JP2018061351A - Active filter control device, active filter device, electric power conversion system, control method, and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムに関する。 The present invention relates to an active filter control device, an active filter device, a power conversion device, a control method, and a program.
空調機の室外機の電力変換装置には、アクティブフィルタが設けられる場合がある。アクティブフィルタは、空調機の動作を制御する電力変換装置に対して入力される電流波形を補正し、圧縮機等の負荷が発生する高調波成分を低減する。 An active filter may be provided in the power converter of the outdoor unit of the air conditioner. The active filter corrects a current waveform input to the power conversion device that controls the operation of the air conditioner, and reduces harmonic components generated by a load such as a compressor.
例えば、特許文献１には、従来のアクティブフィルタが有する電源周期と制御周期が同期しない場合に高調波を抑制する機能が低下するという課題に対し、電源周期ごとにその周期に含まれる制御周期の数をカウントし、制御周期ごとに演算した制御量の誤差を、当該電源周期について積分して電源周期ごとの制御量の誤差の積算値を演算し、演算した積算値を考慮した制御量を算出することによって、電源周期が振動する等、電源周期と制御周期とが同期しない場合でも高い制御精度を維持することができるアクティブフィルタについて記載がある。 For example, in Patent Document 1, in response to the problem that the function of suppressing harmonics decreases when the power supply cycle and the control cycle of a conventional active filter are not synchronized, the control cycle included in each cycle of the power supply cycle Counts the number, integrates the control amount error calculated for each control cycle for the power cycle, calculates the control amount error integrated value for each power cycle, and calculates the control amount considering the calculated integrated value Thus, there is a description of an active filter that can maintain high control accuracy even when the power supply cycle and the control cycle are not synchronized, such as when the power supply cycle vibrates.
アクティブフィルタではリプル電流が発生する。リプル電流の発生は、ノイズの発生や制御性の低下につながる。アクティブフィルタが備えるリアクタのインダクタンスを大きくするとリプル電流を抑えることができる。しかし、インダクタンスを大きくすると急峻な電流の変化に対する追随性が悪くなる。従って、アクティブフィルタの容量を大きくする場合、最大入力電流に合わせた電流変化に追従するためには、インダクタンスを大きくすることができない。すると、リプル電流の大きさを低減することができず、入力電流が小さい場合、その入力電流の基本波に対するリプル電流の比率が大きくなる。その結果、入力電流の波形を適切な波形に生成できない可能性がある。 A ripple current is generated in the active filter. The generation of ripple current leads to noise and controllability. When the inductance of the reactor included in the active filter is increased, the ripple current can be suppressed. However, if the inductance is increased, the followability to a steep current change becomes worse. Therefore, when the capacitance of the active filter is increased, the inductance cannot be increased in order to follow the current change in accordance with the maximum input current. Then, the magnitude of the ripple current cannot be reduced, and when the input current is small, the ratio of the ripple current to the fundamental wave of the input current increases. As a result, there is a possibility that the waveform of the input current cannot be generated into an appropriate waveform.
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、アクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides an active filter control device, an active filter device, a power conversion device, a control method, and a program.
本発明の一態様は、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定するキャリア周期設定部と、前記キャリア周期設定部が設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する制御信号出力部と、を備えるアクティブフィルタ制御装置である。 One aspect of the present invention includes a carrier cycle setting unit that sets a carrier cycle of an active filter included in a power conversion device based on a magnitude of an input current of the power conversion device, and a carrier cycle set by the carrier cycle setting unit. And a control signal output unit that outputs a control signal for the active filter based on the active filter.
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、前記入力電流の大きさが所定の閾値を上回る場合、相対的に長い周期を前記キャリア周期に設定し、前記入力電流の大きさが所定の閾値以下の場合、相対的に短い周期を前記キャリア周期に設定してもよい。 According to another aspect of the present invention, the carrier period setting unit sets a relatively long period as the carrier period when the magnitude of the input current exceeds a predetermined threshold, and the magnitude of the input current. If the length is less than or equal to a predetermined threshold, a relatively short cycle may be set as the carrier cycle.
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、所定の制御周期の整数倍の周期を前記長い周期および前記短い周期に設定してもよい。 Moreover, according to one aspect of the present invention, the carrier cycle setting unit may set a cycle that is an integral multiple of a predetermined control cycle to the long cycle and the short cycle.
また、本発明の一態様によれば、前記キャリア周期設定部は、前記制御周期の２倍の周期を前記長い周期に設定し、前記制御周期の１倍の周期を前記短い周期に設定してもよい。 According to another aspect of the present invention, the carrier cycle setting unit sets a cycle that is twice the control cycle to the long cycle and sets a cycle that is 1 times the control cycle to the short cycle. Also good.
また、本発明の一態様によれば、上述の制御装置は、前記アクティブフィルタが出力すべき電流に応じたデューティ指令値を算出する指令値算出部、をさらに備え、前記指令値算出部は、前記キャリア周期に含まれる前記制御周期ごとに前記デューティ指令値を算出してもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, the above-described control device further includes a command value calculation unit that calculates a duty command value according to a current to be output by the active filter, and the command value calculation unit includes: The duty command value may be calculated for each control cycle included in the carrier cycle.
また、本発明の一態様は、前記指令値算出部は、前記キャリア周期と同じ周期を有する三角波と前記アクティブフィルタの目標出力との比較に基づいて、前記デューティ指令値を算出してもよい。 In one aspect of the present invention, the command value calculation unit may calculate the duty command value based on a comparison between a triangular wave having the same period as the carrier period and a target output of the active filter.
また、本発明の一態様は、前記キャリア周期設定部は、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタの周囲の温度に応じて定められた出力電流の閾値と、前記電力変換装置の入力電流の大きさとに基づいて前記キャリア周期を設定してもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, the carrier cycle setting unit includes an output current threshold value determined according to a temperature around a power transistor included in the active filter, and a magnitude of an input current of the power converter. The carrier period may be set based on this.
また、本発明の一態様は、上述のアクティブフィルタ制御装置と、前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、を備え、ＳＩＣ（シリコン・カーバイド）が、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタ素子である、アクティブフィルタ装置である。 Another embodiment of the present invention includes the above-described active filter control device and an active filter controlled by the active filter control device, and SIC (silicon carbide) is a power transistor element included in the active filter. The active filter device.
また、本発明の一態様によれば、上述のアクティブフィルタ制御装置と、前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、整流回路と、ＩＰＭと、を備える電力変換装置である。 Moreover, according to 1 aspect of this invention, it is a power converter device provided with the above-mentioned active filter control apparatus, the active filter which the said active filter control apparatus controls, a rectifier circuit, and IPM.
また、本発明の一態様によれば、アクティブフィルタ制御装置が、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定し、前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する、制御方法である。 Moreover, according to one aspect of the present invention, the active filter control device sets the carrier cycle of the active filter included in the power conversion device based on the magnitude of the input current of the power conversion device, and sets the carrier cycle to the set carrier cycle. A control method for outputting a control signal for the active filter based on the control signal.
また、本発明の一態様によれば、アクティブフィルタ制御装置のコンピュータを、電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定する手段、前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する手段、として機能させるためのプログラムである。 According to another aspect of the present invention, the computer of the active filter control device is configured to set the carrier period of the active filter included in the power converter based on the magnitude of the input current of the power converter. A program for functioning as a means for outputting a control signal for the active filter based on a carrier period.
上述のアクティブフィルタ制御装置、アクティブフィルタ装置、電力変換装置、制御方法及びプログラムによれば、アクティブフィルタが出力する補償電流に含まれるリプル電流を抑制することができる。 According to the above-described active filter control device, active filter device, power conversion device, control method, and program, it is possible to suppress the ripple current included in the compensation current output by the active filter.
＜実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置について、図１〜図９を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。
図１に示す電力変換装置１は、電力系統Ｅから供給される電力を、負荷であるＣＭ（圧縮機モータ）７０を所望に駆動させるための三相交流電力に変換して出力する電力変換回路を備える。電力変換装置１は、空調機の室外機等に設けられる。
<Embodiment>
Hereinafter, the power converter according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
A power conversion device 1 shown in FIG. 1 converts a power supplied from a power system E into a three-phase AC power for driving a CM (compressor motor) 70 as a load as desired, and outputs the power. Is provided. The power conversion device 1 is provided in an outdoor unit or the like of an air conditioner.
図１に示すように、電力変換装置１は、制御装置１０と、アクティブフィルタ２０と、ＮＦ（ノイズフィルタ）３０と、ＤＭ（ダイオードモジュール）４０と、コンデンサ５０と、を備えている。また、制御装置１０と、アクティブフィルタ２０とでアクティブフィルタ装置２４を構成する。
ＮＦ３０は、電力系統Ｅから入力される三相交流電流のノイズを低減する。ＤＭ４０は、三相交流電流を整流する整流回路（コンバータ）である。コンデンサ５０は、整流された電圧を平滑化して直流電圧を生成する平滑化回路である。ＩＰＭ（Intelligent Power Module）６０は、例えば、インバータである。インバータは、直流入力電圧からＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の駆動電圧を生成し、生成した３相の駆動電圧をＣＭ７０に供給する。これにより、電力変換装置１は、空調機の室外機（図示せず）が備えるＣＭ７０を駆動する。
アクティブフィルタ２０は、ＤＭ４０とコンデンサ５０による整流作用によって生じる入力電流（後述するコンバータ電流ＩＣ）の高調波成分を打ち消す補償電流を出力する。アクティブフィルタ２０は、リアクタ２１と、パワートランジスタ２２と、コンデンサ２３と、を含む。パワートランジスタ２２は、制御装置１０が出力した制御信号によりオン／オフ動作を行い、補償電流を生成する。
制御装置１０は、コンバータに流れ込む三相電流のうち電流センサ３１、電流センサ３２によって２系統で計測されたコンバータ電流ＩＣを取得し、アクティブフィルタ２０が出力すべき補償電流ＩＡを算出する。そして、制御装置１０は、その補償電流ＩＡの出力に必要なパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を指令する制御信号（スイッチング指令）を生成する。特に本実施形態の制御装置１０は、アクティブフィルタ２０が入力するコンバータ電流ＩＣに含まれるリプル電流を抑制するために、負荷に応じて変化するコンバータ電流ＩＣの大きさに応じて、キャリア周期（パワートランジスタ２２のオン／オフ制御のための矩形波の制御信号を出力する周期）を切り替える制御を行う。
As shown in FIG. 1, the power conversion device 1 includes a control device 10, an active filter 20, an NF (noise filter) 30, a DM (diode module) 40, and a capacitor 50. The control device 10 and the active filter 20 constitute an active filter device 24.
The NF 30 reduces noise of the three-phase alternating current input from the power system E. The DM 40 is a rectifier circuit (converter) that rectifies a three-phase alternating current. The capacitor 50 is a smoothing circuit that smoothes the rectified voltage and generates a DC voltage. The IPM (Intelligent Power Module) 60 is, for example, an inverter. The inverter generates a three-phase drive voltage including a U-phase, a V-phase, and a W-phase from the DC input voltage, and supplies the generated three-phase drive voltage to the CM 70. Thereby, the power converter device 1 drives CM70 with which the outdoor unit (not shown) of an air conditioner is provided.
The active filter 20 outputs a compensation current that cancels a harmonic component of an input current (converter current I C described later) generated by the rectifying action of the DM 40 and the capacitor 50. The active filter 20 includes a reactor 21, a power transistor 22, and a capacitor 23. The power transistor 22 performs an on / off operation according to a control signal output from the control device 10 to generate a compensation current.
Controller 10, a current sensor 31 of the three-phase current into the converter, the current sensor 32 acquires the converter current I C which is measured by the two systems, it calculates a compensation current I A to be output from active filter 20. Then, the controller 10 generates the compensation current I A control signal instructing the ON / OFF operation of the power transistor 22 necessary to output (switching command). In particular, the control device 10 of the present embodiment suppresses the ripple current included in the converter current I C input by the active filter 20, and the carrier cycle according to the magnitude of the converter current I C that changes according to the load. Control is performed to switch (period for outputting a rectangular wave control signal for on / off control of the power transistor 22).
図２は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流を説明する図である。
図中、上段のグラフ２Ａはアクティブフィルタ２０による補償後の系統電流ＩＳ、中段のグラフ２Ｂはアクティブフィルタ２０による補償前のコンバータ電流ＩＣ、下段のグラフ２Ｃはアクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡをそれぞれ示している。系統電流ＩＳは、コンバータ電流ＩＣと補償電流ＩＡとを加えたものである。制御装置１０は、時々刻々と変化するコンバータ電流ＩＣの計測値を取得し、コンバータ電流ＩＣに含まれる高調波成分を打ち消す補償電流ＩＡをフィードバック制御によって算出する。そして、制御装置１０は、パワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御することで、必要な補償電流ＩＡをアクティブフィルタ２０から出力させる。このときアクティブフィルタ２０が入力するコンバータ電流ＩＣにはリプル電流が含まれる。リプル電流はアクティブフィルタ２０の制御に影響を与える。このリプル電流は、リアクタ２１の容量を大きくすることで低減できることが知られている。
ところで、図中２Ｄで囲って示した箇所のように急峻に立ち上がる電流が発生することがある。アクティブフィルタ２０は、この急峻な電流の変化に対して速やかに補償電流ＩＡを出力する必要がある。急激な電流変化に対して高い追随性をもって対応するためには、リアクタ２１の容量をあまり大きくすることができない。従って、リプル電流を抑えるためにリアクタ２１の容量を大きくすることはできない。
FIG. 2 is a diagram for explaining the compensation current output by the active filter according to the embodiment of the present invention.
In the figure, the upper graph 2A is the grid current I S after compensation by the active filter 20, the middle graph 2B is the converter current I C before compensation by the active filter 20, and the lower graph 2C is the compensation current output by the active filter 20. respectively show I a. The system current I S is obtained by adding the converter current I C and the compensation current I A. The control device 10 acquires a measured value of the converter current I C that changes from moment to moment, and calculates a compensation current I A that cancels the harmonic component included in the converter current I C by feedback control. Then, the control unit 10, by controlling the ON / OFF operation of the power transistor 22 to output the necessary compensation current I A from the active filter 20. At this time, the converter current I C of the active filter 20 is inputted include ripple current. The ripple current affects the control of the active filter 20. It is known that this ripple current can be reduced by increasing the capacity of the reactor 21.
By the way, there is a case where a current that rises steeply occurs as shown by a portion surrounded by 2D in the drawing. Active filter 20 is required to output a rapidly compensated current I A to a change in the steep current. In order to cope with a rapid change in current with high followability, the capacity of the reactor 21 cannot be increased so much. Therefore, the capacity of the reactor 21 cannot be increased in order to suppress the ripple current.
図３は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタが出力する補償電流に含まれるリプル電流を説明する図である。
図中、上段の図は、コンバータ電流ＩＣが相対的に大きい場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ａに対するリプル電流３ａの比率を示す図である。中段の図は、コンバータ電流ＩＣが相対的に小さい場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ｂに対するリプル電流３ｂの比率を示す図である。基本波３Ａの振幅が大きい場合、リプル電流３ａがコンバータ電流ＩＣに与える影響は小さく、パワートランジスタ２２におけるＰＷＭ制御等に大きな影響を及ぼす可能性は低い。ところで、リプル電流の大きさは、リアクタ容量とキャリア周期と入力電流に関係する。しかし、上記のように補償電流ＩＡの追随性を確保するためにはリアクタ容量を大きくすることはできず、入力電流は負荷（ＣＭ７０）によって決まるため変更することができない。従って、キャリア周期に変更がない限りリプル電流の大きさは変化せず、コンバータ電流ＩＣが相対的に小さくなっても、リプル電流の大きさは変わらない。すると、基本波３Ｂの振幅が小さい場合、リプル電流３ｂの振幅の基本波３Ｂの振幅に対する割合が大きいため、リプル電流３ｂがコンバータ電流ＩＣに与える影響が大きくなる。具体的には、コンバータ電流ＩＣの振幅が小さい場合、図示するようにリプル電流３ｂの影響によって、コンバータ電流ＩＣの値がゼロを跨いで揺らぐことになり、例えば、パワートランジスタ２２において電流のゼロクロス点に基づく制御（デッドタイム補償など）を行う場合などにその制御に影響を与え、制御性が低下する可能性がある。
FIG. 3 is a diagram illustrating a ripple current included in the compensation current output from the active filter according to the embodiment of the present invention.
In the figure, the upper figure is a diagram showing the ratio of the ripple current 3a with respect to the fundamental wave. 3A converter current I C is included in the converter current I C when relatively large. The middle diagram shows the ratio of the ripple current 3b to the fundamental wave 3B included in the converter current I C when the converter current I C is relatively small. If the amplitude of the fundamental wave 3A is large, small influence of ripple current 3a has on the converter current I C, a large impact on the PWM control or the like in the power transistor 22 is low. By the way, the magnitude of the ripple current is related to the reactor capacity, the carrier period, and the input current. However, it is impossible to increase the reactor capacity to ensure traceability of the compensation current I A as described above, the input current can not be changed because determined by the load (CM70). Thus, the magnitude of the ripple current unless there is a change in the carrier period is not changed, the converter current I C is also made relatively small, it does not change the magnitude of the ripple current. Then, if the amplitude of the fundamental 3B is small, proportion to the amplitude of the amplitude of the fundamental 3B ripple current 3b is large, the influence of the ripple current 3b has on the converter current I C becomes large. Specifically, when the amplitude of the converter current I C is small, the value of the converter current I C fluctuates across zero due to the influence of the ripple current 3b as shown in FIG. When control (such as dead time compensation) based on the zero cross point is performed, the control may be affected, and controllability may be reduced.
そこで、本実施形態では、コンバータ電流ＩＣの値が小さい場合、リプル電流の大きさが小さくなるような制御を行う。より具体的には、上記のとおり、リプル電流に影響を与えるキャリア周期を切り替える制御を行うことによってリプル電流を小さくする。
図３の下段の図は、本実施形態の制御装置１０によってアクティブフィルタ２０を動作させた場合のコンバータ電流ＩＣに含まれる基本波３Ｃに対するリプル電流３ｃの比率を示す図である。基本波３Ｃの大きさに応じてリプル電流３ｃを小さくすることで、リプル電流３ｃがコンバータ電流ＩＣに与える影響は低減することができる。
Therefore, in this embodiment, when the value of the converter current I C is small, control is performed so that the magnitude of the ripple current is small. More specifically, as described above, the ripple current is reduced by performing control to switch the carrier cycle that affects the ripple current.
Lower part of FIG. 3 is a diagram showing the ratio of the ripple current 3c by the controller 10 for the fundamental wave 3C included in the converter current I C of the case of operating the active filter 20 of the present embodiment. By reducing the ripple current 3c in accordance with the magnitude of the fundamental wave 3C, influence of ripple current 3c has on the converter current I C can be reduced.
図４は、本発明の一実施形態における制御装置の機能ブロック図である。
制御装置１０は、例えばマイクロコンピュータによって構成される。
図４が示すように、制御装置１０は、電流情報取得部１１と、キャリア周期設定部１２と、指令値算出部１３と、制御信号出力部１４と、記憶部１５と、を備えている。指令値算出部１３は、高出力用指令値算出部１３１と、低出力用指令値算出部１３２と、を備えている。制御装置１０は、制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、パワートランジスタ２２のオン／オフ制御を行う。
電流情報取得部１１は、負荷に応じて時々刻々と変化するコンバータ電流ＩＣの計測値（電力変換装置１の入力電流の計測値）を取得する。
キャリア周期設定部１２は、キャリア周期を設定する。ここで、キャリア周期とは、ＰＷＭ制御において、制御信号をなす“パルス”（矩形波）を出力する周期である。このとき、キャリア周期設定部１２は、電流情報取得部１１の取得したコンバータ電流ＩＣの大きさに基づいて、キャリア周期を切り替える。より具体的には、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より大きい場合は相対的に長いキャリア周期を設定し、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より小さい場合は相対的に短いキャリア周期を設定する。
指令値算出部１３は、制御信号生成のためのデューティ指令値を算出し、制御信号出力部１４に出力する。より具体的には、指令値算出部１３は、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より大きい場合、高出力用指令値算出部１３１にデューティ指令値の算出を指示し、コンバータ電流ＩＣが所定の閾値より小さい場合、低出力用指令値算出部１３２にデューティ指令値の算出を指示する。
高出力用指令値算出部１３１は、キャリア周期設定部１２が設定した相対的に長いキャリア周期に応じた制御信号を生成するためのデューティ指令値を計算する。
低出力用指令値算出部１３２は、キャリア周期設定部１２が設定した相対的に短いキャリア周期に応じた制御信号を生成するためのデューティ指令値を計算する。
制御信号出力部１４は、高出力用指令値算出部１３１又は低出力用指令値算出部１３２が算出したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフを制御する制御信号を生成し、アクティブフィルタ２０へ出力する。
これら、キャリア周期設定部１２、指令値算出部１３、高出力用指令値算出部１３１、低出力用指令値算出部１３２、制御信号出力部１４は、制御装置１０が備えるＣＰＵが、記憶部１５からプログラムを読み出し実行することで備わる機能である。
次に制御装置１０による制御信号の生成処理について説明を行う。
FIG. 4 is a functional block diagram of the control device in one embodiment of the present invention.
The control device 10 is configured by a microcomputer, for example.
As shown in FIG. 4, the control device 10 includes a current information acquisition unit 11, a carrier cycle setting unit 12, a command value calculation unit 13, a control signal output unit 14, and a storage unit 15. The command value calculation unit 13 includes a high output command value calculation unit 131 and a low output command value calculation unit 132. The control device 10 outputs a control signal to the active filter 20 and performs on / off control of the power transistor 22.
Current information acquisition unit 11 acquires measured values of the converter current I C which changes with time (the measured value of the input current of the power conversion apparatus 1) according to the load.
The carrier cycle setting unit 12 sets a carrier cycle. Here, the carrier cycle is a cycle in which a “pulse” (rectangular wave) forming a control signal is output in PWM control. At this time, the carrier cycle setting unit 12 switches the carrier cycle based on the magnitude of the converter current I C acquired by the current information acquisition unit 11. More specifically, if the converter current I C is greater than a predetermined threshold value is set relatively long carrier cycle, when the converter current I C is smaller than a predetermined threshold value is set relatively short carrier cycle.
The command value calculation unit 13 calculates a duty command value for generating a control signal and outputs it to the control signal output unit 14. More specifically, when the converter current I C is larger than a predetermined threshold, the command value calculation unit 13 instructs the high output command value calculation unit 131 to calculate the duty command value, and the converter current I C If it is smaller than the threshold value, the low output command value calculation unit 132 is instructed to calculate the duty command value.
The high output command value calculation unit 131 calculates a duty command value for generating a control signal corresponding to a relatively long carrier cycle set by the carrier cycle setting unit 12.
The low output command value calculation unit 132 calculates a duty command value for generating a control signal corresponding to the relatively short carrier cycle set by the carrier cycle setting unit 12.
The control signal output unit 14 generates a control signal for controlling on / off of the power transistor 22 based on the duty command value calculated by the high output command value calculation unit 131 or the low output command value calculation unit 132, and is active. Output to the filter 20.
The carrier cycle setting unit 12, the command value calculation unit 13, the high output command value calculation unit 131, the low output command value calculation unit 132, and the control signal output unit 14 are stored in the storage unit 15 by the CPU included in the control device 10. This is a function provided by reading and executing a program from.
Next, control signal generation processing by the control device 10 will be described.
図５は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第一の図である。
図５は、高出力時（系統電流ＩＳが大きい場合）における制御信号の生成処理を示している。高出力時とは、例えば、コンバータ電流ＩＣが電力変換装置１の最大入力電流の５０％以上となる場合をいう。高出力時において、キャリア周期設定部１２は、キャリア周期ＴＣ１（例えばキャリア周波数は２０ｋＨｚ）を所定の制御周期ＣＣ（例えばキャリア周波数は４０ｋＨｚ）の２倍に設定する。ここで、キャリア周期ＴＣ１は相対的に長いキャリア周期である。キャリア周期設定部１２が相対的に長い周期ＴＣ１をキャリア周期として設定したことに基づいて、高出力用指令値算出部１３１が、制御周期ＣＣごとに出力すべき制御信号のパルス幅を示すデューティ指令値を算出する。例えば、高出力用指令値算出部１３１は、所定の目標電流と、電流情報取得部１１が取得したコンバータ電流ＩＣとの差に基づいて、補償電流ＩＡの目標値を計算する。図中、グラフ５Ａは、補償電流ＩＡの目標値を示す。次に高出力用指令値算出部１３１は、アクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡが目標値となるように（ＰＷＭ制御に基づき）制御信号のパルス幅およびパルス発生タイミングが含まれるデューティ指令値を制御周期ＣＣごとに算出する。相対的に長いキャリア周期が設定された場合、デューティ指令値の算出は、制御周期ＣＣごとに行われるが、算出されたデューティ指令値による制御信号のキャリア周期ＴＣ１は制御周期の２倍となる。
FIG. 5 is a first diagram illustrating a control signal generation process according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 shows control signal generation processing at the time of high output (when the system current IS is large). The time of high output, for example, refers to the case where the converter current I C is more than 50% of the maximum input current of the power conversion apparatus 1. At the time of high output, the carrier cycle setting unit 12 sets the carrier cycle TC1 (for example, the carrier frequency is 20 kHz) to twice the predetermined control cycle CC (for example, the carrier frequency is 40 kHz). Here, the carrier cycle TC1 is a relatively long carrier cycle. Based on the fact that the carrier cycle setting unit 12 sets the relatively long cycle TC1 as the carrier cycle, the duty command indicating the pulse width of the control signal to be output by the high output command value calculation unit 131 for each control cycle CC Calculate the value. For example, high-power command value calculating section 131, a predetermined target current, based on the difference between the converter current I C of current information acquisition unit 11 has acquired, to calculate a target value of the compensation current I A. In the figure, graph 5A shows the target value of the compensation current I A. Then high-power command value calculating section 131, the duty command value that contains the pulse width and pulse generation timing of the compensation current I A is (based on the PWM control) so that the target value control signal active filter 20 outputs Is calculated for each control cycle CC. When a relatively long carrier cycle is set, the duty command value is calculated for each control cycle CC. However, the carrier cycle TC1 of the control signal based on the calculated duty command value is twice the control cycle.
パルス幅およびパルス発生タイミングの算出は、例えば、公知の三角波比較方式によって行う。三角波５Ｂの周期はキャリア周期ＴＣ１と同じである。１つのキャリア周期に対応する２つの制御周期のうち前半の制御周期（ＣＣ１）では、高出力用指令値算出部１３１は、上昇時の三角波５Ｂの値と目標値５Ａを比較して、目標値５Ａの値が三角波５Ｂの値を上回っている期間のみをオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。高出力用指令値算出部１３１は、算出したパルス幅とオン制御の開始タイミング（前半の制御周期ＣＣ１の開始時点がオン制御の開始タイミング）の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
また、後半の制御周期（ＣＣ２）では、高出力用指令値算出部１３１は、下降時の三角波５Ｂの値と目標値５Ａを比較して、目標値５Ａの値が三角波５Ｂの値を上回っている期間のみをオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。高出力用指令値算出部１３１は、算出したパルス幅とオン制御の開始タイミング（後半の制御周期ＣＣ２の終了時点からパルス幅分だけ前がオン制御の開始タイミング）の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
The calculation of the pulse width and the pulse generation timing is performed by, for example, a known triangular wave comparison method. The period of the triangular wave 5B is the same as the carrier period TC1. In the first half control cycle (CC1) of the two control cycles corresponding to one carrier cycle, the high output command value calculation unit 131 compares the value of the rising triangular wave 5B with the target value 5A to obtain the target value. The pulse width corresponding to the on state when only the period in which the value of 5A exceeds the value of the triangular wave 5B is turned on is calculated. The high output command value calculation unit 131 outputs a duty command value including information of the calculated pulse width and the ON control start timing (the start time of the first half control cycle CC1 is the ON control start timing) to the control signal output unit 14. Output.
In the second half control cycle (CC2), the high-output command value calculation unit 131 compares the value of the triangular wave 5B at the time of lowering with the target value 5A, and the value of the target value 5A exceeds the value of the triangular wave 5B. The pulse width corresponding to the ON state when only a certain period is ON is calculated. The high output command value calculation unit 131 outputs a duty command value including information on the calculated pulse width and on-control start timing (on-control start timing is the pulse width before the end of the second half control cycle CC2). Output to the control signal output unit 14.
高出力用指令値算出部１３１は、以降のキャリア周期についても同様に、キャリア周期の前半と後半ごとに別々にデューティ指令値を算出する。 Similarly, the high output command value calculation unit 131 calculates the duty command value separately for the first half and the second half of the carrier period in the subsequent carrier periods as well.
制御信号出力部１４は、高出力用指令値算出部１３１から取得したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御する制御信号を生成する。図５の矩形波５Ｃは、制御信号出力部１４が生成した制御信号を示す。制御信号出力部１４は、生成した制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、所望の補償電流ＩＡを得る。 The control signal output unit 14 generates a control signal for controlling the on / off operation of the power transistor 22 based on the duty command value acquired from the high output command value calculation unit 131. A rectangular wave 5 </ b> C in FIG. 5 indicates a control signal generated by the control signal output unit 14. Control signal output section 14, the generated control signal is output to the active filter 20 to obtain the desired compensation current I A.
グラフ５Ｄは、上記の処理によって生成された制御信号によりアクティブフィルタ２０から出力された補償電流ＩＡに含まれるリプル電流を示す。高出力時にキャリア周期を制御周期の２倍とすることで、リプル電流は大きくなるが、コンバータ電流ＩＣが大きいためその影響の程度を比較的小さく抑えることができる。また、キャリア周期を２倍にすることでオン／オフの切り替え回数を減らすことができるので、パワートランジスタ２２に生じるスイッチング損失を低減することができる。また、キャリア周期は長いものの制御周期ごとにデューティ指令値を算出することで、キャリア周期の前半（ＣＣ１）と後半（ＣＣ２）とでパルス幅を可変させることができ、きめ細かな補償電流ＩＡの制御が可能である。 Graph 5D shows a ripple current included in the compensation current I A outputted from the active filter 20 by a control signal generated by the above process. By the carrier period is twice the control cycle at the time of high output, but the ripple current increases, can be suppressed relatively small degree of influence for the converter current I C is large. In addition, since the number of on / off switching operations can be reduced by doubling the carrier period, switching loss occurring in the power transistor 22 can be reduced. The carrier cycle by calculating the duty command value for each control cycle of the long, in the carrier period half (CC1) and second half (CC2) and the pulse width can be varied de, the fine compensation current I A Control is possible.
次に低出力時の処理について説明する。
図６は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理を説明する第二の図である。
図６は、低出力時（系統電流ＩＳが小さい場合）における制御信号の生成処理を示している。低出力時とは、例えば、コンバータ電流ＩＣが電力変換装置１の最大入力電流の５０％以下の場合をいう。低出力時において、キャリア周期設定部１２は、キャリア周期ＴＣ２の長さを制御周期ＣＣと同じ周期に設定する。
ここで、キャリア周期ＴＣ２は相対的に短いキャリア周期である。キャリア周期設定部１２が相対的に短い周期ＴＣ２をキャリア周期として設定したことに基づいて、低出力用指令値算出部１３２が、制御周期ＣＣごとに出力すべき制御信号に応じたデューティ指令値を算出する。例えば、低出力用指令値算出部１３２は、所定の目標電流と、電流情報取得部１１が取得したコンバータ電流ＩＣとの差に基づいて、補償電流ＩＡの目標値を計算する。図中、グラフ６Ａは、補償電流ＩＡの目標値を示す。次に低出力用指令値算出部１３２は、アクティブフィルタ２０が出力する補償電流ＩＡが目標値となるように制御信号のパルス幅を指定するデューティ指令値を制御周期ＣＣごとに算出する。
Next, processing at the time of low output will be described.
FIG. 6 is a second diagram illustrating a control signal generation process according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 shows a control signal generation process at the time of low output (when the system current IS is small). The low output, for example, the converter current I C means a case of less than 50% of the maximum input current of the power conversion apparatus 1. At the time of low output, the carrier cycle setting unit 12 sets the length of the carrier cycle TC2 to the same cycle as the control cycle CC.
Here, the carrier cycle TC2 is a relatively short carrier cycle. Based on the fact that the carrier cycle setting unit 12 sets the relatively short cycle TC2 as the carrier cycle, the low output command value calculation unit 132 sets the duty command value corresponding to the control signal to be output for each control cycle CC. calculate. For example, low power output command value calculator 132, a predetermined target current, based on the difference between the converter current I C of current information acquisition unit 11 has acquired, to calculate a target value of the compensation current I A. In the figure, the graph 6A shows a target value of the compensation current I A. Then low power output command value calculating section 132 calculates a duty command value compensation current I A to the active filter 20 outputs to specify a pulse width of the control signal so that the target value for each control cycle CC.
例えば、低出力用指令値算出部１３２は、キャリア周期ＴＣ２と同じ周期を有する三角波６Ｂと目標値６Ａを比較して、目標値６Ａの値が三角波６Ｂの値を上回っている期間をオンとする場合のオン状態に対応するパルス幅を算出する。低出力用指令値算出部１３２は、算出したパルス幅の情報を含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。 For example, the low output command value calculation unit 132 compares the triangular wave 6B having the same period as the carrier period TC2 with the target value 6A, and turns on the period in which the value of the target value 6A exceeds the value of the triangular wave 6B. The pulse width corresponding to the ON state is calculated. The low output command value calculation unit 132 outputs a duty command value including information on the calculated pulse width to the control signal output unit 14.
制御信号出力部１４は、低出力用指令値算出部１３２から取得したデューティ指令値に基づいてパワートランジスタ２２のオン／オフ動作を制御する制御信号を生成する。図６の矩形波６Ｃは、制御信号出力部１４が生成した制御信号を示す。制御信号出力部１４は、生成した制御信号をアクティブフィルタ２０へ出力し、所望の補償電流ＩＡを得る。
グラフ６Ｄは、上記の処理によって生成された制御信号によりアクティブフィルタ２０から出力された低出力時における補償電流ＩＡに含まれるリプル電流を示す。低出力時の場合、キャリア周期を高出力時の１／２倍にすることで、パワートランジスタ２２のオン／オフの切り替え間隔が狭まり、その結果、リプル電流を小さくすることができる。また、パワートランジスタ２２のスイッチング回数の増加によってスイッチング損失は増大するが、補償電流ＩＡが低出力なのでＯＮ損失は小さな値となり、トータルでは１００％の出力時の損失よりも低く抑えることができる。
The control signal output unit 14 generates a control signal for controlling the on / off operation of the power transistor 22 based on the duty command value acquired from the low output command value calculation unit 132. A rectangular wave 6 </ b> C in FIG. 6 indicates a control signal generated by the control signal output unit 14. Control signal output section 14, the generated control signal is output to the active filter 20 to obtain the desired compensation current I A.
Graph 6D shows the ripple current included in the compensation current I A at the time of low output which is output from the active filter 20 by a control signal generated by the above process. In the case of low output, by setting the carrier cycle to ½ times that in the case of high output, the on / off switching interval of the power transistor 22 is narrowed, and as a result, the ripple current can be reduced. The switching losses by increasing the switching frequency of the power transistor 22 increases but, ON loss compensation current I A is so low output is a small value, it is possible to suppress than the loss at the time of 100% output in total.
これまでに、入力電流（ＩＣ）の大きさに応じてキャリア周期を切り替えることで、特に問題となる低出力時におけるリプル電流を小さくする制御について説明した。上記の処理においては、相対的に長いキャリア周期を設定する場合でも、短いキャリア周期を設定する場合でもデューティ算出の周期は同一の周期（制御周期）である。これによりソフトウェアの簡略化が図れる。 So far, the control for reducing the ripple current at the time of low output, which is particularly problematic, has been described by switching the carrier period according to the magnitude of the input current (I C ). In the above processing, the duty calculation cycle is the same cycle (control cycle) regardless of whether a relatively long carrier cycle is set or a short carrier cycle is set. This simplifies the software.
次に本実施形態のキャリア周期の切り替えを判定する閾値とパワートランジスタ２２に生じる損失との関係について説明する。
図７は、本発明の一実施形態におけるアクティブフィルタ出力電流とパワートランジスタに生じる損失の関係を説明する図である。
図７の縦軸はパワートランジスタ２２に生じる損失、横軸はアクティブフィルタの出力電流（ＩＡ）を示している。
パワートランジスタ２２がオン／オフ動作すると、ＯＮ損失とスイッチング損失が発生する。ＯＮ損失は、出力電流の大きさに応じて変化し、出力電流が大きい程、ＯＮ損失も大きくなる。一方、スイッチング損失は、出力電流の大きさとスイッチング回数に応じて変化する。例えば、出力電流が大きい程、スイッチング損失は大きくなる。また、オン／オフの回数が２倍になると、スイッチング損失は２倍となる。
グラフ７Ａは、キャリア周期を制御周期の２倍に設定した場合（高出力時）の損失とアクティブフィルタ出力電流の関係を示している。グラフ７Ｃは、最も条件が悪い環境下（例えば周囲の温度が５０℃など高温になる場合）において、アクティブフィルタ２０の放熱性能等を考慮した場合の、許容できる損失の閾値を示しており、最大出力時（出力１００％）での損失がこの閾値以下となるように構成される。出力１００％の場合の損失に占めるスイッチング損失とＯＮ損失との割合が図中に示されている。
Next, the relationship between the threshold for determining the switching of the carrier period and the loss generated in the power transistor 22 according to this embodiment will be described.
FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the active filter output current and the loss generated in the power transistor in an embodiment of the present invention.
The vertical axis in FIG. 7 indicates the loss generated in the power transistor 22, and the horizontal axis indicates the output current (I A ) of the active filter.
When the power transistor 22 is turned on / off, ON loss and switching loss occur. The ON loss changes according to the magnitude of the output current, and the ON loss increases as the output current increases. On the other hand, the switching loss varies depending on the magnitude of the output current and the number of times of switching. For example, the switching loss increases as the output current increases. Further, when the number of on / off times is doubled, the switching loss is doubled.
Graph 7A shows the relationship between the loss and the active filter output current when the carrier period is set to twice the control period (at the time of high output). A graph 7C shows an allowable threshold of loss when the heat dissipation performance of the active filter 20 is taken into consideration in an environment having the worst conditions (for example, when the ambient temperature is high, such as 50 ° C.). The loss at the time of output (output 100%) is configured to be equal to or less than this threshold. The ratio of the switching loss and the ON loss in the loss when the output is 100% is shown in the figure.
また、グラフ７Ｂは、キャリア周期を制御周期の１倍に設定した場合（低出力時）の損失と出力の関係を示している。キャリア周期を１／２にするとスイッチングの回数が２倍に増加するので、グラフ７Ｂが示す損失には、グラフ７Ａに比べて２倍分のスイッチング損失が含まれている。例えば、キャリア周期の切り替えに用いる所定の閾値でキャリア周期を切り替えた結果、出力電流（ＩＡ）が最大出力時の６０％になったとする。すると、ＯＮ損失とスイッチング損失を含む全損失は、グラフ７Ｃが示す許容できる損失の閾値を超えてしまう。従って、出力電流が６０％となり得るときの入力電流（ＩＣ）の値を閾値として用いることはできない。
次に閾値を５０％に設定する場合を考える。グラフ７Ｂを見ると出力が５０％でのＯＮ損失とスイッチング損失を含む全損失は、グラフ７Ｃが示す損失の閾値以内に抑えられることが分かる。従って、出力電流（ＩＡ）が最大出力時の５０％となるときの入力電流（ＩＣ）の値は、キャリア周期の切り替え閾値として用いることができる。
本実施形態では、ＯＮ損失とスイッチング損失の合計が許容できる損失以下となるようにキャリア周期の切り替え閾値を定め、キャリア周期設定部１２は、この閾値に基づいてキャリア周期の切り替えを行う。そのため、放熱性を向上させる為の設計を行ったり、放熱用の装置等を新たに設けたりする必要が無い。
Graph 7B shows the relationship between loss and output when the carrier period is set to one time the control period (when the output is low). When the carrier period is halved, the number of times of switching increases twice, so the loss shown in the graph 7B includes a switching loss equivalent to twice that in the graph 7A. For example, it is assumed that the output current (I A ) becomes 60% of the maximum output as a result of switching the carrier cycle with a predetermined threshold used for switching the carrier cycle. Then, the total loss including the ON loss and the switching loss exceeds the allowable loss threshold indicated by the graph 7C. Therefore, the value of the input current (I C ) when the output current can be 60% cannot be used as the threshold value.
Next, consider a case where the threshold is set to 50%. As can be seen from the graph 7B, the total loss including the ON loss and the switching loss at the output of 50% can be suppressed within the loss threshold indicated by the graph 7C. Therefore, the value of the input current (I C ) when the output current (I A ) is 50% of the maximum output can be used as a carrier cycle switching threshold.
In the present embodiment, the carrier cycle switching threshold is determined so that the sum of the ON loss and the switching loss is equal to or less than the allowable loss, and the carrier cycle setting unit 12 switches the carrier cycle based on this threshold. Therefore, there is no need to design for improving heat dissipation or newly provide a heat dissipation device.
ところで、許容できる損失の閾値は、パワートランジスタ２２の周囲の温度によって変化する。周囲の温度が高温になると許容損失は低下し、周囲の温度が低温になると許容損失は上昇する。グラフ７Ｃは最も厳しい環境（例えば周囲温度が５０℃）を想定した場合の許容損失の閾値を示しているので、周囲温度がより低温（例えば周囲温度が３０℃）の場合、例えばグラフ７Ｄで示す閾値（グラフ７Ｃが示す損失の閾値より大きい値）まで損失を許容することができる。すると、出力電流が最大出力時の６０％のときに生じる全損失は、グラフ７Ｄが示す許容損失の閾値以下となる。従って例えば周囲温度が３０℃の場合、出力６０％に対応する入力電流（ＩＣ）をキャリア周期の切り替え閾値として用いることができる。このように周囲温度が低い環境では、より広い入力電流の範囲に対してリプル電流を抑制する制御（キャリア周期を高出力時より短くする制御）を行って、出力電流のノイズレベルの低減、電流に基づく制御の制御性を向上させることができる。 Incidentally, the allowable loss threshold varies depending on the temperature around the power transistor 22. When the ambient temperature becomes high, the allowable loss decreases, and when the ambient temperature becomes low, the allowable loss increases. Since the graph 7C shows the threshold of allowable loss when the most severe environment (for example, the ambient temperature is 50 ° C.) is assumed, when the ambient temperature is lower (for example, the ambient temperature is 30 ° C.), for example, the graph 7D shows. Loss can be allowed up to a threshold value (a value larger than the loss threshold value indicated by the graph 7C). Then, the total loss that occurs when the output current is 60% of the maximum output is equal to or less than the allowable loss threshold indicated by the graph 7D. Therefore, for example, when the ambient temperature is 30 ° C., the input current (I C ) corresponding to the output of 60% can be used as the carrier cycle switching threshold. In such an environment where the ambient temperature is low, control to suppress the ripple current over a wider input current range (control to make the carrier cycle shorter than at high output) reduces the noise level of the output current, The controllability of the control based on can be improved.
また、パワートランジスタ素子によってスイッチング損失が減少することが知られている。スイッチング損失が低い素子の例としてＳＩＣ（シリコン・カーバイド）、ＧａＮ（ガリウム・ナイトライド）等が挙げられる。グラフ７Ｅに示すようにスイッチング損失が比較的小さなパワートランジスタ２２を用いることで、キャリア周期の切り替え閾値を上昇させることができる。 Further, it is known that the switching loss is reduced by the power transistor element. Examples of elements with low switching loss include SIC (silicon carbide) and GaN (gallium nitride). As shown in the graph 7E, the carrier cycle switching threshold can be increased by using the power transistor 22 having a relatively small switching loss.
図８は、本発明の一実施形態における閾値設定テーブルの一例を示す図である。
図７を用いて説明したように、パワートランジスタ２２の周囲温度によって、キャリア周期の切り替え閾値の値を変更し、なるべく広い範囲でリプル電流を抑制する制御を行うことができる。図８に例示する周囲温度と閾値となる電流の最大入力電流に対する割合との対応テーブルを予め記憶部１５に記録しておき、空調機の運転中に計測したパワートランジスタ２２の周囲温度に応じてキャリア周期の切り替え閾値を変更してもよい。
FIG. 8 is a diagram showing an example of a threshold setting table in one embodiment of the present invention.
As described with reference to FIG. 7, the carrier cycle switching threshold value can be changed according to the ambient temperature of the power transistor 22 to control the ripple current in as wide a range as possible. A correspondence table of the ambient temperature illustrated in FIG. 8 and the ratio of the threshold current to the maximum input current is recorded in the storage unit 15 in advance, and is according to the ambient temperature of the power transistor 22 measured during the operation of the air conditioner. The carrier cycle switching threshold may be changed.
次に図９を用いて制御信号の生成処理の流れについて説明する。
図９は、本発明の一実施形態における制御信号の生成処理の一例を示すフローチャートである。
以下の処理は、電力変換装置１の動作中、所定の間隔で繰り返し実行される。
まず、キャリア周期設定部１２が、キャリア周期の切り替えに用いる閾値を設定する（ステップＳ１１）。例えば、キャリア周期設定部１２は、周囲温度に応じた最大入力電流に対する割合の情報を、記憶部１５が記憶する図８に例示したテーブルから読み出して、読み出した値と所定の電力変換装置１の最大入力電流値とを乗じる。キャリア周期設定部１２は、乗じて得た電流の値をキャリア周期の切り替え閾値に設定する。
Next, the flow of control signal generation processing will be described with reference to FIG.
FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of a control signal generation process according to an embodiment of the present invention.
The following processing is repeatedly executed at predetermined intervals during the operation of the power conversion device 1.
First, the carrier cycle setting unit 12 sets a threshold used for switching the carrier cycle (step S11). For example, the carrier cycle setting unit 12 reads the ratio information with respect to the maximum input current according to the ambient temperature from the table illustrated in FIG. 8 stored in the storage unit 15, and the read value and the predetermined power conversion device 1. Multiply by the maximum input current value. The carrier cycle setting unit 12 sets a current value obtained by multiplication as a carrier cycle switching threshold.
次に電流情報取得部１１が、電力変換装置１の入力電流の計測値を取得する（ステップＳ１２）。電流情報取得部１１は、電流センサ３１等が計測したコンバータ電流ＩＣの計測値を取得し、その値をキャリア周期設定部１２と指令値算出部１３とに出力する。 Next, the current information acquisition part 11 acquires the measured value of the input current of the power converter device 1 (step S12). Current information obtaining unit 11 obtains the measured value of the converter current I C current sensor 31 or the like is measured, and outputs the value to the carrier period setting unit 12 and the command value calculating unit 13.
次にキャリア周期設定部１２が、キャリア周期を設定する。まず、キャリア周期設定部１２は、ステップＳ１１で設定した閾値とステップＳ１２で取得した出力電流の計測値とを比較し、計測値が閾値を上回るかどうかを判定する（ステップＳ１３）。計測値が閾値を上回る場合（ステップＳ１３；Ｙｅｓ）、キャリア周期設定部１２は、相対的に長い周期をキャリア周期に設定する（ステップＳ１４）。例えば、キャリア周期設定部１２は、所定の制御周期の２倍の周期をキャリア周期に設定する。
一方、計測値が閾値以下の場合（ステップＳ１３；Ｎｏ）、キャリア周期設定部１２は、相対的に短い周期をキャリア周期に設定する（ステップＳ１５）。例えば、キャリア周期設定部１２は、所定の制御周期と同じ長さの周期をキャリア周期に設定する。キャリア周期設定部１２は、設定したキャリア周期の長さを指令値算出部１３へ出力し、デューティ指令値の算出を指示する。
Next, the carrier cycle setting unit 12 sets the carrier cycle. First, the carrier cycle setting unit 12 compares the threshold set in step S11 with the measured value of the output current acquired in step S12, and determines whether the measured value exceeds the threshold (step S13). When the measured value exceeds the threshold (step S13; Yes), the carrier cycle setting unit 12 sets a relatively long cycle as the carrier cycle (step S14). For example, the carrier cycle setting unit 12 sets a cycle that is twice the predetermined control cycle as the carrier cycle.
On the other hand, when the measured value is less than or equal to the threshold value (step S13; No), the carrier cycle setting unit 12 sets a relatively short cycle as the carrier cycle (step S15). For example, the carrier cycle setting unit 12 sets a cycle having the same length as the predetermined control cycle as the carrier cycle. The carrier cycle setting unit 12 outputs the length of the set carrier cycle to the command value calculation unit 13 and instructs the calculation of the duty command value.
次に指令値算出部１３が、キャリア周期に応じてデューティ指令値を算出する（ステップＳ１６）。より具体的には、指令値算出部１３は、相対的に長いキャリア周期が設定された場合、高出力用指令値算出部１３１にデューティ指令値の算出を指示し、相対的に短いキャリア周期が設定された場合、低出力用指令値算出部１３２にデューティ指令値の算出を指示する。
まず、相対的に長いキャリア周期が設定された場合について説明する。高出力用指令値算出部１３１は、ステップＳ１２で取得した出力電流の計測値と、所定の目標電流との差に基づいて高調波成分を除去する補償電流ＩＡの目標値を算出する。次に高出力用指令値算出部１３１は、設定されたキャリア周期と同じ周期（例えば制御周期の２倍の長さ）の三角波と補償電流ＩＡの目標値とを比較して、キャリア周期に含まれる制御周期ごとにデューティを算出する。高出力用指令値算出部１３１は、制御周期ごとにデューティとオンにするタイミングとを含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。
Next, the command value calculation unit 13 calculates a duty command value according to the carrier cycle (step S16). More specifically, when a relatively long carrier cycle is set, the command value calculation unit 13 instructs the high output command value calculation unit 131 to calculate the duty command value, and the relatively short carrier cycle is When set, it instructs the low output command value calculation unit 132 to calculate the duty command value.
First, a case where a relatively long carrier period is set will be described. High-power command value calculating section 131 calculates the measured value of the acquired output current at step S12, the target value of the compensation current I A for removing a harmonic component based on the difference between the predetermined target current. Then high-power command value calculating section 131 compares the target value of the triangular wave and the compensation current I A with the same period as the set carrier cycle (e.g. 2 times the length of the control cycle), the carrier period Duty is calculated for each included control cycle. The high output command value calculation unit 131 outputs a duty command value including a duty and a timing to turn on every control cycle to the control signal output unit 14.
次に相対的に短いキャリア周期が設定された場合について説明する。低出力用指令値算出部１３２は、ステップＳ１２で取得した入力電流の計測値と、所定の目標電流との差に基づいて高調波成分を除去する補償電流ＩＡの目標値を算出する。次に低出力用指令値算出部１３２は、設定されたキャリア周期と同じ周期（制御周期と同じ長さ）の三角波と補償電流ＩＡの目標値とを比較して、制御周期ごとのデューティを算出する。低出力用指令値算出部１３２は、制御周期ごとのデューティを含むデューティ指令値を制御信号出力部１４へ出力する。 Next, a case where a relatively short carrier period is set will be described. Low power output command value calculating section 132 calculates the measured value of the acquired input current in step S12, the target value of the compensation current I A for removing a harmonic component based on the difference between the predetermined target current. Then low power output command value calculating section 132 compares the target value of the triangular wave and the compensation current I A with the same period as the set carrier period (as long as the control cycle), the duty of each control cycle calculate. The low output command value calculation unit 132 outputs a duty command value including a duty for each control cycle to the control signal output unit 14.
次に、制御信号出力部１４は制御信号を生成する（ステップＳ１７）。制御信号出力部１４は、指令値算出部１３から取得したデューティ指令値に対応する矩形波の制御信号（図５の矩形波５Ｃ、図６の矩形波６Ｃ）を生成し、アクティブフィルタ２０に出力する。 Next, the control signal output unit 14 generates a control signal (step S17). The control signal output unit 14 generates a rectangular wave control signal (rectangular wave 5C in FIG. 5, rectangular wave 6C in FIG. 6) corresponding to the duty command value acquired from the command value calculation unit 13 and outputs the control signal to the active filter 20. To do.
なお、上記例では、相対的に長いキャリア周期を設定する場合に、制御周期の２倍の長さの周期を設定することとしたが、制御周期の整数倍であれば２倍でなくても良い。例えば、高出力時のキャリア周期を制御周期の３倍や４倍の長さに設定してもよい。同様に低出力時のキャリア周期についても、高出力時のキャリア周期より短い周期であること及び制御周期の整数倍であることを条件に任意の長さの周期を設定して良い。また、高出力時のキャリア周期は、低出力時のキャリア周期の２倍の長さでなくてもよい。例えば、高出力時のキャリア周期を制御周期の３倍に設定し低出力時のキャリア周期を制御周期の２倍に設定してもよい。あるいは、高出力時のキャリア周期を制御周期の４倍に設定し低出力時のキャリア周期を制御周期の１倍に設定してもよい。 In the above example, when a relatively long carrier cycle is set, a cycle twice as long as the control cycle is set. However, if it is an integral multiple of the control cycle, it may not be doubled. good. For example, the carrier cycle at the time of high output may be set to a length that is three times or four times the control cycle. Similarly, the carrier period at the time of low output may be set to a period of arbitrary length on condition that the period is shorter than the carrier period at the time of high output and is an integral multiple of the control period. Further, the carrier cycle at the time of high output may not be twice as long as the carrier cycle at the time of low output. For example, the carrier period at high output may be set to 3 times the control period, and the carrier period at low output may be set to 2 times the control period. Alternatively, the carrier period at high output may be set to four times the control period, and the carrier period at low output may be set to one time the control period.
本実施形態によれば、入力電流（ＩＣ）が小さくなる場合に、キャリア周期を相対的に短くすることで、リプル電流を低減させることができる。また、キャリア周期を短くする場合、スイッチング損失は増大するが、キャリア周期を短くする制御に切り替える閾値を適切に設定することにより、アクティブフィルタ２０全体での損失は１００％出力時の損失以下に抑えることが可能である。そのため、許容損失を拡大するために、放熱性を向上させる等の対策を行う必要がない。一方、入力電流（ＩＣ）が大きくキャリア周期を長くする場合は、スイッチング損失を低減することができ、キャリア周期に含まれる制御周期ごとにデューティの算出を行うことができるので精度の高い電流制御が可能である。また、出力電流の大きさに応じて設定する長短のキャリア周期を、所定の制御周期の整数倍とすることで、比較的容易にソフトウェアの実装を行うことができる。 According to the present embodiment, when the input current (I C ) is small, the ripple current can be reduced by relatively shortening the carrier cycle. Further, when the carrier period is shortened, the switching loss increases. However, by appropriately setting the threshold value for switching to the control for shortening the carrier period, the loss in the active filter 20 as a whole is suppressed to 100% or less of the loss at the time of output. It is possible. Therefore, it is not necessary to take measures such as improving heat dissipation in order to increase the allowable loss. On the other hand, when the input current (I C ) is large and the carrier cycle is lengthened, the switching loss can be reduced and the duty can be calculated for each control cycle included in the carrier cycle, so that the current control with high accuracy can be performed. Is possible. In addition, software can be mounted relatively easily by setting the long and short carrier periods set according to the magnitude of the output current to be an integral multiple of a predetermined control period.
なお、上述した制御装置１０における各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムを制御装置１０のコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。 Each process in the control device 10 described above is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above processing is performed by the computer of the control device 10 reading and executing the program. Is called. Here, the computer-readable recording medium means a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, or the like. Alternatively, the computer program may be distributed to the computer via a communication line, and the computer that has received the distribution may execute the program. The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, what is called a difference file (difference program) may be sufficient.
また、制御装置１０における各処理は、専用の電子回路によるハードウェア処理であってもよい。 Moreover, each process in the control apparatus 10 may be a hardware process by a dedicated electronic circuit.
その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上記した実施の形態における構成要素を周知の構成要素に置き換えることは適宜可能である。また、この発明の技術範囲は上記の実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の変更を加えることが可能である。なお、制御装置１０はアクティブフィルタ制御装置の一例である。 In addition, it is possible to appropriately replace the components in the above-described embodiments with known components without departing from the spirit of the present invention. The technical scope of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. The control device 10 is an example of an active filter control device.
１・・・電力変換装置
１０・・・制御装置
１１・・・電流情報取得部
１２・・・キャリア周期設定部
１３・・・指令値算出部
１３１・・・高出力用指令値算出部
１３２・・・低出力用指令値算出部
１４・・・制御信号出力部
１５・・・記憶部
２０・・・アクティブフィルタ
２１・・・リアクタ
２２・・・パワートランジスタ
２３・・・コンデンサ
２４・・・アクティブフィルタ装置
３０・・・ＮＦ（ノイズフィルタ）
４０・・・ＤＭ（ダイオードモジュール）
５０・・・コンデンサ
６０・・・ＩＰＭ（インバータ等）
７０・・・ＣＭ（圧縮機モータ）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power converter 10 ... Control apparatus 11 ... Current information acquisition part 12 ... Carrier cycle setting part 13 ... Command value calculation part 131 ... Command value calculation part 132 for high outputs 132- ..Command value calculation unit for low output 14 ... Control signal output unit 15 ... Storage unit 20 ... Active filter 21 ... Reactor 22 ... Power transistor 23 ... Capacitor 24 ... Active Filter device 30 ... NF (Noise filter)
40 ... DM (diode module)
50 ... Capacitor 60 ... IPM (Inverter, etc.)
70 ... CM (compressor motor)
Claims (11)
前記キャリア周期設定部が設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する制御信号出力部と、
を備えるアクティブフィルタ制御装置。 A carrier cycle setting unit that sets a carrier cycle of an active filter included in the power converter based on a magnitude of an input current of the power converter;
A control signal output unit that outputs a control signal for the active filter based on the carrier period set by the carrier period setting unit;
An active filter control device comprising:
請求項１に記載のアクティブフィルタ制御装置。 The carrier period setting unit sets a relatively long period as the carrier period when the magnitude of the input current exceeds a predetermined threshold value, and relative when the magnitude of the input current is equal to or smaller than a predetermined threshold value. A short period is set as the carrier period,
The active filter control device according to claim 1.
請求項２に記載のアクティブフィルタ制御装置。 The carrier cycle setting unit sets a cycle that is an integral multiple of a predetermined control cycle to the long cycle and the short cycle.
The active filter control device according to claim 2.
請求項３に記載のアクティブフィルタ制御装置。 The carrier period setting unit sets a period twice as long as the control period as the long period, and sets a period as one time as the control period as the short period.
The active filter control device according to claim 3.
をさらに備え、
前記指令値算出部は、前記キャリア周期に含まれる前記制御周期ごとに前記デューティ指令値を算出する、
請求項３または請求項４の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置。 A command value calculator for calculating a duty command value corresponding to the current to be output by the active filter;
Further comprising
The command value calculation unit calculates the duty command value for each control cycle included in the carrier cycle.
The active filter control apparatus of any one of Claim 3 or Claim 4.
請求項５に記載のアクティブフィルタ制御装置。 The command value calculation unit calculates the duty command value based on a comparison between a triangular wave having the same cycle as the carrier cycle and a target output of the active filter.
The active filter control device according to claim 5.
請求項１から請求項６の何れか１項に記載のアクティブフィルタ制御装置。 The carrier cycle setting unit sets the carrier cycle based on a threshold value of an output current determined according to a temperature around a power transistor included in the active filter and a magnitude of an input current of the power converter,
The active filter control apparatus of any one of Claims 1-6.
前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、
を備え、
ＳＩＣ（シリコン・カーバイド）が、前記アクティブフィルタが備えるパワートランジスタ素子である、
アクティブフィルタ装置。 The active filter control device according to any one of claims 1 to 7,
An active filter controlled by the active filter control device;
With
SIC (silicon carbide) is a power transistor element included in the active filter.
Active filter device.
前記アクティブフィルタ制御装置が制御するアクティブフィルタと、
整流回路と、
ＩＰＭ（Intelligent Power Module）と、を備える電力変換装置。 The active filter control device according to any one of claims 1 to 7,
An active filter controlled by the active filter control device;
A rectifier circuit;
An IPM (Intelligent Power Module).
電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定し、
前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する、
制御方法。 Active filter control device
A carrier period of an active filter included in the power conversion device is set based on the magnitude of the input current of the power conversion device,
Outputting a control signal for the active filter based on the set carrier period;
Control method.
電力変換装置が備えるアクティブフィルタのキャリア周期を前記電力変換装置の入力電流の大きさに基づいて設定する手段、
前記設定したキャリア周期に基づく前記アクティブフィルタに対する制御信号を出力する手段、
として機能させるためのプログラム。 Computer of active filter control device,
Means for setting a carrier period of an active filter included in the power converter based on a magnitude of an input current of the power converter;
Means for outputting a control signal for the active filter based on the set carrier period;
Program to function as.
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