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JP3061049B1 - 圧電トランスインバ―タ - Google Patents

圧電トランスインバ―タ

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JP3061049B1
JP3061049B1 JP11102199A JP10219999A JP3061049B1 JP 3061049 B1 JP3061049 B1 JP 3061049B1 JP 11102199 A JP11102199 A JP 11102199A JP 10219999 A JP10219999 A JP 10219999A JP 3061049 B1 JP3061049 B1 JP 3061049B1
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inverter
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voltage
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Murata Manufacturing Co Ltd
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  • Inverter Devices (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract

【要約】 【課題】 圧電トランスの振動による脈動を抑制でき、
インバータの音鳴り発生の可能性を低下できるような圧
電トランスインバータを提供する。 【解決手段】 放電管２を駆動するインバータ回路１の
前段にスイッチング素子Ｑ１を設け、チヨッパデューテ
ィ制御部３０からスイッチング信号によりスイッチング
素子Ｑ１をオン，オフし、入力電圧をチヨッパ回路３の
周波数を有する矩形波電圧にしてインバータ回路１に供
給し、インバータ回路１を駆動する駆動周波数のｎ倍の
周波数と、チヨッパ回路３のチヨッパ周波数ｆchopとが
近接しないようにこれらの周波数を設定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は圧電トランスイン
バータに関し、特に、液晶バックライト用冷陰極管の点
灯用途に用いられるような圧電トランスインバータに関
する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、液晶ディスプレイなどにあって
は、液晶自体が発光しないことから表示用の光源が用い
られる。このような光源はバックライトとして冷陰極管
が用いられる。圧電トランスを用いた放電管の駆動装置
としては、たとえば特開平７−２２０８８８号公報に記
載されたものがある。この公報には、バックライト用冷
陰極管を駆動するインバータ回路と入力電圧との間にチ
ヨッパ回路を有し、冷陰極管の管電流が一定になるよう
にチヨッパ回路のデューティを制御することによりバッ
クライトの輝度を一定に保つことが記載されている。
【０００３】しかし、この公報の従来技術では「チヨッ
パ回路の出力は直流電圧」とされており、チヨッパ回路
はＤＣ−ＤＣコンバータである必要がある。ところが、
チヨッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータとするためには、
平滑整流用のインダクタおよびコンデンサが必要とな
り、部品点数が多く、かつ損失が多くなるという問題点
がある。
【０００４】また、特開平９−１０７６８４号公報に
は、圧電トランスの周波数−ゲイン特性を利用して管電
流を所望の値に制御する周波数調光機能を有し、インバ
ータ回路の前段に平滑整流用部品を有しないチヨッパ回
路を挿入することで、インバータ回路への平均入力電圧
を一定化するインバータ回路の回路構成が示されてい
る。周波数調光方式ではインバータ回路への入力電圧が
変化すると効率が低下するため、チヨッパ回路を設ける
ことにより、広い入力電圧範囲に対しても比較的高効率
を維持できる。また、平滑整流回路を有しないため、平
滑整流回路の損失がないという効果をある。
【０００５】上記公報の従来技術では、チヨッパ回路に
用いる発振器の出力を分周してインバータ回路の駆動周
波数としている。このため、この方式ではチヨッパ回路
の発振器とインバータ回路の発振器を１つの発振器で両
用する必要があり、チヨッパ回路を制御するＩＣとイン
バータ回路を制御するＩＣを１つのＩＣとしてまとめて
しまう必要がある。
【０００６】ところが、実際の設計の際には、入力電圧
範囲が大きく変化するようなアプリケーションや、一定
の入力電圧が供給されるようなアプリケーションがあ
り、チヨッパ回路とインバータ回路を別々に分離できる
方が設計自由度が大きくでき、かつ部品コストも安価に
できる。また、チヨッパ回路とインバータ回路を分離で
きると、チヨッパ回路には汎用的に安価に入手できかつ
高入力耐電圧バイポーラＰＷＭＩＣを使用し、インバー
タ回路には耐電圧は低い（≒７Ｖ）が消費電力の小さい
ＣＭＯＳ−ＩＣを使用して低消費電力を追求することも
可能である。
【０００７】このため、チヨッパ回路とインバータ回路
を１つのＩＣにまとめなければならない前記従来技術で
は、設計自由度，コスト面および性能面で制約がある。
【０００８】一方、特願平１０−２７４７５１号には、
チヨッパ回路とインバータ回路をそれぞれ別のＩＣで駆
動する方法が提案されている。このように、２つのＩＣ
を分離することにより、上述の特開平９−１０７６８４
号公報で問題となるような設計上の制約を回避すること
ができる。しかし、特願平１０−２７４７５１号の従来
技術では、チヨッパ回路部にインバータ回路部の整数倍
の周波数とチヨッパ回路の周波数とのうなりが発生し、
圧電トランスの振動が低周波数のうなり周波数で脈動す
るという問題がある。
【０００９】圧電トランスは機械振動を介して電圧変換
する素子であるため、どうしても機械振動が一定程度は
周辺のプリント基板などの構造部材に漏洩してしまう。
このときに圧電トランス振動が低周波で脈動している
と、周辺構造部材も同一のうなり周波数で脈動し、構造
部材の非線形要素、たとえば構造部材の接続部分のびび
りといった要素により低周波成分が検波されて現われ、
音鳴り発生という問題を生じる場合があった。
【００１０】それゆえに、この発明の主たる目的は、圧
電トランスの振動による脈動を抑制でき、インバータの
音鳴り発生の可能性を低下できるような圧電トランスイ
ンバータを提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
セラミック圧電トランスを用いて負荷に交流電圧を出力
するインバータ回路と、インバータ回路の前段に設けら
れ、インバータ回路の駆動周波数よりも高い駆動周波数
に応じて、入力された直流電圧を断続した矩形波電圧に
変換して、その矩形波電圧の平均電圧を直流電圧より低
い電圧としてインバータ回路に与えるチョッパ回路とを
有した圧電トランスインバータにおいて、インバータ回
路を駆動する駆動周波数のｎ倍（ｎ＝２，３，４，…）
の周波数と、チョッパ回路を駆動する駆動周波数とが近
接しないようにこれらの周波数を設定する。
【００１２】請求項２に係る発明では、セラミック圧電
トランスを用いて負荷に交流電圧を出力するインバータ
回路と、インバータ回路の前段に設けられるスイッチン
グ素子，スイッチング素子の出力と基準電位との間に接
続される環流素子およびスイッチング素子の矩形波電圧
の平均電圧をインバータ回路の駆動周波数よりも高い駆
動周波数に応じて所望の一定値または可変値に制御する
ためのチョッパデューティ制御部とからなる降圧チョッ
パ回路を有した圧電トランスインバータにおいて、イン
バータ回路を駆動する駆動周波数のｎ倍（ｎ＝２，３，
４，…）の周波数と、降圧チョッパ回路を駆動する駆動
周波数とが近接しないようにこれらの周波数を設定す
る。
【００１３】請求項３に係る発明では、請求項１または
２のインバータ回路の駆動周波数の整数倍の周波数と、
チヨッパ回路の駆動周波数との差の絶対値が１０ｋＨｚ
以上になるように設定される。
【００１４】請求項４に係る発明では、請求項１〜３の
インバータ回路とチヨッパ回路をそれぞれ別の集積回路
で駆動する。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態の圧
電トランスインバータの概略ブロック図である。図１に
おいて、インバータ回路１は放電管２を駆動する。イン
バータ回路１の前段にはチヨッパ回路３が設けられてい
る。チヨッパ回路３は入力電圧を受けてチヨッパ電圧を
インバータ回路１に与えるスイッチング素子Ｑ１と、ス
イッチング素子Ｑ１の出力と基準電位としてのＧＮＤの
間に接続された環流素子Ｄ１と、スイッチング素子Ｑ１
の矩形波電圧の平均電圧を所望の値に制御するためのチ
ヨッパデューティ部３０とから構成されている。
【００１６】チヨッパ回路３の出力はチヨッパ部周波数
（つまりスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦの周波数
ｆchop）の周波数を持ち、波高値が入力電圧に等しい矩
形波パルスとなる。インバータ回路１は内部に圧電トラ
ンスを有しており、チヨッパ回路３から入力される交流
パルス電圧を用いて、放電管２を点灯させる周波数（ｆ
INV ）の略正弦波の交流電圧を発生する。ここで、ｆ
chop＞ｆINV の関係があるものとする。
【００１７】この図１に示した例では、チヨッパ回路３
の周波数ｆchopと、インバータ回路１の周波数ｆINV が
同期していないので、両周波数のうなり周波数＝｜ｆ
chop−ｆINV ×ｎ｜（ｎ＝２，３，４，…）が発生し、
そのうなり周波数で圧電トランスの振動がＡＭ変調され
ることになる。
【００１８】しかし、うなり周波数を十分高い周波数に
設定すれば、人には聞こえない周波数になるため、音鳴
りの問題を回避できる。
【００１９】図２は図１に示した圧電トランスインバー
タのより具体的な回路図である。図２において、入力電
圧はチヨッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１に与えられ
る。スイッチング素子Ｑ１はチヨッパデューティ制御部
３０から与えられるスイッチング信号により入り切りさ
れ、入力電圧が矩形波交流電圧Ｖchopに変換される。ス
イッチング素子Ｑ１の出力とＧＮＤの間には環流素子と
してダイオードＤ１が接続される。矩形波交流電圧Ｖ
chopは直列接続された抵抗Ｒ１とＲ２とによって分圧さ
れ、さらにコンデンサＣ１によって平滑された後、比較
器３１の反転入力に与えられる。
【００２０】比較器３１の非反転入力には基準電圧Ｖ
ref1が与えられ、比較器３１の出力は比較器３２の反転
入力に与えられる。比較器３２の非反転入力にはｆchop
の周波数を有する三角波を出力するチヨッパ部発振器３
３の出力が与えられ、比較器３２はその出力で前述のス
イッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００２１】さらに、矩形波交流電圧Ｖchopはインバー
タ回路１のコイルＬ１１の一端に与えられ、コイルＬ１
１の他端はスイッチング素子Ｑ１１および圧電トランス
ＰＴに接続される。圧電トランスＰＴは放電管２を駆動
し、放電管電流は抵抗Ｒ１１を介して検出され、ダイオ
ードＤ２とコンデンサＣ２によって整流され、比較器１
２の反転入力に与えられる。この整流信号は比較器１２
によって基準電圧Ｖre f2と比較され、比較器１２の出力
は周波数可変発振器１１に与えられる。周波数可変発振
器１１はｆINV の周波数でスイッチング素子Ｑ１１を駆
動する。
【００２２】次に、図２に示した圧電トランスインバー
タの具体的な動作について説明する。圧電トランスＰＴ
はその共振周波数よりも高い周波数で動作させると効率
の良いことがよく知られており、この実施形態では、こ
の領域つまり周波数が高くなると圧電トランスＰＴの昇
圧比が低下する領域を用いているものとする。
【００２３】今、管電流が何らかの外乱により、目標値
よりも大きくなったものとする。これにより、インバー
タ回路１の抵抗１１とコンデンサＣ２の両端に発生する
電圧も大きくなり、比較器１２の電圧が基準電圧Ｖref2
よりも大きくなると、その出力を低下させる。周波数可
変発振器１１はその入力が低下すると周波数が高くなる
ように設計されていたとすると、ｆINV を上昇させるよ
うに周波数を変化させる。これにより圧電トランスＰＴ
の昇圧比が低下し、管電流も低下して最初の外乱を抑制
する方向に制御がかかる。
【００２４】このように、この実施形態のインバータ
は、周囲環境によりその周波数が若干変化するが、圧電
トランスＰＴの共振特性急峻さゆえに、その変動幅は非
常に小さく、ここではほぼ一定の周波数ｆINV で動作し
ていると考えて差し支えない。
【００２５】チヨッパ回路３は入力電圧が変動しても、
その出力の平均電圧を一定に制御する。今、たとえばチ
ヨッパ出力が外乱により上昇した場合を考える。このと
き、比較器３１の非反転入力が増加するため、比較器３
１の出力が低下する。チヨッパ部発振器３３はｆchopの
三角波波形を出力しているため、比較器３１の出力が低
下すると、比較器３２の出力が「Ｈ」レベルになってい
る比率が多くなる。つまり、スイッチング素子Ｑ１のＯ
Ｎデューティが小さくなり、初期の外乱を小さくするよ
うに制御がかかる。このように、チヨッパ回路３を有し
ていることにより、インバータ回路１の平均入力電圧を
一定にし、圧電トランスＰＴの効率が最大となる共振周
波数の近傍で駆動できるようになる。
【００２６】図３は図２に示した圧電トランスインバー
タにおいて、ｆINV ＝５６．４ｋＨｚに設定し、ｆchop
を変化させたときの管電流波形を示す図である。図２に
おいて、（ａ）はｆchop＝１７０．６ｋＨｚに設定した
場合であり、（ｂ）はｆchop＝１７１．９ｋＨｚに設定
した場合であり、（ｃ）はｆchop＝１７３．２ｋＨｚに
設定した場合である。この図３から明らかなように、音
鳴りの原因は圧電トランスＰＴの振動による脈動であ
り、管電流の脈動は圧電トランスＰＴの振動の脈動によ
って発生することから、管電流の脈動を測定すれば、圧
電トランスＰＴによる振動の脈動を間接的に測っている
ことになる。
【００２７】このように、図２からｆchopを変化させる
と脈動の周期（＝うなり周期）とその振幅（Δｉｏ）が
変化している様子がわかる。
【００２８】図４は図２に示した圧電トランスインバー
タにおけるうなりのメカニズムを説明するための波形図
である。図４（ａ）はチヨッパ回路出力Ｖchopを示し、
図４（ｂ）はインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１
１のゲート電圧Ｖｇを示し、（ｃ）はスイッチング素子
Ｑ１１のドレイン電圧Ｖｄを示す。スイッチング素子Ｑ
１１はゲート電圧Ｖｇが「Ｈ」レベルの期間に、チヨッ
パ回路３から供給されるパルスエネルギーをコイルＬ１
１に蓄え、ゲート電圧Ｖｇが「Ｌ」レベルの期間、つま
りスイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦしている期間に蓄え
られたエネルギーを圧電トランスＰＴにフライバックす
る。図２に示した構成では、コイルＬ１１と圧電トラン
スＰＴの入力容量で共振波形とすることにより、０ボル
トスイッチングが可能となるため効率が良く、準Ｅ級駆
動回路として一般的に使用されている。
【００２９】図４では、チヨッパ回路出力ｆchop＝ｆ
INV ×３．５の例を示しており、（Ａ）の期間はスイッ
チング素子Ｑ１１がＯＮしている間にチヨッパ回路出力
Ｖchopが２パルス入力されているため２パルス分のエネ
ルギーがコイルＬ１１に蓄積される。しかし、（Ｂ）の
期間には、チヨッパ回路出力Ｖchopは１．５パルスしか
入力されないため、コイルＬ１１に蓄積されるエネルギ
ーが（Ａ）の期間に比べて小さくなる。この結果、スイ
ッチング素子Ｑ１１のドレイン電圧Ｖｄは図４（ｃ）に
示すように、１波ごとに波高値が変化し、うなりを生じ
る様子がわかる。圧電トランスの入力電圧であるスイッ
チング素子Ｑ１１のドレイン電圧Ｖｄがうなりを生じる
と、それにより励起されるトランス振動にもうなり成分
が重畳することは言うまでもない。
【００３０】図５はチヨッパ周波数とうなり周波数の関
係を示す図であり、図６はチヨッパ周波数とうなり振幅
比率との関係を示す図である。
【００３１】図５において、計算値は｜ｆchop−ｆINV
×ｎ｜（ｎ＝２，３，４，…）として求めた。これより
管電流の脈動、ひいてはトランス振動の脈動は、チヨッ
パ周波数ｆchopとインバータ周波数ｆINV のうなりに起
因していることが明らかであり、かつそのうなり周波数
を１０ｋＨｚ以上離してやればうなり振幅は十分小さく
できることがわかる。つまり、この実施形態において
は、チヨッパ回路周波数ｆchopを１８０〜２１５ｋＨ
ｚ、または２３６〜２７２ｋＨｚといった「うなりの
窓」の周波数に設定していけば、実用的に音鳴り発生を
抑制できる。
【００３２】なお、ここでうなり周波数＝０Ｈｚのとき
はうなり発生はないが、チヨッパ回路周波数ｆchopとイ
ンバータ回路周波数ｆINV の整数倍の周波数を精度よく
一致させることは実際には非常に困難であり、現実的に
はない。
【００３３】次に、この実施形態をノート型パーソナル
コンピュータ用のインバータに適用した場合を考える。
ノート型パーソナルコンピュータではリウチム電池を３
セル使用する形態が一般的であり、入力電圧仕様として
は７〜２０Ｖ程度である場合が多い。このため、スイッ
チング素子Ｑ１を駆動するチヨッパデューティ制御部３
０は７〜２０Ｖの駆動信号が出力できるように２０Ｖ以
上の耐圧を持つことが必要になる。
【００３４】一方、インバータ回路１はスイッチング素
子Ｑ１１を駆動すればよいだけなので、たとえば３〜５
Ｖくらいの電圧で動作させることも可能である。つま
り、チヨッパデューティ制御部３０は高耐圧のたとえば
バイポーラプロセスを使ったＩＣを使用し、インバータ
回路は耐圧＜７Ｖ程度のＣＭＯＳプロセスを使ったＩＣ
を使用すれば、制御部消費電力も含めたトータルの効率
を改善できる。
【００３５】図７はこの発明の他の実施形態の圧電トラ
ンスインバータの回路図である。図７において、この実
施形態は、放電管電流をインバータ回路１に帰還させる
とともに、チヨッパデューティ制御部３０にも帰還させ
るものである。より具体的に説明すると、入力電圧はチ
ヨッパ回路３のスイッチング素子Ｑ２１に与えられ、ス
イッチング素子Ｑ２１がＯＮ，ＯＦＦすることによって
入り切りされ、入力電圧が矩形発生交流電圧Ｖchopに変
換されてインバータ回路１のコイルＬ２１に与えられ
る。
【００３６】なお、スイッチング素子Ｑ２１の出力とＧ
ＮＤとの間には環流素子としてダイオードＤ２１が接続
される。コイルＬ２１の他端はスイッチング素子Ｑ２１
および圧電トランスＰＴに接続される。圧電トランスＰ
Ｔは放電管２を駆動し、放電管電流は抵抗Ｒ２１に流
れ、その両端電圧がダイオード２２とコンデンサＣ２２
により整流され、比較器３１の反転入力端に与えられる
とともに位相差検出器１３に与えられる。比較器３１の
非反転入力端には基準電圧Ｖref ２１が与えられ、比較
器３１は両者を比較し、その出力を比較器３２の反転入
力に与える。比較器３２の非反転入力にはチヨッパ部発
振器３３からチヨッパ回路周波数ｆchopの三角波が与え
られ、比較器３２は両者を比較し、その出力でスイッチ
ング素子Ｑ２１を駆動する。
【００３７】インバータ回路１では、圧電トランス２の
入力電圧と出力電流の位相差が位相差検出器１３によっ
て検出される。位相差検出器１３の検出出力は周波数可
変発振器１１に与えられ、入力信号の位相差が所望の一
定になるように制御される。圧電トランス２の共振周波
数は負荷変動により変化するが、位相差を一定に保つこ
とによって負荷が変化してもインバータ回路周波数ｆ
INV を共振周波数の近傍に保つことができる。
【００３８】次に、図７に示した圧電トランスインバー
タの具体的な動作について説明する。この実施形態で
は、インバータ回路１は圧電トランスＰＴの位相差を一
定に保つことにより、共振周波数近傍のインバータ回路
周波数ｆINV で動作する。チヨッパデューティ制御部３
０は放電管電流を検出し、その電流値が一定になるよう
にチヨッパデューティを制御する。
【００３９】前述の図２に示した例では、チヨッパ回路
３とインバータ回路１はそれぞれ別々に制御ループを有
していたが、この実施形態では、管電流を一定にするよ
うにチヨッパデューティ制御部３０とインバータ回路１
に放電管電流を帰還させてオーバーオールの制御として
いるため、制御回路を簡単にできる。
【００４０】この実施形態でも、インバータ回路周波数
ｆINV の整数倍の周波数とチヨッパ回路周波数ｆchopと
の差の絶対値を１０ｋＨｚ以上とすることにより、トラ
ンス振動の脈動に起因する音鳴り発生を抑制できる。ま
た、インバータ回路１とチヨッパデューティ制御部３０
を別々のＩＣで構成することにより、高効率でかつ設計
自由度の大きい回路構成を実現できる。
【００４１】なお、今回開示された実施の形態は全ての
点で例示であって、制限的なものではないと考えられる
べきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特
許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の
意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意
図される。
【００４２】
【発明の効果】上述のごとく、実施形態１では、インバ
ータ回路周波数の整数倍の周波数とチヨッパ回路周波数
が近接しないようにすることによって、圧電トランス振
動の脈動を抑制でき、インバータの音鳴り発生の可能性
を低下できる。
【００４３】また、請求項２および３の場合には、イン
バータ回路周波数の整数倍の周波数と、チヨッパ回路周
波数の差の絶対値を１０ｋＨｚ以上とすることにより、
トランス振動の脈動を事実上ゼロにでき、インバータの
音鳴り問題を防止できる。また、チヨッパ回路とインバ
ータ回路を別々のＩＣで駆動することにより、効率を改
善でき、かつ設計自由度を大きくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の圧電トランスインバー
タの概略ブロック図である。
【図２】図１に示した圧電トランスインバータのより具
体的な回路図である。
【図３】図２に示した圧電トランスインバータにおける
チヨッパ周波数ｆchopを変化させたときの管電流波形を
示す図である。
【図４】うなりのメカニズムを説明するための波形図で
ある。
【図５】チヨッパ周波数とうなり周波数の関係を示す図
である。
【図６】チヨッパ周波数とうなり振幅比率を示す図であ
る。
【図７】この発明の他の実施形態の圧電トランスインバ
ータの回路図である。
【符号の説明】
１ インバータ回路 ２ 放電管 ３ チヨッパ回路 １１ 周波数可変発振器 １２，３１，３２ 比較器 １３ 位相差検出器 ３０ チヨッパデューティ制御部 ３３ チヨッパ部発振器 Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子 Ｄ１，Ｄ２１ ダイオード Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１１，Ｒ２１ 抵抗 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２２ コンデンサ ＰＴ 圧電トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H05B 41/24 - 41/29 H02M 3/24

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 セラミック圧電トランスを用いて負荷に
    交流電圧を出力するインバータ回路と、前記インバータ
    回路の前段に設けられ、該インバータ回路の駆動周波数
    よりも高い駆動周波数に応じて、入力された直流電圧を
    断続した矩形波電圧に変換して、前記矩形波電圧の平均
    電圧を前記入力された直流電圧より低い電圧として前記
    インバータ回路に与えるチョッパ回路とを有した圧電ト
    ランスインバータにおいて、 前記インバータ回路を駆動する駆動周波数のｎ倍（ｎ＝
    ２，３，４，…）の周波数と、前記チョッパ回路を駆動
    する駆動周波数とが近接しないようにこれらの周波数を
    設定することを特徴とする、圧電トランスインバータ。
  2. 【請求項２】 セラミック圧電トランスを用いて負荷に
    交流電圧を出力するインバータ回路と、前記インバータ
    回路の前段に設けられるスイッチング素子，該スイッチ
    ング素子の出力と基準電位との間に接続される環流素子
    および前記スイッチング素子の矩形波電圧の平均電圧を
    前記インバータ回路の駆動周波数よりも高い駆動周波数
    に応じて所望の一定値または可変値に制御するためのチ
    ョッパデューティ制御部とからなる降圧チョッパ回路を
    有した圧電トランスインバータにおいて、 前記インバータ回路を駆動する駆動周波数のｎ倍（ｎ＝
    ２，３，４，…）の周波数と、前記降圧チョッパ回路を
    駆動する駆動周波数とが近接しないようにこれらの周波
    数を設定することを特徴とする、圧電トランスインバー
    タ。
  3. 【請求項３】 前記インバータ回路の駆動周波数の整数
    倍の周波数と、前記チョッパ回路の駆動周波数との差の
    絶対値が１０ｋＨｚ以上になるように設定したことを特
    徴とする、請求項１または２に記載の圧電トランスイン
    バータ。
  4. 【請求項４】 前記インバータ回路と前記チョッパ回路
    をそれぞれ別の集積回路で制御することを特徴とする、
    請求項１から３のいずれかに記載の圧電トランスインバ
    ータ。
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