JP3489259B2 - 永久磁石形電動機制御方法及び制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は永久磁石形電動機にＰＷ
Ｍ形インバータから等価三相の電動機電流を供給し、ト
ルク電流指令と磁化電流指令とに基づいて電動機電流の
大きさと位相を制御する技術に関し、特に簡単な制御構
成で高精度なトルク制御を行うことができるように工夫
したものである。

【０００２】

【従来の技術】図４を参照して、従来の代表的な永久磁
石形電動機の制御装置を説明する。この従来の制御装置
では、三相の永久磁石形電動機（ＰＭモータ：以下、単
に電動機とも言う）１にインバータ３０から等価三相電
流を供給し、トルク電流検出値ｉ_q と磁化電流検出値ｉ
_d をフィードバックして、トルク電流指令ｉ_q ^* と磁化
電流指令ｉ_d ^* から三相電圧指令Ｖｕ^* ，Ｖｖ^* ，Ｖｗ
^* を作り、三相電圧指令をインバータ３０のＰＷＭ変調
部３１に与えて電動機端子電圧の大きさと位相を制御す
ることにより、電動機電流の大きさと位相を所望の値に
してトルク制御の高精度化を図っている。３３は直流電
源を示す。

【０００３】そのため同従来装置は、ＰＷＭ形インバー
タ３０に加えて、電流制御部３４と、変流器３５，３６
と、Ａ−Ｄ変換器３７，３８と、エンコーダ３９と、位
置演算部４０と、座標変換部４１，４２と、弱め磁束演
算部４３と、速度演算部４４から構成されている。

【０００４】また、インバータ３０は正弦波近似ＰＷＭ
形または方形波近似ＰＷＭ形等のＰＷＭ変調部３１と、
主回路部３２から構成されている。ＰＷＭとは周知の如
くパルス幅変調である。

【０００５】電流制御部３４には、電流指令として電動
機１の回転子と同期して回転する磁束軸を基準にした回
転座標系（ｄ−ｑ座標系）で表わされるトルク電流指令
ｉ_q ^* と磁化電流指令ｉ_d ^* とが与えられ、また、電流
検出値として同じ回転座標系で表わされるトルク電流検
出値ｉ_q と磁化電流検出値ｉ_d とが与えられる。

【０００６】ここで、周知の如く、磁化電流は電動機電
流のうちで磁束軸（ｄ軸）との平行成分であり、トルク
電流は磁束軸に直交するトルク軸（ｑ軸）との平行成分
（換言すれば、磁束軸との直交成分）である。

【０００７】電流制御部３４は、トルク電流指令ｉ_q ^*
とトルク電流検出値ｉ_q との偏差を比例・積分（ＰＩ）
演算することにより回転座標系でのトルク電圧指令Ｖ_q
^* を求め、また、磁化電流指令ｉ_d ^* と磁化電流検出値
ｉ_d との偏差を比例・積分演算することにより回転座標
系での磁化電圧指令Ｖ_d ^* を求め、これらを座標変換部
４２に与える。

【０００８】ここで、トルク電流検出値ｉ_q と磁化電流
検出値ｉ_d は、次のようにして求めている。

【０００９】まず、変流器３５，３６により電動機電流
のうちｕ相電流ｉ_u とｗ相電流ｉ_w（ともに交流量）を
検出し、Ａ−Ｄ変換器３７，３８によりアナログ量から
デジタル量に変換して、座標変換部４１に与える。ま
た、エンコーダ３９が電動機１の回転子とともに回転し
てパルス信号Ｐを発生し、このパルス信号Ｐを基に電動
機１の回転子位置（位相）θを位置演算部４０により検
出して、座標変換部４１，４２に与える。

【００１０】座標変換部４１は、ｕ相電流検出値ｉ_u と
ｗ相電流検出値ｉ_w から残るｖ相電流ｉ_v （図示せず）
を演算により求め、これら三相の電流検出値ｉ_u ，
ｉ_v ，ｉ _w を三相二相変換により静止座標系の二相電流
検出値に変換し、更に回転子位相角θを考慮することに
より、回転座標系でのトルク電流検出値ｉ_q 及び磁化電
流検出値ｉ_d を求める。

【００１１】座標変換部４２は、電流制御部３４から与
えられた回転座標系で表わされたトルク電圧指令Ｖ_q ^*
及び磁化電圧指令Ｖ_d ^* を回転子位相角θを考慮して二
相三相変換を行うことにより、Ｖ_q ^* とＶ_d ^* から静止
座標系の三相電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^* ，Ｖｗ^* （ともに
交流量）を求め、インバータ３０に与える。

【００１２】インバータ３０では、三相電圧指令Ｖ
ｕ^* ，Ｖｖ^* ，Ｖｗ^* に基づいてＰＷ変換部３１により
パルス幅変調を行い、主回路部３２を制御する。これに
より、電動機電流の大きさと位相がトルク電流指令ｉ_q
^* 及び磁化電流指令ｉ_d ^* に応じた値となるように、電
動機端子電圧の大きさと位相が制御される。

【００１３】ここで、トルク電流指令ｉ_q ^* は例えば速
度制御ループ（図示せず）により生成される。また、磁
化電流指令ｉ_d ^* は例えば弱め磁束演算部４３によりト
ルク電流指令ｉ_q ^* と電動機速度（電気角速度）ωとに
基づき、予め定めたアルゴリズムを用いて生成される。
電動機速度ωはエンコーダ３９からのパルス信号Ｐを基
に速度演算部４４が演算して検出している。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術では
下記（１）〜（２）の点で制御構成が複雑であり、解決
する必要がある。 （１）座標変換部４１により電動機電流をトルク軸成分
ｉ_q と磁束軸成分ｉ_dに分けて検出するためにｕ相電流
ｉ_u とｗ相電流ｉ_w を用いるが、制御のデジタル化には
Ａ−Ｄ変換器３７，３８が２回路必要である。しかも、
これらのＡ−Ｄ変換器３７，３８の入力ｉ_u ，ｉ_w は交
流量であるから、高速動作の高価なＡ−Ｄ変換器が必要
である。 （２）また、トルク軸成分と磁化軸成分それぞれについ
て並列的且つ独立に電流調節を行うので、電流制御部３
４に高速動作が要求される。

【００１５】本発明の課題は、永久磁石形電動機の高精
度なトルク制御を簡単な制御構成で行うことにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の永久磁石形電動機制御方法は、永久磁石形電動機に
方形波ＰＷＭ形インバータから１２０°通流幅の方形波
電流である電動機電流を供給し、この電動機電流の大き
さと位相を制御する永久磁石形電動機制御方法におい
て、前記電動機電流の大きさを全波整流により検出して
電流検出値を求めること、この電流検出値と、磁束軸成
分の磁化電流指令及び磁束軸に直交するトルク軸成分の
トルク電流指令のベクトル和により算出される電流指令
絶対値との偏差に比例積分演算を施して電圧指令を求
め、この電圧指令に基づいて電動機端子電圧の大きさを
調整すること、前記トルク電流指令の極性が変化した時
点で、前記電圧指令をゼロにすること、前記永久磁石形
電動機の速度を検出して速度検出値を求めること、前記
速度検出値と前記トルク電流指令と磁化電流指令から、
電動機端子電圧の位相指令を決定し、この位相指令に基
づいて電動機端子電圧の位相を制御すること、を特徴と
するものである。

【００１７】

【００１８】一方、上記課題を解決する本発明の永久磁
石形電動機制御装置は、方形波ＰＷＭ形インバータから
永久磁石形電動機に１２０°通流幅の方形波電流を電動
機電流として供給し、この電動機電流の大きさと位相を
磁束軸成分の磁化電流指令と磁束軸に直交するトルク軸
成分であるトルク電流指令とに基づいて制御する永久磁
石形電動機制御装置において、前記電動機電流の大きさ
を全波整流により検出する電流検出手段と、前記トルク
電流指令と磁化電流指令とのベクトル和より電流指令絶
対値を算出する電流指令絶対値算出手段と、前記電流検
出手段により得られた電流検出値と前記電流指令絶対値
算出手段により得られた電流指令絶対値とが一致するよ
うに電動機端子電圧の大きさを調節するための電圧指令
を出力する電流調節手段と、電動機速度を検出する速度
検出手段と、この速度検出手段により得られた速度検出
値と、前記トルク電流指令と、前記磁化電流指令とに基
づいて、電動機端子電圧の位相指令を算出する位相指令
算出手段と、前記電圧指令と前記位相指令とに基づい
て、電動機端子電圧の大きさと位相とを制御する前記方
形波ＰＷＭ形インバータと、を具備することを特徴とす
るものである。

【００１９】また、本発明の永久磁石形電動機制御装置
は、前記電流調節手段は前記電流指令絶対値と前記電流
検出値とを演算し、演算で得た値の絶対値を前記方形波
ＰＷＭ形インバータの方形波ＰＷＭ変調部のオン−オフ
のデューティ指令に変換し、このデューティを電圧指令
として出力することを特徴とし、あるいは、トルク電流
指令の極性変化を監視する極性監視手段を具備するこ
と、前記電流調節手段は電流指令絶対値と電流検出値と
の偏差に比例積分演算を施して前記電圧指令を出力する
ものであり、トルク電流指令の極性変化時点で積分値と
電圧指令の出力値とをゼロにすることを特徴とし、ある
いは、前記電流調節手段の演算周期が方形波であるＰＷ
Ｍ変調波の周期の正整数倍であることを特徴とし、ある
いは、電動機端子電圧の位相指令に永久磁石形電動機に
実際に流れる電流の遅れ電流位相を補償するための位相
補償指令を予め加算する加算手段を具備することを特徴
とし、あるいは、前記位相補償指令を電動機速度の関数
として算出する位相補償指令演算手段を具備することを
特徴とするものである。

【００２０】

【作用】本発明では、電動機端子電圧の調整を大きさの
調整と、位相の調整に分け、前者には磁化電流指令とト
ルク電流指令とのベクトル和により算出される電流指令
の絶対値を用いてその絶対値と電流検出値とが一致する
ように電動機端子電圧の大きさを調整し、後者としては
磁化電流指令とトルク電流指令から位相指令を決めて電
動機端子電圧の位相を調整する。従って、電流調節系は
１つで済むので従来よりも演算が簡単であり、制御構成
が簡単化する。また、電流検出値は電動機電流の大きさ
であって相数には関係ないので、電流制御系のデジタル
化に際しては、Ａ−Ｄ変換器が１つで済む。

【００２１】特に、電動機電流として１２０°通流幅の
方形波電流を供給する場合は、電動機電流を全波整流し
て得られる電流検出値は三相電流の最大値（ピーク値）
を表わし理想的には直流信号となるので、電流調節系も
Ａ−Ｄ変換器も低速な動作で済むという利点があり、ワ
ンチップマイクロコンピュータ等によるデジタル制御化
を容易に実現することが可能になる。

【００２２】また、電動機端子電圧の位相指令は基本的
には磁束軸電圧及びトルク軸電圧と磁化電流及びトルク
電流との関係式から決定することができるが、実際に流
れる電動機電流の位相はこれよりも遅れた電流位相とな
るので、補償する必要がある。この遅れ電流位相は電動
機速度により変化するので、電動機速度の関数として位
相補償指令を用意するなどして、磁化電流指令及びトル
ク電流指令と、電動機速度とから位相指令を決定するこ
とにより、制御精度が向上する。

【００２３】更に、電圧指令を電流指令絶対値と電流検
出値との演算により得た値の絶対値とする場合は、電圧
指令の値に極性がなくなり、電動機の制御モードである
駆動モードや回生モードに何等の関係なく電流指令の大
きさのみに制御を行うことになる。従って、電流調節系
の演算が一層簡単化し、且つ、低速な動作で済むという
利点がある。また、この極性のない電圧指令としてオン
／オフのデューティ指令を用いることにより、インバー
タへの電圧指令が従来に比べて非常に簡単なものとな
る。

【００２４】上述の如く電流指令絶対値に基づいて電圧
指令を定めていることから、例えば或る値のトルク電流
指令下で駆動モードでの運転中に大きさの等しい回生ト
ルク電流指令に急変した場合など、大きさが同じでトル
ク電流指令の極性のみが変化した場合には、電圧指令は
直ぐには変化せず、位相指令のみが約１８０°瞬時に変
化する。従って、電動機端子電圧も、大きさは直ぐには
変化しないが、位相のみが急変することになる。この状
態では、永久磁石型電動機の誘起電圧とインバータ出力
電圧との大小関係によっては、電動機に過電流が発生す
ることがあり、この傾向は特にトルク電流指令の変化を
なだらかに抑制するクッション演算処理を行わない場合
に大きい。

【００２５】この対策として本発明ではトルク電流指令
の極性変化を監視し、極性変化時には電圧指令をゼロに
して、インバータ出力電圧を一旦ゼロにしてから電流調
節動作を再開する。また、電圧指令を比例・積分演算に
より算出する場合は、電圧指令だけでなく積分値もゼロ
にして、積分値が再開後の電流調節動作に影響するのを
防止する。

【００２６】更に、本発明では、電圧指令を算出する演
算周期をＰＷＭ変調波である方形波の周期の正整数倍と
したことにより、方形波ＰＷＭ変調波における同一デュ
ーティのパルス列個数が必ず一定値（前記正整数倍）と
なり、電圧制御系の動作が安定化する。

【００２７】

【実施例】以下、図面を参照して本発明をその実施例と
ともに説明する。図面中、図１は本発明の一実施例に係
る永久磁石形電動機制御装置の構成を示す。また、図２
（ａ）〜（ｄ）は４象限運転における各運転モードの電
圧電流ベクトルを示す。図３に正転駆動時のゲート信号
のタイムチャートを示す。図１中の符号で、１は三相の
永久磁石形電動機（ＰＭモータ）を示し、以下の説明で
は電動機と略称することもある。

【００２８】図１に示すように、本実施例の永久磁石形
電動機制御装置は主として、極座標変換部２と、偏差演
算部３と、電流検出部４と、Ａ−Ｄ変換器８と、電流調
整器９と、方形波ＰＷＭ形インバータ１０と、極性監視
部１７と、加算部１８と、位相補償指令演算部１９と、
速度演算部２０と、エンコーダ２１からなり、できるだ
け制御のデジタル化を図っている。なお、図中の符号
で、１６は直流電源、２２はクッション演算部、２３は
弱め磁束演算部、２４は運転モード判定部、２５はトル
ク指令演算部をそれぞれ示す。

【００２９】まずインバータ１０について説明し、次に
電流検出器４について説明する。

【００３０】インバータ１０は１２０°通流幅の方形波
電流を電動機１に流すものであり、電動機端子電圧を、
電流調節器９から与えられる電圧指令Ｖ₁ ^* 通りの大き
さと、加算部１８から与えられる位相指令θ_1V ^* 通りの
位相とを持つように調節する。そのため、インバータ１
０は搬送波発生器１１と、位置カウンタ変換部１２と、
ゲート生成部１３と、ＰＷＭ変調部１４と、主回路１５
から構成されている。

【００３１】搬送波発生器１１は方形波を発生し、且つ
電流調整器９から電圧指令Ｖ₁ ^* として与えられるデュ
ーティ指令により方形波のデューティを変化させて、方
形波ＰＷＭ変調部１４に出力する。

【００３２】位置カウンタ変換部１２は位相指令θ_1V ^*
を、位置カウンタ量（誘起電圧位相からの進み位相）を
表わする電圧位相量ＣＮ（θ_1V ^* ＋Δθ_1V ^* ）に変換し
て、ゲート生成部１３に与える。

【００３３】ゲート生成部１３は電圧位相量ＣＮと、エ
ンコーダ２１からの位置検出パルスＰ_U ，Ｐ_V ，Ｐ_W 及
び速度検出パルスＰ_S と、運転モード判定部２４の判定
結果２４Ａに基づき、永久磁石の検出位相を基準にし
て、誘起電圧位相からの進み位相の分だけ進んだ位相信
号として電気角で１２０°幅のゲート点弧位相信号１３
Ａを生成し、この信号１３Ａを方形波ＰＷＭ変調部１４
及び主回路１５に与える。

【００３４】ここで、エンコーダ２１は電動機１の回転
子と共に回転して、磁束軸を表わすためのＵ，Ｖ，Ｗ相
の磁石位置に応じた１２０°幅の位置検出パルスＰ_U ，
Ｐ_V，Ｐ_W と、電動機速度に比例した周波数の速度検出
パルスＰ_S とを出力する。また、運転モード判定部２４
はギヤ情報とトルク電流指令ｉ_q ^* の極性と電動機速度
（電気角速度）ωの極性とから、運転中の電動機１が図
２（ａ）〜（ｄ）に示すような正転での駆動モード、逆
転での回生モード、正転での回生モード、逆転での駆動
モードのいずれで制御されているかを判定し、その判定
結果２４Ａを出力する。電動機速度ωは、速度演算部２
０がゲート生成部１３から与えられる電気角で６０°周
期のパルス１３Ｂを基に算出する。

【００３５】本実施例では、方形波ＰＷＭ変調部１４は
ゲート点弧位相信号１３Ａのうち下アーム相（Ｘ，Ｙ，
Ｚ相）の分のみを入力し、電圧指令Ｖ₁ ^* 通りのデュー
ティを持つ各相の方形波をＰＷＭ変調し、その結果１４
Ａを主素子ゲート信号として主回路１５のＸ，Ｙ，Ｚ各
相の主素子に与える。

【００３６】主回路１５ではゲート生成部１３からのゲ
ート点弧位相信号１３Ａのうち、上アーム相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ相）の分を直接主素子ゲート信号として入力すると共
にＰＷＭ変調部１４を通した下アーム相の主素子ゲート
信号１４Ａを入力して、Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の
主素子が点弧し、電圧指令Ｖ₁ ^* と位相指令θ_1V ^* に応
じた三相電圧を電動機１に印加する。一例として、正転
駆動時におけるゲート信号のタイムチャートを図３に示
す。

【００３７】電流検出部４はインバータ１０から電動機
１に流れる電流（電動機電流）の大きさを検出するもの
であり、２つの変換器５，６によりｕ相電流ｉ_u とｗ相
電流ｉ_w （ともにアナログの交流量）を検出し、これら
を基に三相全波整流回路７により全波整流して、電動機
電流の最大値（ゼロピーク値）を示すアナログ量の電流
検出値ｉ_a を得る。この電流検出値ｉ_a をデジタル制御
のために、Ａ−Ｄ変換器８によりデジタル量の電流検出
値ｉ₁ に変換し、偏差演算部３に与える。この場合、電
動機電流が１２０°通流幅の方形波電流であるため、全
波整流回路７の出力は極めて直流に近い。なお、ｖ相電
流ｉｖは三相平衡回路での式（ｉ_u ＋ｉ _V ＋ｉ_w ＝０）
より求まる。

【００３８】次に、他の部分の機能を順に説明する。

【００３９】極座標変換部２には２つの機能があり、磁
化電流指令ｉ_d ^* とトルク電流指令ｉ_q ^* とを入力し
て、第１には電流指令絶対値ｉ₁ ^* を所定の演算により
算出し、第２には位相指令θ_V ^* を所定の演算により算
出する。言うまでもないが、磁化電流指令ｉ_d ^* は磁束
軸を基準とする回転座標系（ｄ−ｑ座標系）での磁束軸
との平行成分であり、トルク電流指令ｉ_q ^* は磁束軸と
の直交成分（トルク軸との平行成分）である。

【００４０】トルク電流指令ｉ_q ^* は速度制御系などの
上位から与えられるが、ここでは、アクセル量と電動機
速度ωとギヤ情報からトルク指令演算部２５で算出して
いる。また、トルク電流指令ｉ_q ^* は一般にステップ状
に変化することが多いので、本実施例ではクッション演
算部２２で滑らかな変化に抑制してから極座標変換部２
に与えている。

【００４１】また、磁化電流指令ｉ_d ^* については、本
実施例では弱め磁束演算部２３によりトルク電流指令ｉ
_q ^* と電動機速度ωから算出しているが、その詳細は後
に説明する。

【００４２】電流指令絶対値ｉ₁ ^* は、磁化電流指令ｉ
_d ^* とトルク電流指令ｉ_q ^* とが直交していることか
ら、これらのベクトル和の絶対値｜ｉ_d ^* ＋ｉ_q ^* ｜と
して算出する。

【００４３】位相指令θ_V ^* は、磁化電流指令ｉ_d ^* 及
びトルク電流指令ｉ_q ^* 通りに電動機電流が流れたとし
た場合の電動機端子電圧の位相を示すものであり、基本
的には式（１）で与えられる磁束軸電圧Ｖ_d と、式
（２）で与えられるトルク軸電圧Ｖ_q とから、式（３）
の演算により算出している。Ｒ，Ｌ_d ，Ｌ_q ，ψ_a ，ψ
_eは電動機１のモータ定数である。

【００４４】

【数１】 Ｖ_d ＝Ｒ・ｉ_d ^* −ωＬ_q ・ｉ_q ^* …式（１）

【数２】 Ｖ_q ＝Ｒ・ｉ_q ^* ＋ωＬ_d ・ｉ_d ^* ＋ωψ_a …式（２） 但し、ψ_a ＝√3・ψ_e

【数３】

【００４５】式（１），（２）中で、Ｒ ：一相分の電
機子抵抗 ω ：電動機速度（電気角速度） Ｌ_d ：磁束軸電機子自己インダクタンス Ｌ_q ：トルク軸電機子自己インダクタンス ψ_e ：永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値

【００４６】但し、電動機電流の実際の位相は、式
（１）〜式（３）の演算により算出される位相指令θ_V
^* よりも少し遅れた電流位相となる。

【００４７】そこで遅れ電流位相を補償するため、本実
施例では加算部１８により位相指令θ_V ^* に予め位相補
償指令Δθ_V ^* を加算し、その結果θ_V ^* ＋Δθ_V ^* を
インバータ１０に対する最終的な位相指令θ_1V ^* として
いる。位相補償指令Δθ_V ^*の決定は、遅れ電流位相が
電動機速度ωに依存するという知見に基づき、テーブル
などの形で電動機速度ωの関数として予め用意してお
き、この関数から位相補償演算部１９が決定するものと
している。

【００４８】偏差演算部３は電流指令絶対値ｉ₁ ^* と電
流検出値ｉ₁ との偏差Δｉ₁ ^* （＝ｉ₁ ^* −ｉ₁ ）を求
め、電流調節器９に与える。

【００４９】電流調節器９は変調波として用いる方形波
の周期の正整数倍の演算周期で、偏差Δｉ₁ ^* に比例・
積分（ＰＩ）演算を施し、その演算値の絶対値を、オン
／オフのデューティに変換しインバータ１０に対する電
圧指令Ｖ₁ ^* として出力する。

【００５０】但し、電流調節器９は極性監視部１７がト
ルク電流指令ｉ_q ^* の極性変化を検出した時は、出力値
（電圧指令（デューティ指令）Ｖ₁ ^* ）とＰＩ演算中の
積分値をともにゼロにする。

【００５１】本実施例では、極性監視部１７はトルク電
流指令ｉ_q ^* としてクッション演算部２２の出力値を入
力して、極性変化の有無を監視している。

【００５２】次に、磁化電流指令ｉ_d ^* の算出について
説明する。

【００５３】周知の如く、磁化電流を永久磁石形電動機
に流すと、同電動機においてはｄ軸（磁束軸）電機子反
作用による減磁作用があり、この作用によって固定子と
回転子とのギャップ磁束を減少させる効果があるので、
磁化電流を制御することにより電機子端子電圧の上昇を
抑制し、速度制御範囲を拡大することができる。そこで
前出の式（１），（２）から算出される電動機端子電圧
（Ｖ_d ² ＋Ｖ_q ² ）^{1/ 2} がインバータ１０の出力可能な
電圧内になるように磁化電流指令ｉ_d ^* を決定する。但
し、どう減磁するかによって種々の方法がある。

【００５４】例えば、基本的には低速では最小電流で最
大トルクが得られるように磁化電流指令ｉ_d ^* を決定
し、高速では電動機端子電圧をその制限範囲内に抑える
ように磁化電流指令ｉ_d ^* を決定する。

【００５５】前述の式（１），（２）より、電機子反作
用を考慮した誘起電圧Ｖ₀ を次式（４）で与えられるも
のとする。また、インバータ１０の定格等により出力電
流の上限がＩ_am、出力端子電圧の上限がＶ_amであるとす
ると、誘起電圧Ｖ₀ の上限Ｖ _0mは次式（５）で与えられ
る。その結果、磁化電流指令ｉ_d ^* とトルク電流指令ｉ
_q ^* との関係は、次式（６），式（７）に示す範囲内と
いう制限を受ける。但し、Ｒ，ω，ψ_a ，Ｌ_a ，Ｌ_d は
先に定義したものであり、またρ＝Ｌ_q ／Ｌ_dとする。

【００５６】

【数４】 Ｖ₀ ²＝（ωＬ_d ・ｉ_d ^* ＋ωψ_a )²＋（ωＬ_q ・ｉ_q ^* )² ＝ω² ((Ｌ_d ・ｉ_d ^* ＋ψ_a )²＋((Ｌ_q ／Ｌ_d ）Ｌ_d ・ｉ_q ^* )²） ＝ω² ((Ｌ_d ・ｉ_d ^* ＋ψ_a )²＋（ρＬ_d ・ｉ_q ^* )²） …式（４）

【数５】 Ｖ_0m＝Ｖ_am−Ｒ・Ｉ_am …式（５）

【数６】 （ｉ_d ^* )²＋（ｉ_q ^* )²＝Ｉ_am …式（６）

【数７】 （Ｌ_d ・ｉ_d ^* ＋ψ_a )²＋（ρＬ_d ・ｉ_q ^* )²＝（Ｖ_0m／ω)² …式（７）

【００５７】十分低速ならば式（７）の電圧制限だ円が
大きいため、式（６）の電流制限円と、銅損とトルクと
の関係等により決まる最大トルク／最小電流曲線とか
ら、磁化電流指令ｉ_d ^* を次式（８）により決定する。
但し、Ｋ₁ ＝Ｋ_f ／（２（ρ−１))、Ｋ_f ＝ψ_a ／Ｌ_d
である。

【００５８】

【数８】

【００５９】式（８）で決まる磁化電流指令ｉ_d ^* をそ
のまま高速でも使用すると、速度ωが大きくなるほど式
（７）の電圧制限だ円が狭くなるので、誘起電圧Ｖ₀ が
制限範囲を超えてしまう。そこで、式（８）で決定した
磁化電流指令ｉ_d ^* を用いて、式（４）の変形である式
（９）より誘起電圧Ｖ₀ を計算し、Ｖ₀ ≦Ｖ_0mであれば
そのまま使用する。Ｖ₀ ＞Ｖ_0mであれば、電圧制限だ円
の式（７）から導かれる次式（１０）により磁化電流指
令ｉ_d ^* を計算し、代りにこれを使用する。但し、Ｋ_V
＝Ｖ_0m（ωＬ_d ）、ｉ_q ^* ≦Ｋ_V ／Ｐである。

【００６０】

【数９】

【数１０】

【００６１】次に、制御装置全体の動作を説明する。

【００６２】まず、クッション演算部２２を通して入力
したトルク電流指令ｉ_q ^* と弱め磁束演算部２３で求め
た磁化電流指令ｉ_d ^* とから、極座標変換部２におい
て、電流指令絶対値（ｉ_q ^* とｉ_d ^* のベクトル和の絶
対値）ｉ₁ ^* と電動機端子電圧の位相指令θ_V ^* とを演
算により求める。

【００６３】電流指令絶対値ｉ₁ ^* については、Ａ−Ｄ
変換器８を通して入力した三相全波整流による電流検出
値ｉ₁ との偏差Δｉ₁ を偏差演算部３で求め、電流調節
器９により方形波変調波の周期の正整数倍の周期で比例
積分演算を行い、その演算値の絶対値をデューティに変
換し、これを電圧指令Ｖ₁ ^* としてインバータ１０に与
える。但し、極性監視部１７によりトルク電流指令ｉ_q
^* の極性変化を検出した時点で、積分値と電圧指令Ｖ₁
^* をともにゼロにする。これにより、電圧指令Ｖ₁ ^* は
トルク電流指令ｉ_q ^* の極性変化後、ゼロから、電流調
節器９の応答特性で決まる時間で徐々に立上がる。従っ
て、インバータ１０の出力電圧もゼロから徐々に大きく
なる。

【００６４】位相指令θ_V ^* については、位相補償指令
演算部１９で電動機速度ωの関数として求めた位相補償
指令Δθ_V ^* を、加算部１８により加算し、その結果θ
_1v ^*をインバータ１０に与える。

【００６５】インバータ１０では、電圧指令Ｖ₁ ^* （デ
ューティ指令）で方形波をＰＷＭ変調することにより電
動機端子電圧の大きさを所望の値に調整し、また、位相
指令θ_1v ^* からゲート点弧位相を決定することにより電
動機端子電圧の位相を所望の値に調整する。

【００６６】その結果、磁化電流指令ｉ_q ^* とトルク電
流指令ｉ_q ^* に応じた大きさと位相を持つ１２０°通流
幅の方形波電流が電動機１に等価三相電流として供給さ
れる。

【００６７】

【発明の効果】本発明によれば、電動機端子電圧の調整
を大きさの調整と、位相の調整に分け、前者には磁化電
流指令とトルク電流指令とのベクトル和により算出され
る電流指令を用いてその絶対値と電流検出値とが一致す
るように電動機端子電圧の大きさを調整し、後者として
は磁化電流指令とトルク電流指令から位相指令を決めて
電動機端子電圧の位相を調整するので、電流調節系は１
つで済み従来よりも演算が簡単であり、制御構成が簡単
化する。また、電流検出値は電動機電流の大きさであっ
て相数には関係ないので、電流制御系のデジタル化に際
しては、Ａ−Ｄ変換器が１つで済む。

【００６８】特に、電動機電流として１２０°通流幅の
方形波電流を供給する場合は、電動機電流を全波整流し
て得られる電流検出値は三相電流の最大値（ピーク値）
を表わし理想的には直流信号となるので、電流調節系も
Ａ−Ｄ変換器も低速な動作で済むという利点があり、ワ
ンチップマイクロコンピュータ等によるデジタル制御化
を容易に実現することが可能になる。

【００６９】また、電動機端子電圧の位相指令を、電動
機速度の関数とした位相補償指令を用意するなどして、
磁化電流指令及びトルク電流指令と、電動機速度とから
決定することにより、制御精度が向上する。

【００７０】更に、電圧指令を電流指令絶対値と電流検
出値との演算により得た値の絶対値とすることにより、
電圧指令の値に極性がなくなり、駆動モードや回生モー
ドに何等の関係なく電流指令の大きさのみについて制御
を行うので、電流調節系の演算が一層簡単化し、且つ、
低速な動作で済むという利点がある。また、この極性の
ない電圧指令としてオン／オフのデューティ指令を用い
ることにより、インバータへの電圧指令が従来に比べて
非常に簡単なものとなる。

【００７１】また、本発明ではトルク電流指令の極性変
化を監視し、極性変化時には電圧指令をゼロにして、イ
ンバータ出力電圧を一旦ゼロにしてから電流調節動作を
再開し、特に電圧指令を比例・積分演算により算出する
場合は、電圧指令だけでなく積分値もゼロにするので、
トルク電流指令の極性変化時の過電流を防止することが
できる。

【００７２】更に、本発明では、電圧指令を算出する演
算周期をＰＷＭ変調波である方形波の周期の正整数倍と
することにより、方形波ＰＷＭ変調波における同一デュ
ーティのパルス列個数が必ず一定値となり、電圧制御系
の動作が安定化する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る永久磁石形電動機制御
装置の構成を示す図。

【図２】４象限運転の各制御モードにおける電圧電流ベ
クトルを示す図。

【図３】正転駆動時のゲート信号のタイムチャートを示
す図。

【図４】従来例を示す図。

【符号の説明】

１ 永久磁石形電動機 ２ 極座標変換部 ３ 偏差演算部 ４ 電流検出部 ５，６ 変流器 ７ 三相全波整流回路 ８ Ａ−Ｄ変換器 ９ 電流調節器 １０ インバータ １１ 搬送波発生器 １２ 位置カウンタ変換部 １３ ゲート生成部 １３Ａ ゲート点弧位相信号 １４ ＰＷＭ変調部 １５ 主回路 １６ 直流電源 １７ 極性監視部 １８ 加算部 １９ 位相補償指令演算部 ２０ 速度演算部 ２１ エンコーダ ２２ クッション演算部 ２３ 弱め磁束演算部 ２４ 運転モード判定部 ２５ トルク指令演算部 ｉ_d ^* 磁化電流指令 ｉ_q ^* トルク電流指令 ｉ₁ ^* 電流指令絶対値 ｉ₁ 電流検出値 Δｉ₁ ^* 偏差 Ｖ₁ ^* 電圧指令 θ_V ^* ，θ_1V ^* 位相指令 Δθ_V ^* 位相補償指令 ω 電動機速度

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 永久磁石形電動機に方形波ＰＷＭ形イン
   バータから１２０°通流幅の方形波電流である電動機電
   流を供給し、この電動機電流の大きさと位相を制御する
   永久磁石形電動機制御方法において、 前記電動機電流の大きさを全波整流により検出して電流
   検出値を求めること、 この電流検出値と、磁束軸成分の磁化電流指令及び磁束
   軸に直交するトルク軸成分のトルク電流指令のベクトル
   和により算出される電流指令絶対値との偏差に比例積分
   演算を施して電圧指令を求め、この電圧指令に基づいて
   電動機端子電圧の大きさを調整すること、前記トルク電流指令の極性が変化した時点で、前記電圧
   指令をゼロにすること、 前記永久磁石形電動機の速度を検出して速度検出値を求
   めること、 前記速度検出値と 前記トルク電流指令と磁化電流指令か
   ら、電動機端子電圧の位相指令を決定し、この位相指令
   に基づいて電動機端子電圧の位相を制御すること、を特
   徴とする永久磁石形電動機制御方法。
2. 【請求項２】 方形波ＰＷＭ形インバータから永久磁石
   形電動機に１２０°通流幅の方形波電流を電動機電流と
   して供給し、この電動機電流の大きさと位相を磁束軸成
   分の磁化電流指令と磁束軸に直交するトルク軸成分であ
   るトルク電流指令とに基づいて制御する永久磁石形電動
   機制御装置において、 前記電動機電流の大きさを全波整流により検出する電流
   検出手段と、 前記トルク電流指令と磁化電流指令とのベクトル和より
   電流指令絶対値を算出する電流指令絶対値算出手段と、 前記電流検出手段により得られた電流検出値と前記電流
   指令絶対値算出手段により得られた電流指令絶対値とが
   一致するように電動機端子電圧の大きさを調節するため
   の電圧指令を出力する電流調節手段と、 電動機速度を検出する速度検出手段と、 この速度検出手段により得られた速度検出値と、前記ト
   ルク電流指令と、前記磁化電流指令とに基づいて、電動
   機端子電圧の位相指令を算出する位相指令算出手段と、 前記電圧指令と前記位相指令とに基づいて、電動機端子
   電圧の大きさと位相とを制御する前記方形波ＰＷＭ形イ
   ンバータと、 を具備することを特徴とする永久磁石形電動機制御装
   置。
3. 【請求項３】 前記電流調節手段は前記電流指令絶対値
   と前記電流検出値とを演算し、演算で得た値の絶対値を
   前記方形波ＰＷＭ形インバータの方形波ＰＷＭ変調部の
   オン−オフのデューティ指令に変換し、このデューティ
   を電圧指令として出力することを特徴とする請求項２記
   載の永久磁石形電動機制御装置。
4. 【請求項４】 トルク電流指令の極性変化を監視する極
   性監視手段を具備すること、前記電流調節手段は電流指
   令絶対値と電流検出値との偏差に比例積分演算を施して
   前記電圧指令を出力するものであり、トルク電流指令の
   極性変化時点で積分値と電圧指令の出力値とをゼロにす
   ること、を特徴とする請求項３記載の永久磁石形電動機
   制御装置。
5. 【請求項５】 前記電流調節手段の演算周期が方形波で
   あるＰＷＭ変調波の周期の正整数倍であることを特徴と
   する請求項２または３または４記載の永久磁石形電動機
   制御装置。
6. 【請求項６】 電動機端子電圧の位相指令に永久磁石形
   電動機に実際に流れる電流の遅れ電流位相を補償するた
   めの位相補償指令を予め加算する加算手段を具備するこ
   とを特徴とする請求項２または３または４または５記載
   の永久磁石形電動機制御装置。
7. 【請求項７】 前記位相補償指令を電動機速度の関数と
   して算出する位相補償指令演算手段を具備することを特
   徴とする請求項６記載の永久磁石形電動機制御装置。