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JP2017038443A - Control device for AC rotary electric machine - Google Patents

Control device for AC rotary electric machine Download PDF

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JP2017038443A JP2015157036A JP2015157036A JP2017038443A JP 2017038443 A JP2017038443 A JP 2017038443A JP 2015157036 A JP2015157036 A JP 2015157036A JP 2015157036 A JP2015157036 A JP 2015157036A JP 2017038443 A JP2017038443 A JP 2017038443A
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device for an AC rotary electric machine that improves responsiveness to a torque command value.SOLUTION: A control device for an AC rotary electric machine comprises: an arithmetic angle setting section that sets an arithmetic angle by dividing an electric angle k period (k is a natural number) by N (N is a natural number); an estimating section that estimates a phase current value for a remaining electric angle (k-m/2) period on the basis of a detection value of a phase current value for an electric angle m/2 period (m is a natural number of m≤k) of the electric angle k period; a coefficient calculating section that calculates a Fourier coefficient by integrating calculated values based on each phase current value of a specific phase for the electric angle k period for each arithmetic angle; a primary current calculating section that calculates a primary current value on the basis of a primary component of the calculated Fourier coefficient; a dq current calculating section that calculates a dq current value by converting the calculated primary current value; and an operating section that operates an inverter such that the amount to be controlled based on the calculated dq current value follows a target value.SELECTED DRAWING: Figure 4

Description

本発明は、電流センサにより検出された相電流の検出値に基づいて交流回転電機の通電を制御する交流回転電機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for an AC rotating electrical machine that controls energization of the AC rotating electrical machine based on a detected value of a phase current detected by a current sensor.

従来、交流回転電機の制御では、相電流値を検出し、検出した相電流値に基づいた制御量を目標値にフィードバックさせている。このようなフィードバック制御において、相電流に高次成分が重畳すると、フィードバック制御の結果であるインバータの各相のスイッチング素子に対する操作指令にも、高次成分が重畳する。その結果、スイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれ、静粛性の面で問題となる。また、相電流がオフセットすると、トルク変動や出力変動が生じるので望ましくない。   Conventionally, in control of an AC rotating electrical machine, a phase current value is detected, and a control amount based on the detected phase current value is fed back to a target value. In such feedback control, when a high-order component is superimposed on the phase current, the high-order component is also superimposed on the operation command for the switching element of each phase of the inverter as a result of the feedback control. As a result, noise components such as switching noise also contain higher order components, which causes a problem in terms of quietness. Further, if the phase current is offset, torque fluctuation and output fluctuation occur, which is not desirable.

そのため、特許文献1に記載の交流電動機の制御装置は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開し、相電流の1次成分である1次電流を検出し、検出した1次電流に基づいてフィードバック制御を実施している。具体的には、上記制御装置は、電気角k周期をN個に分割して設定した積算角において、積算角における相電流検出値に基づく算出値を電気角k周期にわたって積算することにより、フーリエ係数を算出している。   Therefore, the control device for an AC motor described in Patent Document 1 expands the phase current detection value as a function of the electrical angle and expands the Fourier series, detects the primary current that is the primary component of the phase current, and detects the detected primary current. Based on the feedback control. Specifically, the control device integrates a calculated value based on the phase current detection value at the integrated angle over the electrical angle k period at the integrated angle set by dividing the electrical angle k period into N, thereby obtaining a Fourier. The coefficient is calculated.

特開2014−132815号公報JP 2014-132815 A

上記制御装置は、電気角k周期にわたる積算角における相電流検出値に基づいて、1次電流を検出している。よって、トルク指令値が変更された場合、トルク指令値が変更されてから電位角k周期が経過するまでの間、検出される1次電流はトルク指令値変更前の相電流を引きずることになる。それゆえ、トルク指令値の変更時おける応答性の低下が問題となることがある。特に、低回転速度域は、高回転速度域よりも、1次電流がトルク指令値変更前の相電流を引きずる時間が長くなるため、トルク指令値の変更時における応答性の低下が問題となる。   The control device detects the primary current based on the phase current detection value at the integrated angle over the electrical angle k period. Therefore, when the torque command value is changed, the detected primary current drags the phase current before the torque command value is changed until the potential angle k period elapses after the torque command value is changed. . Therefore, a decrease in responsiveness when changing the torque command value may be a problem. In particular, in the low rotational speed region, the time for the primary current to drag the phase current before the torque command value is changed is longer than that in the high rotational speed region. .

本発明は、上記実情に鑑み、トルク指令値に対する応答性を向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。   In view of the above circumstances, it is a main object of the present invention to provide a control device for an AC rotating electrical machine that can improve the response to a torque command value.

請求項1に記載の発明は、3相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記電気角k周期のうちの電気角m/2周期(mはm≦kの自然数)にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角k周期のうちの残りの電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角k周期にわたる前記相電流値とする推定部と、前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。   The invention described in claim 1 is a rotating electrical machine comprising a three-phase AC rotating electrical machine, an inverter that drives the AC rotating electrical machine, and a current sensor that detects a phase current value of at least one phase of the AC rotating electrical machine. A control device for an AC rotating electric machine applied to a system, wherein an electrical angle k period (k is a natural number) is divided into N (N is a natural number) to set an arithmetic angle, and the electrical angle Based on the detected value of the phase current value in the calculation angle over the electrical angle m / 2 period (m is a natural number of m ≦ k) in the k period, the remaining electrical angle (k in the electrical angle k period) -M / 2) An estimation unit that estimates the phase current value at the calculation angle over a period, and combines the detected value of the phase current value with the estimated value to obtain the phase current value over the electrical angle k period; For each calculation angle, each phase current value of a predetermined phase A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating the calculated values over the electrical angle k period, and a primary current calculation unit that calculates a primary current value based on the calculated primary component of the Fourier coefficient; A dq current calculation unit for calculating the d-axis current value and the q-axis current value by dq conversion of the calculated primary current value, and a control based on the calculated d-axis current value and the q-axis current value An operation unit that operates a plurality of switching elements constituting the inverter so that the amount follows a target value of the control amount.

請求項1に記載の発明によれば、電気角k周期がN個に分割されて演算角が設定される。また、電気角k周期のうちの電気角m/2周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの(k−m/2)周期にわたる演算角における相電流値が推定される。そして、相電流値の検出値と推定値とが合わされて、電気角k周期にわたる相電流値とされる。そして、演算角ごとに、相電流値に基づく算出値が電気角k周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。これにより、k/2周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。すなわち、電気角k周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1/2以下の周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。   According to the first aspect of the present invention, the calculation angle is set by dividing the electrical angle k cycle into N pieces. Further, the phase current value at the calculation angle over the remaining (k−m / 2) cycles is estimated based on the detected value of the phase current value at the calculation angle over the electrical angle m / 2 cycle of the electrical angle k cycle. . Then, the detected value of the phase current value and the estimated value are combined to obtain a phase current value over the electrical angle k period. Then, for each calculation angle, the calculated values based on the phase current values are integrated over the electrical angle k period, and the Fourier coefficient is calculated. Thereby, the Fourier coefficient can be calculated from the detected value of the phase current value over the k / 2 period. That is, the Fourier coefficient can be calculated from the detected value of the phase current value over a period of ½ or less, compared to the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over the electrical angle k period.

さらに、算出されたフーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値が算出され、算出された1次電流値がdq電流値に変換される。そして、変換されたdq電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、トルク指令値が変更された際に、電気角k周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分以下にすることができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。   Further, a primary current value is calculated based on the calculated primary component of the Fourier coefficient, and the calculated primary current value is converted into a dq current value. Then, the switching element of the inverter is operated so that the controlled variable based on the converted dq current value follows the target value. Therefore, when the torque command value is changed, the primary current value is equal to the phase current value before the torque command value change compared to the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over the electrical angle k period. The drag period can be reduced to half or less. Therefore, the responsiveness to the torque command value can be improved.

請求項5に記載の発明は、3相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサと、前記交流回転電機の回転子の回転位置を検出する回転位置センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。   The invention according to claim 5 is a three-phase AC rotating electrical machine, an inverter that drives the AC rotating electrical machine, a current sensor that detects a phase current value of at least one phase of the AC rotating electrical machine, and the AC rotating electrical machine. And a rotational position sensor for detecting the rotational position of the rotor of the AC rotating electrical machine control device applied to a rotating electrical machine system, wherein N electrical angle k periods (k is a natural number) (N is a natural number) The phase angle at a predetermined calculation angle when it is determined that the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized with each other. An estimation unit that calculates the maximum amplitude of the phase current based on the detected value of the value and the detected value of the rotational position, and estimates the phase current value at the calculation angle over the electrical angle k cycle from the calculated maximum amplitude And said performance For each corner, a coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by accumulating a calculated value based on the estimated value of the phase current value of a predetermined phase over the period of the electrical angle k, and a primary component of the calculated Fourier coefficient A primary current calculation unit that calculates a primary current value; a dq current calculation unit that calculates a d-axis current value and a q-axis current value by dq conversion of the calculated primary current value; An operation unit that operates a plurality of switching elements constituting the inverter so that a control amount based on the d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount.

請求項5に記載の発明によれば、電気角k周期がN個に分割されて演算角が設定される。相電流の位相と回転位置センサの回転位置とが同期している場合、少なくとも1組の相電流値の検出値と回転位置の検出値とから、相電流の最大振幅を算出することができる。そこで、相電流値の検出値と回転位置の検出値とが同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値及び回転位置の検出値に基づいて、相電流の最大振幅が算出され、算出された相電流の最大振幅から電気角k周期にわたる相電流値が推定される。そして、演算角ごとに、相電流値の推定値に基づく算出値が電気角k周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。さらに、算出されたフーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値が算出され、算出された1次電流値がdq電流値に変換さ、変換されたdq電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、最低限1組の相電流値の検出値と回転位置の検出値に基づいて1次電流を算出できるため、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。   According to the fifth aspect of the present invention, the calculation angle is set by dividing the electrical angle k cycle into N pieces. When the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized, the maximum amplitude of the phase current can be calculated from at least one set of the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position. Therefore, when it is determined that the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position are synchronized, the phase current is detected based on the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position at a predetermined calculation angle. And the phase current value over the electrical angle k period is estimated from the calculated maximum amplitude of the phase current. Then, for each calculation angle, the calculated value based on the estimated value of the phase current value is integrated over the electrical angle k period, and the Fourier coefficient is calculated. Further, a primary current value is calculated based on the calculated primary component of the Fourier coefficient, the calculated primary current value is converted into a dq current value, and a control amount based on the converted dq current value is obtained. The switching element of the inverter is operated so as to follow the target value. Therefore, since the primary current can be calculated based on at least one set of phase current value detection values and rotation position detection values, the responsiveness to the torque command value can be improved.

各実施形態に係るモータシステムの概略構成を示す図。The figure which shows schematic structure of the motor system which concerns on each embodiment. 交流モータの制御モードを説明する図。The figure explaining the control mode of an AC motor. 交流モータの動作状態と制御モードとの対応関係を示す図。The figure which shows the correspondence of the operation state of an AC motor, and control mode. PWM制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the alternating current motor corresponding to PWM control mode. フーリエ係数の演算角の一例を示す図。The figure which shows an example of the calculation angle | corner of a Fourier coefficient. 従来に係る(a)フーリエ係数の演算対象、及び(b)算出された1次電流値を示す図。The figure which shows the calculation object of the (a) Fourier coefficient based on the past, and (b) the calculated primary current value. 本実施形態に係る(a)フーリエ係数の演算対象、(b)推定された1周期にわたる相電流値、及び(c)算出された1次電流値を示す図。The figure which shows the calculation object of (a) Fourier coefficient which concerns on this embodiment, (b) the estimated phase current value over 1 period, and (c) the calculated primary current value. (a)電圧、(b)相電流を示す図。The figure which shows (a) voltage and (b) phase current. (a)U相の相電流値の検出値、(b)U相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。(A) The detected value of the phase current value of a U phase, (b) The figure which shows the detected value and estimated value of the phase current value of a U phase. (a)V相の相電流値の検出値、(b)V相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。The figure which shows the detected value of the phase current value of (a) V phase, and the detected value and estimated value of the (b) phase current value of V phase. (a)W相の相電流値の検出値、(b)W相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。(A) The detected value of the phase current value of W phase, (b) The figure which shows the detected value and estimated value of the phase current value of W phase. 第1実施形態に係るdq電流を算出する処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence which calculates dq electric current which concerns on 1st Embodiment. 第1実施形態に係る(a)時間に対する回転位置の特性、(b)時間に対するV相の相電流の特性を示すタイムチャート。The time chart which shows the characteristic of the rotation position with respect to time (a) which concerns on 1st Embodiment, and the characteristic of the phase current of the V phase with respect to (b) time. 第1実施形態の変形例に係るdq電流を算出する処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence which calculates the dq electric current which concerns on the modification of 1st Embodiment. 矩形波制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the control apparatus of the AC motor corresponding to a rectangular wave control mode. (a)オフセット誤差を含む相電流値の検出値示す図。(b)オフセット誤差がある相電流値の検出値から推定した推定値を示す図。(A) The figure which shows the detected value of the phase current value containing an offset error. (B) The figure which shows the estimated value estimated from the detected value of the phase current value with an offset error. オフセット誤差で相電流値を補正する機能を示すブロック図。The block diagram which shows the function which correct | amends a phase current value with an offset error. 第2実施形態に係るdq電流を算出する処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence which calculates dq electric current which concerns on 2nd Embodiment. 第2実施形態の変形例に係るdq電流を算出する処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence which calculates the dq electric current which concerns on the modification of 2nd Embodiment. 第3実施形態に係るdq電流を算出する処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence which calculates dq electric current which concerns on 3rd Embodiment. 第3実施形態に係る(a)時間に対する回転位置の特性、(b)時間に対するV相の相電流の特性を示すタイムチャート。The time chart which shows the characteristic of the rotation position with respect to time which concerns on 3rd Embodiment, and the characteristic of the phase current of the V phase with respect to (b) time.

以下、交流回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について図面を参照して説明する。各実施形態に係る交流回転電機の制御装置は、ハイブリッド自動車を駆動するモータシステムに適用されることを想定している。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。   Hereinafter, embodiments embodying a control device for an AC rotating electrical machine will be described with reference to the drawings. The control device for an AC rotating electrical machine according to each embodiment is assumed to be applied to a motor system that drives a hybrid vehicle. In the following embodiments, parts that are the same or equivalent to each other are denoted by the same reference numerals in the drawings, and the description of the same reference numerals is used.

(第1実施形態)
まず、本実施形態に係るモータシステムについて、図1を参照して説明する。本実施形態に係るモータシステム(回転電機システム)は、モータ30、インバータ20、直流電源10、電流センサ31,32、回転位置センサ33、及び制御装置40を備える。制御装置40には、車両制御装置100からトルク指令値Trq*が入力される。
(First embodiment)
First, a motor system according to the present embodiment will be described with reference to FIG. The motor system (rotating electrical machine system) according to this embodiment includes a motor 30, an inverter 20, a DC power supply 10, current sensors 31 and 32, a rotational position sensor 33, and a control device 40. Torque command value Trq * is input to control device 40 from vehicle control device 100.

MG30(交流回転電機)は、U相、V相、W相の3相のコイルが巻回された固定子と回転子とを含み、電動機としての機能及び発電機としての機能を有する3相のモータジェネレータである。MG30は、ハイブリッド自動車の走行駆動源となる。なお、MG30は、電動機としての機能のみを有する3相モータでもよい。   MG30 (AC rotating electrical machine) includes a stator and a rotor around which a three-phase coil of U phase, V phase, and W phase is wound, and has a three-phase function as a motor and a function as a generator. It is a motor generator. The MG 30 is a travel drive source for the hybrid vehicle. MG30 may be a three-phase motor having only a function as an electric motor.

インバータ20は、2個のスイッチング素子が上下に接続されている直列体が、3個並列に接続されているブリッジ回路である。スイッチング素子としては、例えばゲート駆動型のIGBT、MOSトランジスタ等を採用できる。後述する制御装置40から送信される操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbが、各スイッチング素子のゲート端子に入力されることにより、各スイッチング素子のオン・オフが操作される。その結果、MG30の各相のコイルに交流電圧Vu,Vv,Vwが印加され、MG30の駆動が制御される。   The inverter 20 is a bridge circuit in which three series bodies in which two switching elements are connected vertically are connected in parallel. As the switching element, for example, a gate drive type IGBT, a MOS transistor, or the like can be employed. The operation signals gua, gub, gva, gvb, gwa, gwb transmitted from the control device 40 to be described later are input to the gate terminals of the respective switching elements, whereby the on / off states of the respective switching elements are operated. As a result, AC voltages Vu, Vv, Vw are applied to the coils of each phase of MG30, and driving of MG30 is controlled.

直流電源10は、例えばリチウムイオンやニッケル水素の二次電池であり、インバータ20を介して、MG30と電力の授受を行う。直流電源10の直流電圧が、インバータ20に入力されるシステム電圧VHとなる。直流電源10とインバータ20との間に、昇圧コンバータが接続されている場合には、昇圧コンバータにより昇圧された直流電圧が、インバータ20に入力されるシステム電圧VHとなる。   The DC power supply 10 is, for example, a lithium ion or nickel hydride secondary battery, and exchanges power with the MG 30 via the inverter 20. The DC voltage of the DC power supply 10 becomes the system voltage VH input to the inverter 20. When a boost converter is connected between the DC power supply 10 and the inverter 20, the DC voltage boosted by the boost converter becomes the system voltage VH input to the inverter 20.

電流センサ31は、V相のコイルに設けられており、V相の相電流Ivを所定の周期で検出し、検出した相電流Ivの値を制御装置40へ送信する。また、電流センサ32は、W相のコイルに設けられており、W相の相電流Iwを所定の周期で検出し、検出した相電流Iwの値を制御装置40へ送信する。ここで、キルヒホッフの法則により3相の相電流の和は常にゼロであるから、V相の相電流Iv及びW相の相電流Iwがわかれば、残りのU相の相電流Iuは計算で求められる。本実施形態では、V相及びW相の2相に電流センサ31,32を設けているが、3相のうちのどの2相に電流センサ31,32を設けてもよい。   The current sensor 31 is provided in the V-phase coil, detects the V-phase current Iv at a predetermined cycle, and transmits the detected value of the phase current Iv to the control device 40. The current sensor 32 is provided in the W-phase coil, detects the W-phase current Iw at a predetermined cycle, and transmits the detected value of the phase current Iw to the control device 40. Here, since the sum of the three-phase phase currents is always zero according to Kirchhoff's law, if the V-phase current Iv and the W-phase current Iw are known, the remaining U-phase current Iu is obtained by calculation. It is done. In the present embodiment, the current sensors 31 and 32 are provided in the two phases of the V phase and the W phase, but the current sensors 31 and 32 may be provided in any two of the three phases.

回転位置センサ33は、MG30の回転子の近くに設けられており、回転子の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御装置40へ送信する。回転位置θは、電気角で表される値であり、回転位置θからMG30の回転速度Nrが算出される。回転位置センサ33としては、レゾルバやエンコーダ等が採用できる。   The rotational position sensor 33 is provided near the rotor of the MG 30, detects the rotational position θ of the rotor, and transmits the detected rotational position θ to the control device 40. The rotational position θ is a value represented by an electrical angle, and the rotational speed Nr of the MG 30 is calculated from the rotational position θ. As the rotational position sensor 33, a resolver, an encoder, or the like can be employed.

車両制御装置100は、制御装置40よりも上位のハイブリッド車両全体を制御する制御装置であり、CPU、ROM、RAM及びI/O等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。車両制御装置100は、アクセルセンサやブレーキセンサ、シフトポジションセンサ等の各種センサの検出値に基づいて、車両の運転状態を検出する。そして、車両制御装置100は、検出した車両の運転状態に応じたトルク指令値Trq*を算出し、算出したトルク指令値Trq*を制御装置40へ送信する。   The vehicle control device 100 is a control device that controls the entire hybrid vehicle above the control device 40, and is mainly configured by a microcomputer including a CPU, a ROM, a RAM, an I / O, and the like. The vehicle control device 100 detects the driving state of the vehicle based on detection values of various sensors such as an accelerator sensor, a brake sensor, and a shift position sensor. Then, vehicle control device 100 calculates a torque command value Trq * corresponding to the detected driving state of the vehicle, and transmits the calculated torque command value Trq * to control device 40.

制御装置40(交流回転電機の制御装置)は、CPU、ROM、RAM、及びI/O等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置40は、ROMに記憶されているプログラムをCPUにより実行するソフトウェア処理や、専用の電気回路によるハードウェア処理により、後述する各種機能を実現し、MG30の駆動を制御する。   The control device 40 (control device for an AC rotating electrical machine) is mainly configured by a microcomputer including a CPU, a ROM, a RAM, an I / O, and the like. The control device 40 realizes various functions to be described later by software processing for executing a program stored in the ROM by the CPU and hardware processing by a dedicated electric circuit, and controls driving of the MG 30.

制御装置40は、図2に示すように、MG30の制御モードとして、変調率mに応じて3つの制御モードのいずれかを選択して実施する。変調率mは、次の式(1)により定義される。Vrは、回転座標平面上でのMG30に印加される電圧ベクトルの大きさである。   As shown in FIG. 2, the control device 40 selects and implements one of the three control modes according to the modulation factor m as the control mode of the MG 30. The modulation factor m is defined by the following equation (1). Vr is the magnitude of the voltage vector applied to the MG 30 on the rotational coordinate plane.

Figure 2017038443
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変調率mが0〜1.27未満のとき、制御装置40は、正弦波PWM制御モード及び過変調PWM制御モードを実施する。正弦波PWM制御モードは、正弦波状の各相の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて、インバータ20の各相のスイッチング素子を制御するモードであり、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下の範囲で実施される。一方、過変調PWM制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波の振幅よりも大きい範囲で、正弦波PWM制御モードと同様のPWM制御を実施する。正弦波PWM制御モード及び過変調PWM制御モードでは、MG30を流れる電流のフィードバックによって、MG20に印加する電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」を実施する。   When the modulation factor m is less than 0 to less than 1.27, the control device 40 performs the sine wave PWM control mode and the overmodulation PWM control mode. The sine wave PWM control mode is a mode in which the switching element of each phase of the inverter 20 is controlled based on a comparison between the voltage command value of each phase of the sine wave and the carrier wave, and the amplitude of the sine wave voltage command is that of the carrier wave. It is performed in the range below the amplitude. On the other hand, in the overmodulation PWM control mode, PWM control similar to the sine wave PWM control mode is performed in a range where the amplitude of the sine wave component of the voltage command is larger than the amplitude of the carrier wave. In the sine wave PWM control mode and the overmodulation PWM control mode, “current feedback control” is performed in which the amplitude and phase of the voltage applied to the MG 20 are controlled by feedback of the current flowing through the MG 30.

また、変調率m=1.27のとき、制御装置40は、矩形波制御モードを実施する。矩形波制御モードは、一定期間内で、上アームのオン期間と下アームのオン期間との比を、1:1とする矩形波1パルスをMG30に印加するモードである。矩形波制御モードでは、MG30に印加する電圧の振幅が固定されるため、トルク指令値Trq*とトルク推定値Trqeとの偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を制御する「トルクフィードバック制御」を実施する。   Further, when the modulation factor m = 1.27, the control device 40 executes the rectangular wave control mode. The rectangular wave control mode is a mode in which one pulse of a rectangular wave is applied to the MG 30 with a ratio of the upper arm on period and the lower arm on period being 1: 1 within a certain period. In the rectangular wave control mode, since the amplitude of the voltage applied to the MG 30 is fixed, “torque feedback control” that controls the phase of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the torque command value Trq * and the estimated torque value Trqe. To implement.

図3に、MG30の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す。低回転速度域Iでは、正弦波PWM制御モードが実施され、トルク変動が抑制される。MG30の回転速度Nrが上昇し、システム電圧VHが最大値を超える中回転速度域IIでは、制御モードを正弦波PWM制御モードから過変調PWM制御モードに切り替えて、中回転速度域IIでの出力を上げる。さらに、MG30の回転速度Nrが上昇すると、過変調PWM制御モードから矩形波制御モードへ切替えて、高回転速度域IIIでの出力を上げる。以下、正弦波PWM制御及び過変調PWM制御モードを含むPWM制御モードと、矩形波制御モードについてそれぞれ説明する。   FIG. 3 shows the correspondence between the operating state of the MG 30 and each control mode. In the low rotational speed region I, the sine wave PWM control mode is performed and torque fluctuation is suppressed. In the middle rotational speed range II where the rotational speed Nr of the MG 30 increases and the system voltage VH exceeds the maximum value, the control mode is switched from the sine wave PWM control mode to the overmodulation PWM control mode, and the output in the middle rotational speed range II Raise. Further, when the rotation speed Nr of the MG 30 increases, the overmodulation PWM control mode is switched to the rectangular wave control mode, and the output in the high rotation speed region III is increased. Hereinafter, the PWM control mode including the sine wave PWM control and the overmodulation PWM control mode and the rectangular wave control mode will be described.

<PWM制御>
まず、PWM制御モードについて説明する。PWM制御モードでは、電流フィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量は電流値となる。図4に、PWM制御モードに対応する制御装置40の構成を示す。制御装置40は、電流指令生成部41、FF項演算部42、偏差算出部43,44、PI制御部45,46、加算部47,48、2相3相変換部49、rφ変換部50、電圧DUTY変換部51、及びPWM部52の機能を備える。さらに、制御装置40は、推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56、及び演算角設定部71の機能を備える。
<PWM control>
First, the PWM control mode will be described. In the PWM control mode, since current feedback control is performed, the feedback control amount is a current value. FIG. 4 shows a configuration of the control device 40 corresponding to the PWM control mode. The control device 40 includes a current command generation unit 41, an FF term calculation unit 42, deviation calculation units 43 and 44, PI control units 45 and 46, addition units 47 and 48, a two-phase three-phase conversion unit 49, an rφ conversion unit 50, The functions of the voltage DUTY conversion unit 51 and the PWM unit 52 are provided. Furthermore, the control device 40 includes functions of an estimation unit 53, a Fourier coefficient calculation unit 54, a primary current calculation unit 55, a dq current calculation unit 56, and a calculation angle setting unit 71.

電流指令生成部41は、トルク指令値Trq*と電流指令マップとに基づいて、回転座標系の電流指令値Id*,Iq*を生成する。電流指令マップは、トルク指令値Trq*と電流指令値Id*,Iq*との対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。なお、PWM制御モードでは、電流指令値Id*,Iq*が、制御量の目標値に相当する。   The current command generator 41 generates current command values Id * and Iq * of the rotating coordinate system based on the torque command value Trq * and the current command map. The current command map is a map showing the correspondence between the torque command value Trq * and the current command values Id * and Iq *, and is stored in advance in a storage device. In the PWM control mode, the current command values Id * and Iq * correspond to the target value of the control amount.

FF項演算部42は、生成された電流指令値Id*,Iq*に基づいて、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値のフィードフォワード項Vd_ff,Vq_ffを、それぞれ算出する(特開2014−132815号公報参照)。偏差算出部43,44は、生成された電流指令値Id*,Iq*と、後述するdq電流算出部56により算出された回転座標系の実電流Id,Iqとの電流偏差ΔId,ΔIqを、それぞれ算出する。PI制御部45,46は、算出された電流偏差ΔId,ΔIqが0に収束するように、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値のフィードバック項Vd_fb,Vq_fbを、それぞれ比例積分制御により算出する。加算部47,48は、フィードフォワード項Vd_ff,Vq_ffと、フィードバック項Vd_fb,Vq_fbとをそれぞれ加算して、回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*をそれぞれ算出する。なお、実電流Id,Iq(実電流Id,Iqを合わせてdq電流と称する)が制御量に相当する。   The FF term calculation unit 42 calculates feed-forward terms Vd_ff and Vq_ff of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value based on the generated current command values Id * and Iq *, respectively (Japanese Patent Laid-Open No. 2014-2014). No. 132815). The deviation calculation units 43 and 44 represent current deviations ΔId and ΔIq between the generated current command values Id * and Iq * and the actual currents Id and Iq of the rotating coordinate system calculated by the dq current calculation unit 56 described later. Calculate each. The PI control units 45 and 46 calculate the d-axis voltage command value and the feedback terms Vd_fb and Vq_fb of the q-axis voltage command value by proportional integral control so that the calculated current deviations ΔId and ΔIq converge to 0, respectively. . Adders 47 and 48 add feedforward terms Vd_ff and Vq_ff and feedback terms Vd_fb and Vq_fb, respectively, to calculate voltage command values Vd * and Vq * of the rotating coordinate system, respectively. The actual currents Id and Iq (the actual currents Id and Iq are collectively referred to as dq current) correspond to the control amount.

2相3相変換部49は、回転位置センサ33から受信した回転位置θを用いて、算出された回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*を、固定座標系の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に変換する。rφ変換部50は、回転座標系の電圧指令値Vd*,Vq*を、回転座標平面上で大きさVr且つq軸を基準とする位相φqの指令電圧ベクトルに変換する。位相φqは、q軸から反時計まわり方向を正と定義する。   The two-phase / three-phase converter 49 uses the rotational position θ received from the rotational position sensor 33 to calculate the calculated voltage command values Vd * and Vq * of the rotational coordinate system and the voltage command values Vu * and Vu * of the fixed coordinate system. Convert to Vv *, Vw *. The rφ converter 50 converts the voltage command values Vd * and Vq * in the rotating coordinate system into a command voltage vector having a magnitude Vr on the rotating coordinate plane and a phase φq with reference to the q axis. The phase φq is defined as positive in the counterclockwise direction from the q axis.

電圧DUTY変換部51は、回転位置θ、算出された位相φq、及び変調率mに基づいて、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を指令デューティDu,Dv,Dwに変換する。変調率mは、算出されたベクトルVrの大きさ、システム電圧VH及び係数の乗算から算出される。PWM部52は、指令デューティDu,Dv,Dwに基づいて、操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbを生成し、生成した各操作信号をインバータ20の各スイッチング素子へ送信する。各操作信号は、インバータ20の各スイッチング素子のオン・オフを制御する信号である。PWM制御モードでは、上述したFF項演算部42からPWM部52までの機能が操作部に相当する。   The voltage DUTY conversion unit 51 converts the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * of each phase into command duties Du, Dv, Dw based on the rotational position θ, the calculated phase φq, and the modulation factor m. . The modulation factor m is calculated by multiplying the calculated vector Vr, the system voltage VH, and a coefficient. The PWM unit 52 generates operation signals gua, gub, gva, gvb, gwa, gwb based on the command duties Du, Dv, Dw, and transmits the generated operation signals to the switching elements of the inverter 20. Each operation signal is a signal for controlling on / off of each switching element of the inverter 20. In the PWM control mode, the functions from the FF term calculation unit 42 to the PWM unit 52 described above correspond to the operation unit.

各スイッチング素子のオン・オフが操作信号により制御されることで、MG30の各相のコイルに3相の交流電圧Vu,Vv,Vwが印加される。3相の交流電圧Vu,Vv,Vwの印加に伴い、MG30からトルク指令値Trq*に応じたトルクが出力され、MG30の各相のコイルには相電流Iu,Iv,Iwが流れる。   By turning on / off each switching element with an operation signal, three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw are applied to the coils of each phase of MG30. Along with the application of the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw, torque corresponding to the torque command value Trq * is output from the MG 30, and phase currents Iu, Iv, Iw flow through the coils of each phase of the MG 30.

制御装置40は、各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出して、実電流Id,Iqを算出し、実電流Id,Iqを電流指令値Id*,Iq*に対してフィードバックさせる。このとき、相電流Iu,Iv,Iwに高次成分が重畳していたり、相電流Iu,Iv,Iwがオフセットしていたりすることがある。高次成分が重畳した相電流Iu,Iv,Iwから実電流Id,Iqを算出すると、指令デューティDu,Dv,Dwにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ20のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。特に、過変調PWM制御モードでは、PWMパルスに高次成分が含まれるため、相電流値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという問題がある。また、相電流値がオフセットすると、トルク変動やパワー変動が生じる。   The control device 40 detects the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase, calculates the actual currents Id, Iq, and feeds back the actual currents Id, Iq to the current command values Id *, Iq *. At this time, high-order components may be superimposed on the phase currents Iu, Iv, and Iw, or the phase currents Iu, Iv, and Iw may be offset. When the actual currents Id and Iq are calculated from the phase currents Iu, Iv, and Iw on which the higher-order components are superimposed, the higher-order components are also superimposed on the command duties Du, Dv, and Dw, and noise components such as switching noise of the inverter 20 associated therewith Also include higher order components. In particular, in the overmodulation PWM control mode, since the high-order component is included in the PWM pulse, there is a problem that the high-order component is easily superimposed on the phase current value and noise is increased. Further, when the phase current value is offset, torque fluctuation and power fluctuation occur.

そこで、制御装置40は、相電流値を回転位置θの関数としてフーリエ級数展開する。フーリエ級数展開の一般式を式(2),(3)に示す。式(2)は、cos関数のn次のフーリエ係数an、及びsin関数のn次のフーリエ係数bnを算出する式である。式(3)で示すf(θ)は、θを変数とする周期2πの周期関数であって、三角関数の和で表される。なお、式(2),(3)中の文字「n」は、これらの式だけで独立して用いるものであり、他の箇所で用いる「n」とは異なるものとする。   Therefore, the control device 40 expands the phase current value as a function of the rotational position θ and develops a Fourier series. Formulas (2) and (3) show general formulas for Fourier series expansion. Expression (2) is an expression for calculating the n-th order Fourier coefficient an of the cos function and the n-order Fourier coefficient bn of the sin function. F (θ) shown in Expression (3) is a periodic function having a period 2π with θ as a variable, and is represented by the sum of trigonometric functions. Note that the letter “n” in the formulas (2) and (3) is used independently only by these formulas and is different from “n” used in other places.

Figure 2017038443
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式(3)において、0次成分であるa0/2は、直流成分であり、電流0(A)に対する電流振幅の中心のオフセット量に相当する。2次以上の成分は高次成分に相当する。よって、制御装置40は、相電流の1次成分のみを抽出し、抽出した相電流の1次成分である1次電流値から実電流Id,Iqを算出して、電流フィードバック制御を実施する。   In equation (3), a0 / 2, which is a zeroth-order component, is a direct current component and corresponds to the offset amount at the center of the current amplitude with respect to the current 0 (A). The second and higher order components correspond to higher order components. Therefore, the control device 40 extracts only the primary component of the phase current, calculates the actual currents Id and Iq from the primary current value that is the primary component of the extracted phase current, and performs current feedback control.

一般に、フーリエ係数は、電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して設定した演算角におけるN個の相電流値に基づいて算出される。例えば、図5に示すように、k=1とし、電気角1周期を12個に分割して演算角を設定した場合、ある演算角では、その演算角及びその演算角の直前の11個の演算角における12個の相電流値に基づいて、フーリエ係数を算出する。各演算角は、フーリエ係数の演算開始タイミングとなる。本実施形態では、電流センサ31,32による相電流Iv,Iwの検出タイミングは、演算開始タイミングである演算角と同期しているとする。   In general, the Fourier coefficient is calculated based on N phase current values at calculation angles set by dividing an electrical angle k period (k is a natural number) into N (N is a natural number). For example, as shown in FIG. 5, when k = 1 and the calculation angle is set by dividing one period of the electrical angle into 12, the calculation angle and 11 calculation parameters immediately before the calculation angle are calculated. A Fourier coefficient is calculated based on the twelve phase current values at the calculation angle. Each calculation angle becomes the calculation start timing of the Fourier coefficient. In the present embodiment, it is assumed that the detection timings of the phase currents Iv and Iw by the current sensors 31 and 32 are synchronized with the calculation angle that is the calculation start timing.

図6(a)に、k=1とした場合における、従来のフーリエ係数の演算処理において、演算対象となる相電流値の範囲を示す。時点t0,t1,t2,t3は、隣接する時点との間隔が電気角半周期となっている。従来、式(2)に基づき、電気角1周期にわたる演算角における相電流値に基づく算出値を、電気角1周期にわたって積算して、フーリエ係数を算出している。図6(b)は、算出したフーリエ係数の1次成分から算出した1次電流値を示す。   FIG. 6A shows a range of phase current values to be calculated in the conventional Fourier coefficient calculation process when k = 1. At time points t0, t1, t2, and t3, the interval between adjacent time points is an electrical angle half cycle. Conventionally, based on the equation (2), the calculated value based on the phase current value at the calculation angle over one electrical angle cycle is integrated over one electrical angle cycle to calculate the Fourier coefficient. FIG. 6B shows the primary current value calculated from the primary component of the calculated Fourier coefficient.

従来、トルク指令値Trq*が変更された場合は、トルク指令値Trq*が変更されてから電気角1周期が経過するまでの間、フーリエ係数ひいては1次電流値は、トルク指令値Trq*変更前の相電流値の影響を受ける。例えば、図6(a)に示すように、時点t1でトルク指令値Trq*が変更され、時点t2におけるdq電流を算出する場合、指令値変更前の時点t0から時点t1における相電流値と、指令値変更後の時点t1から時点t2における相電流値とに基づいて、1次電流値を算出することになる。よって、算出された1次電流値は、時点t2における実際の1次電流値に対して誤差が比較的大きくなる。その結果、トルク指令値Trq*に対する実トルクの応答性が低下する。   Conventionally, when the torque command value Trq * is changed, the Fourier coefficient and thus the primary current value is changed between the torque command value Trq * and the period of one electrical angle after the torque command value Trq * is changed. It is affected by the previous phase current value. For example, as shown in FIG. 6A, when the torque command value Trq * is changed at time t1, and the dq current at time t2 is calculated, the phase current value from time t0 to time t1 before the command value change, The primary current value is calculated based on the phase current value from the time point t1 to the time point t2 after the command value is changed. Therefore, the calculated primary current value has a relatively large error with respect to the actual primary current value at time t2. As a result, the actual torque response to the torque command value Trq * is reduced.

図6(a)において、時点t1で指令値が変更された場合、時点t3におけるdq電流を算出するまでの間、算出された1次電流値は指令値変更前の相電流値を引きずることになる。特に、低回転速度域では、高回転速度域よりも、回転子が電気角1周期分回転するのに要する時間が長くなるため、トルク指令値Trq*の変更時において、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる時間が長くなる。そのため、特に低回転速度域では、トルク指令値Trq*の変更時における応答性の低下が問題となり、トルク指令値の変更時における応答性の向上が望まれる。   In FIG. 6A, when the command value is changed at time t1, the calculated primary current value is dragged from the phase current value before the command value change until the dq current is calculated at time t3. Become. In particular, in the low rotational speed range, the time required for the rotor to rotate by one electrical angle period is longer than in the high rotational speed range, and therefore, when the torque command value Trq * is changed, the primary current value is commanded. The time for dragging the phase current value before the value change becomes longer. Therefore, particularly in the low rotation speed region, a decrease in responsiveness when the torque command value Trq * is changed becomes a problem, and an improvement in responsiveness when the torque command value is changed is desired.

そこで、推定部53は、電気角k周期のうち、電気角k周期のうちの電気角m/2周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角(k−m/2)周期にわたる演算角における相電流値を推定することにした。mはm≦kとなる自然数である。そして、推定部53は、m/2周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角(k−m/2)周期にわたる相電流値の推定値とを合わせて、電気角k周期にわたる相電流値とする。フーリエ係数算出部54(係数算出部)は、推定部53により算出された所定相の電気角k周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角k周期にわたって積算して、所定相のフーリエ係数の1次成分を算出する。本実施形態では、k=1とし、推定部53は、電気角1/2周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定する。   Therefore, the estimation unit 53 determines the remaining electrical angle (k−m / m) based on the detected value of the phase current value in the calculation angle over the electrical angle m / 2 period of the electrical angle k period out of the electrical angle k period. 2) The phase current value at the calculation angle over the period was estimated. m is a natural number satisfying m ≦ k. Then, the estimation unit 53 combines the detected value of the phase current value over the period of m / 2 and the estimated value of the phase current value over the remaining electrical angle (km−2) period to obtain a phase over the electrical angle k period. The current value. The Fourier coefficient calculation unit 54 (coefficient calculation unit) integrates the calculated values based on the phase current value calculated over the electrical angle k cycle of the predetermined phase calculated by the estimation unit 53 over the electrical angle k cycle, and the Fourier coefficient of the predetermined phase. The primary component of is calculated. In this embodiment, k = 1, and the estimation unit 53 estimates the phase current value over the remaining electrical angle half cycle based on the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle.

推定部53による具体的な相電流値の推定手法を以下に説明する。トルク指令値Trq*が一定の場合、図7(a)に示すように、電気角1周期において、電気角0°〜180°における所定相の電圧指令値の大きさと、電気角180°〜360°における所定相の電圧指令値の大きさが等しくなる。この場合、図7(b)に示すように、電気角0°〜180°における相電流値は、電気角180°〜360°における相電流値を電気角180°ずらすとともに、相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させた値となる。   A specific method for estimating the phase current value by the estimation unit 53 will be described below. When the torque command value Trq * is constant, as shown in FIG. 7A, the magnitude of the voltage command value of the predetermined phase at the electrical angle of 0 ° to 180 ° and the electrical angle of 180 ° to 360 in one electrical angle cycle. The magnitude of the voltage command value of the predetermined phase at ° is equal. In this case, as shown in FIG. 7B, the phase current value at the electrical angle of 0 ° to 180 ° shifts the phase current value at the electrical angle of 180 ° to 360 ° by 180 °, and the amplitude direction of the phase current. The value is inverted with respect to the central axis that passes through the center of.

そこで、推定部53は、図8(a),(b)に示すように、電気角半周期にわたる相電流値の検出値を電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させて、残りの電気角半周期にわたる相電流値の推定値を算出する。ここでは、相電流値の検出値を電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させることを並進反転と称する。そして、推定部53は、電気角半周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角半周期にわたる相電流値の検出値とを合わせて、電気角1周期にわたる相電流値とする。このように、電気角半周期の相電流値を並進反転させた値を、残りの電気角半周期の相電流値とすると、フーリエ級数展開において理想状態となる。図8(c)は、算出した電気角1周期にわたる相電流値に基づいて算出した1次電流値を示す。また、図9(a),(b)は、U相の相電流値の検出値を黒丸で示し、検出値を並進反転させた推定値を白丸で示す。図10(a),(b)は、V相の相電流値の検出値を黒四角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白四角で示す。また、図11(a),(b)は、W相の相電流値の検出値を黒三角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白三角で示す。   Therefore, as shown in FIGS. 8A and 8B, the estimation unit 53 shifts the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle by 180 ° and reverses it with respect to the central axis, and the rest. Calculate an estimate of the phase current value over the electrical angle half cycle. Here, shifting the detected value of the phase current value by an electrical angle of 180 ° and reversing it with respect to the central axis is referred to as translational reversal. Then, the estimation unit 53 combines the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle and the detected value of the phase current value over the remaining electrical angle half cycle to obtain the phase current value over one electrical angle cycle. As described above, when the value obtained by translationally reversing the phase current value of the electrical angle half cycle is the phase current value of the remaining electrical angle half cycle, an ideal state is obtained in the Fourier series expansion. FIG. 8C shows the primary current value calculated based on the calculated phase current value over one electrical angle cycle. In FIGS. 9A and 9B, the detected value of the U-phase phase current value is indicated by a black circle, and the estimated value obtained by translationally inverting the detected value is indicated by a white circle. 10A and 10B show the detected value of the V-phase phase current value by a black square, and the estimated value obtained by translationally inverting the detected value by a white square. In FIGS. 11A and 11B, the detected value of the W-phase phase current value is indicated by a black triangle, and the estimated value obtained by translationally inverting the detected value is indicated by a white triangle.

電気角半周期分の相電流値の検出値から、各相の電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを算出することにより、トルク指令値Trq*が一定の場合には、残りの電気角半周期における相電流値が高精度に推定される。また、トルク指令値Trq*の変更時には、1次電流値がトルク指令値Trq*の変更前の相電流値を引きずる期間が従来の1/2に短縮される。例えば、図8(a)に示すように、時点t1でトルク指令値Trq*が変更され、時点t2におけるdq電流を算出する場合、時点t1から時点t2における相電流値の検出値と、時点t1から時点t2における相電流値の検出値から推定した推定値と、に基づいて、1次電流値を算出することになる。よって、時点t2におけるdq電流の算出時には、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずることがない。従来、1次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる期間が、時点t1から時点3までであったのに対して、本実施形態では、引きずる期間が時点t1から時点t2までに短縮される。したがって、従来と比較して、トルク指令値Trq*の変更時におけるトルク指令値Trq*に対する実トルクの応答性の低下が抑制される。   When the torque command value Trq * is constant by calculating the phase current values Iue, Ive, Iwe over one electrical angle cycle of each phase from the detected value of the phase current value for the electrical angle half cycle, The phase current value in the electrical angle half cycle is estimated with high accuracy. Further, when the torque command value Trq * is changed, the period in which the primary current value drags the phase current value before the change of the torque command value Trq * is shortened to ½ of the conventional value. For example, as shown in FIG. 8A, when the torque command value Trq * is changed at time t1, and the dq current at time t2 is calculated, the detected value of the phase current value from time t1 to time t2, and time t1 From this, the primary current value is calculated based on the estimated value estimated from the detected value of the phase current value at time t2. Therefore, when calculating the dq current at time t2, the primary current value does not drag the phase current value before the command value change. Conventionally, the period in which the primary current value drags the phase current value before the command value change is from the time point t1 to the time point 3, whereas in this embodiment, the dragging period is shortened from the time point t1 to the time point t2. Is done. Therefore, compared with the prior art, a decrease in response of the actual torque to the torque command value Trq * when the torque command value Trq * is changed is suppressed.

1次電流算出部55は、フーリエ係数算出部54により算出された各相のフーリエ係数au1,bu1、av1,bv1、aw1,bw1に基づいて、各相の1次電流値Iu_1,Iv_1,Iw_1をそれぞれ算出する。なお、フーリエ係数の算出及び各相の1次電流値の算出の詳細は後述する。   The primary current calculation unit 55 calculates the primary current values Iu_1, Iv_1, and Iw_1 of each phase based on the Fourier coefficients au1, bu1, av1, bv1, aw1, bw1 of the phases calculated by the Fourier coefficient calculation unit 54. Calculate each. Details of the calculation of the Fourier coefficient and the calculation of the primary current value of each phase will be described later.

dq電流算出部56は、算出された3相の1次電流値Iu_1,Iv_1,Iw_1を、回転座法系の実電流Id(d軸電流値)と実電流Iq(q軸電流値)に変換する。   The dq current calculation unit 56 converts the calculated three-phase primary current values Iu_1, Iv_1, and Iw_1 into an actual current Id (d-axis current value) and an actual current Iq (q-axis current value) of the rotary seat system. To do.

演算角設定部71は、電気角1周期をN個に分割して演算角を設定する。   The calculation angle setting unit 71 sets the calculation angle by dividing one cycle of the electrical angle into N pieces.

次に、相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図12のフローチャート及び図13のタイムチャートを参照して説明する。   Next, a method for calculating the dq current from the detected value of the phase current value will be described with reference to the flowchart of FIG. 12 and the time chart of FIG.

図13(a)は時間に対する回転位置θの特性を示し、図13(b)は時間に対するV相の相電流Iv(θ)の特性を示す。図13(a)において、回転位置θは、0〜360°の範囲で時間に比例して直線的に増加し、360°に到達すると同時に0°に戻る鋸波型に時間変化している。縦軸には、(n−1)番目、n番目、(n+1)番目の演算角θ[n−1]、θ[n]、θ[n+1]を示している。連続する演算角の間隔であるサンプル間隔は、Δθ=360/Nで一定であり、電気角1周期をN等分割した間隔となる。よって、電気角1周期では、演算角θ[1]からθ[N](=θ[0])の演算角が設定される。連続する電気角1周期において、後の周期の演算角θ[0]は前の周期の演算角θ[N]と同じ回転位置θとなる。電気角1周期分の演算角としては、N個の演算角が設定される。   FIG. 13A shows the characteristic of the rotational position θ with respect to time, and FIG. 13B shows the characteristic of the V-phase phase current Iv (θ) with respect to time. In FIG. 13 (a), the rotational position θ increases linearly in proportion to the time in the range of 0 to 360 °, and changes with time in a sawtooth shape that reaches 360 ° and returns to 0 ° at the same time. The vertical axis indicates the (n−1) th, nth, and (n + 1) th calculation angles θ [n−1], θ [n], and θ [n + 1]. The sample interval, which is the interval between consecutive calculation angles, is constant at Δθ = 360 / N, and is an interval obtained by equally dividing one period of electrical angle by N. Therefore, in one electrical angle cycle, calculation angles from calculation angles θ [1] to θ [N] (= θ [0]) are set. In one continuous electrical angle cycle, the calculation angle θ [0] of the subsequent cycle is the same rotational position θ as the calculation angle θ [N] of the previous cycle. N calculation angles are set as calculation angles for one electrical angle cycle.

以下、相電流の検出値からdq電流を算出する処理手順について、図12のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。   Hereinafter, a processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current will be described with reference to the flowchart of FIG. This processing procedure is repeatedly executed by the control device 40 for each calculation angle.

まず、nの値を、前回の処理時のnの値から1増やす(S10)。続いて、nがNよりも大きいか否か判定する(S11)。nがN以下の場合は(S11:NO)、そのままS13の処理に進む。nがNよりも大きい場合は(S11:YES)、n=1として(S12)、S13の処理に進む。   First, the value of n is incremented by 1 from the value of n at the previous processing (S10). Then, it is determined whether n is larger than N (S11). When n is N or less (S11: NO), the process proceeds to S13 as it is. When n is larger than N (S11: YES), n = 1 is set (S12), and the process proceeds to S13.

続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])、及び電流センサ32により検出されたW相の相電流値Iw(θ[n])を取得する(S13)。相電流値Iv(θ[n])及び相電流値Iw(θ[n])は、それぞれ演算角θ[n]におけるV相の相電流値及びW相の相電流値である。   Subsequently, the V-phase phase current value Iv (θ [n]) detected by the current sensor 31 and the W-phase phase current value Iw (θ [n]) detected by the current sensor 32 are acquired (S13). ). The phase current value Iv (θ [n]) and the phase current value Iw (θ [n]) are the V-phase phase current value and the W-phase phase current value at the calculation angle θ [n], respectively.

続いて、S13で取得した相電流値Iv(θ[n])及び相電流値Iw(θ[n])を用いて、キルヒホッフの法則により、演算角θ[n]におけるU相の相電流値Iu(θ[n])を算出する(S14)。算出したU相の相電流値Iu(θ[n])を、演算角θ[n]におけるU相の相電流値の検出値とする。   Subsequently, using the phase current value Iv (θ [n]) and the phase current value Iw (θ [n]) acquired in S13, the phase current value of the U phase at the calculation angle θ [n] according to Kirchoff's law. Iu (θ [n]) is calculated (S14). The calculated U-phase phase current value Iu (θ [n]) is set as a detected value of the U-phase phase current value at the calculation angle θ [n].

続いて、各相の電気角半周期にわたる相電流値から、各相の電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを推定する(S15)。具体的には、相ごとに、演算角θ[n]以前の直近の電気角半周期にわたる演算角θ[n],θ[n−1],θ[n−2]…において検出した相電流値の検出値と、その相電流値の検出値を並進反転させた推定値とを合わせて、電気角1周期にわたる相電流値Iue,Ive,Iweを推定する。Nが偶数の場合、直近のN/2個の検出値から、N/2個の推定値を算出する。また、Nが奇数の場合、直近の(N+1)/2個の検出値から、(N+1)/2個の推定値を算出する。Nが奇数の場合、検出値と推定値が重なる部分が生じるので、いずれかを選択する。   Subsequently, phase current values Iue, Ive, Iwe over one electrical angle cycle of each phase are estimated from the phase current values over the electrical angle half cycle of each phase (S15). Specifically, for each phase, the phase current detected at calculation angles θ [n], θ [n−1], θ [n−2]... Over the most recent electrical angle half cycle before the calculation angle θ [n]. A phase current value Iue, Ive, Iwe over one electrical angle cycle is estimated by combining the detected value of the value and an estimated value obtained by translationally inverting the detected value of the phase current value. When N is an even number, N / 2 estimated values are calculated from the latest N / 2 detected values. When N is an odd number, (N + 1) / 2 estimated values are calculated from the latest (N + 1) / 2 detected values. When N is an odd number, a portion where the detected value and the estimated value overlap is generated, and either one is selected.

続いて、S15で算出したV相の電気角1周期にわたる相電流値Iveに対して、図12に示す式を用いて、1次のフーリエ係数av1,bv1をそれぞれ算出する。図12に示す式は、式(2)及び(3)を離散化した式となっている。Ive(θ[n])・cosθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])をn=1からNまで積算して、フーリエ係数av1を算出する。また、Ive(θ[n])・sinθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])をn=1からNまで積算して、フーリエ係数bv1を算出する。   Subsequently, the first-order Fourier coefficients av1 and bv1 are respectively calculated using the formula shown in FIG. 12 for the phase current value Ive for one cycle of the V-phase electrical angle calculated in S15. The expression shown in FIG. 12 is an expression obtained by discretizing Expressions (2) and (3). Ive (θ [n]) · cos θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) is integrated from n = 1 to N to calculate the Fourier coefficient av1. Further, Ive (θ [n]) · sin θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) is integrated from n = 1 to N to calculate the Fourier coefficient bv1.

そして、算出したフーリエ係数av1及びbv1から、V相の1次電流値Iv_1(θ[n])を算出する(S16)。同様に、S15で算出したU相及びW相の電気角1周期にわたる相電流値Iue及びIweについて、1次のフーリエ係数au1,bu1、aw1,bw1を算出し、U相及びW相の1次電流値Iu_1(θ[n])及びIw_1(θ[n])を算出する。図12では、代表してV相のフーリエ係数av1,bv1を算出する式を示しているが、U相のフーリエ係数au1,bu1を算出する式、及びW相のフーリエ係数aw1,bw1を算出する式も同様の式となる。   Then, a V-phase primary current value Iv_1 (θ [n]) is calculated from the calculated Fourier coefficients av1 and bv1 (S16). Similarly, first-order Fourier coefficients au1, bu1, aw1, bw1 are calculated for the phase current values Iue and Iwe of the U-phase and W-phase electrical angles calculated in S15, and the U-phase and W-phase primarys are calculated. Current values Iu_1 (θ [n]) and Iw_1 (θ [n]) are calculated. FIG. 12 representatively shows equations for calculating the V-phase Fourier coefficients av1 and bv1, but calculates the U-phase Fourier coefficients au1 and bu1 and the W-phase Fourier coefficients aw1 and bw1. The formula is similar.

なお、本実施形態において、Ive(θ[n])(n=1,2,…N)がV相の各相電流値に相当する。また、Ive(θ[n])・cosθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])、及びIve(θ[n])・sinθ[n]・(θ[n]−θ[n−1])が、V相の各相電流値に基づく算出値に相当する。U相、W相についても同様である。   In this embodiment, Ive (θ [n]) (n = 1, 2,... N) corresponds to each phase current value of the V phase. Further, Ive (θ [n]) · cos θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) and Ive (θ [n]) · sin θ [n] · (θ [n] −θ [n−1]) corresponds to a calculated value based on each phase current value of the V phase. The same applies to the U phase and the W phase.

続いて、S16で算出した、3相の1次電流値Iu1(θ[n]),Iv_1(θ[n]),Iw_1(θ[n])を、図12に示す行列により回転座標系の実電流Id,Iqに変換する(S17)。以上で本処理を終了する。   Subsequently, the three-phase primary current values Iu1 (θ [n]), Iv_1 (θ [n]), and Iw_1 (θ [n]) calculated in S16 are represented by the matrix shown in FIG. The actual currents Id and Iq are converted (S17). This process is complete | finished above.

次に、相電流の検出値からdq電流を算出する処理手順の変形例について、図14のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。   Next, a modified example of the processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current will be described with reference to the flowchart of FIG. This processing procedure is repeatedly executed by the control device 40 for each calculation angle.

まず、S20〜S22では、S10〜S12と同様の処理を行う。続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])のみを取得する(S23)。続いて、S15と同様に、直近の電気角半周期にわたる相電流値Iv(θ[n])の検出値を並進反転させて、電気角1周期にわたる相電流値Iveを算出する(S24)。   First, in S20 to S22, processing similar to S10 to S12 is performed. Subsequently, only the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase detected by the current sensor 31 is acquired (S23). Subsequently, similarly to S15, the phase current value Ive over one electrical angle period is calculated by translationally inverting the detected value of the phase current value Iv (θ [n]) over the most recent electrical angle half cycle (S24).

続いて、各相の相電流値は互いに電気角120°ずれた関係となるから、S24で算出した電気角1周期にわたる相電流値Iveを、進角方向に電気角120°ずらして、電気角1周期にわたるU相の相電流値Iueを算出する。また、相電流値Iveを、遅角方向に電気角120°ずらして、電気角1周期にわたるW相の相電流値Iweを算出する(S25)。続いて、S26及びS27では、S16及びS17と同様の処理を行う。以上で、本処理手順を終了する。   Subsequently, since the phase current values of the respective phases are shifted from each other by an electrical angle of 120 °, the phase current value Ive calculated in S24 over one cycle of the electrical angle is shifted by an electrical angle of 120 ° in the advance direction to obtain an electrical angle. The U-phase phase current value Iue over one cycle is calculated. Further, the phase current value Ive is shifted by an electrical angle of 120 ° in the retard direction, and the W-phase phase current value Iwe over one electrical angle cycle is calculated (S25). Subsequently, in S26 and S27, processing similar to S16 and S17 is performed. Above, this processing procedure is complete | finished.

さらに、相電流値の検出値からdq電流を算出する処理手順は、以下のように変形して実施してもよい。S13において、いずれか1相の相電流値、例えばV相の相電流値Iv(θ[n])のみを取得するとともに、S14の処理は省略して、S15で、V相の電気角1周期にわたる相電流値Iveのみを推定してもよい。また、S25の処理を省略してもよい。そして、S16及びS26でV相の1次電流値Iv_1のみを算出し、V相の1次電流値Iv_1を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角120°ずらして、U相の1次電流値Iu_1及びW相の1次電流値Iw_1を算出してもよい。あるいは、V相の1次電流値Iv_1から、U相の1次電流値Iu_1又はW相の1次電流値Iw_1を算出し、算出した2相の1次電流値とキルヒホッフの法則と図12に示す行列とから、実電流Id,Iqを算出してもよい。   Furthermore, the processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current value may be modified as follows. In S13, only the phase current value of any one phase, for example, the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase is acquired, and the process of S14 is omitted, and one cycle of the electrical angle of the V phase is obtained in S15. Only the phase current value Ive over the range may be estimated. Further, the process of S25 may be omitted. Then, only the V-phase primary current value Iv_1 is calculated in S16 and S26, and the V-phase primary current value Iv_1 is shifted by an electrical angle of 120 ° in the advance direction and the retard direction, respectively. The value Iu_1 and the W-phase primary current value Iw_1 may be calculated. Alternatively, the U-phase primary current value Iu_1 or the W-phase primary current value Iw_1 is calculated from the V-phase primary current value Iv_1, and the calculated two-phase primary current value and Kirchhoff's law are shown in FIG. The actual currents Id and Iq may be calculated from the matrix shown.

また、S24の処理とS25の処理は、逆の順序で行ってもよい。すなわち、V相の相電流値Iv(θ[n])を電気角120°ずらして、U相及びW相の相電流値Iu(θ[n]+120°),Iw(θ[n]−120°)を算出し、その後、各相の電気角半周期にわたる相電流値から電気角1周期にわたる相電流値を算出してもよい。   Moreover, you may perform the process of S24 and the process of S25 in reverse order. That is, the phase current value Iv (θ [n]) of the V phase is shifted by an electrical angle of 120 °, and the phase current values Iu (θ [n] + 120 °), Iw (θ [n] −120) of the U phase and the W phase. And then the phase current value over one electrical angle cycle may be calculated from the phase current value over the electrical angle half cycle of each phase.

<矩形波制御>
次に、矩形波制御モードについて説明する。矩形波制御モードでは、トルクフィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量はトルクとなる。図15に、矩形波制御モードに対応する制御装置40の構成を示す。制御装置40は、偏差算出部61、PI制御部62、矩形パルス生成部63、及び信号生成部64の機能を備える。さらに、制御装置40は、推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56、トルク推定部65、及び演算角設定部71の機能を備える。推定部53、フーリエ係数算出部54、1次電流算出部55、dq電流算出部56及び演算角設定部71の機能は、PWM制御モードと同様であるから説明を省略する。
<Rectangular wave control>
Next, the rectangular wave control mode will be described. In the rectangular wave control mode, torque feedback control is performed, so the feedback control amount is torque. FIG. 15 shows the configuration of the control device 40 corresponding to the rectangular wave control mode. The control device 40 includes functions of a deviation calculation unit 61, a PI control unit 62, a rectangular pulse generation unit 63, and a signal generation unit 64. Furthermore, the control device 40 includes functions of an estimation unit 53, a Fourier coefficient calculation unit 54, a primary current calculation unit 55, a dq current calculation unit 56, a torque estimation unit 65, and a calculation angle setting unit 71. The functions of the estimation unit 53, the Fourier coefficient calculation unit 54, the primary current calculation unit 55, the dq current calculation unit 56, and the calculation angle setting unit 71 are the same as in the PWM control mode, and thus the description thereof is omitted.

偏差算出部61は、トルク指令値Trq*と、後述するトルク推定部65により推定されたトルク推定値Trqeとのトルク偏差ΔTrqを算出する。トルク推定値Trqeは、実トルクの推定値である。PI制御部62は、トルク推定値Trqeをトルク指令値Trq*に追従させるべく、トルク偏差ΔTrqが0に収束するように、電圧位相指令値φq*を比例積分制御により算出する。なお、矩形波制御モードでは、トルク推定値Trqeが制御量に相当し、トルク指令値Trq*が制御量の目標値に相当する。   The deviation calculating unit 61 calculates a torque deviation ΔTrq between the torque command value Trq * and a torque estimated value Trqe estimated by a torque estimating unit 65 described later. The torque estimated value Trqe is an estimated value of actual torque. The PI controller 62 calculates the voltage phase command value φq * by proportional integral control so that the torque deviation ΔTrq converges to 0 so that the estimated torque value Trqe follows the torque command value Trq *. In the rectangular wave control mode, the estimated torque value Trqe corresponds to the control amount, and the torque command value Trq * corresponds to the target value of the control amount.

矩形パルス生成部63は、上述した位相φqの指令値である電圧位相指令値φq*と回転位置θとに基づいて矩形波を生成し、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を生成する。信号生成部64は、各相の電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*及び変調率mに基づき、操作信号gua,gub,gva,gvb,gwa,gwbを生成し、生成した各操作信号をインバータ20の各スイッチング素子へ送信する。矩形波制御モードでは、上述した偏差算出部61から信号生成部64までの機能が操作部に相当する。   The rectangular pulse generator 63 generates a rectangular wave based on the voltage phase command value φq *, which is the command value of the phase φq, and the rotational position θ, and voltage command values Vu *, Vv *, Vw * for each phase. Is generated. The signal generator 64 generates operation signals gua, gub, gva, gvb, gwa, gwb based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * and the modulation factor m of each phase, and generates the generated operation signals. It transmits to each switching element of the inverter 20. In the rectangular wave control mode, the functions from the deviation calculation unit 61 to the signal generation unit 64 described above correspond to the operation unit.

トルク推定部65は、dq電流算出部56により算出された実電流Id,Iqと、トルクマップ又は数式に基づいて、トルク推定値Trqeを算出する。トルクマップは、実電流Id,Iqと実トルクとの対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。   The torque estimation unit 65 calculates the estimated torque value Trqe based on the actual currents Id and Iq calculated by the dq current calculation unit 56 and the torque map or mathematical expression. The torque map is a map showing the correspondence between the actual currents Id and Iq and the actual torque, and is stored in advance in the storage device.

なお、制御装置40の構成として、PWM制御モードに対応する構成と、矩形波制御モードに対応する構成とをそれぞれ示したが、制御装置40は、PWM制御モードと矩形波制御モードの両方に対応する構成であってもよい。すなわち、制御装置40は、電流指令生成部41からPWM部52までのPWM制御に対応する機能と、偏差算出部61から信号生成部64までの矩形波制御に対応する機能とをそれぞれ有し、変調率mに応じて、PWM制御に対応する機能と矩形波制御に対応する機能とを切替えてもよい。   In addition, although the structure corresponding to PWM control mode and the structure corresponding to rectangular wave control mode were each shown as a structure of the control apparatus 40, the control apparatus 40 respond | corresponds to both PWM control mode and rectangular wave control mode. It may be configured to. That is, the control device 40 has a function corresponding to PWM control from the current command generation unit 41 to the PWM unit 52 and a function corresponding to rectangular wave control from the deviation calculation unit 61 to the signal generation unit 64, respectively. A function corresponding to PWM control and a function corresponding to rectangular wave control may be switched according to the modulation factor m.

以上説明した第1実施形態によれば、以下の効果を奏する。   According to 1st Embodiment described above, there exist the following effects.

・電気角半周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、フーリエ係数が算出される。そのため、トルク指令値Trq*が変更された際に、電気角1周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、1次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分にすることができる。したがって、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。   A Fourier coefficient is calculated based on the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle. Therefore, when the torque command value Trq * is changed, the primary current value is the phase current before the torque command value change compared to the case where the Fourier coefficient is calculated from the detected value of the phase current value over one electrical angle cycle. The period of dragging the value can be halved. Therefore, the responsiveness to the torque command value Trq * can be improved.

・電気角1周期のうちの電気角半周期にわたる相電流値の検出値を、電気角180°ずらすとともに中心軸に対して反転させることにより、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定することができる。また、フーリエ係数の算出に用いる相電流の検出値を、必要最小限の電気角半周期分とすることにより、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。   -The phase current value over the remaining half of the electrical angle is estimated by shifting the detected value of the phase current value over the half cycle of the electrical angle within 180 degrees of the electrical angle and reversing it relative to the central axis. be able to. Further, the response to the torque command value Trq * can be improved by setting the detected value of the phase current used for the calculation of the Fourier coefficient to the minimum necessary electrical angle half cycle.

・電気角半周期にわたる1相の相電流値の検出値から、その相の電気角1周期にわたる相電流値を推定できるとともに、他の2相の電気角1周期にわたる相電流値を推定することができる。   -From the detection value of the phase current value of one phase over a half cycle of electrical angle, the phase current value over one cycle of electrical angle of that phase can be estimated, and the phase current value over one cycle of electrical angle of the other two phases can be estimated Can do.

・各相の相電流値は、互いに電気角120°ずれた関係となっている。そのため、電気角半周にわたる相電流値の検出値と電気角半周期わたる相電流値の推定値とからなる、所定相の電気角1周期にわたる相電流値を、進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角120°ずらすことにより、他の2相の電気角1周期にわたる相電流値を算出することができる。   -The phase current value of each phase has a relationship that the electrical angle is shifted by 120 °. Therefore, the phase current value over one period of electrical angle of a predetermined phase consisting of the detected value of the phase current value over a half electrical angle and the estimated value of the phase current value over a half electrical angle period, respectively, in the advance direction and the retard direction. By shifting the electrical angle by 120 °, the phase current value over one cycle of the electrical angle of the other two phases can be calculated.

(第2実施形態)
次に、第2実施形態に係る制御装置40について、第1実施形態と異なる点を図16〜図19を参照して説明する。第2実施形態に係る制御装置40は、図17に示すように、オフセット誤差算出部72,73及び補正部74,75の機能を備える。なお、図17は、MG30から推定部53までの間の制御装置40の機能のみを示す。図17で示す部分以外の制御装置40の構成は、図4又は図15と同様である。
(Second Embodiment)
Next, a difference of the control device 40 according to the second embodiment from the first embodiment will be described with reference to FIGS. 16 to 19. As shown in FIG. 17, the control device 40 according to the second embodiment includes functions of offset error calculation units 72 and 73 and correction units 74 and 75. FIG. 17 shows only the function of the control device 40 between the MG 30 and the estimation unit 53. The configuration of the control device 40 other than the portion shown in FIG. 17 is the same as that of FIG. 4 or FIG.

上述したように、MG30の相電流値は、1次成分を主成分とし、0次成分であるオフセット誤差a0/2と高次成分が重畳した信号である。式(3)に示すように、相電流値をフーリエ級数展開し、1次成分を抽出することで、オフセット誤差や高次成分を含まない相電流値を得ることができる。しかしながら、電気角半周期にわたる相電流値を選択し、選択した相電流値を並進反転させて電気角1周期にわたる相電流値を推定する場合、相電流値に含まれるオフセット誤差を除去することができない。   As described above, the phase current value of the MG 30 is a signal in which the primary component is the main component and the offset error a0 / 2, which is the zeroth-order component, and the higher-order component are superimposed. As shown in Expression (3), the phase current value can be obtained by performing Fourier series expansion of the phase current value and extracting the primary component, thereby obtaining a phase current value that does not include an offset error or a higher-order component. However, when a phase current value over an electrical angle half cycle is selected and the phase current value over one electrical angle cycle is estimated by translationally inverting the selected phase current value, an offset error included in the phase current value can be removed. Can not.

図16(a)にオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、オフセット誤差を含まない相電流値を実線で示す。また、図16(b)に、電気角半周期にわたるオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、その相電流値を並進反転させた相電流値を白四角で示す。図16(a),(b)に示すように、選択した相電流値に正の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれている場合、選択した相電流値を並進反転させた相電流値には、負の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれることになる。   In FIG. 16A, the phase current value including the offset error is indicated by a black square, and the phase current value not including the offset error is indicated by a solid line. FIG. 16B shows a phase current value including an offset error over an electrical angle half cycle by a black square, and a phase current value obtained by translationally inverting the phase current value by a white square. As shown in FIGS. 16A and 16B, when the selected phase current value includes an offset error that is offset in the positive direction, the phase current value obtained by translationally inverting the selected phase current value is Therefore, an offset error offset in the negative direction is included.

図16(a)に示すように、電気角1周期にわたって均等なオフセット誤差が含まれていないと、フーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出できない。そのため、選択した相電流値にオフセット誤差が含まれている場合には、推定した電気角1周期にわたる相電流値をフーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができない。ひいては、抽出した1次成分にも誤差が含まれることになる。   As shown in FIG. 16A, if an equal offset error is not included over one electrical angle period, the offset error cannot be calculated correctly even if Fourier series expansion is performed. Therefore, when the selected phase current value includes an offset error, even if the estimated phase current value over one period of the electrical angle is expanded in Fourier series, the offset error is correctly calculated and the offset error is removed. I can't. As a result, the extracted primary component also includes an error.

そこで、オフセット誤差算出部72,73は、電気角半周期にわたるV相,W相の相電流値から推定した電気角1周期にわたる相電流値ではなく、電気角1周期にわたるV相,W相の相電流値の検出値に基づいてV相,W相のオフセット誤差を算出する。ただし、電気角1周期にわたる相電流値の検出値に基づいてオフセット誤差を算出すると、上述したように、トルク指令値Tr*の変更時に、トルク指令値Tr*変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方を用いて、オフセット誤差を算出することになる。そのため、トルク指令値Tr*の変更時に、オフセット誤差の算出誤差が大きくなり、高応答化を損なうおそれがある。ここで、一般にオフセット誤差は、トルク指令値Tr*の変更前後で大きく変化することはない。   Therefore, the offset error calculation units 72 and 73 are not the phase current values over one electrical angle cycle estimated from the V phase and W phase current values over the electrical angle half cycle, but the V phase and W phase over one electrical angle cycle. V-phase and W-phase offset errors are calculated based on the detected phase current value. However, if the offset error is calculated based on the detected value of the phase current value over one electrical angle cycle, as described above, the phase current value before and after the torque command value Tr * is changed when the torque command value Tr * is changed. The offset error is calculated using both of the detected values. For this reason, when the torque command value Tr * is changed, an offset error calculation error increases, which may impair high response. Here, in general, the offset error does not change greatly before and after the change of the torque command value Tr *.

よって、オフセット誤差算出部72,73は、所定期間におけるトルク指令値Tr*の変化量が閾値以下である場合、すなわちトルク指令値Tr*が変更されていない場合には、オフセット誤差を算出したオフセット誤差に更新する。また、オフセット誤差算出部72,73は、上記変化量が閾値を超える場合、すなわちトルク指令値Tr*が変更された場合には、オフセット誤差を前回の演算時におけるオフセット誤差の値に維持する。これにより、トルク指令値Tr*変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方に基づいて算出された、算出誤差の大きいオフセット誤差を用いることがない。なお、トルク指令値Tr*の代わりにトルク推定値Treの変化量を用いてもよい。   Therefore, the offset error calculation units 72 and 73 calculate the offset error when the change amount of the torque command value Tr * in the predetermined period is equal to or smaller than the threshold value, that is, when the torque command value Tr * is not changed. Update to error. Further, when the change amount exceeds the threshold value, that is, when the torque command value Tr * is changed, the offset error calculation units 72 and 73 maintain the offset error at the value of the offset error at the previous calculation. Thus, an offset error having a large calculation error calculated based on both the detected value of the phase current value before and after the torque command value Tr * is not used. Note that a change amount of the estimated torque value Tre may be used instead of the torque command value Tr *.

補正部74,75は、オフセット誤差算出部72,73により算出されたV相,W相のオフセット誤差を用いて、V相,W相の相電流値の検出値を補正する。詳しくは、補正部74,75は、V相,W相の相電流値の検出値にそれぞれオフセット誤差を加算して補正する。推定部53は、補正した後の電気角半周期にわたる相電流値の検出値を並進反転させて、電気角1周期にわたる相電流値を算出する。   The correction units 74 and 75 correct the detected values of the V-phase and W-phase phase current values using the V-phase and W-phase offset errors calculated by the offset error calculation units 72 and 73. Specifically, the correction units 74 and 75 correct the detected values of the V-phase and W-phase phase current values by adding an offset error, respectively. The estimating unit 53 translates and reverses the detected value of the phase current value over the electrical angle half cycle after correction to calculate the phase current value over one electrical angle cycle.

次に、第2実施形態に係る相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図18のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。   Next, a method for calculating the dq current from the detected value of the phase current value according to the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. This processing procedure is repeatedly executed by the control device 40 for each calculation angle.

まず、S30〜S33では、S10〜S13と同様の処理を行う。続いて、図18に示す式を用いて、電気角1周期にわたるV相の相電流の検出値Ivd及びW相の相電流の検出値Iwdから、V相のオフセット誤差aV0/2、及びW相のオフセット誤差aW0/2を算出する(S34)。なお、Ivd(θ[n])・(θ[n]−θ[n−1])、及びIwd(θ[n])・(θ[n]−θ[n−1])が、V相及びW相の相電流値の検出値に基づく算出値に相当する。   First, in S30 to S33, processing similar to S10 to S13 is performed. Then, using the equation shown in FIG. 18, from the detected value Ivd of the V-phase current and the detected value Iwd of the W-phase current over one electrical angle cycle, the V-phase offset error aV0 / 2 and the W-phase The offset error aW0 / 2 is calculated (S34). Note that Ivd (θ [n]) · (θ [n] −θ [n−1]) and Iwd (θ [n]) · (θ [n] −θ [n−1]) are V phase. And a calculated value based on the detected value of the phase current value of the W phase.

続いて、所定期間内におけるトルク指令値Trq*の変化量が閾値以内か否か判定する(S35)。変化量が閾値以内の場合は(S35:YES)、オフセット誤差を更新する(S36)。一方、変化量が閾値を超えている場合は(S35:NO)、オフセット誤差を前回の処理時における値に維持する(S37)。   Subsequently, it is determined whether or not the amount of change in the torque command value Trq * within a predetermined period is within a threshold value (S35). If the amount of change is within the threshold (S35: YES), the offset error is updated (S36). On the other hand, when the amount of change exceeds the threshold (S35: NO), the offset error is maintained at the value at the previous processing (S37).

続いて、V相及びW相の相電流値の検出値Ivd,Iwdに、それぞれオフセット誤差Ivof,Iwofを加算して補正し、V相及びW相の相電流値Iv,Iwを算出する(S38)。   Subsequently, offset errors Ivof and Iwof are respectively added to the detected values Ivd and Iwd of the phase current values of the V phase and the W phase for correction to calculate the phase current values Iv and Iw of the V phase and the W phase (S38). ).

続いて、S39〜S42では、S14〜S17と同様の処理を行う。以上で、本処理を終了する。   Subsequently, in S39 to S42, the same processing as S14 to S17 is performed. This process is complete | finished above.

次に、第2実施形態の変形例に係る相電流値の検出値からdq電流を算出する手法について、図19のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。   Next, a method for calculating the dq current from the detected value of the phase current value according to the modification of the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. This processing procedure is repeatedly executed by the control device 40 for each calculation angle.

まず、S50〜S53では、S20〜S23と同様の処理を行う。続いて、図19に示す式を用いて、電気角1周期にわたるV相の相電流の検出値Ivdから、V相のオフセット誤差aV0/2を算出する(S54)。   First, in S50 to S53, the same processing as S20 to S23 is performed. Next, using the equation shown in FIG. 19, the V-phase offset error aV0 / 2 is calculated from the detected value Ivd of the V-phase current over one electrical angle cycle (S54).

続いて、S55〜S57では、S35〜S37と同様の処理を行う。   Subsequently, in S55 to S57, processing similar to S35 to S37 is performed.

続いて、V相の相電流の検出値Ivdに、オフセット誤差Ivofを加算して補正し、V相の相電流値Ivを算出する(S58)。   Subsequently, an offset error Ivof is added to the detected value Ivd of the V-phase current to correct it, and a V-phase current value Iv is calculated (S58).

続いて、S59〜S62において、S24〜S27と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。   Subsequently, in S59 to S62, the same processing as S24 to S27 is performed. This process is complete | finished above.

以上説明した第2実施形態によれば、第1実施形態の効果を奏するとともに、以下の効果を奏する。   According to 2nd Embodiment described above, while there exist the effect of 1st Embodiment, there exist the following effects.

・選択した電気角半周期にわたる相電流値の検出値にオフセット誤差が含まれている場合でも、精度良くオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができる。ひいては、高精度な1次電流を算出することができる。   Even when an offset error is included in the detected value of the phase current value over the selected electrical angle half cycle, the offset error can be accurately calculated and removed. As a result, a highly accurate primary current can be calculated.

・所定期間におけるトルク指令値*の変化量が閾値を超えている場合には、オフセット誤差を更新しないため、1次電流算出の高応答化を損なうおそれがない。   When the amount of change in the torque command value * in the predetermined period exceeds the threshold value, the offset error is not updated, so there is no possibility of impairing the high response of the primary current calculation.

(第3実施形態)
次に、第3実施形態に係る制御装置40について、第1実施形態と異なる点を図20及び図21を参照して説明する。第2実施形態に係る制御装置40は、推定部53による相電流値の推定手法が異なる。
(Third embodiment)
Next, a difference between the control device 40 according to the third embodiment and the first embodiment will be described with reference to FIGS. 20 and 21. The control device 40 according to the second embodiment is different in the estimation method of the phase current value by the estimation unit 53.

図21に示すように、回転位置センサ33により検出される回転位置θの0〜360°と、いずれかの相の相電流の位相の0〜360°とが同期している場合、回転位置θの検出値と相電流値の検出値とから、相電流の最大振幅Aを推定できる。最大振幅Aが推定されれば、各演算角における相電流値を推定できる。そこで、制御装置40は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ33により検出される回転位置θとが、同期しているか否か判定する。   As shown in FIG. 21, when the rotational position θ detected by the rotational position sensor 33 is 0 to 360 ° and the phase current phase of any phase is 0 to 360 °, the rotational position θ From the detected value and the detected value of the phase current value, the maximum amplitude A of the phase current can be estimated. If the maximum amplitude A is estimated, the phase current value at each calculation angle can be estimated. Therefore, the control device 40 determines whether or not the phase of any phase current and the rotational position θ detected by the rotational position sensor 33 are synchronized.

推定部53は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ33により検出される回転位置θとが、同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値と、回転位置センサ33により検出された回転位置θとに基づいて、相電流の最大振幅Aを算出する。本実施形態では、V相の相電流の位相と回転位置θとが同期しているとする。   The estimation unit 53 detects the phase current value at a predetermined calculation angle when it is determined that the phase current phase of any phase and the rotational position θ detected by the rotational position sensor 33 are synchronized. Based on the value and the rotational position θ detected by the rotational position sensor 33, the maximum amplitude A of the phase current is calculated. In the present embodiment, it is assumed that the phase of the V-phase current and the rotational position θ are synchronized.

以下、相電流値の検出値からdq電流を算出する処理手順について、図20のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置40が、演算角ごとに繰り返し実行する。   Hereinafter, a processing procedure for calculating the dq current from the detected value of the phase current value will be described with reference to the flowchart of FIG. This processing procedure is repeatedly executed by the control device 40 for each calculation angle.

まず、S30〜S32では、S10〜S12と同様の処理を行う。続いて、電流センサ31により検出されたV相の相電流値Iv(θ[n])、及び回転位置センサ33により検出された回転位置θを取得する(S33)。   First, in S30 to S32, the same processing as S10 to S12 is performed. Subsequently, the V-phase phase current value Iv (θ [n]) detected by the current sensor 31 and the rotational position θ detected by the rotational position sensor 33 are acquired (S33).

続いて、S33で取得した相電流値Iv(θ[n])及び回転位置θと、Iv(θ[n])=A[n]・sinθ[n]の式から、最大振幅A[n]を算出する(S34)。続いて、直近の演算角において算出したm個(mは自然数)の振幅A[n]、A[n−1]、…を平均して、振幅A_avを算出する(S35)。なお、m=1でもよい。すなわち、S34で算出した最大振幅A[n]をそのまま振幅A_avとしてもよい。   Subsequently, the maximum amplitude A [n] is calculated from the phase current value Iv (θ [n]) and the rotational position θ acquired in S33 and the equation of Iv (θ [n]) = A [n] · sin θ [n]. Is calculated (S34). Subsequently, the amplitude A_av is calculated by averaging the m amplitudes A [n], A [n−1],... (M is a natural number) calculated at the latest calculation angle (S35). In addition, m = 1 may be sufficient. That is, the maximum amplitude A [n] calculated in S34 may be used as the amplitude A_av as it is.

続いて、S35で算出した振幅A_avを用いて、電気角1周期にわたる演算角における各相の相電流値Iue,Ive,Iweをそれぞれ算出する(S36)。   Subsequently, using the amplitude A_av calculated in S35, phase current values Iue, Ive, and Iwe of each phase at the calculation angle over one electrical angle cycle are calculated (S36).

続いてS37及びS38では、S16及びS17と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。なお、本処理手順には、第1実施形態の処理手順の変形例を適宜適用してもよい。   Subsequently, in S37 and S38, the same processing as in S16 and S17 is performed. This process is complete | finished above. Note that a modified example of the processing procedure of the first embodiment may be appropriately applied to this processing procedure.

以上説明したい第2実施形態によれば、最低限1組の相電流値の検出値と回転位置θの検出値に基づいて1次電流値を算出できるため、トルク指令値Trq*に対する応答性を向上させることができる。   According to the second embodiment to be described above, since the primary current value can be calculated based on at least one set of detected phase current values and the detected value of the rotational position θ, the responsiveness to the torque command value Trq * is improved. Can be improved.

(他の実施形態)
・フーリエ係数は、電気角k周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角k周期にわたって積算して算出してもよい。この場合、電気角1/2,1,3/2,…m/2周期(m≦k)のいずれかにわたる相電流値の検出値を、繰り返し並進反転させて、残りの(k−m/2)周期にわたる相電流値を推定すればよい。例えば、k=3の場合は、電気角半周期、電気角1周期、電気角3/2周期のいずれかにわたる相電流の検出値から、残りの電気角5/2周期、電気角2周期、電気角3/2周期にわたる相電流値を推定すればよい。
(Other embodiments)
The Fourier coefficient may be calculated by integrating calculated values based on the phase current value over the electrical angle k cycle over the electrical angle k cycle. In this case, the detected value of the phase current value over one of the electrical angles 1/2, 1, 3/2,..., M / 2 period (m ≦ k) is repeatedly translated and inverted, and the remaining (k−m / 2) What is necessary is just to estimate the phase current value over a period. For example, in the case of k = 3, from the detected value of the phase current over one of the electrical angle half cycle, electrical angle 1 cycle, electrical angle 3/2 cycle, the remaining electrical angle 5/2 cycle, electrical angle 2 cycle, What is necessary is just to estimate the phase current value over the electrical angle 3/2 period.

・電流センサにより3相の相電流をそれぞれ検出してもよい。この場合、図12のフローチャートにおいて、S13の処理で、3相の相電流値の検出値をそれぞれ取得し、S14の処理を省略する。   -Each of the three-phase phase currents may be detected by a current sensor. In this case, in the flowchart of FIG. 12, the detected values of the three-phase phase current values are respectively acquired in the process of S13, and the process of S14 is omitted.

・電流センサ31,32による相電流値の検出タイミングと、演算角とは同期していなくてもよい。この場合、相電流値の検出値を線形補完して、演算角のタイミングにおける相電流値の検出値を算出し、フーリエ係数の演算に用いればよい。   The detection timing of the phase current value by the current sensors 31 and 32 and the calculation angle may not be synchronized. In this case, the detected value of the phase current value is linearly complemented, the detected value of the phase current value at the calculation angle timing is calculated, and used for the calculation of the Fourier coefficient.

20…インバータ、30…MG、31,32…電流センサ、33…回転位置センサ、40…制御装置。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 ... Inverter, 30 ... MG, 31, 32 ... Current sensor, 33 ... Rotation position sensor, 40 ... Control apparatus.

Claims (7)

3相の交流回転電機(30)と、前記交流回転電機を駆動するインバータ(20)と、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサ(31,32)と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置(40)であって、
電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記電気角k周期のうちの電気角m/2周期(mはm≦kの自然数)にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角k周期のうちの残りの電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角k周期にわたる前記相電流値とする推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、
算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、
算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。
A three-phase AC rotating electric machine (30), an inverter (20) that drives the AC rotating electric machine, and a current sensor (31, 32) that detects a phase current value of at least one phase of the AC rotating electric machine. An AC rotating electrical machine control device (40) applied to a rotating electrical machine system,
A calculation angle setting unit that sets a calculation angle by dividing an electrical angle k cycle (k is a natural number) into N (N is a natural number);
Based on the detected value of the phase current value at the calculation angle over the electrical angle m / 2 period (m is a natural number of m ≦ k) of the electrical angle k period, the remaining electricity of the electrical angle k period Estimating the phase current value at the calculation angle over an angular (k−m / 2) period, and combining the detected value and the estimated value of the phase current value to make the phase current value over the electrical angle k period And
A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating calculated values based on the phase current values of a predetermined phase over the electrical angle k period for each calculation angle;
A primary current calculation unit for calculating a primary current value based on the calculated primary component of the Fourier coefficient;
A dq current calculation unit for calculating a d-axis current value and a q-axis current value by performing dq conversion on the calculated primary current value;
An operation unit that operates a plurality of switching elements constituting the inverter so that a control amount based on the calculated d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount;
A control device for an AC rotating electrical machine.
前記電気角k周期は電気角1周期であり、
前記推定部は、電気角半周期にわたる演算角における前記相電流値の検出値を、電気角180°ずらすとともに相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させて、前記電気角1周期のうちの残りの電気角半周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する請求項1に記載の交流回転電機の制御装置。
The electrical angle k period is one electrical angle period;
The estimation unit shifts the detected value of the phase current value at the calculation angle over the electrical angle half cycle with respect to the central axis passing through the center in the amplitude direction of the phase current while shifting the electrical angle by 180 °, so that the electrical angle 1 The control apparatus for an AC rotating electrical machine according to claim 1, wherein the phase current value at the calculation angle over the remaining electrical angle half cycle of the cycle is estimated.
前記電流センサは、1相のみに流れる相電流値を検出し、
前記推定部は、前記電気角m/2周期にわたる前記演算角における前記1相の前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角(k−m/2)周期にわたる前記演算角における前記1相の前記相電流値、及び前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記1相と異なる相の前記相電流値を推定する請求項1又は2に記載の交流回転電機の制御装置。
The current sensor detects a phase current value flowing in only one phase,
The estimation unit is configured to determine the 1 in the calculation angle over the electrical angle (km−2) period based on the detected value of the phase current value of the one phase in the calculation angle over the electrical angle m / 2 period. The control apparatus for an AC rotating electrical machine according to claim 1 or 2, wherein the phase current value of a phase and the phase current value of a phase different from the one phase at the calculation angle over the electrical angle k period are estimated.
前記推定部は、前記1相の前記相電流値の検出値及び推定値を、電気角120°ずらして、前記異なる相の前記相電流値を推定する請求項3に記載の交流回転電機の制御装置。   The control of the AC rotating electric machine according to claim 3, wherein the estimation unit estimates the phase current value of the different phase by shifting the detected value and the estimated value of the phase current value of the one phase by an electrical angle of 120 °. apparatus. 前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づく算出値を積算して0次成分のフーリエ係数を算出し、算出した0次成分のフーリエ係数に基づいて、前記相電流値の検出値のオフセット誤差を算出するオフセット誤差算出部と、
前記相電流値の検出値を、算出された前記オフセット誤差を用いて補正する補正部と、を備える請求項1〜4のいずれか1項に記載の交流回転電機の制御装置。
The calculated value based on the detected value of the phase current value in the calculation angle over the electrical angle k period is integrated to calculate a zero-order component Fourier coefficient, and the phase current is calculated based on the calculated zero-order component Fourier coefficient. An offset error calculation unit for calculating an offset error of the detected value of the value;
The control device for an AC rotating machine according to claim 1, further comprising: a correction unit that corrects the detected value of the phase current value using the calculated offset error.
前記オフセット誤差算出部は、所定期間における前記交流回転電機のトルクの変化量が閾値以下である場合には、前記オフセット誤差を算出した前記オフセット誤差に更新し、前記変化量が閾値を超える場合には、前記オフセット誤差を前回の演算時の値に維持する請求項5に記載の交流回転電機の制御装置。   The offset error calculation unit updates the offset error to the calculated offset error when the amount of change in torque of the AC rotating electric machine during a predetermined period is equal to or less than a threshold, and when the amount of change exceeds the threshold The control device for an AC rotating electrical machine according to claim 5, wherein the offset error is maintained at a value at the time of the previous calculation. 3相の交流回転電機(30)と、前記交流回転電機を駆動するインバータ(20)と、前記交流回転電機の少なくとも1相の相電流値を検出する電流センサ(31,32)と、前記交流回転電機の回転子の回転位置を検出する回転位置センサ(33)と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置(40)であって、
電気角k周期(kは自然数)をN個(Nは自然数)に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角k周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角k周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の1次成分に基づいて、1次電流値を算出する1次電流算出部と、
算出された前記1次電流値をdq変換してd軸電流値及びq軸電流値を算出するdq電流算出部と、
算出された前記d軸電流値及び前記q軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。
A three-phase AC rotating electric machine (30), an inverter (20) for driving the AC rotating electric machine, a current sensor (31, 32) for detecting a phase current value of at least one phase of the AC rotating electric machine, and the AC An AC rotating electrical machine control device (40) applied to a rotating electrical machine system comprising a rotational position sensor (33) for detecting a rotational position of a rotor of the rotating electrical machine,
A calculation angle setting unit that sets a calculation angle by dividing an electrical angle k cycle (k is a natural number) into N (N is a natural number);
When it is determined that the phase of the phase current and the rotational position of the rotational position sensor are synchronized, based on the detected value of the phase current value and the detected value of the rotational position at a predetermined calculation angle, An estimator that calculates a maximum amplitude of the phase current and estimates the phase current value at the calculation angle over the electrical angle k period from the calculated maximum amplitude;
A coefficient calculation unit that calculates a Fourier coefficient by integrating a calculated value based on an estimated value of the phase current value of a predetermined phase over the electrical angle k period for each calculation angle;
A primary current calculation unit for calculating a primary current value based on the calculated primary component of the Fourier coefficient;
A dq current calculation unit for calculating a d-axis current value and a q-axis current value by performing dq conversion on the calculated primary current value;
An operation unit that operates a plurality of switching elements constituting the inverter so that a control amount based on the calculated d-axis current value and the q-axis current value follows a target value of the control amount;
A control device for an AC rotating electrical machine.
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