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JP4618339B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、直流電圧を変換するスイッチング・レギュレータ方式のDC−DCコンバータに関し、例えばPWM(パルス幅変調)制御モードとPFM(パルス周波数変調)制御モードとを備え負荷に流れる電流が少なくなった場合にPFM駆動を行なうDC−DCコンバータに適用して有効な技術に関する。
入力直流電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する回路としてスイッチング・レギュレータ方式のDC−DCコンバータがある。かかるDC−DCコンバータには、電池などの直流電源から供給される直流電圧をインダクタ(コイル)に印加して電流を流しコイルにエネルギーを蓄積させる駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子がオフされているエネルギー放出期間にコイルの電流を整流する整流素子と、上記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する制御回路を備えたDC−DCコンバータがある。
かかるスイッチング・レギュレータ方式DC−DCコンバータにおいては、出力電圧を誤差アンプで検出してPWM(パルス幅変調)コンパレータまたはPFM(パルス周波数変調)コンパレータにフィードバックして、出力電圧が下がるとスイッチング素子のオン時間を長くし、出力電圧が上がるとスイッチング素子のオン時間を短くする制御が一般に行われている。
さらに、PWM制御では、駆動パルスの周期(周波数)を一定にして負荷に応じてパルス幅を変化させるが、負荷が非常に軽くなった場合にも回路の特性から決まる最小パルス幅のパルスが出力される。また、負荷の変動幅が非常に大きい場合には、最小パルス幅のパルスで駆動しても出力電流が多すぎる場合が生じることがある。そこで、PWMコンパレータとPFMコンパレータとを設け、通常はPWM制御を行い、負荷に流れる電流が少なくなった場合すなわち軽負荷時にはパルス幅が一定の固定パルスで駆動し周期を負荷に応じて変化させるPFM制御へ移行するようにしたDC−DCコンバータもある。このようなDC/DCコンバータに関する発明としては、例えば特許文献1や特許文献2に記載されているものがある。
特開2006−149067号公報 特開2003−219637号公報
携帯電話機のような携帯電子機器においては、上記のようなPWM制御とPFM制御を切り替えて行うDC−DCコンバータを電源装置として適用した場合、本体部と表示部を折り畳んだ待機状態では消費電力が非常に少ないためPFM制御で動作する。この状態から表示部を開いた場合、表示部の点灯等により消費電力が多少増加するものの急に大きく消費電力が増加するものではない。しかし、続いて操作が行われて消費電力が増加する可能性が高い。そこで、機器としては、そのような操作に速やかに対応できるようにするため、電源装置をPFM制御モードからPWM制御モードへ予め移行しておくのが望ましい。
しかしながら、PFM制御ではパルスの周期はPWM制御よりも長いがパルスの幅はPWM制御よりも広いため、出力電圧を検出する誤差アンプの出力が大きく変動する。そのため、上記のようなPFM制御からPWMへの切替えを行なった場合、切替えのタイミングによっては出力電圧が大きく落ち込んでしまうおそれがあることが分かった。
具体的には、例えば図4に示すように、PFM制御での駆動パルスが出力されてから比較的早いタイミングt1でPFMからPWMへの切替えが行なわれると、誤差アンプの出力Verrorが充分に上昇していないため、PWMコンパレータに入力される波形信号(三角波)RAMPが、誤差アンプの出力レベルに到達もしくは出力と交差するタイミングで、PWM制御パルスを立ち下げる制御では、PWM制御パルスがPFM制御パルスよりもかなり狭くなることがある。そのため、出力側の平滑コンデンサに充分な電荷を供給することができず、図4に符号Aで示すように出力電圧Voutが大きく落ち込んでしまい、出力電圧Voutの変動が大きくなるというものである。
本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、PWM制御モードとPFM制御モードとを有し軽負荷時にPFM制御モードで駆動パルスを生成するようにしたDC−DCコンバータにおいて、PFM制御からPWM制御への切替えの際に出力電圧が大きく落ち込むのを回避できる制御技術を提供することにある。
本発明は、上記目的を達成するため、電圧変換用のインダクタと、
直流電源から供給される直流入力電圧を前記インダクタに印加して電流を流しインダクタにエネルギーを蓄積させる駆動用スイッチング素子と、
該駆動用スイッチング素子がオフされているエネルギー放出期間にインダクタの電流を整流する整流素子と、
出力電圧に応じた電圧を出力する誤差アンプと、該誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号とを比較するPWMコンパレータおよび前記誤差アンプの出力と所定の参照電圧とを比較するPFMコンパレータとを有し、前記PWMコンパレータおよびPFMコンパレータの出力に基づいて前記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する信号を生成するスイッチング制御回路と、
を備え、負荷が所定値よりも大きい場合には前記PWMコンパレータの出力に応じてPWM制御を行い、負荷が所定値よりも小さい場合には前記PFMコンパレータの出力に応じてPFM制御を行うDC−DCコンバータであって、
前記スイッチング制御回路は、PFM制御時には前記誤差アンプの出力が所定の電圧以下とならないようにクランプするクランプ回路を有し、該クランプ回路により前記誤差アンプの出力がクランプされると該誤差アンプの出力と前記波形信号とを比較する前記PWMコンパレータから出力されるPWMパルスが所定のパルス幅以下とならないよう規制するようにした。
上記のような構成を有するDC−DCコンバータによれば、PFM制御からPWM制御に切り替える際にPWM制御パルスが狭くなって、出力電圧が大きく落ち込んで出力電圧の変動が大きくなるのを回避することができるようになる。
ここで、望ましくは、前記PWMコンパレータの出力または前記PFMコンパレータの出力の一方を選択的に伝達する切替え回路を備え、該切替え回路を切り替える制御信号によって前記PFM制御が実行されている間だけ前記クランプ回路が動作するようにする。
これにより、クランプ回路の動作を制御する制御信号を生成する回路またはそのような制御信号を外部から入力するための外部端子を不要にすることができる。
前記クランプ回路は、前記誤差アンプの出力端子と電源電圧端子との間に接続されたトランジスタと、前記誤差アンプの出力電圧と所定の参照電圧とを入力とする差動増幅回路とを備え、前記差動増幅回路の出力によって前記トランジスタを制御して前記誤差アンプの出力を所定の電位にクランプするように構成するとよい。これにより、差動増幅回路の動作電流を遮断することで容易にクランプ回路の動作を停止させることができる。また、クランプ回路の動作を停止させることで消費電力を低減させることができる。
本発明に従うと、PWM制御モードとPFM制御モードとを有し軽負荷時にPFM制御モードで駆動パルスを生成するようにしたDC−DCコンバータにおいて、PFM制御からPWM制御への切替えの際に出力電圧が大きく落ち込むのを回避できるという効果がある。
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明を適用したスイッチング・レギュレータ方式のDC−DCコンバータの一実施形態を示す。
この実施形態のDC−DCコンバータは、インダクタとしてのコイルL1、直流入力電圧Vinが印加される電圧入力端子INと上記コイルL1の一方の端子との間に接続されコイルL1に電流を流すPチャネルMOSFET(絶縁ゲート型電界効果トランジスタ)からなるスイッチング素子としての駆動用トランジスタSW1、NチャネルMOSFETからなる整流用トランジスタSW2、これらのスイッチングトランジスタSW1,SW2をオン、オフ制御するスイッチング制御回路20、上記コイルL1の他方の端子と接地点との間に接続された平滑用コンデンサC1を備える。
特に限定されるものではないが、DC−DCコンバータを構成する素子のうち、コイルL1および平滑用コンデンサC1以外の素子は半導体チップ上に形成され、制御回路20およびスイッチングトランジスタSW1,SW2は半導体集積回路(IC)として構成され、コイルL1およびコンデンサC1はこのICに設けられている外部端子に外付け素子として接続されるようになっている。
この実施形態のDC−DCコンバータにおいては、トランジスタSW1とSW2を相補的にオン、オフさせるような駆動パルスがスイッチング制御回路20により生成されるようになっており、定常状態では、駆動用トランジスタSW1がオンされるとコイルL1に直流入力電圧Vinが印加されて出力端子へ向かう電流が流されて平滑用コンデンサC1が充電され、駆動用トランジスタSW1がオフされると代わって整流用トランジスタSW2がオンされ、このオンされたトランジスタSW2を通してコイルL1に電流が流される。そして、SW1の制御端子(ゲート端子)に入力される駆動パルスのパルス幅が出力電圧と駆動用トランジスタSW1の電流に応じて制御されることで、直流入力電圧Vinを降圧した直流出力電圧Voutが発生される。
スイッチング制御回路20は、電圧フィードバック端子FBと接地点との間に直列に接続され抵抗比で出力電圧Voutを分圧するブリーダ抵抗R1,R2と、このブリーダ抵抗R1,R2で分圧された電圧と参照電圧Vref1とを比較して電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ21と、該誤差アンプ21の出力が反転入力端子に入力されるPWMコンパレータ22およびPFMコンパレータ23と、鋸歯状の波形信号RAMPを生成する波形生成回路24とを有する。
また、スイッチング制御回路20は、PWMコンパレータ22またはPFMコンパレータ23の出力を選択する切替えスイッチ25と、発振回路を備え1MHzのような周波数のクロックパルスφcを生成し出力するクロック生成回路26と、該クロックパルスφcによってセット動作されるRSフリップフロップFF1と、該フリップフロップFF1の出力に応じて上記スイッチングトランジスタSW1,SW2をオン、オフ制御するための信号を生成するロジック回路27と、ロジック回路27の出力に基づいてスイッチングトランジスタSW1,SW2をオン、オフ駆動する信号を生成するドライバ28a,28bとを有する。
この実施形態では、上記切替えスイッチ25によって選択されたPWMコンパレータ22またはPFMコンパレータ23の出力が、RSフリップフロップFF1に入力されるように構成されている。
上記PWMコンパレータ22の非反転入力端子には、波形生成回路24で生成された鋸歯状の波形信号RAMPが入力され、波形信号RAMPが誤差アンプ21の出力レベルに達するとPWMコンパレータ22の出力Ppwmがハイレベルに変化する。また、PFMコンパレータ23の非反転入力端子には、参照電圧Vref2が印加され、この参照電圧Vref2よりも誤差アンプ21の出力Verrorが高くなると、PFMコンパレータ23の出力がハイレベルに変化するように構成されている。PFMコンパレータ23の出力部に、誤差アンプ21の出力Verrorが参照電圧Vref2よりも高くなると、所定のパルス幅のPFMパルスPpfmを出力するワンショットパルス生成回路を設けるように構成しても良い。
上記切替えスイッチ25は外部から入力される切替え制御信号CNTによって切り替えられ、PWM制御モードではPWMコンパレータ22の出力Ppwmが切替えスイッチ25を介してRSフリップフロップFF1に供給されこれをリセットする。また、PFM制御モードではPFMコンパレータ23の出力Ppfmが切替えスイッチ25を介してRSフリップフロップFF1に供給される。このとき、フリップフロップFF1はPpfmをスルーさせてそのままロジック回路27に伝達する。あるいは、切替えスイッチ25の代わりに、PpwmをフリップフロップFF1に伝達するゲートとPpfmをロジック回路27に伝達するゲートを設け、これらの伝達ゲートを相補的すなわち一方が伝達のとき他方は遮断になるよう、制御するように構成しても良い。
上記ロジック回路27は、スイッチングトランジスタSW1,SW2を相補的にオンさせる駆動信号S1,S2を生成するとともに、SW1とSW2が同時にオン状態になって貫通電流が流れるのを防止すべく、SW1の駆動信号S1のロウレベルの期間とSW2の駆動信号S2のハイレベルの期間とが重ならないようにS1,S2を生成する機能を有する。
本実施形態のスイッチング制御回路20には、誤差アンプ21の出力があまり下がり過ぎないように、PFMコンパレータ23のしきい値(Vref2)よりもΔVだけ低い電圧にクランプするクランプ回路29が設けられており、該クランプ回路29には前記切替え制御信号CNTが供給され、PFM制御モードの期間だけ誤差アンプ21の出力をクランプするように構成されている。誤差アンプ21とPWMコンパレータ22とクランプ回路29によって、生成されるPWMパルスが所定のパルス幅以下にならないように規制するパルス幅規制手段が構成される。
具体的には、クランプ回路29は、図2(A)に示すように、誤差アンプ21の出力端子と電源電圧Vddが印加されている端子との間に接続されたPチャネルMOSトランジスタQ1と、誤差アンプ21の出力と参照電圧Vref3とを入力とする差動増幅回路AMPとから構成されている。
これにより、誤差アンプ21の出力が参照電圧Vref3よりも低くなると差動増幅回路AMPの出力がロウレベルに変化してPチャネルMOSトランジスタQ1をオンさせ、誤差アンプ21の出力をVref3と一致させるように差動増幅回路AMPの入力にフィードバックがかかり、誤差アンプ21の出力をVref3にクランプする。制御信号CNTは、差動増幅回路AMP内の定電流源をオン、オフさせる信号として供給される。参照電圧Vref3はPFMコンパレータ23のしきい値であるVref2よりも低い電位に設定される。このVref3は内部で生成してもよいし、外部から与えるようにしてもよい。
波形生成回路24は、例えば図2(B)に示すように、定電流源CSと、該定電流源CSの電流によって充電されるコンデンサC2と、充放電用のスイッチ、クロックφcをラッチして充電用スイッチの制御信号を生成するフリップフロップFF2などからなり、クロック生成回路26からのクロックφcによってFF2がセットされ、その出力Qの変化でコンデンサC2が充電を開始する。そして、波形信号RAMPが立ち徐々に上がり始め、そのレベルが誤差アンプ21の出力に達するとPWMコンパレータ22の出力Ppwmが変化して、コンデンサC2が放電されて波形信号RAMPが一気に立ち下がるようになっている。これにより、波形信号RAMPは、歯高が誤差アンプ21の出力に応じて変化する鋸歯状の波形信号となる。
図3には、本実施形態のDC−DCコンバータの動作タイミングが示されている。図3において、t1はPFM制御からPWM制御への切替えタイミングであり、T1はPFM制御モードによる駆動期間を、T2はPWM制御モードによる駆動期間を示している。図3(A)はPFM制御とPWM制御を切り替える切替え制御信号CNT、図3(B)はPFMコンパレータ23の出力Ppfm、図3(C)はDC−DCコンバータの出力電圧Vout、図3(D)は誤差アンプ21の出力Verrorおよび波形生成回路24から出力される波形信号RAMP、図3(E)はPWMコンパレータ22の出力Ppwmの変化を示している。
本実施形態のDC−DCコンバータにおいては、図3(D)のようにPFM制御モードの間(T1)、誤差アンプ21の出力VerrorがVref2よりもΔVだけ低いVref3にクランプされるため、クランプ回路29を設けないDC−DCコンバータの動作タイミングを示す図4と比較すると明らかなように、ピーク点が誤差アンプ21の出力Verrorに沿って変化する波形信号RAMPのピークが図4よりも高くなる。これにより、図3(E)に示すように、PWMコンパレータ22の出力Ppwmはパルス幅が図4よりも広くなり、出力側の平滑コンデンサC1に供給される電荷が多くなって、図3(C)に示すように出力電圧Voutの落ち込みが図4よりも小さくなって、出力電圧Voutの変動が小さくなる。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、クランプ回路として差動増幅回路AMPとMOSFET Q1とにより構成されたものを示したが、ダイオードを利用したクランプ回路を使用しても良い。また、前記実施形態では、クランプ回路29をPWMとPFMの切り替え制御信号CNTによって制御しているが、CNTとは別の制御信号によって制御するようにしても良い。その場合、クランプ回路が有効に機能する期間を、前記PFM制御から前記PWM制御に切り替える際の所定の期間にのみ限定することも可能である。
さらに、前記実施形態では、PWMコンパレータ22に供給される波形信号を生成する波形生成回路24として、ピーク点が誤差アンプ21の出力Verrorに沿って変化する鋸歯状の波形信号RAMPを生成するものを示したが、ピーク値が一定(振幅が一定)の鋸波もしくは三角波を生成する回路であっても良い。また、スイッチング素子SW1,SW2として制御回路と同一の半導体チップ上に形成されたオンチップの素子を使用しているが、外付け素子を使用するようにしても良い。
また、前記実施形態では、駆動用トランジスタSW1と直列に整流用トランジスタSW2を接続してSW1と相補的にオン、オフさせる同期整流型のDC−DCコンバータを示したが、整流用トランジスタSW2の代わりにダイオードを使用したダイオード整流型のDC−DCコンバータに適用することも可能である。
以上の説明では、本発明を降圧型のDC−DCコンバータに適用した例を説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、昇圧型のDC−DCコンバータや負電圧を発生する反転型のDC−DCコンバータにも適用することができる。
本発明を適用したDC−DCコンバータの実施形態を示す回路構成図である。 図2(A)はクランプ回路の具体例を示す回路構成図、図2(B)は波形生成回路の具体例を示す回路構成図である。 実施形態のDC−DCコンバータにおける各部の信号や電位の変化の様子を示すタイミングチャートである。 本発明に先立って検討したクランプ回路を設けないDC−DCコンバータにおける各部の信号や電位の変化の様子を示すタイミングチャートである。
符号の説明
20 スイッチング制御回路
21 誤差アンプ
22 PWMコンパレータ
23 PFMコンパレータ
24 波形生成回路
25 切替えスイッチ
26 クロック生成回路
27 ロジック回路
28a,28b ドライバ
29 クランプ回路
FF1 フリップフロップ
L1 コイル(インダクタ)
C1 平滑容量
SW1 コイル駆動用トランジスタ(駆動用スイッチング素子)
SW2 同期整流用トランジスタ(整流用スイッチング素子)

Claims (4)

  1. 電圧変換用のインダクタと、
    直流電源から供給される直流入力電圧を前記インダクタに印加して電流を流しインダクタにエネルギーを蓄積させる駆動用スイッチング素子と、
    該駆動用スイッチング素子がオフされているエネルギー放出期間にインダクタの電流を整流する整流素子と、
    出力電圧に応じた電圧を出力する誤差アンプと、該誤差アンプの出力と所定の周波数の波形信号とを比較するPWMコンパレータおよび前記誤差アンプの出力と所定の参照電圧とを比較するPFMコンパレータとを有し、前記PWMコンパレータおよびPFMコンパレータの出力に基づいて前記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する信号を生成するスイッチング制御回路と、
    を備え、負荷が所定値よりも大きい場合には前記PWMコンパレータの出力に応じてPWM制御を行い、負荷が所定値よりも小さい場合には前記PFMコンパレータの出力に応じてPFM制御を行うDC−DCコンバータであって、
    前記スイッチング制御回路は、PFM制御時には前記誤差アンプの出力が所定の電圧以下とならないようにクランプするクランプ回路を有し、該クランプ回路により前記誤差アンプの出力がクランプされると該誤差アンプの出力と前記波形信号とを比較する前記PWMコンパレータから出力されるPWMパルスが所定のパルス幅以下とならないように規制されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
  2. 前記PWMコンパレータの出力または前記PFMコンパレータの出力の一方を選択的に伝達する切替え回路を備え、該切替え回路を切り替える制御信号によって前記PFM制御が実行されている間だけ前記クランプ回路が動作するように構成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ。
  3. 前記クランプ回路は、前記誤差アンプの出力端子と電源電圧端子との間に接続されたトランジスタと、前記誤差アンプの出力電圧と所定の参照電圧とを入力とする差動増幅回路とを備え、前記差動増幅回路の出力によって前記トランジスタを制御して前記誤差アンプの出力を所定の電位にクランプするように構成されていることを特徴とする請求項2に記載のDC−DCコンバータ。
  4. 前記差動増幅回路は、前記制御信号によって、前記PWM制御が実行されている間は動作電流が遮断されて前記誤差アンプの出力をクランプする動作をしないように構成されていることを特徴とする請求項3に記載のDC−DCコンバータ。
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