JP3555137B2

JP3555137B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3555137B2
Application number: JP2001305490A
Authority: JP
Inventors: 満松川; 信広栗尾; 孝弥長谷部
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 2001-10-01
Filing date: 2001-10-01
Publication date: 2004-08-18
Anticipated expiration: 2021-10-01
Also published as: JP2003111413A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、直流電源回路に使用され、直流電源の電源電圧を、異なった直流電圧に変換する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、直流電源回路に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を図７に示し、そのＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４をオンオフさせるゲート信号Ｖｇｓ_１〜Ｖｇｓ_４のタイミングチャートを図８に示す。
【０００３】
図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、二対の還流ダイオードＤ_１〜Ｄ_４付きスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４（ＭＯＳ−ＦＥＴ）をフルブリッジ構成で直流電源Ｅに接続した変換回路部１と、その変換回路部１の出力側に接続されたトランスＴｒと、そのトランスＴｒの二次側出力に接続され、二対のダイオードＤ_５〜Ｄ_８からなる整流回路部２と、その整流回路部２の出力側に接続されたＬＣ平滑回路部３とで構成されている。
【０００４】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、図８のタイミングチャートで示すように変換回路部１のスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_４とＱ_２，Ｑ_３を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この変換回路部１の交流波形出力をトランスＴｒにより変成し、そのトランスＴｒの二次側出力を整流回路部２により整流すると共にＬＣ平滑回路部３により平滑することにより、所望の直流電圧Ｖｏを生成する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前述したＤＣ−ＤＣコンバータのトランス入力側から負荷側を見ると、一般的に誘導性負荷（遅れ負荷）に見え、その場合、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４の電圧、つまり、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄは図９に示すような波形となる。図１０（ａ）は図９に示すスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄの各波形を模式的に表したものであり、同図（ｂ）はターンオン時のスイッチング損失Ｐ_１とターンオフ時のスイッチング損失Ｐ_２を示す。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４（ＭＯＳ−ＦＥＴ）における損失には、図１０（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４のターンオン時に生じるターンオンスイッチング損失Ｐ_１と、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４のターンオフ時に生じるターンオフスイッチング損失Ｐ_２とがある。スイッチング損失は、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４がオンからオフ及びオフからオンに変化する短時間の過渡状態において、ドレイン電流Ｉｄが流れながらドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが印加されることで発生する。
【０００７】
なお、スイッチング損失については、誘導性負荷（遅れ負荷）の場合、ターンオフスイッチング損失Ｐ_２の方がターンオンスイッチング損失Ｐ_１よりも大きいのが一般的であり、ターンオンスイッチング損失Ｐ_１は、回路定数の設定によっては発生しない場合もある。
【０００８】
このＤＣ−ＤＣコンバータを小型化しようとする場合、スイッチング周波数を高周波化すれば、トランスＴｒの小型化が図れることから、スイッチング周波数の高周波化は有効な手段である。しかしながら、スイッチング周波数が高くなると、そのスイッチング周波数に比例するスイッチング損失も増加することになり、スイッチング損失を低減するためには、スイッチング周波数の高周波化は好適な手段とはならない。
【０００９】
また、前述したＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴｒの図示左側に設けられた変換回路部１を一次側とし、トランスＴｒの図示右側に設けられた整流回路２を二次側とすることにより、直流電源Ｅの放電により負荷に電力を一次側から二次側へ供給するものである。そのため、直流電源Ｅが放電だけでなく充電も可能な鉛電池などの二次電池である場合、一次側から二次側への電力変換だけでなく、直流電源Ｅを充電するための二次側から一次側への電力変換も存在するが、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、一次側から二次側へ電力変換することしかできないため、二次側から一次側へ電力変換する用途に対応することが困難であった。
【００１０】
そこで、本発明は前記問題点に鑑みて提案されたもので、その目的とするところは、スイッチング損失の低減化を図り、一次側から二次側への電力変換だけでなく、二次側から一次側への電力変換も可能にする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための技術的手段として、本発明は、フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第一の変換回路部をｎ群並列に接続し、かつ、フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第二の変換回路部をｎ群並列に接続すると共に、第一の変換回路部と第二の変換回路部とをトランスを介してそれぞれ接続し、第一の変換回路部とトランスとの間および第二の変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサをそれぞれ介挿させ、第一の変換回路部または第二の変換回路部のうち、入力側となるいずれか一方の変換回路部では、ｎ群の各変換回路部で対をなすスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して他方のスイッチング素子のスイッチング位相を１／３ｎ周期ずらすと共に、ｎ群の各変換回路部間で対応するスイッチング素子のスイッチング位相を１／２ｎ周期ずらすタイミングでインバータ動作させ、かつ、出力側となる他方の変換回路部では、還流ダイオードにより整流動作させることを特徴とする。
【００１２】
まず第一に、本発明では、ｎ群の変換回路部において、各変換回路部で対をなすスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して他方のスイッチング素子のスイッチング位相を１／３ｎ周期ずらすと共に、前記各変換回路部間で対応するスイッチング素子のスイッチング位相を１／２ｎ周期ずらすことにより、転流によりスイッチング素子にスイッチング電流が流れながらスイッチング電圧が印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。なお、スイッチング素子として、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外に、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴにも適用可能である。
【００１３】
第二に、本発明では、フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第一の変換回路部と第二の変換回路部をトランスを介して接続したことにより、第一の変換回路部と第二の変換回路部が還流ダイオード付きスイッチング素子からなる同一回路構成を具備することから、第一の変換回路部または第二の変換回路部のうち、入力側となるいずれか一方の変換回路部をインバータ動作させ、かつ、出力側となる他方の変換回路部を還流ダイオードにより整流動作させることにより、第一の変換回路部から第二の変換回路への電力変換と、第二の変換回路部から第一の変換回路部への電力変換の両方が可能となり、双方向の電力変換が実現できる。
【００１４】
また、前記変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサを挿入接続したことにより、変換回路部の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして前述した転流動作を確実に行うことができる。
【００１５】
さらに、本発明は、前記第一の変換回路部と第二の変換回路部に異常検出手段をそれぞれ設け、その異常検出手段からの検出信号に基づいてスイッチング素子をオフするゲートブロック信号を第一の変換回路部と第二の変換回路部に選択的に出力する異常判定回路を具備した構成とすることが望ましい。
【００１６】
このようにすれば、第一の変換回路部または第二の変換回路部に、過電圧や過電流、過剰温度などの異常が発生した場合でも、その異常事態を異常検出手段により検出して異常判定回路から出力されるゲートブロック信号により第一の変換回路部または第二の変換回路部を停止させることができ、装置の自己保護機能を発揮させることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、同一回路構成からなる第一の変換回路部１１，１２と第二の変換回路部２１，２２とからなる。つまり、第一の変換回路部１１，１２は、二対のスイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１４とＱ_１２，Ｑ_１３およびＱ_１５，Ｑ_１８とＱ_１６，Ｑ_１７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ接続したものであり、また、第二の変換回路部２１，２２は、二対のスイッチング素子Ｑ_２１，Ｑ_２４とＱ_２２，Ｑ_２３およびＱ_２５，Ｑ_２８とＱ_２６，Ｑ_２７（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）をフルブリッジ接続したものである。
【００１８】
これら第一の変換回路部１１，１２と第二の変換回路部２１，２２のすべてのスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１８，Ｑ_２１〜Ｑ_２８は、逆並列ＦＷＤ（ＦｒｅｅＷｈｅｅｌｉｎｇＤｉｏｄｅ：以下、還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１８，Ｄ_２１〜Ｄ_２８と称す）を具備する。この還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１８，Ｄ_２１〜Ｄ_２８は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴに逆並列で構造上等価的に存在する素子である。
【００１９】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、ｎ群、例えば二群からなる第一の変換回路部１１と１２を、直流電源、例えば充放電可能な鉛電池などの二次電池Ｅｄに対して並列接続すると共に、第一の変換回路部１１，１２と二次電池Ｅｄとの間に第一のＬＣ平滑回路部１３と第一のスイッチＳｄを挿入接続する。前記第一の変換回路部１１，１２に対してｎ群、例えば二群からなる第二の変換回路部２１と２２を二つのトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２を介して並列接続する。この第二の変換回路部２１，２２には前記第一の変換回路部１１，１２と同様、第二のＬＣ平滑回路部２３と第二のスイッチＳｏを接続する。
【００２０】
また、第一の変換回路部１１，１２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間には第一の直列コンデンサＣ_１１，Ｃ_１２が挿入接続され、同様に、第二の変換回路部２１，２２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間にも第二の直列コンデンサＣ_２１，Ｃ_２２が挿入接続されている。なお、図１では、第二の変換回路部２１，２２に直流電源Ｅｏを接続した構成を示しているが、この直流電源Ｅｏは、第二の変換回路部２１，２２の端子間に直流電圧Ｖｏが現出することにより等価的に表したもの、あるいは充放電可能な二次電池など（例えば鉛電池）のいずれかである。
【００２１】
このＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、まず第一に、第一の変換回路部１１，１２から第二の変換回路２１，２２への電力変換による二次電池Ｅｄの放電を説明する。この時、第一のスイッチＳｄをオンすると共に第二のスイッチＳｏをオフすることにより、第一の変換回路部１１，１２を入力側としてスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８にゲート信号Ｖｇｓ_１１〜Ｖｇｓ_１４，Ｖｇｓ_１５〜Ｖｇｓ_１８を付与することでインバータ動作させ、かつ、第二の変換回路部２１，２２を出力側としてスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８にゲート信号Ｖｇｓ_２１〜Ｖｇｓ_２４，Ｖｇｓ_２５〜Ｖｇｓ_２８を付与しないことで還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１４，Ｄ_１５〜Ｄ_１８により整流動作させる。
【００２２】
図２はそのＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８をオンオフさせるゲート信号Ｖｇｓ_１１〜Ｖｇｓ_１４，Ｖｇｓ_１５〜Ｖｇｓ_１８のタイミングチャートを示す。図２で示すように第一の変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１４とＱ_１２，Ｑ_１３およびＱ_１５，Ｑ_１８とＱ_１６，Ｑ_１７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この第一の変換回路部１１，１２の交流波形出力をトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２を介して第二の変換回路部２１，２２の還流ダイオードＤ_２１〜Ｄ_２４，Ｄ_２５〜Ｄ_２８により整流すると共に第二のＬＣ平滑回路部２３により平滑することにより、二次電池Ｅｄの放電による所望の直流電圧Ｖｏを生成する。
【００２３】
二群からなる第一の変換回路部１１，１２では、図２のタイミングチャートで示すように一方の変換回路部１１で対をなすスイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１４のうち、一方のスイッチング素子Ｑ_１１（スイッチング素子Ｑ_１２はスイッチング素子Ｑ_１１の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ_１４（スイッチング素子Ｑ_１３はスイッチング素子Ｑ_１４の反転）のスイッチング位相を１／３ｎ周期、この実施形態の場合では１／６周期遅らせる。また、変換回路部１１と１２間で対応するスイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１５について、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ_１５（スイッチング素子Ｑ_１６はスイッチング素子Ｑ_１５の反転）のスイッチング位相をスイッチング素子Ｑ_１１に対して１／２ｎ周期、この実施形態の場合では１／４周期遅らせる。さらに、他方の変換回路部１２で対をなすスイッチング素子Ｑ_１５，Ｑ_１８のうち、一方のスイッチング素子Ｑ_１５（スイッチング素子Ｑ_１６はスイッチング素子Ｑ_１５の反転）に対して他方のスイッチング素子Ｑ_１８（スイッチング素子Ｑ_１７はスイッチング素子Ｑ_１８の反転）のスイッチング位相を１／６周期遅らせる。
【００２４】
図３は第二の変換回路部２１，２２のそれぞれの出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２、トランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の一次側電圧、各スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄの波形図である。第一の変換回路部１１，１２のスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８は、図３に示すようなドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでもってスイッチング動作する（図４の表参照）。ここで、図４の表は、各スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８の電流値の変化・推移を示す。負荷に一定電力を供給、つまり定電圧出力のもとで一定電流を供給するため、スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８からの出力電流の合計は、いずれのタイミングにおいても電流値１ｐｕとなる。すなわち、いずれかのタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４からの出力電流が０→１ｐｕに変化していれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ_１５〜Ｑ_１８からの出力電流は１→０ｐｕに変化している。また、別のタイミングで一方の変換回路部１１のスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４からの出力電流が１ｐｕであれば、他方の変換回路部１２のスイッチング素子Ｑ_１５〜Ｑ_１８からの出力電流は０ｐｕである。
【００２５】
なお、区間ｔ_１〜ｔ_８は、０＜ｔ_１≦１／４・Ｔ、０≦ｔ_２＜１／４・Ｔ、０＜ｔ_３≦１／４・Ｔ、０≦ｔ_４＜１／４・Ｔ、０＜ｔ_５≦１／４・Ｔ、０≦ｔ_６＜１／４・Ｔ、０＜ｔ_７≦１／４・Ｔ、０≦ｔ_８＜１／４・Ｔの条件の範囲内で自由に変更可能である。この８つの条件はｏｒ条件であるが、ｔ_１＋ｔ_２＋ｔ_３＋ｔ_４＋ｔ_５＋ｔ_６＋ｔ_７＋ｔ_８＝Ｔを満たすことが必要である。電流が増減する区間ｔ_１，ｔ_３，ｔ_５，ｔ_７は回路定数により波形が異なるので、実際上、スイッチング損失が発生しない範囲に限られる。
【００２６】
各スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８のスイッチング動作により、トランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の一次側電圧（図３の最上段から二番目）にトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の変成比をかけてその絶対値をとったもの、つまり、一次側電圧の波形を零点で折り返したもの（図３の最上段）が、トランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の二次側電圧を第二の変換回路部２１，２２の還流ダイオードＤ_２１〜Ｄ_２４，Ｄ_２５〜Ｄ_２８により整流した出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２として得られる。この第二の変換回路部２１，２２の出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２を転流により最も電圧値の高いところでトレースすることにより直流電圧Ｖｏが生成される。この転流は、図３の矢印で示すタイミングでもって、スイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１４→スイッチング素子Ｑ_１５，Ｑ_１８→スイッチング素子Ｑ_１２，Ｑ_１３→スイッチング素子Ｑ_１６，Ｑ_１７→スイッチング素子Ｑ_１１，Ｑ_１４の順で繰り返し行われる。
【００２７】
これらスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８を前述したスイッチング位相をずらしたタイミングでオンオフさせることにより、第二の変換回路部２１，２２の出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２は、転流によりスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８にドレイン電流Ｉｄが流れながらドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。また、転流のタイミングを決定するのは、転流のトリガとなっているスイッチング素子Ｑ_１３，Ｑ_１４，Ｑ_１７，Ｑ_１８であるが、これらのスイッチング素子Ｑ_１３，Ｑ_１４，Ｑ_１７，Ｑ_１８は、ゲート信号が付与されてターンオンしてもドレイン電流ＩｄがトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の漏れリアクタンスのために転流後瞬時にピーク電流に達するのではなく、電流の立ち上がりが抑制されることから、ターンオンスイッチング損失が発生することはない。
【００２８】
また、第一の変換回路部１１，１２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に直列コンデンサＣ_１１，Ｃ_１２を挿入接続したことにより、この直列コンデンサＣ_１１，Ｃ_１２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の漏れリアクタンスによって構成される微分回路でもって、第一の変換回路部１１，１２の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行う。さらに、スイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８の個体差によるオン抵抗やスイッチング速度のばらつきによって含まれる直流成分をカットしてトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の直流偏励磁を防止することも可能である。
【００２９】
このＤＣ−ＤＣコンバータは、第一の変換回路部１１，１２と第二の変換回路部２１，２２とが還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１８，Ｄ_２１〜Ｄ_２８付きスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１８，Ｑ_２１〜Ｑ_２８からなる同一回路構成を具備することから、第二の変換回路部２１，２２から第一の変換回路部１１，１２への電力変換により二次電池Ｅｄの充電が可能である。この時、第二のスイッチＳｏをオンすると共に第一のスイッチＳｄをオフすることにより、第二の変換回路部２１，２２を入力側としてスイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８にゲート信号Ｖｇｓ_２１〜Ｖｇｓ_２４，Ｖｇｓ_２５〜Ｖｇｓ_２８を付与することでインバータ動作させ、かつ、第一の変換回路部１１，１２を出力側としてスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８にゲート信号Ｖｇｓ_１１〜Ｖｇｓ_１４，Ｖｇｓ_１５〜Ｖｇｓ_１８を付与しないことで還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１４，Ｄ_１５〜Ｄ_１８により整流動作させる。
【００３０】
つまり、図２のタイミングチャートで示すように第二の変換回路部２１，２２のスイッチング素子Ｑ_２１，Ｑ_２４とＱ_２２，Ｑ_２３およびＱ_２５，Ｑ_２８とＱ_２６，Ｑ_２７を交互にオンオフさせて交流波形出力を得る。この第二の変換回路部２１，２２の交流波形出力をトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２を介して第一の変換回路部１１，１２の還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１４，Ｄ_１５〜Ｄ_１８により整流すると共に第一のＬＣ平滑回路部１３により平滑することにより、直流電源Ｅｏと等価な直流電源Ｖｏに基づいて所望の直流電圧Ｖｄを生成して二次電池Ｅｄを充電する。
【００３１】
二群からなる第二の変換回路部２１，２２では、第一の変換回路部１１，１２から第二の変換回路部２１，２２への電力変換で説明した第一の変換回路部１１，１２と同様、図２のタイミングチャートに示すようにスイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８を前述したようにスイッチング位相をずらしたタイミングでオンオフさせる。これらスイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８の位相の相関関係は、第一の変換回路部１１，１２から第二の変換回路部２１，２２への電力変換時におけるスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８と同一であるが、第一の変換回路部１１，１２と第二の変換回路部２１，２２が同時にスイッチング動作するわけではないので、そのスイッチング周波数は同一周波数である必要はない。
【００３２】
これら第二の変換回路部２１，２２のスイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８は、前述した第一の変換回路部１１，１２から第二の変換回路部２１，２２への電力変換時における第一の変換回路部１１，１２と同様、図３に示すようなドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄでもってスイッチング動作する（図４の表参照）ことにより、第一の変換回路部１１，１２の還流ダイオードＤ_２１〜Ｄ_２４，Ｄ_２５〜Ｄ_２８により整流した結果として得られた出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２を転流により最も電圧値の高いところでトレースすることにより直流電圧Ｖｄが生成される。
【００３３】
これにより、第二の変換回路部２１，２２の出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２は、転流によりスイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８にドレイン電流Ｉｄが流れながらドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。また、転流のタイミングを決定するのは、転流のトリガとなっているスイッチング素子Ｑ_２３，Ｑ_２４，Ｑ_２７，Ｑ_２８であるが、これらのスイッチング素子Ｑ_２３，Ｑ_２４，Ｑ_２７，Ｑ_２８は、ゲート信号が付与されてターンオンしてもドレイン電流ＩｄがトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の漏れリアクタンスのために転流後瞬時にピーク電流に達するのではなく、電流の立ち上がりが抑制されることから、ターンオンスイッチング損失が発生することはない。
【００３４】
また、第二の変換回路部２１，２２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に直列コンデンサＣ_２１，Ｃ_２２を挿入接続したことにより、第二の変換回路部２１，２２の出力電圧の平坦部にドループ（傾き）をつけ、立ち上がり部分の高い電圧波形とすることで、転流タイミング時の前後で電圧差を大きくして転流動作を確実に行う。さらに、スイッチング素子Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８の個体差によるオン抵抗やスイッチング速度のばらつきによって含まれる直流成分をカットしてトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２の直流偏励磁を防止することも可能である。
【００３５】
なお、図１の実施形態で第一の変換回路部１１，１２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に挿入接続した直列コンデンサＣ_１１，Ｃ_１２、および第二の変換回路部２１，２２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に挿入接続した直列コンデンサＣ_２１，Ｃ_２２を二分割して、図５の実施形態のように直列コンデンサＣ_１１ａとＣ_１１ｂ，Ｃ_１２ａとＣ_１２ｂを第一の変換回路部１１，１２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に挿入接続し、かつ、直列コンデンサＣ_２１ａとＣ_２１ｂ，Ｃ_２２ａとＣ_２２ｂを第二の変換回路部２１，２２とトランスＴｒ_１，Ｔｒ_２との間に挿入接続するように構成してもよい。
【００３６】
図６は図１の実施形態に保護機能を付加した応用例を示す。なお、この応用例は図２に示す実施形態にも適用可能であるのは勿論である。図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、第一の変換回路部１１，１２の直流電源Ｅｄ側に異常検出手段である電圧検出部１４と電流検出部１５を設けると共に、第二の変換回路部２１，２２の直流電源Ｅｏ側に電圧検出部２４と電流検出部２５を設ける。また、第一の変換回路部１１，１２と第二の変換回路部２１，２２の過熱を検出するための異常検出手段である温度センサ３１を配設する。これら電圧検出部１４，２４、電流検出部１５，２５および温度センサ３１により検出信号に基づいてスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１８，Ｑ_２１〜Ｑ_２８を駆動するためのゲート信号Ｖｇｓ_１１〜Ｖｇｓ_１８，Ｖｇｓ_２１〜Ｖｇｓ_２８をブロックするゲートブロック信号を出力する異常判定回路４１を具備する。
【００３７】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、第一の変換回路部１１，１２から第二の変換回路部２１，２２への電力変換時、または第二の変換回路部２１，２２から第一の変換回路部１１，１２への電力変換時に、第一の変換回路部１１，１２および第二の変換回路部２１，２２の入出力電圧（入出力電流）を電圧検出部１４，２４（電流検出部１５，２５）により検出し、その検出信号に基づいて異常判定回路４１では、入出力電圧（入出力電流）が予め設定された所定の許容値を超えた場合、ゲートブロック信号を、インバータ動作中に過電圧（過電流）などの異常電圧（異常電流）が発生した第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２へ出力し、そのスイッチング素子をオフすることにより第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２のインバータ動作を停止させる。なお、ゲートブロック信号により第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２を停止させると共に、必要であれば、入力側または出力側の遮断器１６，２６を開放すればよい。
【００３８】
また、第一の変換回路部１１，１２および第二の変換回路部２１，２２を構成する還流ダイオードＤ_１１〜Ｄ_１８，Ｄ_２１〜Ｄ_２８付きスイッチング素子Ｑ_１１〜Ｑ_１８，Ｑ_２１〜Ｑ_２８などの温度を温度センサ３１により検出し、その検出信号に基づいて異常判定回路４１では、その温度が予め設定された所定の許容値を超えた場合、ゲートブロック信号を、インバータ動作中に過剰温度などの異常温度が発生した第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２へ出力し、そのスイッチング素子をオフすることにより第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２のインバータ動作を停止させる。なお、ゲートブロック信号により第一の変換回路部１１，１２または第二の変換回路部２１，２２を停止させると共に、必要であれば、入力側または出力側の遮断器１６，２６を開放すればよい。
【００３９】
【発明の効果】
本発明によれば、ｎ群の変換回路部において、各変換回路部で対をなすスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して他方のスイッチング素子のスイッチング位相を１／３ｎ周期ずらすと共に、前記各変換回路部間で対応するスイッチング素子のスイッチング位相を１／２ｎ周期ずらすことにより、転流によりスイッチング素子にスイッチング電流が流れながらスイッチング電圧が印加される状態がなくなるのでスイッチング損失が発生することはない。
【００４０】
また、本発明によれば、フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第一の変換回路部と第二の変換回路部をトランスを介して接続したことにより、第一の変換回路部と第二の変換回路部が還流ダイオード付きスイッチング素子からなる同一回路構成を具備することから、第一の変換回路部または第二の変換回路部のうち、入力側となるいずれか一方の変換回路部をインバータ動作させ、かつ、出力側となる他方の変換回路部を還流ダイオードにより整流動作させることにより、第一の変換回路部から第二の変換回路への電力変換と、第二の変換回路部から第一の変換回路部への電力変換の両方が可能となり、双方向の電力変換が実現できる。
【００４１】
従って、スイッチング損失の低減化を図り、一次側から二次側への電力変換だけでなく、二次側から一次側への電力変換も可能にする高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００４２】
さらに、前記第一の変換回路部と第二の変換回路部に異常検出手段をそれぞれ設け、その異常検出手段からの検出信号に基づいてスイッチング素子をオフするゲートブロック信号を第一の変換回路部と第二の変換回路部に選択的に出力する異常判定回路を具備した構成とすれば、装置の自己保護機能を発揮させることができて装置の安全性や信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャートである。
【図３】図１の整流動作時の第一または第二の変換回路部の出力電圧、トランスの一次側電圧、各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流の波形図である。
【図４】図３のトランスの一次側電圧波形の１周期における各スイッチング素子のオンオフ状態を示す表である。
【図５】本発明の他の実施形態を示すＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図６】図１のＤＣ−ＤＣコンバータに保護機能を付加した応用例を示す回路図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す回路図である。
【図８】図７のＤＣ−ＤＣコンバータの各スイッチング素子をオンオフさせるゲート信号のタイミングチャートである。
【図９】図７の各スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流の波形図である。
【図１０】（ａ）は図９に示すスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧及びドレイン電流の各波形を示す模式図、（ｂ）はターンオン時とターンオフ時のスイッチング損失を示す模式図である。
【符号の説明】
１１，１２第一の変換回路部
２１，２２第二の変換回路部
１４，２４異常検出手段（電圧検出部）
１５，２５異常検出手段（電流検出部）
３１異常検出手段（温度センサ）
４１異常判定回路
Ｃ_１１，Ｃ_１２直列コンデンサ
Ｃ_２１，Ｃ_２２直列コンデンサ
Ｔｒ_１，Ｔｒ_２トランス
Ｄ_１１〜Ｄ_１４，Ｄ_１５〜Ｄ_１８還流ダイオード
Ｄ_２１〜Ｄ_２４，Ｄ_２５〜Ｄ_２８還流ダイオード
Ｑ_１１〜Ｑ_１４，Ｑ_１５〜Ｑ_１８スイッチング素子
Ｑ_２１〜Ｑ_２４，Ｑ_２５〜Ｑ_２８スイッチング素子

Claims

フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第一の変換回路部をｎ群並列に接続し、かつ、フルブリッジ接続された二対の還流ダイオード付きスイッチング素子からなる第二の変換回路部をｎ群並列に接続すると共に、第一の変換回路部と第二の変換回路部とをトランスを介してそれぞれ接続し、第一の変換回路部とトランスとの間および第二の変換回路部とトランスとの間に直列コンデンサをそれぞれ介挿させ、第一の変換回路部または第二の変換回路部のうち、入力側となるいずれか一方の変換回路部では、ｎ群の各変換回路部で対をなすスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して他方のスイッチング素子のスイッチング位相を１／３ｎ周期ずらすと共に、ｎ群の各変換回路部間で対応するスイッチング素子のスイッチング位相を１／２ｎ周期ずらすタイミングでインバータ動作させ、かつ、出力側となる他方の変換回路部では、還流ダイオードにより整流動作させることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第一の変換回路部と第二の変換回路部に異常検出手段をそれぞれ設け、その異常検出手段からの検出信号に基づいてスイッチング素子をオフするゲートブロック信号を第一の変換回路部と第二の変換回路部に選択的に出力する異常判定回路を具備したことを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。