JP3959131B2

JP3959131B2 - Automotive valve control device

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Publication number: JP3959131B2
Application number: JP04861596A
Authority: JP
Inventors: 勝二丸本; 利通箕輪; 峰雄柏谷; 松男天野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-03-06
Filing date: 1996-03-06
Publication date: 2007-08-15
Anticipated expiration: 2016-03-06
Also published as: JPH08303285A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車用バルブ制御装置に係り、特にモータを用いてバルブを制御するに好適な自動車用バルブ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動車用バルブ制御装置としては、例えば、エンジンに吸入される空気量を調整するために、吸気管に取り付けられたスロットルバルブをモータにより制御する電子スロットル制御装置などが知られている。
【０００３】
スロットルバルブの開度を制御するには、一般に、スロットルバルブの回転軸に直結したポテンショメータなどにより、スロットルバルブの開度を検出し、この検出された開度が目標開度となるような制御が行われる。
【０００４】
また、例えば、特開平6−54591号公報に記載のように、スロットルバルブを回転するモータに流れるモータ電流をＨブリッジ形チョッパ回路によりチョッパ制御し、このモータに流れる電流そのものを検出してフィードバック制御することも知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
特開平6−54591号公報に記載のものにあっては、負荷であるモータに直列に抵抗を挿入し、この抵抗の両端電圧を測定することにより、モータに流れるモータ電流そのものを検出している。一般に、検出された電圧を増幅するための増幅器の駆駆動電圧として用いられるのは、安定化電源により１２Ｖのバッテリ電圧から作られた例えば５Ｖの電圧である。しかしながら、Ｈブリッジ形チョッパ回路のパワー素子がオンとなった時には、この電圧は自動車用バッテリの電圧である１２Ｖが印加される。したがって、従来のように、負荷であるモータに直列に挿入された抵抗の両端電圧を測定する方法にあっては、一般的な増幅器を用いることはできず、高価な絶縁形電流検出器等を用いなければならないという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は、高価な絶縁形電流検出器を用いることなく、バルブを駆動するモータに流れる電流を容易に検出してフィードバック制御の行える自動車用バルブ制御装置を提供するにある。
【０００７】
また、本発明の他の目的は、高精度にバルブの開度を制御することができる自動車用バルブ制御装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、バルブと、このバルブを駆動するモータと、このモータに流れる電流をチョッパ制御してモータの回転を制御するチョッパ回路と、このチョッパ回路にパルス幅変調された制御信号を供給するＰＷＭ駆動回路と、このＰＷＭ駆動回路に制御信号を供給し、上記バルブの開度を制御する制御手段と、上記パルス幅変調された制御信号に応じて断続して変化する上記チョッパ回路を構成するパワー素子の電流を検出する電流検出手段とを備え、上記制御手段は、この電流検出手段により検出された電流に基づいて上記ＰＷＭ駆動回路に供給する制御信号を可変して上記バルブの開度を制御するようにしたものである。
【０００９】
更に、上記電流検出手段は、上記チョッパ回路に直列に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段とから構成するようにしたものである。
【００１０】
更に、上記電流検出手段は、上記電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてサンプルホールドするサンプルホールド回路を備え、上記Ａ／Ｄ変換手段は、このサンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するようにしたものである。
【００１１】
上記自動車用バルブ制御装置において、好ましくは、上記サンプルホールド回路は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドするようにしたものである。
【００１２】
上記自動車用バルブ制御装置において、好ましくは、上記Ａ／Ｄ変換手段は、上記パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してＡ／Ｄ変換を起動するようにしたものである。
【００１３】
本発明では、電流検出手段により、パルス幅変調された制御信号に応じて断続して変化するチョッパ回路を構成するパワー素子の電流を検出し、制御手段は、入力されるバルブの開度の指令とバルブ開度検出手段が検出するバルブの開度に基づいてバルブの開度を制御するとともに、電流検出手段により検出された電流に基づいてＰＷＭ駆動回路に供給する制御信号を可変してバルブの開度を制御することにより、高精度にバルブの開度を制御し得るものとなる。
【００１４】
また、電流検出手段は、チョッパ回路に直列に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段とから構成することにより、検出されたモータ電流値のバラツキも殆どなくし得るものとなる。
【００１５】
また、さらに、電流検出手段は、電流検出用抵抗の両端電圧を上記制御信号に基づいてサンプルホールドするサンプルホールド回路を備え、Ａ／Ｄ変換手段は、このサンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧を制御信号に基づいてディジタル信号に変換することにより、検出されたモータ電流は低電流から高電流まで直線性が良好なものとなる。
【００１６】
また、サンプルホールド回路が、パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドするものでは、電流立ち上がりの振動などの影響を受けないで電流を検出し得るものとなる。
【００１７】
また、さらに、Ａ／Ｄ変換手段が、パルス幅変調された制御信号のパルスの立ち下がりに同期してＡ／Ｄ変換を起動するものでは、電流立ち上がりの振動などの影響を受けない電流値を検出し得るものとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例について詳細に説明する。
【００１９】
図１は、本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の制御システム構成図である。
【００２０】
マイコン１には、自動車用エンジンの吸気管に取り付けられたスロットルバルブの開度を指示するスロットル開度指令Ｔ_VCが、マイコン１のＡ／Ｄ入力に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換される。スロットル開度指令Ｔ_VCは、アクセルペダルの踏込量を検出したアナログ信号である。勿論、アクセルペダルの踏込量を検出した信号を一旦、エンジン制御用のマイコンに取り込み、種々のエンジンの状態に応じた演算を行った上で、このエンジン制御用のマイコンが出力するスロットル開度指令Ｔ_VCをディジタル信号として、マイコン１に取り込んでもいい。このスロットル開度指令Ｔ_VCのディジタル信号としては、ＰＷＭ信号の周期をＴ_a とし、オンパルスの長さをＴ_b とすると、例えば、（Ｔ_b ／Ｔ_a ）のようなデューティ比を表すデータ信号を用いることができる。
【００２１】
スロットルボディ２に回転可能に取り付けられたスロットルバルブ１０の開度は、スロットルバルブ１０の回転軸に結合されたポテンショメータ１１により検出される。ポテンショメータ１１により検出されたスロットルバルブ１０の開度は、スロットル開度信号Ｔ_VFとして、アンプ３により増幅され、マイコン１のＡ／Ｄ入力に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換される。
【００２２】
マイコン１は、入力されたスロットル開度指令Ｔ_VCとスロットル開度信号Ｔ_VFに基づいて、ＰＷＭ駆動回路８に制御信号ＰＷＭ，Ｄ／Ｏを出力する。制御信号ＰＷＭは、パルス信号であり、そのパルスの周期は一定であり、そのパルスのデューティ比が可変である。パルスのデューティ比は、スロットル開度指令Ｔ_VCとスロットル開度信号Ｔ_VFとの差分が大きいほど大きくなるようにマイコン１の中で演算される。制御信号Ｄ／Ｏは、モータ９の回転方向を示す“正転",“逆転”及びモータ９の“停止”並びに“ブレーキ”の４状態を示すための２ビットの制御信号である。
【００２３】
ＰＷＭ駆動回路８は、入力された制御信号ＰＷＭ，Ｄ／Ｏの内、モータ９の回転方向を示す“正転”若しくは“逆転”に応じて、“正転”時には、制御信号ＰＷＭを制御信号ＰＷＭ１として出力し、正転方向を示す制御信号Ｆを出力する。制御信号Ｆは、正転時には、常にオンとなる信号である。また、“逆転”時には、制御信号ＰＷＭを制御信号PWM2として出力し、逆転方向を示す制御信号Ｒを出力する。制御信号Ｒは、逆転時には、常にオンとなる信号である。
【００２４】
ＰＷＭ駆動回路８から制御信号が供給されるＨブリッジ形チョッパ４は、ＰＷＭ制御用のパワーＭＳＯＦＥＴ・Ｍ１，Ｍ２及び直流モータの回転方向切替用のパワーMOSFET・
Ｍ３，Ｍ４から構成されている。
【００２５】
従って、正転時で、しかも、制御信号ＰＷＭがオンの時には、制御信号ＰＷＭ１と制御信号Ｆが出力され、Ｈブリッジ形チョッパ主回路４のパワーＦＭＳＦＥＴ・Ｍ１及びパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４が導通する。バッテリＢからの電源電圧Ｖ_B は、パワーMOSFET・Ｍ１を経由してモータ９に印加され、モータ電流Ｉ_F が流れ、さらに、パワーMOSFET・Ｍ４及びシャント抵抗５を介してバッテリＢに戻る。制御信号ＰＷＭ１がオフになると、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ１がオフとなるが、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４は正転の制御信号Ｆが出ているのでオンのままであり、モータ電流Ｉ_F は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４からパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３の逆ダイオードを経由して、プライホイール電流Ｉ_D3が流れる。従って、モータ電流Ｉ_F は、制御信号ＰＷＭ１がオンの時は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ１を流れる電流Ｉ_M1となり、制御信号ＰＷＭ１がオフの時は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３を流れるフライホール電流Ｉ_D3となる。
【００２６】
さらに、逆転時で、しかも、制御信号ＰＷＭがオンの時には、制御信号ＰＷＭ２と制御信号Ｒが出力され、Ｈブリッジ形チョッパ主回路４のパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ２及びパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３が導通する。バッテリＢからの電源電圧Ｖ_B は、パワーMOSFET・Ｍ２を経由してモータ９に印加され、モータ電流Ｉ_F が流れ、さらに、パワーMOSFET・Ｍ３及びシャント抵抗５を介してバッテリＢに戻る。制御信号ＰＷＭ２がオフになると、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ２がオフとなり、モータ電流Ｉ_F は、パワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ３からパワーＭＯＳＦＥＴ・Ｍ４の逆ダイオードを経由して、フライホイール電流が流れる。このようにして、モータ９には、正転時とは、逆方向にモータ電流Ｉ_F が流れることになり、モータ９を逆転することができる。
【００２７】
モータ９は、直流モータであるが、ステッピングモータであってもよい。モータ９は、減速ギアを介してスロットルバルブ１０に直結されており、モータ９を正転することにより、スロットルバルブ１０が開き、モータ９を逆転することにより、スロットルバルブ１０が閉じて、スロットルバルブ１０の開度が制御される。
【００２８】
シャント抵抗５を流れるパワー素子電流Ｉ_D の詳細については、図３を用いて後述する。このパワー素子電流Ｉ_D は、シャント抵抗５の両端の電圧であるシャント抵抗電圧Ｖ_D として検出され、アンプ６で増幅される。シャント抵抗５の一端はアース電位であり、シャント抵抗５は電流検出用に用いられているため、その抵抗値も小さなものである。従って、シャント抵抗電圧Ｖ_D は、アンプ６の駆動電圧、例えば、５Ｖに比べて低いものであり、アンプ自体も高価な絶縁形の電流検出器でなく、通常のアンプを使用できる。このアンプ６の出力電圧Ｖ_DAは、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭに同期して動作するサンプルホールド回路１２でホールドされる。サンプルホールド回路１２の出力媒圧Ｖ_DHは、マイコン１のＡ／Ｄ入力端子に入力し、マイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換される。
【００２９】
このようにして検出されたパワー素子電流Ｉ_D は、マイコン１の中で、スロットル開度指令Ｔ_VCとスロットル開度信号Ｔ_VFの差分から求められるモータ電流の制御信号と比較され、モータ電流の制御信号にパワー素子電流Ｉ_D が一致するように制御信号ＰＷＭのデューティ比が可変され、モータ媒流のフィードバック制御がなされる。
【００３０】
スロットル開度の制御にあたっては、原理的には、スロットル開度指令Ｔ_VCとスロットル開度信号Ｔ_VFの差分に基づくフィードバック制御だけで行えるわけである。しかしながら、実際には、外気温度が変化すると、バッテリＢの電圧が変化するため、マイコン１から出力される制御信号ＰＷＭが一定でも、バッテリ電圧Ｂの変化に応じてモータ９を流れる電流が変化することになる。即ち、バッテリ電圧が低下すれば、モータに流れる電流は減少する。また、モータの温度が変化すると、モータ９のコイルの抵抗値が変化することからも、モータ９を流れる電流が変化することになる。以上のようなモータ電流の変化に対しても、このパワー素子電源Ｉ_D を検出して、フィードバック制御することにより、スロットル開度の制御を高精度にすることができる。即ち、マイコン１から出力される制御信号ＰＷＭが一定でも、その時、バッテリ電圧が低下してモータに流れる電流が減少した時には、そのモータ電流の減少分を補償するように、モータ電流を増加してフィードバック制御することにより、スロットル開度の制御を高精度にすることができる。
【００３１】
次に、図２及び図３を用いてパワー素子電流Ｉ_D の検出部の回路の詳細について説明する。図２において、図１と同一符号は、同一部分を表す。
【００３２】
Ｈブリッジ形チョッパ回路４に接続されたシャント抵抗５を流れるパワー素子電流Ｉ_D は、シャント抵抗電圧Ｖ_D として、アンプ６に取り込まれる。アンプ６は、オペアンプ６１と入力抵抗Ｒ１，Ｒ２と帰還抵抗Ｒ３，Ｒ４と出力抵抗Ｒ５で構成される。アンプ６の出力電圧Ｖ_DAは、サンプルホールド回路１２に入力する。サンプルホールド回路１２は、アナログスイッチ１２１とコンデンサ１２２で構成され、アナログスイッチ１２１がマイコン１からのＰＷＭ信号に同期してオン，オフ動作する。オン時にはアンプ６の出力信号がそのまま出力され、オフ時にはオフする直前の電圧がコンデンサ１２２に充電された電圧がホールドされる。
【００３３】
なお、図１において、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭと、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２は同じパルス信号であるため、アナログスイッチ１２１を動作させる信号は、マイコン１が出力する制御信号ＰＷＭに代えて、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を用いてもよい。その際には、制御信号ＰＷＭ１と制御信号ＰＷＭ２の論理和（ＯＲ）をとることにより、アナログスイッチ１２１を動作させる信号とすることができる。
【００３４】
いずれにしても、最終的にＨブリッジ形チョッパ回路のパワー素子の制御信号であるＰＷＭ信号に基づいてアナログスイッチを動作させてパワー素子電流をサンプルホールすればよい。
【００３５】
ここで、図３を用いて各電流，電圧波形に基づいて電流検出の原理について説明する。
【００３６】
図３（Ａ）は、マイコン１からの制御信号ＰＷＭを示しており、ＰＷＭ駆動回路８から出力される制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２も同様な信号である。制御信号ＰＷＭは、時刻ｔ₀ にオンとなり、時刻ｔ₁ にオフとなり、その後、時刻ｔ₃ にオンとなり、時刻ｔ₄ にオフとなる繰り返しパルスである。このパルスの周期Ｔ₀ は、一定であるが、このパルスのオン時間Ｔ₁ は、可変であり、スロットル開度指令Ｔ_VCとスロットル開度信号Ｔ_VFの差分に応じてパルスのオン時間Ｔ₁ を変えることにより、このパルスのデューティ比（Ｔ₁／Ｔ₀）が変化する。ＰＷＭ信号として２０ｋＨｚのものを用いると、パルスの周期Ｔ₀ は、５０μｓである。
【００３７】
図３（Ｂ）は、パワー素子電流Ｉ_D を示しており、制御信号ＰＷＭがオンになると、パワー素子電流Ｉ_D が流れ始める。この時、パワーＭＯＳＦＥＴの逆回復（リカバリー）特性等の影響により過電流が流れる。また、制御信号ＰＷＭがオフになると、パワーMOSFETの動作遅れによりＴ₂ 時間遅れて電流が零となる。遅れ時間Ｔ₂ は数μｓ程度である。
【００３８】
図３（Ｃ）は、シャント抵抗５の両端のシャント抵抗電圧Ｖ_D を示しており、パワー素子電流Ｉ_D の立ち下がり時にリアクタンスＬの影響で多少のオーバーシュートが発生する。
【００３９】
図３（Ｄ）は、アンプ５の出力電圧Ｖ_DAを示しており、オペアンプの高周波特性により、時刻ｔ₀ の立ち上がりには振動し、時刻ｔ₂ の立ち下がり時には時間遅れが生じる。前述したように、ＰＷＭ信号は、２０ｋＨｚの高周波信号であるため、このような影響が生じている。
【００４０】
アンプ６の出力電圧は、図３（Ｄ）に示すような波形の電圧信号であるため、種々の変動の影響を取り除くため、この信号をマイコン１に取り込むにあたってサンプルホールド回路１２を用いている。そして、サンプルホールドのタイミングは、時刻ｔ₁，ｔ₄、即ち、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、サンプルホールド回路１２の中のアナログスイッチ１２１をオフすることにより、その直前のアンプ出力電圧Ｖ_DAをコンデンサ１２２にホールドする。実際上は、ＰＷＭ信号は、図３（Ａ）に示すようなパルス信号であるため、このパルス信号がオンからオフに替わる時に、アナログスイッチ１２１がオフして、その直前のアンプ出力電圧Ｖ_DAをコンデンサ１２２にホールドする。
【００４１】
従って、サンプルホールド回路１２の出力である電流検出信号Ｖ_DHは、図３（Ｅ）に示すように、時刻ｔ₀から時刻ｔ₁までは、図３（Ｄ）のアンプ出力電圧Ｖ_DAと等しいが、時刻ｔ₁ 以降は、その直前の電圧をホールドしたものとなっている。
【００４２】
また、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、図３（Ｆ）に示すように、マイコン１の中のＡ／Ｄ変換器に外部トリガを掛けて、サンプルホールド回路１２の出力である電流検出信号Ｖ_DHのＡ／Ｄ取り込みを開始する。このようにして、Ａ／Ｄ変換のタイミングを規制することにより、タイミングのバラツキによるデータのバラツキは発生しなくなる。このＡ／Ｄ変換の開始から終了までの変換に要する時間Ｔ₃ は、変換すべきアナログ信号値によって、異なるが、本例では、数μｓ乃至数十μｓである。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換が終了すると、変換されたディジタル信号は、図３（Ｇ）に示すように、マイコンデータ（ＩＤＣＵＲＮＴ）としてマイコン１の本体に取り込まれる。
【００４４】
図３(Ｈ)は、モータ９を流れるモータ電流Ｉ_F を示している。このモータ電流Ｉ_F において、時刻ｔ₀から時刻ｔ₁までの間に流れる電流は、図１において、パワーＭＯＳＴＥＴ・Ｍ１を流れる電流Ｉ_M1に相当し、時刻ｔ₁から時刻ｔ₂までの間に流れる電流は、図１において、パワーＭＯＳＴＥＴ・Ｍ３を流れるフライホイール電流Ｉ_M3に相当するものである。
【００４５】
従って、チョッパ回路のオフ直前の電流値が取り込めるために電流立ち上がり振動などの影響を受けない電流値を検出することが可能である。
【００４６】
ＰＷＭ制御する場合には、ＰＷＭ信号のオン期間の中央でトリガ信号を出してＡ／Ｄ取り込みを行うこともできる。即ち、図３（Ａ）のように、ＰＷＭ信号が、時刻ｔ₀ から時刻ｔ₁ までの間オンであるとき、時刻 ((ｔ₁−ｔ₀)／２) のタイミングでＡ／Ｄを開始するものであるが、デューティ比が小さくなり、パルスオン期間が短くなると、そのタイミングもパルスの立ち上がりに近付いてくるため、図３（Ｄ）に示す立ち上がりの振動の影響を受けることになるが、本実施例のように、ＰＷＭ信号の立ち下がりで外部トリガを掛けてＡ／Ｄ取り込みを行うことにより、かかる影響を受けることもない。
【００４７】
次に、図４を用いて、ソフトウェア処理における電流検出原理の詳細なタイミングを、図５を用いて、ソフトウェア処理のフローチャートを説明する。
【００４８】
図４（Ｉ）は、ソフトウェアのタスク０の実行を示しており、図４（Ｊ）は、ソフトウェアの他のタスクの実行を示している。図４(Ｉ)に示すように、１ｍｓ毎にタスク０のプログラムが実行される。タスク０のプログラム実行後、図４（Ｊ）が実行される。
【００４９】
図５（ａ）に示すように、タスク０のプログラムの中には、複数の処理があるが、タスク０が起動されると、制御処理１００，制御処理１０２と順番に実行し、処理１０４において、電流検出用Ａ／Ｄ許可の設定を行う。即ち、図４（Ｉ）に示すように、電流取り込みの許可を設定し、Ａ／Ｄ変換器への外部トリガ（ＴＲＧＥ）の許可の設定を行う。このとき、また、Ａ／Ｄエンドフラッグを０クリアしておく。その後、他の制御処理１０６を実行して、リターンとなり、他のタスクを実行する。
【００５０】
ハードウェアのＰＷＭ信号は、プログラムのタスク０の処理時間よりも早い時間で、非同期で動作させている。従って、この電流取り込み許可後、図４（Ａ）に示すように、５０μｓ後に出力されるＰＷＭ信号の立ち下がりに同期して、外部トリガが入力すると、図５（ｂ）に示すＡ／Ｄ変換器の外部トリガ用のＡＤＴＲＧのプログラムが起動される。このＡＤＴＲＧのプログラムでは、処理２００でＡ／Ｄ変換が起動される。Ａ／Ｄ変換が終了すると、Ａ／Ｄエンドフラッグが１となるため、処理２０２では、Ａ／Ｄエンドフラッグをチェックし、このフラッグが１となると、処理２０４にて、図４（Ｆ）に示すように、電流検出値取り込みを行う。そして、処理２０６にて、電流検出用Ａ／Ｄ終了の処理を行う。この処理では、Ａ／Ｄ外部トリガ（ＴＲＧＥ）を禁止することにより、次に、Ａ／Ｄ外部トリガ（ＴＲＧＥ）が許可になるまで、その動作を禁止する。処理２０６の実行後、リターンとなる。
【００５１】
ＰＷＭがプログラム実行時間よりはるかに早い時間、例えば、５０μｓ周期で動作中にソフトウェアにより、ＰＷＭ動作の２０回に１回の割合の１ｍｓ毎に電流値の取り込み動作を実行する。ＰＷＭ動作が５０μｓに対して、電流検出が１ｍｓと遅いが電流検出値を用いる制御処理が１ｍｓであり、特に問題とならない。このような方法によりチョッパ回路のオフ直前の瞬時電流を取り込むことができる。図３の説明では、各ＰＷＭのパルス（図３（Ａ））に対応して、Ａ／Ｄ取り込み（図３（Ｆ））を行っているものとしているが、実際には、上述したように、ＰＷＭ動作の２０回に１回の割合の１ｍｓ毎に電流値の取り込み動作を実行するようにしている。また、チョッパ周波数を高周波化することで電流の脈動が少なくなり平均電流に近い値が取り込める。
【００５２】
図４（Ａ）は、図３（Ａ）に対応する図であり、図４（Ｆ）は、図３（Ｆ）に対応する図である。
【００５３】
図６は、本発明の一実施例によるモータ電流検出特性を表すグラフである。
【００５４】
このモータ電流検出特性は、マイコン１によりモータ電流を制御して、この時のモータ電流Ｉ_F を実測したものを図６の横軸とし、サンプルホールド回路１２及びマイコン１に内蔵されたＡ／Ｄ変換を介してディジタル信号に変換されたマイコンデータ値を縦軸にとってプロットしたものである。
【００５５】
この図から明らかなように、実測されたモータ電流値と検出されたマイコンデータ値の直線性は、低電流から高電流まで極めてよいものである。また、検出されたマイコンデータ値にバラツキも殆どなく、図中の直線上によくのっている。また、１Ａ以下のモータ電流の小さい領域まで検出することができる。
【００５６】
本実施例においては、断続するパワー素子電流を検出することにより、連続的に変化するモータ電流をよく近似して検出できることが明かである。
【００５７】
図７は、実際にモータ９に流れる電流とマイコン１に取り込まれるマイコンデータ（ＩＤＣＵＲＮＴ）との関係を示す波形図である。
【００５８】
モータ９に流れる電流を図７の上段にモータ電流Ｉ_F で示される電流が流れるように、マイコン１に指令値を与えている。横軸の１目盛りが１００ｍｓであり、５５０ｍｓの周期で三角波状にモータ電流が変化するように指令値を変化させている。図７の中段には、サンプルホールド回路１２の出力であり、また、マイコン１への入力となる電流検出信号Ｖ_DHの波形が示されている。上段のモータ電流Ｉ_F と同様に三角波形に変化するとともに、この三角波の成分に高周波成分が重畳している。この高周波成分は、図３（Ｅ）に示す電流検出信号Ｖ_DHのうち、時刻ｔ₀ 及び時刻ｔ₃ の直後に示されている振動成分である。図７の下段には、マイコン１内でディジタル信号に変換されたマイコンデータを示している。このマイコンデータでは、図３（Ｆ）に示すようにサンプルホールド回路１２でサンプルホールドされた信号をＡ／Ｄ変換しているため、図７中段の電流検出信号Ｖ_DHに示される高周波成分の影響は現れていない。
【００５９】
以上のようにして、モータ電流を低電流領域から検出可能で、しかも、直線性よく検出できるため、低スロットル開度における高精度の開度制御が可能となる。従って、自動車用バルブ制御装置の中で、スロットルバルブの制御に関しては、従来は、スロットルバルブをモータで制御する電子制御スロットルとアイドル・スピード・コントロール(ＩＳＣ)とは別システムで独立した制御装置として構成されていた。電子制御スロットルにおいては、その制御動作を素早くするため、フィードバックループのゲインを高めているが、そのようにすると、特に、アイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）は、スロットルバルブの低開度の制御を行うものであるため、ループゲインが高すぎると微妙な制御が行えないため、これについては、従来は独立して制御する必要があった。しかしながら、低スロットル開度における高精度の開度制御が可能となることにより、このアイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）についても、電子制御スロットル装置の中の一つのシステムとして共用化して実現できることになる。この場合、従来は、ＩＳＣの指令は、独立にスロットルバルブに与えられていたが、本実施例では、ＩＳＣの指令も、図１のスロットル開度指令Ｔ_VCの中に移ませることにより、通常のスロットルバルブ制御もＩＳＣも共通に制御できる。勿論、上位のエンジン制御用のマイコンによりマイコン１を制御するシステムにおいては、エンジン制御用のマイコンからマイコン１に与えるディジタルの制御指令の中に、通常のスロットルバルブ制御指令とともに、ＩＳＣの制御指令を入れることで制御を実行できる。
【００６０】
本実施例によれば、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御を行えるものとなる。
【００６１】
また、パワー素子電流の瞬時値を検出するようにしているため、検出されたモータ電流の直線性は、低電流から高電流まで極めてよいものとなる。
【００６２】
また、ＰＷＭ信号に同期した外部トリガ信号によりＡ／Ｄ変換を行うため、電流を取り込むタイミングが大きくずれず、検出されたモータ電流値にバラツキも殆どなくなる。
【００６３】
また、１Ａ以下のようなモータ電流の小さい領域まで検出することができる。
また、高精度にバルブの開度を制御することができるものとなり、従って、電子制御スロットル装置とアイドル・スピード・コントロール（ＩＳＣ）とを共用化できるものとなる。
【００６４】
また、チョッパ周波数を高周波化することで電流の脈動が少なくなり平均電流に近い値が取り込める。
【００６５】
なお、図１に示す実施例では、サンプルホールド回路１２を用いて、アンプの出力電圧をサンプルホールドするようにしているが、このサンプルホールド回路に代えて、平滑フィルタ回路を用いることもできる。この場合、平滑フィルタ回路の出力は、図３（Ｅ）に示す電流検出信号Ｖ_DHを平滑したものとなるが、この平滑した電圧をＡ／Ｄ変換器を介してマイコン１に取り込んでも、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御の行えるものとなる。なお、この検出されたマイコンデータは、電流検出信号Ｖ_DHの瞬時値ではなく、平滑値であるため、図６に示すほど直線性のよいものとはならないが、絶縁形電流検出器のような特殊な検出器を用いることなく、モータに流れる電流を検出することは可能である。
【００６６】
なお、以上の実施例では、自動車用バルブ制御装置として、スロットルバルブの開度を制御する装置を一例にして説明したが、自動車用バルブ制御装置としては、スロットルバルブに限らず、排気ガス還流（ＥＧＲ）用のバルブの制御や、スロットルボディにタンデムのバルブを備えたトラクションコントロール用のバルブの制御などに適用できるものである。
【００６７】
また、以上の実施例では、サンプルホールド回路の出力電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器は、マイコンの中に内蔵されているものとして説明したが、マイコンの外部にディスクリートに構成されたＡ／Ｄ変換器を用いることもできる。このときには、マイコンから外部トリガ信号を出力して、この外部トリガ信号に同期して、Ａ／Ｄ変換を開始すればよい。
【００６８】
また、マイコン１が、ＰＷＭ信号のデューティ比に関するデータ値を出力し、ＰＷＭ駆動回路がこのデータ値に基づくパルス信号を制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２として出力する形式のシステムにおいては、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１と制御信号PWM2の論理和（ＯＲ）の信号により、アナログスイッチ１２１を動作させるものとしてもよい。また、この際には、Ａ／Ｄ変換の外部トリガ信号としては、ＰＷＭ駆動回路が出力する制御信号ＰＷＭ１と制御信号ＰＷＭ２の論理和（ＯＲ）の信号を用いることができる。
【００６９】
また、Ａ／Ｄ外部割り込みのタイミングは、ＰＷＭ制御信号のパルスの立ち下がりに同期してサンプルホールドし、また、Ａ／Ｄ変換するようにしているが、このタイミングに限らず、ＰＷＭ信号のパルスの中央のタイミングでサンプルホールドし、また、Ａ／Ｄ変換するようにしてもよい。
【００７０】
本発明を用いた自動車用電子スロットル制御装置の構成を図８〜図１４を用いて更に詳しく説明する。
【００７１】
本実施例になる自動車の電子スロットル制御装置は３つの制御系から構成されている。
【００７２】
その一つはモータに流れる実電流値ＩＭＣＵＲＮＴと電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）とを比較してその偏差ＩＭＥＲＯＲに基づいてＰＷＭ駆動回路８にＰＷＭデューティ指令値（ＡＬＰＨＡ）を出力する電流制御系である。
【００７３】
この電流制御系は先に説明した様にモータ９に直列に接続されたシャント抵抗５の両端の電圧を検出し、その値から、実モータ電流ＩＭＣＵＲＮＴを検出する電流検出部１３を含む。この電流制御系は図８に示す様に更に、電流指令値ＩＭＣＯＭＤと実電流値ＩＭＣＵＲＮＴとを比較し、その偏差ＩＭＥＲＯＲを求める為の偏差演算部１５を有する。偏差ＩＭＥＲＯＲを零にする為に必要なＰＷＭのデューティ信号ＡＬＲＨＡを、演算し、ＰＷＭ駆動回路８に出力する補償演算部１４を有する。
【００７４】
また、電流制御系は電流指令値ＩＭＣＯＭＤと補償演算部１４で演算されたＰＷＭデューティ信号ＡＬＰＨＡから、スロットル弁の開閉方向を判断処理する開閉方向信号処理部２１を含む。
【００７５】
この電流制御系は図９に更に詳細に図示されている。
【００７６】
補償演算部ＡＣＲ１４は、偏差ＩＭＥＲＯＲから、比例補償分を演算する比例補償演算部１４１，積分補償分を演算する積分補償部１４２、それぞれの値の上下限を制限するリミッタ１４３，１４４、このリミッタ１４３，１４４の出力値ＩＰＲＯＰとＩＩＮＴＥとを加算する加算部１４５，加算部１４５の出力値ＩＡＤＤＡの上下限を制限するリミッタ１４６，リミッタ１４６からの出力の絶対値ＴＯＴＡＬＤ２を演算する絶対値演算部147及び絶対値ＴＯＴＡＬＤ２に所定の定数（１／８）を付加してＰＷＭのデューティ指令値ＡＲＰＨＡとＰＷＭの周期ＰＷＭＩＤＴＲとを出力する演算値変換部１４８とから成る。
【００７７】
開閉方向信号処理部２１は、電流指令値ＩＭＣＯＭＤとＰＩ演算結果ＴＯＴＡＬＤ２からモータの駆動方向の判定を行って電流検出部１３に出力したり、判定結果からスロットルバルブの開方向信号ＭＣＯＮＴ１及び閉方向信号ＭＣＯＮＴ２及びモータの停止信号をＨブリッジチョッパ４に出力する。
【００７８】
電流検出部１３はモータ電流検出部１３１で検出された検出電流値ＩＤＣＵＲＮＴが一方向で検出されるので、電流検出値正負切換え部９２で開閉方向信号処理部２１の出力に従い、符号変換器１３２を操作して検出された電流値ＩＤＣＵＲＮＴの符号を変換する。
【００７９】
図９において、Ｋ_p は、比例補償演算用の比例定数、Ｋ_IIは積分補償演算用の積分定数、Ｚ^-1は同じく積分時定数である。Ｋ_p ，Ｋ_IIは制御系のゲインを与える。
【００８０】
また、リミッタ１４３，１４４，１４６及び絶対値演算部１４７のブロック内に標記した数値は、演算値のそれぞれ上下限値を示す。
【００８１】
尚、図９の中で補償演算部１４他の演算処理は、マイクロコンピュータで実行される。そのフローチャートは図１４に示す通りで以下詳説する。
【００８２】
プログラムが実行されると、先ず、ステップ９１０１で電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の値が＋か−かをチェックし開閉方向の判定を行う。＋の場合はステップ９１０３で電流検出値（ＩＤＣＵＲＮＴ）をそのままメモリのＩＭＣＵＲＮＴにモータ電流値として設定する。−の場合にはステップ９１０２で電流検出値（ＩＤＣＵＲＮＴ）を−に符号変換後メモリのＩＭＣＵＲＮＴに設定しステップ１４Ａへ進む。
【００８３】
ステップ１４Ａでは図１２に示すＰＩＤＳＵＢフローチャートを用いて電流制御演算を実行するためのデータセットを行う。例えば、モータ電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）をメモリのＣＯＭＡに、電流補償演算の比例定数（ＫＰＩ）をメモリのＫＰへセットする。
【００８４】
同様に、積分時定数ＺをメモリのＺ₀ に（図示しない）、積分値ＩＩＮＴＥをメモリのＩＮＴＥに積分定数Ｋ_IIをメモリのＫＩに、微分定数ＫＤ₁ をＫＤ（電流制御では電流制御の応答性が高い（時定数が小さい）のでこの実施例では使用しない。）にそれぞれセットする。
【００８５】
次のステップ１４０は比例，積分，微分演算（ＰＩＤＳＵＢ）サブルーチンであり、図１２で説明するところの演算を実行する。この演算が終了するとステップ１４Ｂで電流制御データの退避を行う。例えば、サブルーチンでの偏差の演算結果（ＥＲＯＲ）を電流偏差ＩＭＥＲＯＲへ、制御出力値（ＡＤＤＢ）の演算結果を電流制御出力値ＩＡＤＤＢへ、退避させる。
【００８６】
ステップ１４７では、電流制御出力値ＩＡＤＤＢを絶対値化し、ステップ１４８では周期とデューティをマイコンのレジスタ（ＰＷＩＤＴＲ）（ＯＵＴＤＴＹ）にそれぞれ設定し電流制御の補償演算を終了する。
【００８７】
上述のステップ１４０で示した比例・積分・微分サブルーチンＰＩＤＳＵＢを図１２に従って説明する。このサブルーチンは、後述するスロットルバルブの速度演算や同開度演算の比例・積分・微分演算部として共通に使用できる。つまり、それぞれの演算に用いる定数，時定数，制限値をその都度各演算の個々の値に置き換えれば、演算フローそのものは、共通に使えるのである。この各演算は、関連する入力信号の取り込みタイミングに同期してそれぞれ実行したり、タイマ割込みで定期的に実行したりできる。演算した結果はメモリの所定のエリアに記憶しておき他の判断処理，演算処理時にそこから読み出して利用する。また、メモリに記憶された各値は新たに演算された値に常に更新される。
【００８８】
このサブルーチンＰＩＤＳＵＢのプログラムが起動されると、ステップ１４０１で指令値（ＣＯＭＤＡ）と帰還値（ＦＦＡ）との偏差（ＥＲＯＲ）演算を実行し、次のステップ１４０２で比例ゲイン（ＫＰ）に偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し比例項（ＰＲＯＰ）を求めて出力に演算がオーバフローしないようにリミッタをかける。ステップ１４０３では積分ゲイン（ＫＩ）と偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し、前回の積分演算値（ＩＮＴＥ）と加算して今回の積分演算値（ＩＮＴＥ）とし出力リミッタをかける。次のステップ１４０４では微分ゲイン(ＫＤ)に偏差（ＥＲＯＲ）を乗算し前回演算微分値（ＤＩＦＦ）から減算して今回の微分値（ＤＩＦＦ）を求め同様に出力リミッタをかける。最後にステップ１４０５では上記で求めた比例（ＰＲＯＰ），積分（ＩＮＴＥ），微分（ＤＩＦＦ）値を加算したものを制御出力値（ＡＤＤＢ）とし、比例，積分，微分演算（ＰＩＤＳＵＢ）を終了する。
【００８９】
次に開閉方向信号処理部２１のフローチャートを図１３に示す。ステップ９１１１ではＰ.Ｉ.Ｄ出力（ＴＯＴＡＬＤ２）が“０”かを判定し、“０”の場合（Ｙ）はステップ９１１２へ行きモータ駆動を停止させるための処理を行う。例えば、マイコンのレジスタ（ＯＵＴＤＴＹ）にデューティ“０”設定の処理を行い演算処理を終了する。
【００９０】
一方、“０”でない場合（Ｎ）にはステップ９１１３で電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の符号により駆動方向を判定する。電流指令値が＋の場合にはステップ９１１４でフラッグにより閉方向駆動を判定し、閉方向の場合にはステップ９１１５でモータをＯＦＦする信号“１”をセットし、ステップ９１１６でパワー部のチョッパ切替時の短絡防止時間を確保（１００〜２００μＳ）後終了する。ステップ９１１４に戻って、開方向の場合はステップ９１１７で開方向駆動フラグをセットし開方向状態を維持し終了する。
【００９１】
ステップ９１１３に戻って、電流指令値（ＩＭＣＯＭＤ）の符号が−の場合はステップ９１１８で開方向駆動かどうかを判定し、開方向駆動の場合にはステップ９１１５でモータを停止させる。閉方向駆動の場合にはステップ９１１９で閉方向駆動フラグをセットし閉方向状態を維持し終了する。
【００９２】
以上の実施例により、スロットル開度制御におけるモータ電流の制御が可能となり、モータ巻線抵抗などの温度影響による電流の変動を抑制できるので、スロットル制御における安定性や制御精度の向上が図れる。
【００９３】
制御系のもう一つは、スロットル弁の速度制御系である。
【００９４】
この制御系は、スロットル弁開度指令値にスロットル弁の開閉速度を考慮した補正値を付加して、スロットル弁の開度制御のオーバシュートをなくしたり、目標開度までの到達時間をできるだめ早くする機能を持つ。
【００９５】
この制御系は図１０に示す様に、以下の機能ブロックを有する。
【００９６】
実際のスロットル開度を示す信号ＴＶＯＡＤを微分演算部８１で微分してその変化度を検出し、開度の変化速度を求める速度検出部１８を有する。ここでリミッタ８２は、微分演算部の微分値の上限と下限を制限する。
【００９７】
また、求められた実際のスロットル開閉速度ＴＶＳＰＥＤとスロットル開閉速度指令ＴＶＳＣＯＭとを比較演算してその偏差ＳＥＲＯＲを求める速度偏差演算部１７を有する。
【００９８】
偏差ＳＥＲＯＲは比例補償演算部１６１に送られ、ここで演算した結果をリミッタ164を通して加算部１６７に送る。
【００９９】
また偏差ＳＥＲＯＲは積分補償演算部１６２にも送られ、ここで演算した結果はリミッタ１６５を通して加算部１６７へ送られる。
【０１００】
更に偏差ＳＥＲＯＲは微分補償部１６３へ送られ、ここで演算した結果はリミッタ166を介して加算部１６７へ送られる。
【０１０１】
リミッタ１６４,１６５,１６６からのそれぞれの値、ＳＰＲＯＰ，ＳＩＮＴＥ，SDIFFの加算値ＳＡＤＤＡは、リミッタ１６８を介して電流指令値ＩＭＣＯＭＤとして上述の電流制御系に入力される。
【０１０２】
ここでＫ_S ，Ｋ_PS，Ｋ_IS，Ｋ_DSはそれぞれ演算定数で、各項のＺは演算時定数である。
【０１０３】
各リミッタ内の数値は、演算値の上下限値を示す。この制御系のスロットル速度補償演算部ＰＩＤＳＵＢ１６の演算もマイクロコンピュータで上述した図１２のサブルーチンに基づき実行される。
【０１０４】
制御系の最後の一つはスロットル開度（位置）制御系である。
【０１０５】
この最後の制御系は、図示していない自動車のエンジン制御ユニットより入力されるスロットル弁開度指令（ＴＶＯＡＤ）と実際のスロットル弁の開度ＴＶＯＡＤとを比較してその偏差信号ＰＥＲＯＲを求める比較演算部２０を有する。その演算部の出力である偏差ＰＥＲＯＲに基づきそれぞれ、比例演算部６１，積分演算部６２，微分演算部６３で比例項，積分項，微分項が演算され、それぞれリミッタ６４，６５，６６を通して加算部６７に送られる。
【０１０６】
加算部６７では比例項ＰＰＲＯＰ，積分項ＰＩＮＴＥ、及び微分項ＰＤＩＦＦが加算され、この値ＰＡＤＤＡはリミッタ６８を通して上述したスロットル弁速度制御部にスロットル弁速度指令値ＴＶＳＣＯＭとして入力される。
【０１０７】
ここで、Ｋ_PP，Ｋ_IP，Ｋ_DPはそれぞれスロットル弁開度補償演算部のそれぞれ演算定数で各項の補償ゲインを与える。Ｚは時定数である。
【０１０８】
また各リミッタ内の数値は演算値の上下限値を示す。
【０１０９】
この制御系のスロットル開度補償演算部ＰＩＤＳＵＢ１６の演算もマイクロコンピュータで上述した図１２のサブルーチンによって実行される。
【０１１０】
以上の様な本実施例では、スロットル弁の開度制御の為のフィードバックループの他に、駆動モータへ供給する電流の制御についてもフィードバックループを持つので、バッテリ電圧の変動やモータの巻線抵抗の温度変化による変動の影響を受けることがない。
【０１１１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、自動車用バルブ制御装置において、容易にバルブを駆動するモータに流れる電流を検出してフィードバック制御の行えるようになる。
【０１１２】
また、本発明によれば、高精度にバルブの開度を制御することができるようになるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置のシステム構成図である。
【図２】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出部の回路図である。
【図３】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明する波形図である。
【図４】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明するタイミングチャートである。
【図５】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置の電流検出原理を説明するフローチャートである。
【図６】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置により検出されたモータ電流のグラフである。
【図７】本発明の一実施例による電子スロットル制御装置により検出されたモータ電流の波形図である。
【図８】図１の詳細機能ブロック図である。
【図９】図８の電流制御系の詳細ブロック図である。
【図１０】図８の速度制御系の詳細ブロック図である。
【図１１】図８の開度制御系の詳細ブロック図である。
【図１２】図９，図１０，図１１のＰＩＤ演算部の演算フローチャートである。
【図１３】図１１の開度制御の実行フローチャートである。
【図１４】図９の電流制御の実行フローチャートである。
【符号の説明】
１…マイコン、４…Ｈブリッジ形チョッパ、９…モータ、１０…スロットルバルブ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an automotive valve control device, and more particularly to an automotive valve control device suitable for controlling a valve using a motor.
[0002]
[Prior art]
  As a conventional automobile valve control device, for example, an electronic throttle control device for controlling a throttle valve attached to an intake pipe by a motor in order to adjust the amount of air taken into the engine is known.
[0003]
  In order to control the opening of the throttle valve, in general, control is performed such that the opening of the throttle valve is detected by a potentiometer or the like directly connected to the rotary shaft of the throttle valve, and the detected opening becomes the target opening. Done.
[0004]
  Also, for example, as described in JP-A-6-54591, the motor current flowing in the motor that rotates the throttle valve is chopper-controlled by an H-bridge chopper circuit, and the current itself flowing in the motor is detected and feedback controlled. It is also known to do.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
  In the one described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-54591, a resistor is inserted in series with a motor that is a load, and the voltage across the resistor is measured to detect the motor current itself flowing through the motor. . Generally, what is used as the driving voltage of the amplifier for amplifying the detected voltage is, for example, a voltage of 5 V generated from a battery voltage of 12 V by a stabilized power source. However, when the power element of the H-bridge chopper circuit is turned on, 12V which is the voltage of the automobile battery is applied as this voltage. Therefore, in the conventional method of measuring the voltage across the resistor inserted in series with the motor that is the load, a general amplifier cannot be used, and an expensive insulated current detector or the like can be used. There was a problem that it had to be used.
[0006]
  An object of the present invention is to provide an automotive valve control device that can easily detect a current flowing in a motor driving a valve and perform feedback control without using an expensive insulated current detector.
[0007]
  Another object of the present invention is to provide an automotive valve control device that can control the opening of a valve with high accuracy.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the present invention provides a valve, a motor for driving the valve, a chopper circuit for controlling the rotation of the motor by controlling the current flowing through the motor, and pulse width modulation for the chopper circuit. A PWM drive circuit for supplying the control signal, a control means for supplying the control signal to the PWM drive circuit and controlling the opening of the valve, and an intermittent change in accordance with the pulse width modulated control signal Current detecting means for detecting a current of a power element constituting the chopper circuit, and the control means varies a control signal supplied to the PWM drive circuit based on the current detected by the current detecting means. Thus, the opening degree of the valve is controlled.
[0009]
  Furthermore,The current detection means includes a current detection resistor connected in series to the chopper circuit, and an A / D conversion means for converting a voltage across the current detection resistor into a digital signal based on the control signal. It is what I did.
[0010]
  Furthermore,The current detection means includes a sample hold circuit that samples and holds the voltage across the current detection resistor based on the control signal, and the A / D conversion means uses the voltage sampled and held by the sample hold circuit as described above. The digital signal is converted based on the control signal.
[0011]
  In the automotive valve control device, preferably, the sample and hold circuit performs sample and hold in synchronization with a falling edge of a pulse of the pulse width modulated control signal.
[0012]
  In the automotive valve control device, preferably, the A / D conversion means starts A / D conversion in synchronization with a falling edge of a pulse of the pulse width modulated control signal..
[0013]
  BookIn the present invention, the current detecting means detects the current of the power element constituting the chopper circuit that changes intermittently according to the pulse width modulated control signal. The valve opening degree is controlled based on the valve opening degree detected by the valve opening degree detecting means, and the control signal supplied to the PWM drive circuit is varied based on the current detected by the current detecting means to open the valve. By controlling the degree, the opening degree of the valve can be controlled with high accuracy.
[0014]
  The current detection means is composed of a current detection resistor connected in series to the chopper circuit and an A / D conversion means for converting the voltage across the current detection resistor into a digital signal based on the control signal. As a result, variations in the detected motor current value can be almost eliminated.
[0015]
  Furthermore, the current detection means is, ElectricA sample-and-hold circuit that samples and holds the voltage across the current detection resistor based on the control signal is provided. The A / D converter converts the voltage sampled and held by the sample-and-hold circuit into a digital signal based on the control signal. Thus, the detected motor current has good linearity from a low current to a high current.
[0016]
  Sample hold circuitBut, Sample and hold in sync with the falling edge of the pulse of the pulse width modulated control signalIn thingsThe current can be detected without being affected by the vibration of the current rise.
[0017]
  Further, A / D conversion meansButInitiates A / D conversion in synchronization with the falling edge of the pulse of the pulse width modulated control signalIn thingsThus, it is possible to detect a current value that is not affected by the vibration of the current rise.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0019]
  FIG. 1 is a control system configuration diagram of an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
[0020]
  The microcomputer 1 has a throttle opening degree command T for instructing the opening degree of the throttle valve attached to the intake pipe of the automobile engine._VCIs input to the A / D input of the microcomputer 1 and converted into a digital signal by the A / D converter built in the microcomputer 1. Throttle opening command T_VCIs an analog signal that detects the amount of depression of the accelerator pedal. Of course, the throttle opening command that is output from the engine control microcomputer after the signal that detects the amount of depression of the accelerator pedal is once taken into the engine control microcomputer and calculations are performed according to various engine conditions. T_VCMay be taken into the microcomputer 1 as a digital signal. This throttle opening command T_VCAs the digital signal, the period of the PWM signal is T_a And the length of the on-pulse is T_b For example, (T_b / T_a A data signal representing the duty ratio can be used.
[0021]
  The opening degree of the throttle valve 10 rotatably attached to the throttle body 2 is detected by a potentiometer 11 coupled to the rotation shaft of the throttle valve 10. The opening degree of the throttle valve 10 detected by the potentiometer 11 is the throttle opening degree signal T._VFAre amplified by the amplifier 3, input to the A / D input of the microcomputer 1, and converted into a digital signal by the A / D converter built in the microcomputer 1.
[0022]
  The microcomputer 1 receives the input throttle opening command T_VCAnd throttle opening signal T_VFThe control signals PWM and D / O are output to the PWM drive circuit 8 based on the above. The control signal PWM is a pulse signal, the period of the pulse is constant, and the duty ratio of the pulse is variable. The duty ratio of the pulse is determined by the throttle opening command T_VCAnd throttle opening signal T_VFIs calculated in the microcomputer 1 so as to increase as the difference between is larger. The control signal D / O is a 2-bit control signal for indicating the four states of “forward rotation”, “reverse rotation” indicating the rotation direction of the motor 9 and “stop” and “brake” of the motor 9.
[0023]
  The PWM drive circuit 8 sends the control signal PWM to the control signal at the time of “forward rotation” according to “forward rotation” or “reverse rotation” indicating the rotation direction of the motor 9 among the input control signals PWM, D / O. It outputs as PWM1 and outputs a control signal F indicating the normal rotation direction. The control signal F is a signal that is always on during normal rotation. Further, at the time of “reverse rotation”, the control signal PWM is output as the control signal PWM2, and the control signal R indicating the reverse rotation direction is output. The control signal R is a signal that is always on during reverse rotation.
[0024]
  The H-bridge chopper 4 to which a control signal is supplied from the PWM drive circuit 8 includes a PWM control power MSOFETs M1, M2 and a DC MOSFET rotation direction switching power MOSFET.
It consists of M3 and M4.
[0025]
  Accordingly, at the time of forward rotation and when the control signal PWM is ON, the control signal PWM1 and the control signal F are output, and the power FMSFET · M1 and the power MOSFET · M4 of the H-bridge chopper main circuit 4 are conducted. Power supply voltage V from battery B_B Is applied to the motor 9 via the power MOSFET M1, and the motor current I_F Flows back to the battery B via the power MOSFET M4 and the shunt resistor 5. When the control signal PWM1 is turned off, the power MOSFET M1 is turned off, but the power MOSFET M4 remains on because the forward control signal F is output, and the motor current I_F Through the reverse diode of the power MOSFET M3 to the plywheel current I_D3Flows. Therefore, the motor current I_F When the control signal PWM1 is on, the current I flowing through the power MOSFET M1_M1When the control signal PWM1 is off, the flyhole current I flowing through the power MOSFET M3_D3It becomes.
[0026]
  Further, at the time of reverse rotation and when the control signal PWM is ON, the control signal PWM2 and the control signal R are output, and the power MOSFET M2 and the power MOSFET M3 of the H-bridge chopper main circuit 4 are conducted. Power supply voltage V from battery B_B Is applied to the motor 9 via the power MOSFET M2, and the motor current I_F Flows back to the battery B via the power MOSFET M3 and the shunt resistor 5. When the control signal PWM2 is turned off, the power MOSFET M2 is turned off, and the motor current I_F , Flywheel current flows from the power MOSFET M3 via the reverse diode of the power MOSFET M4. In this way, the motor 9 has the motor current I in the opposite direction to that during forward rotation._F Will flow and the motor 9 can be reversed.
[0027]
  The motor 9 is a direct current motor, but may be a stepping motor. The motor 9 is directly connected to the throttle valve 10 via a reduction gear. When the motor 9 is rotated forward, the throttle valve 10 is opened, and when the motor 9 is rotated reversely, the throttle valve 10 is closed. An opening of 10 is controlled.
[0028]
  Power element current I flowing through shunt resistor 5_D The details of will be described later with reference to FIG. This power element current I_D Is the shunt resistance voltage V which is the voltage across the shunt resistor 5_D And amplified by the amplifier 6. Since one end of the shunt resistor 5 is a ground potential and the shunt resistor 5 is used for current detection, its resistance value is also small. Therefore, shunt resistance voltage V_D Is lower than the drive voltage of the amplifier 6, for example, 5 V, and the amplifier itself is not an expensive insulated current detector, and a normal amplifier can be used. The output voltage V of this amplifier 6_DAIs held by a sample and hold circuit 12 that operates in synchronization with the control signal PWM output from the microcomputer 1. Output medium pressure V of sample hold circuit 12_DHIs input to the A / D input terminal of the microcomputer 1 and converted into a digital signal by an A / D converter built in the microcomputer 1.
[0029]
  Power element current I detected in this way_D Is the throttle opening command T in the microcomputer 1._VCAnd throttle opening signal T_VFIs compared with the control signal of the motor current obtained from the difference between the power element current I and the control signal of the motor current._D So that the duty ratio of the control signal PWM is varied so that the motor medium flow is feedback-controlled.
[0030]
  In controlling the throttle opening, in principle, the throttle opening command T_VCAnd throttle opening signal T_VFThis can be done only by feedback control based on the difference between the two. However, in actuality, when the outside air temperature changes, the voltage of the battery B changes. Therefore, even if the control signal PWM output from the microcomputer 1 is constant, the current flowing through the motor 9 changes according to the change of the battery voltage B. It will be. That is, when the battery voltage decreases, the current flowing through the motor decreases. Further, when the temperature of the motor changes, the resistance value of the coil of the motor 9 also changes, so that the current flowing through the motor 9 also changes. The power element power I_D By detecting this and performing feedback control, the throttle opening degree can be controlled with high accuracy. That is, even when the control signal PWM output from the microcomputer 1 is constant, when the battery voltage decreases and the current flowing to the motor decreases, the motor current is increased so as to compensate for the decrease in the motor current. By performing feedback control, the throttle opening degree can be controlled with high accuracy.
[0031]
  Next, referring to FIGS. 2 and 3, the power element current I_D The details of the circuit of the detector will be described. 2, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same parts.
[0032]
  Power element current I flowing through the shunt resistor 5 connected to the H-bridge chopper circuit 4_D Is the shunt resistance voltage V_D As shown in FIG. The amplifier 6 includes an operational amplifier 61, input resistors R1 and R2, feedback resistors R3 and R4, and an output resistor R5. Output voltage V of amplifier 6_DAIs input to the sample and hold circuit 12. The sample hold circuit 12 includes an analog switch 121 and a capacitor 122, and the analog switch 121 is turned on / off in synchronization with the PWM signal from the microcomputer 1. When the signal is on, the output signal of the amplifier 6 is output as it is. When the signal is off, the voltage immediately before the voltage is turned off is stored in the capacitor 122.
[0033]
  In FIG. 1, since the control signal PWM output from the microcomputer 1 and the control signals PWM1 and PWM2 output from the PWM drive circuit are the same pulse signal, the signal for operating the analog switch 121 is the control output from the microcomputer 1. Instead of the signal PWM, control signals PWM1 and PWM2 output from the PWM drive circuit may be used. In that case, a signal for operating the analog switch 121 can be obtained by taking a logical sum (OR) of the control signal PWM1 and the control signal PWM2.
[0034]
  In any case, the analog element is operated based on the PWM signal that is the control signal for the power element of the H-bridge chopper circuit, and the power element current is sampled.
[0035]
  Here, the principle of current detection will be described based on each current and voltage waveform with reference to FIG.
[0036]
  FIG. 3A shows the control signal PWM from the microcomputer 1, and the control signals PWM1 and PWM2 output from the PWM drive circuit 8 are similar signals. The control signal PWM is time t₀ At time t₁ At time t_Three At time t_Four It is a repetitive pulse that is turned off. The period T of this pulse₀ Is constant, but the on-time T of this pulse₁ Is variable and the throttle opening command T_VCAnd throttle opening signal T_VFON time T of the pulse according to the difference between₁ By changing the duty ratio of this pulse (T₁/ T₀) Will change. When a 20 kHz PWM signal is used, the pulse period T₀ Is 50 μs.
[0037]
  FIG. 3B shows the power element current I_D When the control signal PWM is turned on, the power element current I_D Begins to flow. At this time, an overcurrent flows due to the influence of the reverse recovery (recovery) characteristics of the power MOSFET. In addition, when the control signal PWM is turned off, the operation delay of the power MOSFET causes T₂ The current becomes zero after a time delay. Delay time T₂ Is about several μs.
[0038]
  FIG. 3C shows the shunt resistance voltage V across the shunt resistor 5._D The power element current I_D A slight overshoot occurs due to the reactance L at the fall of.
[0039]
  FIG. 3D shows the output voltage V of the amplifier 5._DABecause of the high frequency characteristics of the operational amplifier, the time t₀ Vibrates at the rise of time t₂ A time delay occurs at the fall of. As described above, since the PWM signal is a high-frequency signal of 20 kHz, such an influence occurs.
[0040]
  Since the output voltage of the amplifier 6 is a voltage signal having a waveform as shown in FIG. 3D, the sample and hold circuit 12 is used when taking this signal into the microcomputer 1 in order to remove the influence of various fluctuations. And the timing of sample hold is time t₁, T_FourThat is, by turning off the analog switch 121 in the sample and hold circuit 12 in synchronization with the fall of the PWM signal, the amplifier output voltage V immediately before that_DAIs held in the capacitor 122. In practice, the PWM signal is a pulse signal as shown in FIG. 3A. Therefore, when this pulse signal is switched from on to off, the analog switch 121 is turned off, and the amplifier output voltage V just before that is turned off._DAIs held in the capacitor 122.
[0041]
  Therefore, the current detection signal V which is the output of the sample hold circuit 12 is obtained._DHIs the time t as shown in FIG.₀To time t₁Up to the amplifier output voltage V in FIG._DAIs equal to the time t₁ Thereafter, the voltage immediately before that is held.
[0042]
  Further, in synchronization with the falling edge of the PWM signal, an external trigger is applied to the A / D converter in the microcomputer 1 as shown in FIG. V_DHStart A / D uptake. In this way, by regulating the timing of A / D conversion, data variation due to timing variation does not occur. Time T required for the conversion from the start to the end of this A / D conversion_Three Is different depending on the analog signal value to be converted, but in this example, it is several μs to several tens μs.
[0043]
  When the A / D conversion is completed, the converted digital signal is taken into the main body of the microcomputer 1 as microcomputer data (IDCURNT) as shown in FIG.
[0044]
  FIG. 3 (H) shows the motor current I flowing through the motor 9._F Is shown. This motor current I_F At time t₀To time t₁1, the current flowing through the power MOSTET · M1 in FIG._M1Corresponding to time t₁To time t₂1, the flywheel current I flowing through the power MOSTET · M3 in FIG._M3It is equivalent to.
[0045]
  Accordingly, since the current value immediately before the chopper circuit is turned off can be taken in, it is possible to detect a current value that is not affected by the current rising vibration or the like.
[0046]
  In the case of PWM control, A / D capture can be performed by issuing a trigger signal at the center of the on period of the PWM signal. That is, as shown in FIG.₀ To time t₁ Time ((t₁-T₀) / 2) The A / D is started at the timing of (2). However, when the duty ratio is reduced and the pulse on period is shortened, the timing also approaches the rising edge of the pulse. However, as in this embodiment, the A / D capture is not performed by applying an external trigger at the falling edge of the PWM signal.
[0047]
  Next, detailed timing of the current detection principle in software processing will be described with reference to FIG. 4, and a flowchart of software processing will be described with reference to FIG.
[0048]
  FIG. 4 (I) shows execution of task 0 of the software, and FIG. 4 (J) shows execution of other tasks of the software. As shown in FIG. 4I, the task 0 program is executed every 1 ms. After the program for task 0 is executed, FIG. 4 (J) is executed.
[0049]
  As shown in FIG. 5A, there are a plurality of processes in the program of task 0. When task 0 is activated, control process 100 and control process 102 are executed in order. The current detection A / D permission is set. That is, as shown in FIG. 4 (I), permission of current capture is set, and permission of external trigger (TRGE) to the A / D converter is set. At this time, the A / D end flag is cleared to zero. Thereafter, another control process 106 is executed, and a return is made, and another task is executed.
[0050]
  The hardware PWM signal is operated asynchronously at a time earlier than the processing time of task 0 of the program. Therefore, after the current capture is permitted, as shown in FIG. 4A, when an external trigger is input in synchronization with the falling edge of the PWM signal output after 50 μs, the A / D conversion shown in FIG. The ADTRG program for external triggering of the instrument is started. In this ADTRG program, A / D conversion is activated in process 200. When the A / D conversion ends, the A / D end flag becomes 1. Therefore, in the process 202, the A / D end flag is checked, and when this flag becomes 1, the process 204 returns to FIG. As shown, the current detection value is captured. Then, in process 206, a current detection A / D end process is performed. In this process, by prohibiting the A / D external trigger (TRGE), the operation is prohibited until the A / D external trigger (TRGE) is subsequently permitted. After execution of the process 206, a return is returned.
[0051]
  While the PWM is operating at a time much earlier than the program execution time, for example, at a period of 50 μs, the current value capturing operation is executed by software every 1 ms at a rate of once per 20 PWM operations. While the PWM operation is slow for 50 μs, the current detection is as slow as 1 ms, but the control processing using the current detection value is 1 ms, which is not a problem. By such a method, an instantaneous current immediately before the chopper circuit is turned off can be captured. In the description of FIG. 3, it is assumed that A / D capture (FIG. 3 (F)) is performed corresponding to each PWM pulse (FIG. 3 (A)). The current value capturing operation is executed every 1 ms at a rate of once per 20 PWM operations. Also, by increasing the chopper frequency, current pulsation is reduced and a value close to the average current can be captured.
[0052]
  4A is a diagram corresponding to FIG. 3A, and FIG. 4F is a diagram corresponding to FIG. 3F.
[0053]
  FIG. 6 is a graph showing motor current detection characteristics according to an embodiment of the present invention.
[0054]
  This motor current detection characteristic is obtained by controlling the motor current by the microcomputer 1 and at this time the motor current I_F 6 is plotted with the horizontal axis in FIG. 6 and the microcomputer data value converted into the digital signal through the A / D conversion incorporated in the sample and hold circuit 12 and the microcomputer 1 on the vertical axis.
[0055]
  As is apparent from this figure, the linearity between the actually measured motor current value and the detected microcomputer data value is very good from a low current to a high current. Further, the detected microcomputer data value has almost no variation and is well on the straight line in the figure. Further, it is possible to detect even a region where the motor current is 1 A or less.
[0056]
  In the present embodiment, it is clear that the continuously changing motor current can be detected with a good approximation by detecting the intermittent power element current.
[0057]
  FIG. 7 is a waveform diagram showing the relationship between the current that actually flows through the motor 9 and the microcomputer data (IDCURNT) captured by the microcomputer 1.
[0058]
  The current flowing through the motor 9 is shown in the upper part of FIG._F A command value is given to the microcomputer 1 so that the current indicated by. One scale on the horizontal axis is 100 ms, and the command value is changed so that the motor current changes in a triangular waveform with a period of 550 ms. The middle stage of FIG. 7 is the output of the sample and hold circuit 12 and the current detection signal V that is the input to the microcomputer 1._DHThe waveform is shown. Upper motor current I_F In the same manner as in FIG. 5, the waveform changes to a triangular waveform, and a high-frequency component is superimposed on the triangular wave component. This high frequency component is the current detection signal V shown in FIG._DHTime t₀ And time t_Three Is the vibration component shown immediately after. The lower part of FIG. 7 shows microcomputer data converted into a digital signal in the microcomputer 1. In this microcomputer data, since the signal sampled and held by the sample and hold circuit 12 is A / D converted as shown in FIG. 3F, the current detection signal V in the middle of FIG._DHThe influence of the high frequency component shown in Fig. 2 does not appear.
[0059]
  As described above, since the motor current can be detected from the low current region and can be detected with high linearity, highly accurate opening degree control at a low throttle opening degree is possible. Therefore, among the valve control devices for automobiles, as for the control of the throttle valve, conventionally, the electronic control throttle that controls the throttle valve with a motor and the idle speed control (ISC) as a separate control device in a separate system. Was composed. In an electronically controlled throttle, the gain of the feedback loop is increased in order to speed up the control operation. In this case, in particular, the idle speed control (ISC) controls the low opening of the throttle valve. Therefore, if the loop gain is too high, delicate control cannot be performed. Therefore, conventionally, it has been necessary to control this independently. However, by enabling highly accurate opening control at a low throttle opening, this idle speed control (ISC) can also be realized as one system in an electronically controlled throttle device. . In this case, conventionally, the ISC command is given to the throttle valve independently, but in this embodiment, the ISC command is also used as the throttle opening command T in FIG._VCBy moving to the inside, normal throttle valve control and ISC can be controlled in common. Of course, in a system in which the microcomputer 1 is controlled by a host engine control microcomputer, the ISC control command is added to the digital control command given to the microcomputer 1 from the engine control microcomputer together with the normal throttle valve control command. Control can be executed by putting.
[0060]
  According to this embodiment, it is possible to easily detect the current flowing in the motor that drives the valve and perform feedback control.
[0061]
  Moreover, since the instantaneous value of the power element current is detected, the linearity of the detected motor current is extremely good from a low current to a high current.
[0062]
  In addition, since A / D conversion is performed by an external trigger signal synchronized with the PWM signal, the timing for taking in the current is not greatly deviated, and there is almost no variation in the detected motor current value.
[0063]
  Further, it is possible to detect even a region with a small motor current such as 1 A or less.
  Further, the opening degree of the valve can be controlled with high accuracy, and therefore, the electronically controlled throttle device and the idle speed control (ISC) can be shared.
[0064]
  Also, by increasing the chopper frequency, current pulsation is reduced and a value close to the average current can be captured.
[0065]
  In the embodiment shown in FIG. 1, the sample hold circuit 12 is used to sample and hold the output voltage of the amplifier. However, a smoothing filter circuit may be used instead of the sample hold circuit. In this case, the output of the smoothing filter circuit is the current detection signal V shown in FIG._DHHowever, even if the smoothed voltage is taken into the microcomputer 1 via the A / D converter, the current flowing through the motor that drives the valve can be easily detected and feedback control can be performed. The detected microcomputer data is the current detection signal V_DHBecause it is not an instantaneous value but a smooth value, the linearity is not as good as shown in FIG. 6, but the current flowing to the motor is detected without using a special detector such as an insulated current detector. It is possible to do.
[0066]
  In the above-described embodiments, a device for controlling the opening degree of the throttle valve has been described as an example of the valve control device for automobiles. However, the valve control device for automobiles is not limited to the throttle valve, and exhaust gas recirculation ( The present invention can be applied to control of a valve for EGR) and control of a valve for traction control having a tandem valve in the throttle body.
[0067]
  In the above embodiments, the A / D converter that converts the output voltage of the sample and hold circuit into a digital signal has been described as being built in the microcomputer. However, the A / D converter is configured discretely outside the microcomputer. An A / D converter can also be used. At this time, an external trigger signal may be output from the microcomputer, and A / D conversion may be started in synchronization with the external trigger signal.
[0068]
  In a system in which the microcomputer 1 outputs a data value related to the duty ratio of the PWM signal and the PWM drive circuit outputs a pulse signal based on the data value as the control signals PWM1 and PWM2, the PWM drive circuit outputs the data. The analog switch 121 may be operated by a logical sum (OR) signal of the control signal PWM1 and the control signal PWM2. At this time, as an external trigger signal for A / D conversion, a logical sum (OR) signal of the control signal PWM1 and the control signal PWM2 output from the PWM drive circuit can be used.
[0069]
  Further, the timing of the A / D external interrupt is sampled and held in synchronization with the falling edge of the pulse of the PWM control signal, and A / D conversion is performed. It is also possible to sample and hold at the center timing and to perform A / D conversion.
[0070]
  The configuration of the automotive electronic throttle control device using the present invention will be described in more detail with reference to FIGS.
[0071]
  The electronic throttle control device for an automobile according to this embodiment is composed of three control systems.
[0072]
  One of them is a current control system that compares the actual current value IMCURNT flowing through the motor with a current command value (IMCOMD) and outputs a PWM duty command value (ALPHA) to the PWM drive circuit 8 based on the deviation IMEROR.
[0073]
  As described above, this current control system includes a current detection unit 13 that detects the voltage across the shunt resistor 5 connected in series to the motor 9 and detects the actual motor current IMCURNT from the detected value. As shown in FIG. 8, this current control system further includes a deviation calculation unit 15 for comparing the current command value IMCOMD with the actual current value IMCURNT and obtaining the deviation IMEROR. A compensation calculation unit 14 that calculates a PWM duty signal ALRHA necessary for setting the deviation IMEROR to zero and outputs the calculated signal to the PWM drive circuit 8 is provided.
[0074]
  Further, the current control system includes an opening / closing direction signal processing unit 21 that determines the opening / closing direction of the throttle valve from the current command value IMCOMD and the PWM duty signal ALPHA calculated by the compensation calculation unit 14.
[0075]
  This current control system is illustrated in more detail in FIG.
[0076]
  The compensation calculation unit ACR14 includes a proportional compensation calculation unit 141 that calculates proportional compensation from the deviation IMEROR, an integral compensation unit 142 that calculates integral compensation, limiters 143 and 144 that limit upper and lower limits of the respective values, and this limiter 143. , 144 adds an output value IPROP and IINTE, an adder 145, an adder 145, an limiter 146 that limits the upper and lower limits of the output value IADDA, an absolute value calculator 147 that calculates an absolute value TOTALD2 of the output from the limiter 146, and The calculation value conversion unit 148 outputs a PWM duty command value ARPHA and a PWM cycle PWMIDTR by adding a predetermined constant (1/8) to the absolute value TOTALD2.
[0077]
  The opening / closing direction signal processing unit 21 determines the driving direction of the motor from the current command value IMCOMD and the PI calculation result TOTALD2 and outputs it to the current detection unit 13, or from the determination result, the opening direction signal MCONT1 and the closing direction signal of the throttle valve. The MCONT 2 and the motor stop signal are output to the H bridge chopper 4.
[0078]
  Since the current detection unit 13 detects the detected current value IDCURNT detected by the motor current detection unit 131 in one direction, the current detection value positive / negative switching unit 92 controls the sign converter 132 according to the output of the opening / closing direction signal processing unit 21. The sign of the current value IDCURNT detected by operation is converted.
[0079]
  In FIG. 9, K_p Is the proportionality constant for proportional compensation calculation, K_IIIs the integration constant for integral compensation calculation, Z^-1Is also the integration time constant. K_p , K_IIGives the gain of the control system.
[0080]
  The numerical values marked in the blocks of the limiters 143, 144, 146 and the absolute value calculation unit 147 indicate the upper and lower limit values of the calculated values.
[0081]
  In FIG. 9, the calculation processing of the compensation calculation unit 14 and the like is executed by a microcomputer. The flowchart is shown in FIG. 14 and will be described in detail below.
[0082]
  When the program is executed, first, in step 9101, it is checked whether the value of the current command value (IMCOMD) is + or-, and the opening / closing direction is determined. In the case of +, in Step 9103, the current detection value (IDCURNT) is set as it is as the motor current value in the IMCURNT of the memory. In the case of-, in step 9102, the current detection value (IDCURNT) is set to-in the IMCURNT of the memory after code conversion, and the process proceeds to step 14A.
[0083]
  In step 14A, a data set for executing the current control calculation is performed using the PID SUB flowchart shown in FIG. For example, the motor current command value (IMCOMD) is set in the memory COMA, and the proportionality constant (KPI) of the current compensation calculation is set in the memory KP.
[0084]
  Similarly, the integration time constant Z is set to Z₀ (Not shown), the integral value IINTE is set to the INTE of the memory and the integration constant K_IITo the memory KI, the differential constant KD₁ Are set to KD (not used in this embodiment because the current control has high responsiveness (small time constant)).
[0085]
  The next step 140 is a proportional, integral and derivative (PID SUB) subroutine, which performs the operations described in FIG. When this calculation is completed, the current control data is saved in step 14B. For example, the calculation result (EROR) of the deviation in the subroutine is saved to the current deviation IMEROR, and the calculation result of the control output value (ADDB) is saved to the current control output value IADDB.
[0086]
  In step 147, the current control output value IADDB is converted to an absolute value. In step 148, the period and duty are set in the register (PWIDTR) (OUTDTY) of the microcomputer, and the current control compensation calculation is completed.
[0087]
  The proportional / integral / derivative subroutine PID SUB shown in step 140 will be described with reference to FIG. This subroutine can be used in common as a proportional / integral / derivative calculation unit for calculating the speed of the throttle valve and the same opening calculation, which will be described later. In other words, if the constants, time constants, and limit values used for each calculation are replaced with individual values for each calculation each time, the calculation flow itself can be used in common. Each of these operations can be executed in synchronization with the timing of fetching the related input signal, or can be executed periodically by a timer interrupt. The calculated result is stored in a predetermined area of the memory, and is read out from the result and used for other determination processing and calculation processing. Each value stored in the memory is constantly updated to a newly calculated value.
[0088]
  When the subroutine PID SUB program is activated, a deviation (EROR) operation between the command value (COMDA) and the feedback value (FFA) is executed in step 1401, and in the next step 1402, the deviation gain (KP) is changed to a proportional gain (KP). EROR) is multiplied to obtain a proportional term (PROP) and a limiter is applied so that the operation does not overflow to the output. In step 1403, the integral gain (KI) and the deviation (EROR) are multiplied and added to the previous integral calculation value (INTE) to obtain the current integral calculation value (INTE), and an output limiter is applied. In the next step 1404, the differential gain (KD) is multiplied by the deviation (EROR) and subtracted from the previously calculated differential value (DIFF) to obtain the current differential value (DIFF), and the output limiter is similarly applied. Finally, in step 1405, the control output value (ADDB) is obtained by adding the proportional (PROP), integral (INTE), and differential (DIFF) values obtained above, and the proportional, integral, and differential calculation (PID SUB) is terminated. .
[0089]
  Next, a flowchart of the opening / closing direction signal processing unit 21 is shown in FIG. In step 9111, it is determined whether the P. ID output (TOTALD2) is "0". If "0" (Y), the process goes to step 9112 to perform processing for stopping the motor drive. For example, the process of setting the duty “0” is performed on the register (OUTDTY) of the microcomputer, and the calculation process is terminated.
[0090]
  On the other hand, if it is not “0” (N), the driving direction is determined in step 9113 based on the sign of the current command value (IMCOMD). If the current command value is +, the closing direction drive is determined by the flag in step 9114. If the current command value is the closing direction, a signal “1” for turning off the motor is set in step 9115. After ensuring the short-circuit prevention time (100 to 200 μS), the process ends. Returning to step 9114, in the case of the open direction, the open direction drive flag is set in step 9117, the open direction state is maintained, and the process ends.
[0091]
  Returning to step 9113, if the sign of the current command value (IMCOMD) is-, it is determined in step 9118 whether or not the driving is in the opening direction, and if the driving is in the opening direction, the motor is stopped in step 9115. In the case of driving in the closing direction, a closing direction driving flag is set in step 9119, the closing direction state is maintained, and the process ends.
[0092]
  According to the above embodiment, the motor current can be controlled in the throttle opening control, and the current fluctuation due to the temperature influence such as the motor winding resistance can be suppressed, so that the stability and the control accuracy in the throttle control can be improved.
[0093]
  Another control system is a throttle valve speed control system.
[0094]
  This control system adds a correction value that takes into consideration the opening / closing speed of the throttle valve to the throttle valve opening command value, thereby eliminating the overshoot of the throttle valve opening control and the time to reach the target opening. Has the ability to speed up.
[0095]
  This control system has the following functional blocks as shown in FIG.
[0096]
  A signal TVOAD indicating an actual throttle opening is differentiated by a differential operation unit 81 to detect the degree of change thereof, and a speed detection unit 18 for obtaining a change rate of the opening is provided. Here, the limiter 82 limits the upper limit and the lower limit of the differential value of the differential operation unit.
[0097]
  Further, it has a speed deviation calculating unit 17 that compares the calculated actual throttle opening / closing speed TVSPED and the throttle opening / closing speed command TVSCOM to obtain the deviation SEROR.
[0098]
  The deviation SEROR is sent to the proportional compensation calculation unit 161, and the result calculated here is sent to the addition unit 167 through the limiter 164.
[0099]
  The deviation SEROR is also sent to the integral compensation calculation unit 162, and the result calculated here is sent to the addition unit 167 through the limiter 165.
[0100]
  Further, the deviation SEROR is sent to the differential compensation unit 163, and the result calculated here is sent to the addition unit 167 via the limiter 166.
[0101]
  The respective values SADDA of SPROP, SINTE, and SDIFF from the limiters 164, 165, and 166 are input to the above-described current control system through the limiter 168 as the current command value IMCOMD.
[0102]
  Where K_S , K_PS, K_IS, K_DSIs an operation constant, and Z in each term is an operation time constant.
[0103]
  The numerical value in each limiter indicates the upper and lower limit values of the calculated value. The calculation of the throttle speed compensation calculation unit PIDSUB16 of this control system is also executed by the microcomputer based on the subroutine shown in FIG.
[0104]
  The last control system is a throttle opening (position) control system.
[0105]
  This last control system compares the throttle valve opening command (TVOAD) input from an automobile engine control unit (not shown) with the actual throttle valve opening TVOAD to obtain a deviation signal PEROR. Part 20. Based on the deviation PEROR which is the output of the calculation unit, the proportional calculation unit 61, the integral calculation unit 62, and the differential calculation unit 63 calculate the proportional term, the integral term, and the differential term, respectively, and the addition unit through the limiters 64, 65, and 66, respectively. 67.
[0106]
  The adding unit 67 adds the proportional term PPROP, the integral term PINT, and the differential term PDIFF, and this value PADDA is input as a throttle valve speed command value TVSCOM through the limiter 68 to the throttle valve speed control unit.
[0107]
  Where K_PP, K_IP, K_DPGives the compensation gain of each term with the respective computation constants of the throttle valve opening compensation computation section. Z is a time constant.
[0108]
  The numerical value in each limiter indicates the upper and lower limit values of the calculated value.
[0109]
  The calculation of the throttle opening compensation calculation unit PIDSUB16 of the control system is also executed by the microcomputer according to the subroutine of FIG.
[0110]
  In this embodiment as described above, in addition to the feedback loop for controlling the opening degree of the throttle valve, there is also a feedback loop for controlling the current supplied to the drive motor. It is not affected by fluctuations due to temperature changes.
[0111]
【The invention's effect】
  As described above, according to the present invention, in an automotive valve control device, it is possible to easily detect a current flowing in a motor that drives a valve and perform feedback control.
[0112]
  Further, according to the present invention, the opening degree of the valve can be controlled with high accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a system configuration diagram of an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a current detector of an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform diagram illustrating a current detection principle of an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a timing chart illustrating the current detection principle of the electronic throttle control device according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a flowchart illustrating a current detection principle of an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph of motor current detected by an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram of a motor current detected by an electronic throttle control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a detailed functional block diagram of FIG. 1;
FIG. 9 is a detailed block diagram of the current control system of FIG.
10 is a detailed block diagram of the speed control system of FIG. 8. FIG.
FIG. 11 is a detailed block diagram of the opening degree control system of FIG. 8;
12 is a calculation flowchart of the PID calculation unit of FIGS. 9, 10, and 11. FIG.
13 is an execution flowchart of the opening degree control of FIG.
14 is an execution flowchart of the current control of FIG. 9;
[Explanation of symbols]
  DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Microcomputer, 4 ... H bridge type chopper, 9 ... Motor, 10 ... Throttle valve.

Claims

A valve,
A motor that drives the valve;
A chopper circuit for controlling the rotation of the motor by chopper-controlling the current flowing through the motor;
A PWM drive circuit for supplying a pulse width modulated control signal to the chopper circuit;
Control means for supplying a control signal to the PWM drive circuit to control the opening of the valve;
Current detection means for detecting a current flowing through the power element constituting the chopper circuit;
A valve opening degree detecting means for detecting the opening degree of the valve,
The control means controls the opening degree of the valve based on an input command of the opening degree of the valve and the opening degree of the valve detected by the valve opening degree detecting means, and is detected by the current detecting means. The control signal supplied to the PWM drive circuit based on the current is varied to control the opening of the valve ,
The current detection means includes
A current detection resistor connected in series to the chopper circuit;
A / D conversion means for converting the voltage across the current detection resistor into a digital signal based on the control signal,
The current detection means further includes:
A sample hold circuit that samples and holds the voltage across the current detection resistor based on the control signal;
The A / D conversion means converts the voltage sampled and held by the sample and hold circuit into a digital signal based on the control signal .

The automotive valve control device according to claim 1 ,
The automotive valve control device, wherein the sample and hold circuit performs sample and hold in synchronization with a fall of a pulse of the pulse width modulated control signal.

The automotive valve control device according to claim 1 or 2 ,
The automotive valve control device, wherein the A / D conversion means starts A / D conversion in synchronization with a falling edge of a pulse of the pulse width modulated control signal.