JP4100125B2 - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力注入する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２は、従来使用している系統連系インバータ装置の構成を示す接続図である。ここで直流電源１は太陽電池や燃料電池といった出力が直流の分散型電源で構成されている。直流電源１で発電した直流電力は第１インバータ２で高周波電力に変換された後、高周波トランス３で昇降圧され２次側へ電力伝達される。高周波トランス２次側に発生した高周波電力は整流手段４で単方向の脈流に変換された後、第２インバータ５で系統６に同期した商用交流電力に変換されて、系統に注入されるものである。ここで、第１インバータと第２インバータはともにそれぞれ４個のスイッチング素子でフルブリッジ接続されている。
【０００３】
以下に動作を説明する。本実施例では第１インバータ２のスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄがオンオフを繰り返すことにより直流電圧がチョッピングされ、高周波トランス３の１次側に正負の矩形電圧を印加する。商用周期内で各スイッチング素子の導通比を変化させるパルス幅変調を行うことで、高周波トランス２次電圧の平均値は正弦波となっている。２次側に発生した電圧と系統電圧との差で発生する限流リアクトル５の電流はフィルタコンデンサ６で高周波成分が除去され、第２インバータ７の入力電流は商用２倍周波の脈流となっている。第２インバータ７は系統８の極性に同期して、Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３が排他的にオンオフを繰り返すことで、第２インバータ入力電流は交流に変換され、系統８に電流注入される。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１６９５６７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、高周波電力を商用周波電力に変換する過程において、高周波電力を一度整流した後、周波数の異なる交流に再変換していることから電力変換器が複数必要となる。したがって各変換段において損失が発生するため効率が悪、さらに放熱のための冷却スペースが大きくなり機器の形状が大きくなるという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、高周波電力から商用周波数の電力への交流−交流変換を簡素な構成とすることで、低損失かつ小形・軽量が実現できる系統連系インバータを提供することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明の系統連系インバータ装置は、高周波電力を商用周波電力に変換するインバータに双方向半導体スイッチを用いて、従来必要としていた高周波電力の整流手段を削除可能とし、低損失かつ小形・軽量で安価な系統連系インバータを提供するものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスと、直流電力を高周波電力に変換する前記高周波トランスの１次側に配置された第１インバータと、前記高周波電力を商用電力に変換する前記高周波トランスの２次側に配置された限流リアクトルと、複数のスイッチング素子がフルブリッジ構成された第２インバータとを有し、前記第２インバータのスイッチング素子を双方向スイッチで構成し、前記第２インバータの双方向スイッチを系統電圧の極性に応じてオンオフして前記高周波トランスの電力を交流に変換する系統連系インバータ装置とすることで、整流手段と直流から交流への変換を１つのインバータで実現する系統連系インバータ装置としている。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、電解コンデンサと双方向スイッチを直列接続した回生電力処理手段を有し、前記回生電力処理手段は、高周波トランスと、第２インバータとに並列配置して、前記第２インバータが自立運転時に低力率負荷が接続されたときのみ前記回生電力処理手段内の双方向スイッチをオンする請求項１に記載の系統連系インバータ装置とすることで、低力率負荷の電力回生を実現することができる系統連系インバータ装置としている。
【００１０】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例の系統連系インバータ装置は、太陽電池や燃料電池といった分散型電源である直流電源１１と、直流電力を高周波電力に変換するインバータ１２と、高周波電力の電圧を変換する高周波トランスと、限流リアクトルと、双方向スイッチ１６がフルブリッジ構成された第２インバータ１５とで構成され、第２インバータの出力は系統に連系されて同期正弦波電流を注入している。
【００１１】
以上の様に構成された系統連系インバータ装置について、図２の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、限流リアクトル１４には遅れ位相の電流が流れる。
【００１２】
一方、第２インバータ１５の双方向スイッチ１６は系統電圧の極性に応じてオンオフしており、例えば系統電圧が正のとき、限流リアクトル電流が図示してある方向に対して正の期間においては、限流リアクトル電流はＱ１とＱ４を通過する。ここで負の期間はＱ２とＱ３によって電流が阻止されるため、第２インバータ１５を通過する電流は図示の通り高周波の脈流となる。限流リアクトル電流の高周波成分は交流フィルタコンデンサ１７で除去されて、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００１３】
以上のように本実施例によれば、双方向スイッチで構成されたインバータを使用することで、高周波電力を直接商用周波の電力に直接変換が可能となるため、複数の変換段を必要としない低損失且つ小形・軽量の系統連系ンバータ装置を実現することができる。
【００１４】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しながら説明する。図３は本実施例の構成を示すブロック図である。図３において図１の回路構成と異なるのは、高周波トランス２次側に位置していた限流リアクトルの代わりに第２インバータ１５出力に交流リアクトル２０を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００１５】
以上の様に構成された系統連系インバータ装置について、図４の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、交流リアクトル２０には遅れ位相の電流が流れる。ここで、第２インバータ１５は高周波スイッチングを行う。具体的には交流リアクトル電流が図示している方向に対して正の時はＱ１とＱ４がオン、Ｑ２とＱ３がオフし、逆に交流リアクトル電流が負の時はＱ１とＱ４がオフ、Ｑ２とＱ３がオンする。したがって、交流リアクトル電流は正負に振幅を有する高周波電流となる。
【００１６】
なお、交流リアクトル２０を通過する高周波電流の成分は、交流フィルタコンデンサ１７で除去されて、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００１７】
以上のように本実施例によれば、第２インバータが高周波でスイッチングすることで、電流平滑用の交流リアクトルに流れる電流の極性に関わらず、常時エネルギを取り出すことのできる高効率の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００１８】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について図５を参照しながら説明する。図５は本実施例の構成を示す波形図である。構成要素は図３と同等であり、説明を省略する。
【００１９】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図５の波形図を参照して動作を説明する。第１インバータ１２の動作で高周波トランス１３の２次側に発生する高周波電圧は、誘導性を有する交流リアクトルが負荷であるため、交流リアクトル２０を流れる電流は第１インバータ１２の駆動信号に対して遅れ位相となる。そこで商用周期の間、第１インバータ１２の駆動信号に対して一定の位相遅れを維持して第２インバータ１５を高周波動作すると、概ね交流リアクトル電流のゼロ近傍でスイッチングすることになり、第２インバータ１５を構成する双方向スイッチ１６のスイッチング損失を軽減することになる。
【００２０】
以上のように本実施例によれば、第１インバータを構成する半導体スイッチの駆動信号と、第２インバータを構成する双方向半導体スイッチの駆動信号とが、一定の位相差で維持されることで、簡素な構成でゼロ電流スイッチングと動作周波数の一定化が同時に実現できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００２１】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について図６を参照しながら説明する。図６は本実施例の構成を示すブロック図である。図６において図３の回路構成と異なるのは、高周波トランス１３の２次側にゼロ電流検知手段４０を配置し、この出力を用いてゼロ電流スイッチング制御手段４１で第２インバータ１５を制御するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２２】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図７の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス１３の出力電圧は第１インバータ１２のパルス幅変調（ＰＷＭ）動作により正弦波変調されているため、商用周期のピーク付近では高周波トランス２次電圧が図示してある方向に対して正の期間が長い。
【００２３】
逆に谷間付近では、高周波トランス２次電圧は図示してある方向に対して負の期間が長くなる。したがって、交流リアクトル電流がゼロを通過する位相は商用周期中、大幅に変化する。そこで高周波トランス１３の２次側に配置されたゼロ電流検知手段４０は、商用周期で変化する交流リアクトル電流のゼロ電流タイミングを検知して、この出力を基にゼロ電流スイッチング手段４１が第２インバータ１５を構成する双方向スイッチ１６を高周波でスイッチングする。
【００２４】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスの２次側電流のゼロ電流を検出するゼロ電流検知手段４０を有して、第２インバータの駆動信号をゼロ電流検出手段の出力に同期して出力することで、双方向スイッチのスイッチング損失を原理的にゼロにすることができるため、低損失化が可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００２５】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について図８を参照しながら説明する。図８は本実施例の構成を示す波形図である。構成要素は図６と同等であり、説明を省略する。
【００２６】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図８の波形図を参照して動作を説明する。交流リアクトル電流の動作周波数は第１インバータ１２の動作周波数で決定される。第２インバータ１５の動作は交流リアクトル２０のゼロ電流のタイミングで行われるため、各インバータのデッドタイムの影響などで結果的に周波数が変化する場合がある。その時は第２インバータ１５の動作周波数をゼロ電流スイッチングに対して優先させることで、第１インバータ１２と第２インバータ１５間の動作周波数の差をなくして、２つのインバータ間の干渉音を防止する。
【００２７】
以上のように本実施例によれば、第２インバータと第１インバータの動作周波数を一致させることで、２つのインバータが同時に動作した際の干渉音による騒音発生を回避することのできる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００２８】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について図９を参照しながら説明する。図９は本実施例の構成を示すブロック図である。図９において図３の回路構成と異なるのは、高周波トランス１３と第２インバータ１５との間に限流リアクトル１４とフィルタコンデンサ６０をローパスフィルタ構成として挿入した点である。上記以外の構成要素は第３の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２９】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図１０を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、限流リアクトル１４には遅れ位相の電流が流れる。限流リアクトル電流の高周波成分はフィルタコンデンサ６０で除去され、第２インバータ１５に入力する電流は商用周波の正弦波となる。ここで、第２インバータ１５の双方向スイッチ１６は系統電圧の極性に応じてオンオフしており、例えば系統電圧が正のとき、第２インバータ入力電流が図示してある方向に対して正の期間においては、Ｑ１とＱ４がオンして、Ｑ２とＱ３がオフする。
【００３０】
また、系統電圧が負の期間はＱ２とＱ３がオンし、Ｑ１とＱ４がオフすることで、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００３１】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスと第２インバータの間に、限流リアクトルとフィルタコンデンサをローパスフィルタ構成で挿入し、第２インバータを商用周波数でスイッチングすることで、第２インバータの損失からスイッチング損失が削減できるため、小形・軽量で安価な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００３２】
（実施例７）
以下、本発明の第７の実施例について図面を参照しながら説明する。図１１は本実施例の構成を示すブロック図である。図１１において図１の回路構成と異なるのは、第２インバータと系統との間に継電器を配置して、独立出力を可能にしたことと、限流リアクトルと第２インバータとの間に双方向スイッチと電解コンデンサを直列に接続した回生電力処理手段を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３３】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図を参照して動作を説明する。系統１８が停電した時、系統連系インバータ装置は系統から切り離されて正弦波電圧出力の自立運転動作を行う。仮にモータ負荷などの低力率負荷が急に接続された場合、瞬時に回生電力処理手段７０の構成要素である双方向スイッチをオンして、第２インバータ１５の入力段に低インピーダンスの電解コンデンサを挿入して、商用周期の中で電力回生を行う。また、回生電力が発生しない抵抗負荷が接続されている場合、双方向スイッチはオフする。
【００３４】
以上のように本実施例によれば、電解コンデンサと双方向スイッチを直列接続した回生電力処理手段を高周波トランスと、第２インバータとの間で並列配置し、自立運転時に誘導性や容量性の低力率負荷が接続された場合、瞬時に双方向スイッチを投入することで、利便性の良い系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように本発明は、高周波絶縁タイプのインバータにおいて、高周波トランス出力の高周波電力を商用周波電力に変換するインバータに双方向半導体スイッチを用いることで、従来不可欠であった高周波電力の整流手段を削除が可能となり、大幅な低損失かつ小形・軽量で安価な系統連系インバータを提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図２】 本発明の第１の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図３】 本発明の第２の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図４】 本発明の第２の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図５】 本発明の第３の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図６】 本発明の第４の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図７】 本発明の第４の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図８】 本発明の第５の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図９】 本発明の第６の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１０】 本発明の第６の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図１１】 本発明の第７の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１２】 従来の系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１１ 直流電源
１２ 第１インバータ
１３ 高周波トランス
１４ 限流リアクトル
１５ 第２インバータ
１６ 双方向スイッチ
１７ 交流フィルタコンデンサ
１８ 系統
２０ 交流リアクトル
４０ゼロ電流検知手段
４１ゼロ電流スイッチング手段
６０フィルタコンデンサ
７０ 回生電力処理手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力注入する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２は、従来使用している系統連系インバータ装置の構成を示す接続図である。ここで直流電源１は太陽電池や燃料電池といった出力が直流の分散型電源で構成されている。直流電源１で発電した直流電力は第１インバータ２で高周波電力に変換された後、高周波トランス３で昇降圧され２次側へ電力伝達される。高周波トランス２次側に発生した高周波電力は整流手段４で単方向の脈流に変換された後、第２インバータ５で系統６に同期した商用交流電力に変換されて、系統に注入されるものである。ここで、第１インバータと第２インバータはともにそれぞれ４個のスイッチング素子でフルブリッジ接続されている。
【０００３】
以下に動作を説明する。本実施例では第１インバータ２のスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄがオンオフを繰り返すことにより直流電圧がチョッピングされ、高周波トランス３の１次側に正負の矩形電圧を印加する。商用周期内で各スイッチング素子の導通比を変化させるパルス幅変調を行うことで、高周波トランス２次電圧の平均値は正弦波となっている。２次側に発生した電圧と系統電圧との差で発生する限流リアクトル５の電流はフィルタコンデンサ６で高周波成分が除去され、第２インバータ７の入力電流は商用２倍周波の脈流となっている。第２インバータ７は系統８の極性に同期して、Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３が排他的にオンオフを繰り返すことで、第２インバータ入力電流は交流に変換され、系統８に電流注入される。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１６９５６７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、高周波電力を商用周波電力に変換する過程において、高周波電力を一度整流した後、周波数の異なる交流に再変換していることから電力変換器が複数必要となる。したがって各変換段において損失が発生するため効率が悪、さらに放熱のための冷却スペースが大きくなり機器の形状が大きくなるという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、高周波電力から商用周波数の電力への交流−交流変換を簡素な構成とすることで、低損失かつ小形・軽量が実現できる系統連系インバータを提供することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明の系統連系インバータ装置は、高周波電力を商用周波電力に変換するインバータに双方向半導体スイッチを用いて、従来必要としていた高周波電力の整流手段を削除可能とし、低損失かつ小形・軽量で安価な系統連系インバータを提供するものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスと、直流電力を高周波電力に変換する前記高周波トランスの１次側に配置された第１インバータと、前記高周波電力を商用電力に変換する前記高周波トランスの２次側に配置された限流リアクトルと、複数のスイッチング素子がフルブリッジ構成された第２インバータとを有し、前記第２インバータのスイッチング素子を双方向スイッチで構成し、前記第２インバータの双方向スイッチを系統電圧の極性に応じてオンオフして前記高周波トランスの電力を交流に変換する系統連系インバータ装置とすることで、整流手段と直流から交流への変換を１つのインバータで実現する系統連系インバータ装置としている。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、電解コンデンサと双方向スイッチを直列接続した回生電力処理手段を有し、前記回生電力処理手段は、高周波トランスと、第２インバータとに並列配置して、前記第２インバータが自立運転時に低力率負荷が接続されたときのみ前記回生電力処理手段内の双方向スイッチをオンする請求項１に記載の系統連系インバータ装置とすることで、低力率負荷の電力回生を実現することができる系統連系インバータ装置としている。
【００１０】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例の系統連系インバータ装置は、太陽電池や燃料電池といった分散型電源である直流電源１１と、直流電力を高周波電力に変換するインバータ１２と、高周波電力の電圧を変換する高周波トランスと、限流リアクトルと、双方向スイッチ１６がフルブリッジ構成された第２インバータ１５とで構成され、第２インバータの出力は系統に連系されて同期正弦波電流を注入している。
【００１１】
以上の様に構成された系統連系インバータ装置について、図２の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、限流リアクトル１４には遅れ位相の電流が流れる。
【００１２】
一方、第２インバータ１５の双方向スイッチ１６は系統電圧の極性に応じてオンオフしており、例えば系統電圧が正のとき、限流リアクトル電流が図示してある方向に対して正の期間においては、限流リアクトル電流はＱ１とＱ４を通過する。ここで負の期間はＱ２とＱ３によって電流が阻止されるため、第２インバータ１５を通過する電流は図示の通り高周波の脈流となる。限流リアクトル電流の高周波成分は交流フィルタコンデンサ１７で除去されて、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００１３】
以上のように本実施例によれば、双方向スイッチで構成されたインバータを使用することで、高周波電力を直接商用周波の電力に直接変換が可能となるため、複数の変換段を必要としない低損失且つ小形・軽量の系統連系ンバータ装置を実現することができる。
【００１４】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しながら説明する。図３は本実施例の構成を示すブロック図である。図３において図１の回路構成と異なるのは、高周波トランス２次側に位置していた限流リアクトルの代わりに第２インバータ１５出力に交流リアクトル２０を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００１５】
以上の様に構成された系統連系インバータ装置について、図４の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、交流リアクトル２０には遅れ位相の電流が流れる。ここで、第２インバータ１５は高周波スイッチングを行う。具体的には交流リアクトル電流が図示している方向に対して正の時はＱ１とＱ４がオン、Ｑ２とＱ３がオフし、逆に交流リアクトル電流が負の時はＱ１とＱ４がオフ、Ｑ２とＱ３がオンする。したがって、交流リアクトル電流は正負に振幅を有する高周波電流となる。
【００１６】
なお、交流リアクトル２０を通過する高周波電流の成分は、交流フィルタコンデンサ１７で除去されて、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００１７】
以上のように本実施例によれば、第２インバータが高周波でスイッチングすることで、電流平滑用の交流リアクトルに流れる電流の極性に関わらず、常時エネルギを取り出すことのできる高効率の系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００１８】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について図５を参照しながら説明する。図５は本実施例の構成を示す波形図である。構成要素は図３と同等であり、説明を省略する。
【００１９】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図５の波形図を参照して動作を説明する。第１インバータ１２の動作で高周波トランス１３の２次側に発生する高周波電圧は、誘導性を有する交流リアクトルが負荷であるため、交流リアクトル２０を流れる電流は第１インバータ１２の駆動信号に対して遅れ位相となる。そこで商用周期の間、第１インバータ１２の駆動信号に対して一定の位相遅れを維持して第２インバータ１５を高周波動作すると、概ね交流リアクトル電流のゼロ近傍でスイッチングすることになり、第２インバータ１５を構成する双方向スイッチ１６のスイッチング損失を軽減することになる。
【００２０】
以上のように本実施例によれば、第１インバータを構成する半導体スイッチの駆動信号と、第２インバータを構成する双方向半導体スイッチの駆動信号とが、一定の位相差で維持されることで、簡素な構成でゼロ電流スイッチングと動作周波数の一定化が同時に実現できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００２１】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について図６を参照しながら説明する。図６は本実施例の構成を示すブロック図である。図６において図３の回路構成と異なるのは、高周波トランス１３の２次側にゼロ電流検知手段４０を配置し、この出力を用いてゼロ電流スイッチング制御手段４１で第２インバータ１５を制御するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２２】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図７の波形図を参照して動作を説明する。高周波トランス１３の出力電圧は第１インバータ１２のパルス幅変調（ＰＷＭ）動作により正弦波変調されているため、商用周期のピーク付近では高周波トランス２次電圧が図示してある方向に対して正の期間が長い。
【００２３】
逆に谷間付近では、高周波トランス２次電圧は図示してある方向に対して負の期間が長くなる。したがって、交流リアクトル電流がゼロを通過する位相は商用周期中、大幅に変化する。そこで高周波トランス１３の２次側に配置されたゼロ電流検知手段４０は、商用周期で変化する交流リアクトル電流のゼロ電流タイミングを検知して、この出力を基にゼロ電流スイッチング手段４１が第２インバータ１５を構成する双方向スイッチ１６を高周波でスイッチングする。
【００２４】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスの２次側電流のゼロ電流を検出するゼロ電流検知手段４０を有して、第２インバータの駆動信号をゼロ電流検出手段の出力に同期して出力することで、双方向スイッチのスイッチング損失を原理的にゼロにすることができるため、低損失化が可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００２５】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について図８を参照しながら説明する。図８は本実施例の構成を示す波形図である。構成要素は図６と同等であり、説明を省略する。
【００２６】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図８の波形図を参照して動作を説明する。交流リアクトル電流の動作周波数は第１インバータ１２の動作周波数で決定される。第２インバータ１５の動作は交流リアクトル２０のゼロ電流のタイミングで行われるため、各インバータのデッドタイムの影響などで結果的に周波数が変化する場合がある。その時は第２インバータ１５の動作周波数をゼロ電流スイッチングに対して優先させることで、第１インバータ１２と第２インバータ１５間の動作周波数の差をなくして、２つのインバータ間の干渉音を防止する。
【００２７】
以上のように本実施例によれば、第２インバータと第１インバータの動作周波数を一致させることで、２つのインバータが同時に動作した際の干渉音による騒音発生を回避することのできる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【００２８】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について図９を参照しながら説明する。図９は本実施例の構成を示すブロック図である。図９において図３の回路構成と異なるのは、高周波トランス１３と第２インバータ１５との間に限流リアクトル１４とフィルタコンデンサ６０をローパスフィルタ構成として挿入した点である。上記以外の構成要素は第３の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２９】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図１０を参照して動作を説明する。高周波トランス２次側に発生する矩形波状の高周波電圧と系統電圧との差によって、限流リアクトル１４には遅れ位相の電流が流れる。限流リアクトル電流の高周波成分はフィルタコンデンサ６０で除去され、第２インバータ１５に入力する電流は商用周波の正弦波となる。ここで、第２インバータ１５の双方向スイッチ１６は系統電圧の極性に応じてオンオフしており、例えば系統電圧が正のとき、第２インバータ入力電流が図示してある方向に対して正の期間においては、Ｑ１とＱ４がオンして、Ｑ２とＱ３がオフする。
【００３０】
また、系統電圧が負の期間はＱ２とＱ３がオンし、Ｑ１とＱ４がオフすることで、系統１８には出力電流として系統１８に同期した商用周波成分が注入される。
【００３１】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスと第２インバータの間に、限流リアクトルとフィルタコンデンサをローパスフィルタ構成で挿入し、第２インバータを商用周波数でスイッチングすることで、第２インバータの損失からスイッチング損失が削減できるため、小形・軽量で安価な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００３２】
（実施例７）
以下、本発明の第７の実施例について図面を参照しながら説明する。図１１は本実施例の構成を示すブロック図である。図１１において図１の回路構成と異なるのは、第２インバータと系統との間に継電器を配置して、独立出力を可能にしたことと、限流リアクトルと第２インバータとの間に双方向スイッチと電解コンデンサを直列に接続した回生電力処理手段を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３３】
以上のように構成された系統連系インバータ装置について図を参照して動作を説明する。系統１８が停電した時、系統連系インバータ装置は系統から切り離されて正弦波電圧出力の自立運転動作を行う。仮にモータ負荷などの低力率負荷が急に接続された場合、瞬時に回生電力処理手段７０の構成要素である双方向スイッチをオンして、第２インバータ１５の入力段に低インピーダンスの電解コンデンサを挿入して、商用周期の中で電力回生を行う。また、回生電力が発生しない抵抗負荷が接続されている場合、双方向スイッチはオフする。
【００３４】
以上のように本実施例によれば、電解コンデンサと双方向スイッチを直列接続した回生電力処理手段を高周波トランスと、第２インバータとの間で並列配置し、自立運転時に誘導性や容量性の低力率負荷が接続された場合、瞬時に双方向スイッチを投入することで、利便性の良い系統連系インバータ装置を提供することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように本発明は、高周波絶縁タイプのインバータにおいて、高周波トランス出力の高周波電力を商用周波電力に変換するインバータに双方向半導体スイッチを用いることで、従来不可欠であった高周波電力の整流手段を削除が可能となり、大幅な低損失かつ小形・軽量で安価な系統連系インバータを提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図２】 本発明の第１の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図３】 本発明の第２の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図４】 本発明の第２の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図５】 本発明の第３の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図６】 本発明の第４の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図７】 本発明の第４の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図８】 本発明の第５の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図９】 本発明の第６の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１０】 本発明の第６の実施例である系統連系インバータ装置の各部動作を示す波形図
【図１１】 本発明の第７の実施例である系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【図１２】 従来の系統連系インバータ装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１１ 直流電源
１２ 第１インバータ
１３ 高周波トランス
１４ 限流リアクトル
１５ 第２インバータ
１６ 双方向スイッチ
１７ 交流フィルタコンデンサ
１８ 系統
２０ 交流リアクトル
４０ゼロ電流検知手段
４１ゼロ電流スイッチング手段
６０フィルタコンデンサ
７０ 回生電力処理手段
Claims (2)
- 高周波トランスと、直流電力を高周波電力に変換する前記高周波トランスの１次側に配置された第１インバータと、前記高周波電力を商用電力に変換する前記高周波トランスの２次側に配置された限流リアクトルと、複数のスイッチング素子がフルブリッジ構成された第２インバータとを有し、前記第２インバータのスイッチング素子を双方向スイッチで構成し、前記第２インバータの双方向スイッチを系統電圧の極性に応じてオンオフして前記高周波トランスの電力を交流に変換する系統連系インバータ装置。
- 電解コンデンサと双方向スイッチを直列接続した回生電力処理手段を有し、前記回生電力処理手段は、高周波トランスと、第２インバータとに並列配置して、前記第２インバータが自立運転時に低力率負荷が接続されたときのみ前記回生電力処理手段内の双方向スイッチをオンする請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002296214A JP4100125B2 (ja) | 2002-10-09 | 2002-10-09 | 系統連系インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002296214A JP4100125B2 (ja) | 2002-10-09 | 2002-10-09 | 系統連系インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004135408A JP2004135408A (ja) | 2004-04-30 |
| JP4100125B2 true JP4100125B2 (ja) | 2008-06-11 |
Family
ID=32286254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002296214A Expired - Fee Related JP4100125B2 (ja) | 2002-10-09 | 2002-10-09 | 系統連系インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4100125B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3007348A2 (en) | 2014-10-09 | 2016-04-13 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion apparatus |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2461474A1 (en) * | 2009-07-30 | 2012-06-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Utility interactive inverter device |
| JP5898848B2 (ja) | 2011-03-30 | 2016-04-06 | 株式会社エヌエフ回路設計ブロック | 絶縁型電力変換装置 |
| NZ712515A (en) * | 2013-03-28 | 2016-08-26 | Panasonic Ip Man Co Ltd | Inverter device |
| US9543823B2 (en) | 2014-11-13 | 2017-01-10 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion apparatus having a switching circuit unit that includes a switching device and an auxiliary switching device |
| US9548676B2 (en) | 2014-11-13 | 2017-01-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion apparatus |
| CN106487263A (zh) * | 2015-08-24 | 2017-03-08 | 中车大连电力牵引研发中心有限公司 | 逆变器 |
| CN107294413B (zh) | 2016-04-08 | 2021-01-05 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| CN107294414B (zh) | 2016-04-08 | 2020-09-18 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力变换装置 |
| JP6709965B2 (ja) * | 2016-12-27 | 2020-06-17 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム |
-
2002
- 2002-10-09 JP JP2002296214A patent/JP4100125B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3007348A2 (en) | 2014-10-09 | 2016-04-13 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power conversion apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004135408A (ja) | 2004-04-30 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| RD01 | Notification of change of attorney |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080310 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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