JP4138760B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、光導波路に入射した光を電気光学効果を利用して高周波電気信号で変調して光信号パルスとして出射する光変調器に関する。

近年、高速、大容量の光通信システムが実用化されている。このような高速、大容量の光通信システムに組込むための高速、小型、かつ低価格の光変調器の開発が求められている。

このような要望に応える光変調器として、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ₃）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、ＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）がある。このＬＮ光変調器は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ/ｓ、１０Ｇｂｉｔ/ｓの大容量光通信システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ/ｓの超大容量光通信システムにも適用が検討されている。

以下、従来、実用化され、又は提唱されてきたリチウムナイオベートの電気光学効果を利用した各ＬＮ光変調器の特徴を順番に説明していく。

（第１従来例）
図４は、ｚ−カットＬＮ基板を用いて構成した第１従来例のＬＮ光変調器の斜視図であり、図５は図４のＡ−Ａ’線における断面図である。

ｚ−カットＬＮ基板１上に光導波路３が形成されている。この光導波路３は、金属Ｔｉを１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。したがって、光導波路３には、電気信号と光が相互作用する部（相互作用部と言う）における２本の光導波路３ａ、３ｂ（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームが形成されている。

この光導波路３の上面にＳｉＯ₂バッファ層２が形成され、このＳｉＯ₂バッファ層２の上面に進行波電極４が形成されている。進行波電極４としては、１つの中心導体４ａと２つの接地導体４ｂ、４ｃを有するコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）を用いることを想定する。

光導波路３ａ、３ｂを導波する光が中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４を構成する金属（一般に、Ａｕを用いる）から受ける吸収損を抑えるためと、進行波電極４を導波する電気信号のマイクロ波等価屈折率（あるいは、進行波電極のマイクロ波等価屈折率）ｎ_mを低減し光導波路３ａ、３ｂを導波する光の等価屈折率（あるいは、光導波路の等価屈折率）ｎ_oに近づけるとともに、特性インピーダンスをなるべく５０Ωに近づけるために、進行波電極４とｚ−カットＬＮ基板１との間には、通常、４００ｎｍ〜１μｍ程度の厚いＳｉＯ₂バッファ層２を堆積する。

図６に進行波電極の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間に電界を印加した際における電気力線５の分布を示す。この図６から理解できるように、２つの光導波路３ａ、３ｂを横切る電気力線５の向きは互いに逆向きである。そのため、中心導体４ａの下にある光導波路３ｂを伝搬する光の位相変化量をΔφ₁、接地導体４ｂの下にある光導波路３ａを伝搬する光の位相変化量をΔφ₂とすると、Δφ₁とΔφ₂の符号は異なっている。

マッハツェンダ光導波路では２本の光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の位相差Δφ_t（＝｜Δφ₁｜＋｜Δφ₂｜）をπとすることにより、合成された光のＯＦＦ状態を実現でき、この光変調器で光信号パルスを形成できる。

ところが、この第１従来例のｚ-カットＬＮ光変調器で形成した光信号パルスには数１０Ｋｍの長さの単一モード光ファイバー内を伝搬した際に、パルスの形が崩れる、いわゆるチャーピングが発生するという問題点がある。次にこれについて説明する。

図６から理解できるように、中心導体４ａの幅は接地導体４ｂ、４ｃの幅より小さく、その幅はほぼ光導波路３ｂの幅と同じで６μｍ〜１１μｍ程度である。したがって、中心導体４ａの下にある光導波路３ｂを伝搬する光と電気力線５との相互作用の効率は高い。一方、接地導体４ｂ、４ｃは幅が広いので中心導体４ａから出た電気力線５は接地導体４ｂ、４ｃに広く分布し、接地導体４ｂ側の光導波路３ａと電気力線５との相互作用の効率は低い。近似的に位相変化量は、｜Δφ₁｜≒５｜Δφ₂｜となる。

そのため、この第１従来例のＬＮ光変調器を用いて形成した光信号パルスにはチャーピングが生じる。ちなみに、チャーピングの度合いを表すアルファパラメータ（あるいは、αパラメータ）はこの光変調器から出力される光信号パルスが有する位相φと強度（パワー）Ｅとを用いて(1)式のように表現できる（非特許文献１）。

α＝［ｄφ／ｄｔ］／［（１／Ｅ）（ｄＥ／ｄｔ）］ …(1)
このように、αパラメータは、出力される光信号パルスが有する位相変化量と強度変化量を用いて表現できる。

さらに、具体的には、αパラメータは、(1)式を発展させた(2)式で表現できる。

α＝（Γ₁―Γ₂）／（Γ₁＋Γ₂） …(2)
Γ₁；電気信号（振幅）と光導波路１（３ａ）を伝搬する光（パワー）との１で規格化した重なり積分で示した効率
Γ₂；電気信号（振幅）と光導波路２（３ｂ）を伝搬する光（パワー）との１で規格化した重なり積分で示した効率
以上のように、図４、図５に示した第１従来例のＬＮ光変調器で生成された光信号パルスにチャーピングが発生する原因は中心導体４ａ側の光導波路３ｂと接地導体４ｂ側の光導波路３ａに発生する位相変化量の絶対値が同じでないことに起因する。

（第２従来例）
図７は、上述した第１従来例の問題点を解消するために提唱された第２従来例のＬＮ光変調器の断面図である。なお、図５に示す第１従来例のＬＮ光変調器と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。

この第２従来例のＬＮ光変調器においては、進行波電極として、２つの中心導体６ａ、６ｂと３つの接地導体７ａ、７ｂ、７ｃが形成されている。すなわち、第１従来例に示したＣＰＷ電極が２つ使用されており、２電極型、あるいはプッシュプル型ＣＰＷ進行波電極と呼ばれている。したがって、中心導体６ａ、６ｂと接地導体７ａ、７ｂ、７ｃとの間に図７に示す電気力線８が生じる。

この第２従来例においては、光導波路３ａ、３ｂは各々幅の等しい２つのＣＰＷ電極の中心導体６ａ、６ｂの直下にあるので、光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の位相変化量は絶対値が等しく符号が逆となり、原理的にチャーピングゼロを実現できるはずである。

ところが、前述のように、光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の位相変化量は絶対値が等しく符号が正確に逆でなければならないため、この第２従来例のＬＮ光変調器をチャーピングゼロ状態で動作させるためには、中心導体６ａ、６ｂには正確に正、負逆位相の電気信号を加える必要があり、極めて難しい問題を生じる。

つまり、集積回路（Integrated Circuit ：ＩＣ）の異なるポートから出る２つの逆位相の電気信号が、ＩＣを出た後に中心導体６ａ、６ｂに加わる際の位相を正確に正、負逆位相とすることは、ＩＣからの出力後、進行波電極の各中心導体６ａ、６ｂにおける各相互作用部までの電気的長さを完全に同じにするとともに、電気波形の立ち上がり、立下りの形状まで同じにすることを意味しており、実際には技術的に多大の手間と時間と困難性との課題がある。

（第３従来例）
図８は上述した第２従来例の問題点を解消するために特許文献１にて提唱された第３従来例のＬＮ光変調器の平面図であり、図９は図８のＢ−Ｂ’線における断面図である。なお、図５、図６に示す第１従来例のＬＮ光変調器と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明を省略する。

この第３従来例のＬＮ光変調器においては、光導波路９にはマッハツェンダ光導波路を構成する２本の光導波路９ａ、９ｂが形成されている。また、進行波電極として、２つの中心導体１０ａ、１０ｂと３つの接地導体１１ａ、１１ｂ、１１ｃが形成されている。さらに、ｚ−カットＬＮ基板１は分極を反転していない領域１ａと分極を反転した領域１ｂとで構成されている。具体的には、ｚ−カットＬＮ基板１は２本の光導波路９ａ、９ｂ相互間の中心付近を境界として、分極が反転されている。光導波路９ａ側が分極を反転していない領域１ａに対応し、光導波路９ｂ側が分極を反転した領域１ｂに対応する。中心導体１０ａ、１０ｂと接地導体１１ａ、１１ｂ、１１ｃとの間に図９に示す電気力線１２が生じる。

このような第３従来例のＬＮ光変調器の動作原理を説明する。まず、光導波路９に入射した光は、マッハツェンダ光導波路を構成する２本の光導波路９ａ、９ｂを伝搬するように２分岐される。一方、中心導体１０も２つの中心導体１０ａ、１０ｂに２分岐されているので、電気信号は図９に示すように、光導波路９ａ、９ｂに同方向に印加される。

通常、ｚ−カット光変調器は光導波路９を製作するための金属Ｔｉの拡散状態から基板表面として−ｚ面が使用される。従って、分極を反転していない領域１ａでは−ｚ面を、分極を反転した領域１ｂでは＋ｚ面を使用している。電気光学的には−ｚ面と＋ｚ面に電界を印加すると、生じる屈折率変化は絶対値が等しく符号が逆である。

この第３従来例では、ｚ−カットＬＮ基板１はマッハツェンダ光導波路の中心付近を境界として分極を反転しているので、図９に示す同方向の電気力線１２によっても、光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光の位相変化は符号が逆となる。したがって、光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光の位相変化を絶対値が同じで符号が逆とすることにより、このＬＮ光変調器から出力される光信号パルスのチャーピングを低減している。

しかしながら、この第３従来例のＬＮ光変調器においてもまだ次のような課題があった。

一般に、ＬＮ光変調器は３インチから４インチの大きさのｚ−カットＬＮ基板１上に製作するが、各ＬＮ光変調器は１５μｍ〜３０μｍ程度のギャップを有するマッハツェンダ光導波路９ａ、９ｂを有している。図８に示した第３従来例のＬＮ光変調器を製作する工程のうち、光導波路を実際に製作する工程について考える。

まず、マッハツェンダ光導波路９の２本の光導波路９ａ、９ｂのギャップの中心を境界として分極を反転する。この分極を反転する工程には、ｚ−カットＬＮ基板１における所望の位置の上面と下面全面に電極をパターニングした後、高電界を印加して分極ドメインを反転させた後、上下に形成した電極をエッチングはく離する。次に、分極を反転した境界が２本の光導波路９ａ、９ｂのギャップの中央に合うようにマッハツェンダ光導波路用のフォトレジストパターンを形成するとともに、金属Ｔｉを蒸着・リフトオフする。最後に、形成された金属Ｔｉパターンを熱拡散し、マッハツェンダ光導波路９を形成する。

分極を反転していない領域１ａと分極を反転した領域１ｂでは基板の物性が異なるため、光導波路９ａ、９ｂを形成するための金属Ｔｉがｚ−カットＬＮ基板１へ拡散する状態も異なってくる。その結果、光のスポットサイズや伝搬損失について、分極を反転していない領域１ａと分極を反転した領域１ｂとでは異なる。

分極を反転していない領域１ａに形成した光導波路９ａを伝搬する光のスポットサイズが分極を反転した領域１ｂに形成した光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光のスポットサイズが異なるということは、中心導体１０ａ、１０ｂと接地導体１１ａ、１１ｂからなる進行波電極を伝搬する電気信号と２本の光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光の相互作用の効率（一般には、前述したように、電気信号と光のパワーの重なり積分で表される）が２本の光導波路９ａ、９ｂとで異なることになる。

図６に示す第１従来例のＬＮ光変調器で説明したように、２本の光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光の位相変化量の絶対値が異なると、ＬＮ光変調器から出射された光信号パルスがチャーピング特性を持つことになり、チャーピングを極めて小さくするという課題の充分な解決にはなってはいない。

また、分極を反転していない領域１ａと分極を反転した領域１ｂでは伝搬損失も異なるので、２本の光導波路９ａ、９ｂを伝搬する光のパワーに差が生じ、結果的にＬＮ光変調器から出射された光信号パルスにおけるＯＦＦ時の消光比が劣化するという問題もあった。

さらに最も大きな問題点は、図８から理解できるように、電気信号と光との相互作用部において中心導体１０を２つの中心導体１０ａ、１０ｂに２分割する必要がある。ここで、中心導体１０ａ、１０ｂの部分において５０Ω系とすると分割前は２５Ω程度と低くなるし、分割部において５０Ω系とすると、分割後の中心導体１０ａ、１０ｂの部分においては１００Ω程度と高くなるというインピーダンス不整合という重大な問題を原理的に持っている。あるいはこの分岐部の寸法精度上及び材料特性上の出来・不出来が反射特性（Ｓ_１１特性）に大きく影響し、結果的にＬＮ光変調器の製造時における歩留まりに大きな影響があるという難しい問題を抱えていた。

（第４従来例）
図１０は非特許文献２にて提唱された第４従来例のＬＮ光変調器の平面図である。

この第４従来例のＬＮ光変調器においては、ＬＮ基板は、光の入射側から順番に、分極を反転していない領域１５ａ、分極を反転している領域１５ｂ、および分極を反転していない領域１５ｃに区分けされている。そして、マッハツェンダ光導波路１３を構成する２本の光導波路１３ａ、１３ｂが、ＬＮ基板における分極を反転していない領域１５ａから分極を反転している領域１５ｂを通過している。

また、進行波電極として、１つの中心導体１４ａと２つの接地導体１４ｂ、１４ｃとが形成されている。中心導体１４ａは、分極を反転していない領域１５ａでは長さＬ／２だけ光導波路１３ｂの上方に、また分極を反転している領域１５ｂにおいても長さＬ／２だけ光導波路１３ａの上方に位置している。なお、ここでは領域１５ｃも分極を反転していない領域とした。

この第４従来例の光変調器の特徴は、分極を反転していない領域１５ａにおける中心導体１４ａの長さと分極を反転している領域１５ｂにおける中心導体１４ａの長さがＬ／２と互いに等しいことである。

第４従来例においては、２本の光導波路１３ａ、１３ｂを伝搬する各々の光が分極を反転していない領域１５ａと分極を反転している領域１５ｂを伝搬する距離を等しく（＝Ｌ／２）することにより、このＬＮ光変調器から出射される光信号パルスにおけるチャーピングを小さくできるという考え方である。

さて、一般に、電気信号の周波数が高くなると金属が持つ導体損失のために、中心導体１４ａ、接地導体１４ｂ、１４ｃからなる進行波電極を伝搬する電気信号は伝搬とともに弱くなる。この電気信号の伝搬損失のために、分極を反転していない領域１５ａと分極を反転している領域１５ｂの長さがたとえＬ／２と等しくても、電気信号の下流側に位置する分極を反転している領域１５ｂにおいて進行波電極を伝搬する電気信号の強度は分極を反転していない領域１５ａよりも弱い。

その結果、中心導体１４ａと接地導体１４ｂ、１４ｃとの間に印加される電気信号の周波数が高くなると、２本の光導波路１３ａ、１３ｂを伝搬する光の位相差の絶対値は異なってしまう。

図１２に、ＬＮ光変調器の中心導体と接地導体間に印加される電気信号の周波数を変化させた場合における、前述した(1)式又は(2)式で求まるチャーピングの大きさを示すαパラメータの変化（αパラメータの周波数特性）を示す。

第４従来例のＬＮ光変調器においては、図１２の破線特性で示したように、ＤＣ付近の低周波ではチャーピングゼロ（αパラメータがゼロ）をほぼ実現できるものの、高い周波数ではチャーピングが大きくなる。その結果、光変調器から出射された光信号パルスは大きなチャーピングが生じることが理解できる。

（第５従来例）
図１１は上述した第４従来例の問題点を解決するために同じく非特許文献２にて提唱された第５従来例のＬＮ光変調器の平面図である。

この第５従来例のＬＮ光変調器においては、ＬＮ基板は、光の入射側から順番に、分極を反転していない領域１８ａ、分極を反転している領域１８ｂ、および分極を反転していない領域１８ｃに区分けされている。そして、マッハツェンダ光導波路１６の２本の光導波路１６ａ、１６ｂの上にある中心導体１７ａの長さをＬ／４、Ｌ／２、Ｌ／４と分け、中心導体１７ａ、接地導体１７ｂ、１７ｃからなる進行波電極を伝搬する電気信号の強度が強い領域と電気信号が弱い領域に各々長さＬ／４だけ分極を反転していない領域を割り当て、電気信号の強度が中位の領域に長さＬ／２だけ分極を反転した領域を割り当てている。このようにして、光と電気信号の相互作用の絶対値をマッハツェンダ光導波路１６の２本の光導波路１６ａ、１６ｂにおいてなるべく近くしている。

その結果、この第５従来例のＬＮ光変調器においては、図１２の実線特性で示したように、チャーピング量を表すαパラメータを、破線特性で示した第４従来例のＬＮ光変調器のαパラメータより大幅に低減させることができる。

しかしながら、図１２の実線特性からも理解できるように、この第５従来例のＬＮ光変調器においても、中心導体と接地導体間に印加される電気信号の周波数の増加に伴って、αパラメータが大きくなっており、高速光変調を行うとＬＮ光変調器から出力される光信号パルスにチャーピングが生じてしまうという問題がある。
特開２００３−２０２５３０号公報 Nadege Courjal et al "Modeling and Optimization of Low Chirp LiNbO3 Mach-Zehnder Modulators With an Inverted Ferroelectric Domain Section "Journal of Lightwave Technology vol.22 No.5 May 2004 Masaki Sugiyama et al "Compact Zero-Chirp LiNbO3 Modulator for 10-Gb/s Small-Factor Transponder" 30th European Conference on Optical Communication Post Deadline Session 2.Th 4.2.3,2004

以上のように、ＬＮ基板に対して分極反転を用いる従来例としては、分極を反転していない領域と反転した領域の境界がマッハツェンダ光導波路を構成する２本のアーム（光導波路）に平行となるように分極を反転した領域を形成する構成（第３従来例）と、その境界が２本のアーム（光導波路）に垂直になるように分極を反転した領域を形成する構成（第４従来例、第５従来例）とがある。

前者の場合、すなわち光導波路を各々異なる分極のＬＮ基板に形成する場合（第３従来例、図８、図９）には、２本のアーム（光導波路）を伝搬する光のスポットサイズが異なっているので、中心導体と接地導体間に印加される電気信号の周波数が０、すなわち、ＤＣ付近においてでさえもチャーピングを極めて小さくすることが難しく、また何よりも中心導体を２分岐せねばならずインピーダンスが不整となるという重大な問題を持っていた。

一方、後者の構成において、分極を反転していない相互作用領域と分極を反転した相互作用領域の長さを等しくする場合（第４従来例、図１０）には、ＤＣ付近においてチャーピングがゼロであっても周波数とともにチャーピングが大幅に大きくなる。また、分極を反転していない相互作用領域と分極を反転した相互作用領域の長さを従来の考え方に基づいて異ならしめるように設定する場合（第５従来例、図１１）には、ＤＣ付近においてチャーピングがゼロであっても周波数が大きくなるとチャーピングが生じてしまうという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、進行波電極を１つの中心導体と２つの接地導体とで形成する簡単な構造を維持した状態で、たとえ中心導体と接地導体間に印加される高周波電気信号の周波数が変化したとしても、光導波路から出射される光信号パルスに発生するチャーピングの大きさを極力抑制できる光変調器を提供することを目的とする。

上記課題を解消するために、本発明は、電気光学効果を有する材料からなるとともに、分極を反転しない領域と分極を反転する領域との２種類の領域で形成された基板と、基板の一面側に形成され、入射された光を分岐し合波するための第1、第２の分岐光導波路を備えた光導波路と、各分岐光導波路を伝搬する光と相互作用する高周波電気信号を伝搬させる中心導体及び接地導体からなる相互作用部とを具備し、中心導体は第１、第２の分岐光導波路に対してそれぞれ第１、第２の長さだけ対向し、基板における第１の長さに対向する部分と第２の長さに対向する部分とは互いに異なる方向に分極した領域で形成され、相互作用部の領域で各分岐光導波路を伝搬する光の位相を変調する光変調器に適応される。

そして、高周波電気信号に基づいた所定の変調周波数の帯域内で、光導波路から出射される光信号パルスのチャーピングの大きさを表すアルファパラメータの符号が変調周波数変化に伴ってプラスからマイナスへ又はマイナスからプラスへ変化するように、第１、第２の長さを設定し、これにより前記第１の長さと前記第２の長さとが異なっており、これにより、光導波路から出射される光信号パルスに発生するチャーピングを抑制する。

このように構成された光変調器においては、接地導体とで印加される高周波電気信号の進行波電極すなわち相互作用部を構成する中心導体は第１、第２の分岐光導波路に対して互いに異なる部分でそれぞれ第１、第２の長さだけ対向している。さらに、基板における第１の長さに対向する部分と第２の長さに対向する部分とは互いに異なる種類（分極非反転と分極反転との２種類）の領域で形成されている。

そして、第１、第２の分岐光導波路を伝搬されている光の位相を相互作用部が正常に互いに異なる方向（異なる符号に）に変調する範囲である、中心導体における第１の光導波路に対向するとともに分極を反転していない領域に対向する第１の長さと、中心導体における第２の光導波路に対向するとともに分極を反転した領域に対向する第２の長さを調整して、使用周波数が含む変調帯域内においてチャーピング量を表すαパラメータの符号をプラスからマイナスへ、あるいはマイナスからプラスへ変更させている。

したがって、この光変調器から出力される光信号パルスに生じるチャーピングが平均的に小さくなる。

また、別の発明においては、上述した発明の光変調器において、高周波電気信号に基づいた所定の周波数帯域におけるアルファパラメータの周波数についての積分値がほぼゼロとなるように、第１、第２の長さを設定している。

先の発明においてはαパラメータの符号がプラスからマイナスへ、あるいはマイナスからプラスへ変わり、ある１点の周波数においてαパラメータをゼロとしても、光パルスとして必要な周波数帯域内においてαパラメータが平均的にゼロとなっておらず、チャーピングが生じてしまう可能性もある。

実際の光通信に使用されるＮＲＺ、ＲＺ、ソリトン等の光信号パルスは、単一の周波数でなく広い周波数帯域を含んでいる。したがって、光変調器により生成された光信号パルスのチャーピングを極めて小さくするためには、単一周波数だけではなく、光信号パルスが含む所定の周波数帯域内においてαパラメータを平均的にゼロとすることが重要である。

そこで、上述したように、基板における互いに異なる種類（分極非反転と分極反転との２種類）の領域に対向する中央導体における第１、第２の長さを調整して、周波数帯域内におけるαパラメータの周波数についての積分値をほぼゼロにしている。したがって、実際の光通信システムにおいてチャーピングが極めて小さな光変調器を提供できる。

また、別の発明においては、上述した発明の光変調器において、基板における分極を反転しない領域の数及び分極を反転した領域の少なくとも一方の数が複数個ある。

本発明においては、第１、第２の光導波路に対向するととも基板における互い異なる種類（分極非反転と分極反転との２種類）の領域に対向する中央導体における第１、第２の長さを調整して、光信号パルスのチャーピングの大きさを表すアルファパラメータを変調周波数変化に伴ってプラスからマイナスへ又はマイナスからプラスへ変化させている。

したがって、進行波電極を１つの中心導体と２つの接地導体とで形成する簡単な構造を維持した状態で、たとえ中心導体と接地導体間に印加される高周波電気信号の周波数が変化したとしても、光導波路から出射される光信号パルスに発生するチャーピングの大きさを極力抑制できる。

以下、本発明の各実施形態を図面を用いて説明する。

（第１実施形態）
図１（ａ）は本発明の第１実施形態に係わる光変調器の概略構成を模式的に示す平面図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）の光変調器におけるＣ―Ｃ’線の断面図であり、図１（ｃ）は図１（ａ）の光変調器におけるＤ―Ｄ’線の断面図である。

ｚ−カットＬＮ基板２１上に光導波路１９が形成されている。この光導波路１９は、金属Ｔｉを１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。したがって、光導波路１９は、この光変調器の左端の入射面に入射した光を導く導入用の光導波路１９ｃと、光変調器の中央部分における分岐光導波路としての２本の光導波路１９ａ、１９ｂと、右端の出射面から光通信パルスを出射する出射用の光導波路１９ｄとで構成されている。

この光導波路１９の上面に４００ｎｍ〜１μｍ程度の厚みを有するＳｉＯ₂バッファ層２２が形成され、このＳｉＯ₂バッファ層２２の上面に進行波電極が形成されている。進行波電極としては、１つの中心導体２０ａと２つの接地導体２０ｂ、２０ｃを有するコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）を採用している。この進行波電極における中心導体２０ａと接地導体２０ｂ、２０ｃとの間に、変調信号としての高周波電気信号が印加される。

中心導体２０ａは、第１の長さＬ₁だけ第１の分岐光導波路としての光導波路１９ｂの上方に位置し、さらに、第２の長さＬ₂だけ第２の分岐光導波路としての光導波路１９ａの上方に位置している。一方の接地導体２０ｂは中心導体２０ａに対して所定の間隔（ギャップ）を有して、中心導体２０ａの左側（入射面側）に位置し、他方の接地導体２０ｃは中心導体２０ａに対して所定の間隔（ギャップ）を有して、中心導体２０ａの右側（出射面側）に位置している。

ｚ−カットＬＮ基板２１は、分極を反転していない領域（―ｚ面領域）２１ａと、分極を反転している領域（＋ｚ面領域）２１ｂとで構成されている。分極を反転していない領域２１ａと、分極を反転をしている領域２１ｂとの境界は、図１（ａ）に点線で示すように、光導波路１９ａ、１９ｂに対して直角に、かつ、中心導体２０ａの第１の長さＬ₁と第２の長さＬ₂と接点を通過する。

その結果、中心導体２０ａの第１の長さＬ₁の部分は、第１の分岐光導波路としての光導波路１９ｂとｚ−カットＬＮ基板２１における分極を反転していない領域２１ａに対向している。また、中心導体２０ａの第２の長さＬ₂の部分は、第２の分岐光導波路としての光導波路１９ａとｚ−カットＬＮ基板２１における分極を反転をしている領域２１ｂに対向している。

このような構造の光変調器において、中心導体２０ａと接地導体２１ｂ、２１ｃに変調信号としての高周波電気信号を印加した状態、具体的には中心導体２０ａの第１の長さＬ₁側端からマイクロ波を入力した状態において、光をこの光変調器の左端の入射面から入射すると、光は導入用の光導波路１９ｃを通過して、２本の光導波路１９ａ、１９ｂへ分岐される。分岐された各光は、この光導波路１９ａ、１９ｂを伝搬する過程で、中心導体２０ａと接地導体２０ｂ、２０ｃとからなる相互作用部にて、高周波電気信号に応じて位相変調され、出射用の光導波路１９ｄで波形合成されて、出射端から光信号パルスとして出力される。

このような光変調機能を有する第１実施形態の光変調器において、高周波電気信号を中心導体２０ａと接地導体２０ｂ、２０ｃに印加した状態において、中心導体２０ａと接地導体２０ｂ、２０ｃとからなる進行波電極の高周波電気信号の周波数ｆにおけるマイクロ波伝搬損失をβ_m（ｆ）とし、中心導体２０ａにおける、第１の長さＬ₁の部分（光導波路１９ｂに対向しかつ分極を反転していない領域２１ａに対向する部分）と、第２の長さＬ₂の部分（光導波路１９ａに対向しかつ分極を反転している領域２１ｂに対向する部分）とにおいて、電気信号と光導波路１９ａ、１９ｂを伝搬する光との相互作用の効率をそれぞれＩ₁（ｆ）、Ｉ₂（ｆ）と表す。光及び電気信号の伝搬方向を図１（ａ）に示すようにｚとすると、各相互作用の効率Ｉ₁（ｆ）、Ｉ₂（ｆ）は周波数ｆに依存し、(3)、(4)式で記述できる。

Ｉ₁（ｆ）＝∫₀ ^Ｌ１ ｅｘｐ（−β_m（ｆ）・ｚ）ｄｚ
＝（１−ｅｘｐ（−β_m（ｆ）・Ｌ₁））／β_m（ｆ） …(3)
Ｉ₂（ｆ）＝∫_Ｌ１ ^Ｌ２ ｅｘｐ（−β_m（ｆ）・ｚ）ｄｚ
＝ｅｘｐ（−β_m（ｆ）・Ｌ₁）・（１−ｅｘｐ（−β_m（ｆ）・Ｌ₂））／β_m（ｆ）
…(4)
そこで、両者の相互作用の効率Ｉ₁（ｆ）、Ｉ₂（ｆ）が等しくなる(5)式の条件
Ｉ₁（ｆ）＝Ｉ₂（ｆ） …(5)
を満たす中心導体２０ａにおける第１の長さＬ₁と、第２の長さＬ₂を設定することにより、任意に指定された周波数ｆにおいてチャーピングをゼロとできる。つまり、(5)式が成立する場合にはαパラメータがゼロとなる。

(5)式を満たす第１の長さＬ₁と第２の長さＬ₂から、第１の長さＬ₁の部分の相互作用の効率Ｉ₁（ｆ）、第２の長さＬ₂の部分の相互作用の効率Ｉ₂（ｆ）を求め、さらに、前述した(2)式を用いて、高周波電気信号の各周波数ｆにおける示すαパラメータの周波数特性が求まる。

図２（ａ）、図２（ｂ）に求めたαパラメータの周波数特性を示す。図２（ａ）に、印加された高周波電気信号の周波数ｆの増加に伴ってαパラメータの符号がマイナス（−）からプラス（＋）へ変化するαパラメータの周波数特性を示し、図２（ｂ）に、高周波電気信号の周波数ｆの増加に伴ってαパラメータの符号がプラス（＋）からマイナス（−）へ変化するαパラメータの周波数特性を示す。

このように、印加された高周波電気信号の周波数ｆにおけるＤＣ付近の低周波領域と高周波領域においてチャーピング量を表すαパラメータの符号が入れ替わるように、中心導体２０ａにおける分極を反転していない領域２１ａに対向する第１の長さＬ₁と、中心導体２０ａにおける分極を反転した領域２１ｂに対向する第２の長さＬ₂を設定している。これを実現するためには、Ｌ₁／Ｌ₂＝０．８９であった。すなわち、中心導体２０ａにお第２の長さＬ₂を第１の長さＬ₁より若干長く設定すればよい。但し、この値は電極の構造により変わるので、第１の長さＬ₁と第２の長さＬ₂の比はこの限りではないことは言うまでもない。

なお、注意すべきはαパラメータが常に正、あるいは常に負で、ある周波数でのみゼロとなる場合にも(5)式を満足することができるが、光変調器から出射する光信号パルスにとって重要なことは、必要な所定の周波数帯域内においてαパラメータを平均的にゼロとすることであり、特定の周波数のみでゼロになったとしても、このような光変調器を光通信システムに採用することはできない。

（第２実施形態）
次に本発明の第２実施形態の光変調器を説明する。第２実施形態の光変調器は第１実施形態の光変調器の改良型である。つまり、第１実施形態の光変調器から出射した光信号パルスのチャーピングはかなり小さくなるものの、光通信システムで伝送される光信号パルスとして必要な所定の周波数帯域内においてαパラメータを平均的にゼロとすることがより強く求められる。

第２実施形態の光変調器では、図３（ａ）、図３（ｂ）に示すように、光信号パルスとして必要な所定の周波数帯域の最大周波数をｆ_maxとし、図３（ａ）に示すように、周波数ｆの増加に伴ってαパラメータの符号がマイナス（−）からプラス（＋）からへ変化するαパラメータの周波数特性のうちの、ＤＣ近傍からαパラメータがゼロとなる周波数ｆ₀までのαパラメータをα₁（ｆ）とし、周波数ｆ₀から最大周波数ｆ_maxまでのαパラメータをα₂（ｆ）とすると、
∫₀ ^f0α₁（ｆ）ｄｆ＝∫_f0 ^ｆmaxα₂（ｆ）ｄｆ …(6)
となるように、中心導体２０ａにおける分極を反転していない領域２１ａに対向する第１の長さＬ₁と、中心導体２０ａにおける分極を反転した領域２１ｂに対向する第２の長さＬ₂を設定する。このことは、図３(a)において面積Ｓ₁と面積Ｓ₂とを等しくすることに対応する。

また、図３（ｂ）に示すように、周波数ｆの増加に伴ってαパラメータの符号がプラス（＋）からマイナス（−）へ変化するαパラメータの周波数特性のうちの、ＤＣ近傍からαパラメータがゼロとなる周波数ｆ₀までのαパラメータをα₃（ｆ）とし、周波数ｆ₀から最大周波数ｆ_maxまでのαパラメータをα₄（ｆ）とすると、
∫₀ ^f0α₃（ｆ）ｄｆ＝∫_f0 ^ｆmaxα₄（ｆ）ｄｆ …(7)
となるように、中心導体２０ａにおける分極を反転していない領域２１ａに対向する第１の長さＬ₁と、中心導体２０ａにおける分極を反転した領域２１ｂに対向する第２の長さＬ₂を設定する。このことは、図３（ｂ）において面積Ｓ₃と面積Ｓ₄とを等しくすることに対応する。

これを実現するためには、Ｌ₁／Ｌ₂＝０．７が好ましい値であった。但し、この値は電極の構造により変わるので、この限りではないことは言うまでもない。また、光信号パルスに含まれる最大周波数は光伝送方式によって異なるので、例として図示した実施形態の限りではない。

なお、図２（ａ）、図２（ｂ）に示す第１実施形態の光変調器においてαパラメータをゼロにする周波数と、図３（ａ）、図３（ｂ）に示す第２実施形態の光変調器において(6)、(7)式を満たす周波数ｆ₀とは当然異なっている。

ここで、本発明の第１実施形態において補足説明したαパラメータが常に正、あるいは常に負で、ある特定周波数においてのみゼロとなる場合には、(5)式は満たすものの、(6)、(7)式を満足することはない。この観点からも上述したαパラメータが常に正、あるいは常に負で、ある特定周波数においてのみゼロとなる場合は、光通信システムで伝送される光信号パルスとして必要な所定の周波数帯域内においてαパラメータを平均的にゼロとすることができない。

さらに、電気信号をフーリエ変換した場合に、その電気信号が特定の周波数領域の成分を多く有する場合にはその周波数領域を表す重みＷ（ｆ）を用いて、以下のように積分しても良い。

∫₀ ^f0α₁（ｆ）Ｗ（ｆ）ｄｆ＝∫_f0 ^ｆmaxα₂（ｆ）Ｗ（ｆ）ｄｆ
…(8)
なお、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではない。

実施形態においては、ｚ−カットＬＮ基板２１における分極反転をしていない領域２１ａを光の入射面側に配置し、分極反転をしている領域２１ｂを光信号パルスの出射面側に配置したが、この逆の位置に配置してもよい。

また、実施形態の光変調器においては、簡単のために図１０に示した第４従来例の光変調器とほぼ同じ基本構造としたが、図１１に示した第５従来例の光変調器に対しても、中心導体に対向する分極を反転した領域としない領域の長さを適切に設定することにより本発明の効果を実現できる。

さらに、分極を反転した領域と分極を反転しない領域の繰り返しの数を多く増やしても、光信号パルスとして必要な所定の周波数帯域内においてαパラメータの符号を異ならしめる、あるいはその所定の周波数帯域内におけるαパラメータの周波数に対する積分値をほぼゼロとするという本発明の考えを用いることによりチャーピングを著しく小さくすることが可能となる。

以上では、進行波電極を伝搬する電気信号と光導波路を伝搬する光が相互作用する相互作用部において、中心導体に対向する分極を反転した領域の長さと分極を反転しない領域の長さを異ならしめる構成について説明した。一方、中心導体の幅や中心導体と接地導体の間のギャップを広くしても進行波電極の伝搬損失を低減できるので、逆に、分極を反転した領域と分極を反転しない領域の長さを等しくするとともに、中心導体の幅や中心導体と接地導体のギャップの幅を光や電気信号の伝搬方向において異ならしめても良いし、これらの構成を組み合わせても良い。

なお、通常は光導波路と上方で重なる中心導体の長さは、光導波路と上方で重なる接地導体の長さと等しいが、どちらか一方を他方よりも長くすることにより、光電気信号の相互作用領域の長さをより長く確保できるので、変調の効率をより高めることが可能となる。

分岐光導波路の例としてマッハツェンダ光導波路を用いたが、方向性結合器などその他の分岐合波型の光導波路にも本発明を適用可能であることは言うまでもないし、考え方は３本以上の光導波路にも適用可能である。また光導波路の形成法としてはＴｉ熱拡散法の他に、プロトン交換法など光導波路の各種形成法を適用できるし、バッファ層としてＳｉＯ２以外の各種材料も適用できる。

電極構成としてはＣＰＷ電極を用いた構成について説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）あるいは対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）など、その他の構成でも良い。

また、相互作用部におけるｚ-カットＬＮ基板の分極を反転した領域は１箇所として説明したがそれ以上とし、分極を反転しない領域と分極を反転させた領域を交互に組み合わせた構造でも良いことは言うまでもない。なお、分極は基板の表面のみについて反転してもよい。

さらに、従来使用されている進行波電極を厚くする、あるいはバッファ層を厚くするなど電気信号と光の速度差を小さくする手法はそのまま本発明にも適用可能である。また電気信号の出力側を４０Ωや５０Ωなどの終端器で終端しても良いことは言うまでもない。

本発明の第１実施形態に係わる光変調器の概略構成を示す平面図及び断面図 同第１実施形態に係わる光変調器から出射された光信号パルスのαパラメータの周波数特性を示す図 本発明の第２実施形態に係わる光変調器から出射された光信号パルスのαパラメータの周波数特性を示す図 第１従来例の光変調器の概略構成を示す斜視図 同第１従来例の光変調器の断面図 同第１従来例の光変調器の動作を示す電力線図 第２従来例の光変調器の動作を示す電力線図 第３従来例の光変調器の概略構成を示す平面図 同第３従来例の光変調器の動作を示す電力線図 第４従来例の光変調器の概略構成を示す平面図 第５従来例の光変調器の概略構成を示す平面図 第４、第５従来例の光変調器から出射された光信号パルスのαパラメータの周波数特性を示す図

符号の説明

１，２１…ｚ−カットＬＮ基板、１ａ，１５ａ，１５ｃ，２１ａ…分極を反転しない領域、１ｂ，１５ｂ，２１ｂ…分極を反転する領域、２，２２…ＳｉＯ_２バッファ層、３，９，１３，１６，１９…マッハツェンダ光導波路、３ａ，３ｂ，９ａ，９ｂ，１３ａ，１３ｂ，１６ａ，１６ｂ，１９ａ，１９ｂ…マッハツェンダ光導波路を構成する光導波路、４…進行波電極、４ａ，６ａ，６ｂ，１０ａ，１０ｂ，１４ａ，１７ａ，２０ａ…中心導体、４ｂ，４ｃ，７ａ，７ｂ，７ｃ，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１４ｂ，１４ｃ，１７ｂ，１７ｃ，２０ｂ，２０ｃ…接地導体

Claims (3)

1. 電気光学効果を有する材料からなるとともに、分極を反転しない領域と分極を反転する領域との２種類の領域で形成された基板と、
   前記基板の一面側に形成され、入射された光を分岐し合波するための第1、第２の分岐光導波路を備えた光導波路と、
   前記各分岐光導波路を伝搬する光と相互作用する高周波電気信号を伝搬させる中心導体及び接地導体からなる相互作用部とを具備し、
   前記中心導体は前記第１、第２の分岐光導波路に対してそれぞれ第１、第２の長さだけ対向し、
   前記基板における前記第１の長さに対向する部分と前記第２の長さに対向する部分とは互いに異なる方向に分極した領域で形成され、
   前記相互作用部の領域で前記各分岐光導波路を伝搬する光の位相を変調する光変調器において、
   前記高周波電気信号に基づいた所定の変調周波数の帯域内で、前記光導波路から出射される光信号パルスのチャーピングの大きさを表すアルファパラメータの符号が変調周波数変化に伴ってプラスからマイナスへ又はマイナスからプラスへ変化するように、前記第１、第２の長さを設定し、これにより前記第１の長さと前記第２の長さとが異なってなり、
   前記光導波路から出射される光信号パルスに発生するチャーピングを抑制する
   ことを特徴とする光変調器。
2. 前記高周波電気信号に基づいた所定の周波数帯域における前記アルファパラメータの周波数についての積分値がほぼゼロとなるように、前記第１、第２の長さを設定したことを特徴とする請求項１記載の光変調器。
3. 前記基板における前記分極を反転しない領域の数及び前記分極を反転した領域の少なくとも一方の数が複数個あることを特徴とする請求項１又は２記載の光変調器。

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