャリア周波数ｆｃの設定方法の他の例を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、３０ レゾルバ、４０ 制御装置、４０１ インバータ制御回路、４０２ コンバータ制御回路、４１０ 電流指令変換部、４１２，４１４ 減算器、４１６，４１８ ＰＩ制御部、４２０ ２相／３相変換部、４２２ ＰＷＭ生成部、４２４ ３相／２相変換部、４２６ キャリア周波数設定部、Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｂ バッテリ、Ｍ１ 交流モータ。

Claims (6)

1. 電源と、
   複数のスイッチング素子のスイッチング動作により前記電源とモータとの間で電力変換を行なう駆動回路と、
   所定のキャリア周波数を有する信号を用いて各前記複数のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記モータの回転数を検出するモータ回転数検出部と、
   前記回転数の検出値と前記回転数検出値の上昇率とに基づいて前記キャリア周波数を設定する周波数設定部とを含む、モータ駆動装置。
2. 前記周波数設定部は、前記上昇率が所定値を上回るとき、前記キャリア周波数を相対的に高い第１の周波数に設定する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記周波数設定部は、前記上昇率が前記所定値以下のときであって、かつ前記回転数検出値が所定のしきい値よりも低いとき、前記キャリア周波数を前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に設定する、請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記モータ回転数検出部は、所定の制御タイミングごとに前記回転数を検出し、
   前記周波数設定部は、
   前記制御タイミング間の前記回転数検出値の変化率を演算する変化率演算部と、
   演算された前記変化率に基づいて前記キャリア周波数を変更する周波数切換え部とを含み、
   前記周波数切換え部は、演算された前記変化率が前記所定値を上回ることに応じて、前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数に設定する、請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記制御装置は、前記キャリア周波数の設定完了に要する期間に対応する所定の制御周期を有し、
   前記モータ回転数検出部は、前記制御周期で規定された制御タイミングごとに前記回転数を検出し、
   前記周波数設定部は、
   隣接する前記制御タイミング間の前記回転数検出値の変化率を演算する変化率演算部と、
   演算された前記変化率と現在の前記制御タイミングにおける前記回転数検出値とに基づいて、次回の前記制御タイミングにおいて検出され得る前記回転数の推定値を算出するモータ回転数推定部と、
   前記回転数推定値に基づいて、前記次回の制御タイミングにおけるキャリア周波数を切換える周波数切換え部とを含み、
   前記周波数切換え部は、前記回転数推定値が前記所定のしきい値以上となることに応じて、前記次回の制御タイミングにおいて前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数に設定する、請求項３に記載のモータ駆動装置。
6. 前記モータ回転数検出部は、所定の制御周期で規定された制御タイミングごとに前記回転数を検出し、
   前記周波数設定部は、現在の前記制御タイミングにおける前記回転検出値が前記所定のしきい値以上となることに応じて、次回の前記制御タイミングにおいて前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数に設定する、請求項３に記載のモータ駆動装置。

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