JP2016051545A - Led driving device and led lighting device using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＬＥＤ駆動装置及びこれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。 The present invention relates to an LED driving device and an LED lighting device using the same.
ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）素子は、液晶表示装置のバック
ライト、或いは街路灯等の照明器具の光源として利用され始めている。特に、白熱電球や
蛍光灯を代替する照明器具として、白色ＬＥＤ素子を用いた蛍光灯型又は電球型のＬＥＤ
照明装置の開発が進められている。このようなＬＥＤ照明装置を構成するＬＥＤ駆動装置
は、ＬＥＤ素子に所望の電力を精度良く供給することが求められる。
特許文献１には、調光レベルが低い場合でも安定した調光制御を行うことができるＬＥＤ点灯装置が開示されている。
また、ＬＥＤ駆動装置においても、電源効率とＥＭＩノイズ低減等の目的により、図７に示す擬似共振方式の電源が採用されている。
An LED (Light Emitting Diode) element has begun to be used as a light source for a backlight of a liquid crystal display device or a lighting fixture such as a street lamp. In particular, as a lighting fixture that replaces incandescent bulbs and fluorescent lamps, fluorescent or bulb-type LEDs using white LED elements
Lighting devices are being developed. The LED driving device constituting such an LED lighting device is required to supply desired power to the LED element with high accuracy.
Patent Document 1 discloses an LED lighting device that can perform stable dimming control even when the dimming level is low.
Also in the LED driving device, a quasi-resonant power source shown in FIG. 7 is employed for the purpose of power source efficiency and EMI noise reduction.
特許文献１で提案された回路構成では降圧チョッパ回路のインダクタ電流Ｉ１の検出値と閾値Ｖｓとの比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミングを決定し、調光レベルに基づいて、スイッチング素子Ｑ１がオンする周期を長くするものである。従って、特許文献１の図２に示されているように調光レベルが低い程、発振周波数は調光レベルが高い場合に比較して低い周波数になる。
逆にとらえるならば、調光レベルが高い（重負荷）程、発振周波数が高くなるので、調光レベルと比例する負荷電流と発振周波数の増加により、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が増加する点が問題であると考えられる。
In the circuit configuration proposed in Patent Document 1, the OFF timing of the switching element Q1 is determined based on the comparison result between the detected value of the inductor current I1 of the step-down chopper circuit and the threshold value Vs, and the switching element is determined based on the dimming level. The cycle in which Q1 is turned on is lengthened. Therefore, as shown in FIG. 2 of Patent Document 1, the lower the dimming level is, the lower the oscillation frequency is compared to when the dimming level is high.
Conversely, since the oscillation frequency becomes higher as the dimming level is higher (heavy load), the switching loss of the switching element Q1 increases as the load current proportional to the dimming level and the oscillation frequency increase. It seems to be a problem.
また、図７に示す従来の擬似共振方式のＬＥＤ電源は、図８（ｂ）に示すように調光レベルが低い（軽負荷）程、発振周波数が上昇してしまう。発振周波数の上昇により、最小オン幅以下の制御になると間欠発振に転じる等、発振周波数が不安定になり、結果としてＬＥＤ照明の照度がチラツクという欠点が発生する。
軽負荷時の発振周波数の上昇を抑制するためにスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧のボトム（底）を検出して、ターンオンさせるタイミングを次以降のボトムで行う擬似共振方式のボトムスキップ制御方式もあるが、図８（ｃ）に示すように調光レベルが低い軽負荷条件において、ボトムスキップさせる回数が安定するとは限らない。負荷に変動が無い条件下でボトムスキップさせる回数が一定しないと、ＬＥＤ照明の照度のチラツキが発生してしまう。
Further, in the conventional quasi-resonant LED power source shown in FIG. 7, as the dimming level is lower (light load) as shown in FIG. 8B, the oscillation frequency increases. Due to the increase in the oscillation frequency, the oscillation frequency becomes unstable, such as switching to intermittent oscillation when the control is less than the minimum on-width, and as a result, the illuminance of the LED illumination flickers.
There is also a quasi-resonant bottom skip control method that detects the bottom of the drain-source voltage of the switching element to suppress the rise of the oscillation frequency at light load and performs turn-on timing at the bottom after the next However, as shown in FIG. 8C, the number of bottom skips is not always stable under light load conditions where the dimming level is low. If the number of times of bottom skipping is not constant under the condition that there is no fluctuation in the load, flickering of the illuminance of the LED illumination will occur.
上記問題に鑑み、本発明は、高効率で小型化を可能とする擬似共振方式の特長を生かしながら、その欠点であるＬＥＤ駆動装置としての照度のチラツキ要因を解決することを課題とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to solve the flicker factor of illuminance as an LED driving device, which is a drawback thereof, while taking advantage of the quasi-resonant method that enables high efficiency and downsizing.
上記課題を解決するために、本発明の一態様によれば、直流電源の両端子間に、スイッチング素子とリアクトルが直列に接続され、
前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる制御回路と、
平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
前記制御回路は、前記リアクトルの電圧信号を得て、前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングを検出してオン駆動させ、
外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させる機能を備えることを特徴とする。
In order to solve the above problem, according to one aspect of the present invention, a switching element and a reactor are connected in series between both terminals of a DC power source,
A control circuit for driving the switching element on and off;
A parallel circuit in which a smoothing capacitor and an LED load composed of a plurality of LED elements are connected in parallel;
A diode and a resistor connected in series with the parallel circuit, and a circuit connected between both terminals of the reactor;
The control circuit obtains the voltage signal of the reactor, detects the timing when the voltage of the switching element becomes bottom, and drives it on,
In accordance with an external dimming level signal, the switching device is provided with a function of extending the off time for driving the switching device to be turned on and off, and delaying the switching device voltage from the bottom.
本発明によると、擬似共振方式の制御方法において、調光信号に合わせてスイッチングオフ期間を拡張させることにより、調光レベルが低い（軽負荷）条件での発振周波数上昇の抑制と発振周波数の変動量を安定させることが可能になる。これにより、調光レベルが低い（軽負荷）条件でＬＥＤ照度のチラツキを確実に防止できる。 According to the present invention, in the control method of the quasi-resonant method, the switching off period is extended in accordance with the dimming signal, thereby suppressing the increase of the oscillation frequency and the fluctuation of the oscillation frequency under the condition that the dimming level is low (light load). It becomes possible to stabilize the amount. Thereby, flickering of the LED illuminance can be reliably prevented under the condition that the dimming level is low (light load).
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動装置の基本構成を示す図である。また、図７に、従来技術の擬似共振方式のＬＥＤ駆動装置の基本構成図を示す。
従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態との違いは、擬似共振のターンオンのタイミングを検出するためのボトム検出回路が異なる。具体的には、従来技術の図７のダイオードＤ２、抵抗Ｒ３を削除して、ＯＦＦ時間拡張回路６を本発明の実施形態は追加している。
図１に示す基本構成は、交流入力電源１に接続されたラインフィルター２を介して整流器ＤＢ１で直流電圧に整流し、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１で構成されたラインフィルターを介して、集積回路Ｚ１に内蔵されたＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１、リアクトルＬ２の直列回路に接続されている。また、抵抗Ｒ１とリアクトルＬ２の直列回路に、抵抗Ｒ２，ダイオードＤ３、及び平滑コンデンサＣ３が直列に接続され、平滑コンデンサＣ３には負荷（ＬＥＤ）が並列接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソース端子間には、電圧共振コンデンサＣ２が接続されている。
また、集積回路Ｚ１のＶｒｅｆ端子（５ピン）には、調光レベルのパルス信号ＤＩＭをＬＥＤ駆動装置の信号に変換する調光レベル信号変換回路４が接続されている。
(Embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of an LED driving device according to an embodiment of the present invention. FIG. 7 shows a basic configuration diagram of a conventional quasi-resonant LED driving device.
The difference between the prior art quasi-resonance method and the embodiment of the present invention is that a bottom detection circuit for detecting the turn-on timing of quasi-resonance is different. Specifically, the diode D2 and the resistor R3 in FIG. 7 of the prior art are deleted, and the OFF time extension circuit 6 is added in the embodiment of the present invention.
The basic configuration shown in FIG. 1 is rectified to a DC voltage by a rectifier DB1 via a line filter 2 connected to an AC input power supply 1, and is integrated into an integrated circuit Z1 via a line filter constituted by a reactor L1 and a capacitor C1. The built-in MOSFET Q1, resistor R1, and reactor L2 are connected to a series circuit. A resistor R2, a diode D3, and a smoothing capacitor C3 are connected in series to a series circuit of the resistor R1 and the reactor L2, and a load (LED) is connected in parallel to the smoothing capacitor C3. A voltage resonant capacitor C2 is connected between the drain and source terminals of the MOSFET Q1.
Further, a dimming level signal conversion circuit 4 for converting the dimming level pulse signal DIM into a signal of the LED driving device is connected to the Vref terminal (5 pin) of the integrated circuit Z1.
ＬＥＤ駆動装置３は、整流器ＤＢ１で直流電圧に整流された電圧を、集積回路Ｚ１のＭＯＳＦＥＴＱ１をオンオフスイッチングし、リアクトルＬ２に抵抗Ｒ１を介して印加する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンによりリアクトルＬ２に電流が流れ、励磁する。次に、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフすると、リアクトルＬ２の電流は平滑コンデンサＣ３と負荷（ＬＥＤ）の並列回路とダイオードＤ３、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介して流れる。これにより平滑コンデンサＣ３と負荷（ＬＥＤ）に電力が供給され、負荷であるＬＥＤが発光する。ここで、抵抗Ｒ２の電圧降下を集積回路Ｚ１のＩｓｅｎ端子で検出し、抵抗Ｒ２の平均電圧値が調光レベルＶｒｅｆに相関する値になるように、集積回路Ｚ１の制御回路ｃｏｎｔを介してＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフ制御がされ、負荷であるＬＥＤの調光が行われる。
抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる電流を検出する抵抗であって、抵抗Ｒ１の電圧降下は集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子に抵抗Ｒ４を介して入力される。ＭＯＳＦＥＴＱ１に過電流が流れた場合には、集積回路Ｚ１の制御回路ｃｏｎｔはＭＯＳＦＥＴＱ１のオンをターンオフさせる。また、集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子には、図１のＯＦＦ時間拡張回路６が接続され、擬似共振制御におけるターンオン信号を入力している。これは、リアクトルＬ２のＬ２−２巻線電圧がゼロクロスに到達、或いは拡張されたＯＦＦ時間が終了したことをＯＣＰ／ＢＤ端子に入力することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンオン制御を行わせている。
The LED driving device 3 switches on and off the MOSFET Q1 of the integrated circuit Z1 and applies the voltage rectified to a DC voltage by the rectifier DB1 to the reactor L2 via the resistor R1. When MOSFET Q1 is turned on, a current flows through reactor L2 to excite it. Next, when the MOSFET Q1 is turned off, the current of the reactor L2 flows through the parallel circuit of the smoothing capacitor C3 and the load (LED), the diode D3, and the resistors R2 and R1. Thereby, electric power is supplied to the smoothing capacitor C3 and the load (LED), and the LED as the load emits light. Here, the voltage drop of the resistor R2 is detected at the Isen terminal of the integrated circuit Z1, and the MOSFET Q1 is passed through the control circuit cont of the integrated circuit Z1 so that the average voltage value of the resistor R2 becomes a value correlated with the dimming level Vref. On / off control is performed, and light control of the LED as a load is performed.
The resistor R1 is a resistor that detects a current flowing through the MOSFET Q1, and the voltage drop of the resistor R1 is input to the OCP / BD terminal of the integrated circuit Z1 via the resistor R4. When an overcurrent flows through the MOSFET Q1, the control circuit cont of the integrated circuit Z1 turns off the MOSFET Q1. Further, the OFF time extension circuit 6 of FIG. 1 is connected to the OCP / BD terminal of the integrated circuit Z1, and a turn-on signal in pseudo resonance control is input. This causes the turn-on control of the MOSFET Q1 to be performed by inputting to the OCP / BD terminal that the L2-2 winding voltage of the reactor L2 has reached the zero cross or that the extended OFF time has ended.
調光レベル信号変換回路４は、調光レベルのパルス信号ＤＩＭを整流器ＤＢ２を介して信号の極性を固定してフォトカプラダイオードＰＣ１に印加する。抵抗Ｒ１３、ツェナーダイオードＺＤ１は電圧クランプ回路を構成し、フォトカプラダイオードＰＣ１に過電圧が入力されるのを保護する。
フォトカプラトランジスタＰＣ１は、フォトカプラダイオードＰＣ１のパルス信号を受けてトランジスタＱ２のベース電流を供給する。トランジスタＱ２は調光レベルのパルス信号ＤＩＭに応じてオンオフし、電源Ｒｅｇ電圧をコンデンサＣ１０に抵抗Ｒ７，Ｒ８を介して充電及び抵抗Ｒ８を介しての放電を行う。これによりコンデンサＣ１０には調光レベルのパルス信号ＤＩＭの平均値に相当する電圧が発生し、抵抗Ｒ６を介して、調光レベルＶｒｅｆとして集積回路Ｚ１に入力される。
The dimming level signal conversion circuit 4 applies the dimming level pulse signal DIM to the photocoupler diode PC1 with the signal polarity fixed via the rectifier DB2. The resistor R13 and the Zener diode ZD1 constitute a voltage clamp circuit, and protects an overvoltage input to the photocoupler diode PC1.
The photocoupler transistor PC1 receives the pulse signal of the photocoupler diode PC1 and supplies the base current of the transistor Q2. The transistor Q2 is turned on / off in response to the dimming level pulse signal DIM, and the power supply Reg voltage is charged to the capacitor C10 through the resistors R7 and R8 and discharged through the resistor R8. As a result, a voltage corresponding to the average value of the pulse signal DIM at the dimming level is generated in the capacitor C10, and is input to the integrated circuit Z1 as the dimming level Vref through the resistor R6.
以下に本実施形態で構成されるＬＥＤ駆動装置の制御方法について図１〜図４を用いて詳細に述べる。
ここで、図１に本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動装置の基本構成を示し、図２はＯＦＦ時間拡張回路６の回路構成図の一例を示す。また、図３は、調光レベルと調光比及びＯＦＦ時間拡張との相関図を示し、図４は、実施形態に係る各部シーケンス図を示す。
本実施形態で構成されるＬＥＤ駆動装置３は、擬似共振方式を構成するが、図３に示すように調光レベルＶｒｅｆの１／２レベルを境にして、調光レベルが低い条件（暗）で集積回路Ｚ１のＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングＯＦＦ時間の拡張を調光レベルに応じて行う。
ＯＦＦ時間の拡張を行うことで擬似共振動作が外れてしまうが、調光レベルが低い条件、すなわち軽負荷条件での擬似共振方式の発振周波数が増加に転じることを抑制することができる。これにより、調光レベルが低い条件でのＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング損失の増加は相殺される傾向にある。
また、調光レベルが高い条件（明）では擬似共振動作が行われるため、従来通りの効率を維持することが可能である。
ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルの設定は、図２に示すＯＦＦ時間拡張回路４の電圧Ｎ倍変換部で決定される。図３で示した調光レベルＶｒｅｆの１.５Ｖ設定は、電圧Ｎ倍変換部で調光レベルＶｒｅｆ電圧を２倍に設定することで得られる。即ち、電圧Ｎ倍変換部の倍率Ｎを２倍に設定することにより、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを最大入力電圧３Ｖの１／２に調整することができる。
ここで、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルの設定方法を以下に説明する。まず、ＯＦＦ時間の拡張を開始したい調光レベルを、調光レベルＶｒｅｆの最大入力電圧（３Ｖ）に対して１／Ｎ倍（Ｎ＝２）の値と規定する。次に、調光レベルＶｒｅｆの最大入力電圧（３Ｖ）を抵抗Ｒ８０と抵抗Ｒ８１で分圧した電圧、即ちオペアンプ６１の非反転端子電圧が、シャントレギュレータＺ６０のリファレンス電圧ＶＺ６０のＮ倍（Ｎ＝２）となるように抵抗Ｒ６２、Ｒ６３を含めて設定する。
ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを１／２とすることを例示するならば、リファレンス電圧ＶＺ６０を２．５Ｖし、抵抗Ｒ６０、Ｒ６１の抵抗分圧比を８０％とする。これによりオペアンプ６１の非反転端子電圧の最大値は２．５Ｖになる。また、抵抗Ｒ６２、Ｒ６３の値を同じ抵抗値とすれば、オペアンプ６１の増幅率はＮ＝２倍になる。ここで、調光レベルＶｒｅｆが１．５Ｖ以上の場合のオペアンプ６１の出力電圧は２．５Ｖでクランプされる。また、調光レベルＶｒｅｆが１．５Ｖ未満の場合のオペアンプ６１の出力電圧は、２．５Ｖ未満の、非反転端子電圧に入力される２倍の電圧が出力されることになる。
以上の設定方法により、ＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベルを調整することが可能になる。
Hereinafter, a method for controlling the LED driving device configured in this embodiment will be described in detail with reference to FIGS.
Here, FIG. 1 shows a basic configuration of an LED drive device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows an example of a circuit configuration diagram of an OFF time extension circuit 6. FIG. 3 shows a correlation diagram between the dimming level, the dimming ratio, and the OFF time extension, and FIG. 4 shows a sequence diagram of each part according to the embodiment.
The LED drive device 3 configured in the present embodiment constitutes a quasi-resonant method, but as shown in FIG. 3, a condition where the dimming level is low (dark) at the half level of the dimming level Vref as shown in FIG. Thus, the switching OFF time of the MOSFET Q1 of the integrated circuit Z1 is extended according to the dimming level.
Although the quasi-resonant operation is deviated by extending the OFF time, it is possible to suppress the quasi-resonant oscillation frequency from being increased under conditions where the dimming level is low, that is, under light load conditions. As a result, the increase in the switching loss of the MOSFET Q1 under the condition that the dimming level is low tends to be offset.
In addition, since the quasi-resonant operation is performed under the condition where the light control level is high (bright), it is possible to maintain the conventional efficiency.
The setting of the dimming level for starting the extension of the OFF time is determined by the voltage N-times conversion unit of the OFF time extension circuit 4 shown in FIG. The setting of 1.5V for the dimming level Vref shown in FIG. 3 is obtained by setting the dimming level Vref voltage to double by the voltage N-times conversion unit. That is, by setting the magnification N of the voltage N-times conversion unit to 2 times, it is possible to adjust the dimming level for starting the extension of the OFF time to ½ of the maximum input voltage 3V.
Here, a method of setting the light control level for starting the extension of the OFF time will be described below. First, the dimming level at which the expansion of the OFF time is desired is defined as a value 1 / N times (N = 2) with respect to the maximum input voltage (3 V) of the dimming level Vref. Then, the maximum input voltage (3V) the resistance R80 and the voltage divided by the resistors R81 dimming level Vref, i.e. non-inverting terminal voltage of the operational amplifier 61, the reference voltage V Z60 of the shunt regulator Z60 N times (N = 2) including the resistors R62 and R63.
To exemplify that the dimming level for starting the extension of the OFF time is halved, the reference voltage VZ60 is set to 2.5 V, and the resistance voltage dividing ratio of the resistors R60 and R61 is set to 80%. As a result, the maximum value of the non-inverting terminal voltage of the operational amplifier 61 becomes 2.5V. Further, if the resistors R62 and R63 have the same resistance value, the amplification factor of the operational amplifier 61 is N = 2 times. Here, when the dimming level Vref is 1.5V or more, the output voltage of the operational amplifier 61 is clamped at 2.5V. Further, when the dimming level Vref is less than 1.5V, the output voltage of the operational amplifier 61 is less than 2.5V, and is twice the voltage input to the non-inverting terminal voltage.
With the above setting method, it is possible to adjust the dimming level at which the extension of the OFF time starts.
次に、図２に示すように、ＯＦＦ時間拡張回路４は電圧Ｎ倍変換部、ＶＩ（電圧電流）変換部、拡張時間生成部、及びボトム検出部から構成されている。
電圧Ｎ倍変換部は、調光レベルの電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ６０、Ｒ６１で分圧し、オペアンプＯＰ６１の非反転端子に入力する。オペアンプＯＰ６１の反転端子には抵抗Ｒ６３の一端と抵抗Ｒ６２の一端とシャントレギュレータＺ６０のカソード・リファレンスが接続され、抵抗Ｒ６２の他端とシャントレギュレータＺ６０のアノードはＧＮＤに接地されている。また、抵抗Ｒ６３の他端はオペアンプＯＰ６１の出力端子に接続されている。
電圧Ｎ倍変換部は、調光レベルの電圧ＶｒｅｆをシャントレギュレータＺ６０のリファレンス電圧Ｖｚ６０に達するまでＮ倍に増幅する。リファレンス電圧Ｖｚ６０以上となる調光レベルの電圧Ｖｒｅｆが入力された場合、抵抗Ｒ６３とＲ６２の抵抗比×リファレンス電圧Ｖｚ６０でオペアンプＯＰ６１の出力電圧はクランプされる。この調光レベルの電圧ＶｒｅｆをＮ倍に増幅できる電圧が、前述のＯＦＦ時間の拡張を開始する調光レベル（１／Ｎ）に相当することになる。
電圧Ｎ倍変換部の出力電圧は、ＶＩ変換部に入力される。ＶＩ変換部は、抵抗Ｒ６４〜Ｒ６８、オペアンプＯＰ６２から構成され、電圧Ｎ倍変換部の出力電圧を電流変換してコンデンサＣ６１の一端へ出力する。
コンデンサＣ６１は、ＧＮＤと拡張時間生成部のコンパレータＣＰ６３の非反転端子間に接続され、また、コンデンサＣ６１の一端は、ダイオードＤ６０のアノードに接続されている。
拡張時間生成部は、コンデンサＣ６１、抵抗Ｒ６９〜Ｒ７２、コンパレータＣＰ６３、ダイオードＤ６１から構成されている。ここで、電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ６９、Ｒ７０の分圧比で決定される基準値ＶＲ７０と、コンデンサＣ６１の電圧ＶＣ６１をコンパレータＣＰ６３で比較してＯＦＦ時間の拡張時間を生成し、ダイオードＤ６１を介して集積回路Ｚ１のＯＣＰ／ＢＤ端子（３ピン）へ出力する。なお、抵抗Ｒ７１は、出力信号のチャタリングを防止する目的のヒステリシスを得るための抵抗である。
ボトム検出部は、ダイオードＤ６０、Ｄ６２、抵抗Ｒ７３〜Ｒ７８、コンパレータＣＰ６４から構成され、リアクトルＬ２の第２巻線Ｌ２−２の電圧Ｌ２−ｄを入力する。ボトム検出部は、リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧をダイオードＤ６２、抵抗Ｒ７３、Ｒ７４を介してコンパレータＣＰ６４の反転端子に入力し、非反転端子には、電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧が入力されている。
リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧が、抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧以上になると、コンパレータＣＰ６４の出力はＬレベルに反転し、ダイオードＤ６０を介してコンデンサＣ６１の充電電流を引き込む。これにより拡張時間生成部の出力からＨレベルの電圧がＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力される。集積回路Ｚ１は、拡張時間生成部の出力からの正極のバイアス電圧をＯＣＰ／ＢＤ端子で検出し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を維持する。
次に、リアクトルＬ２の電圧Ｌ２−ｄのフライバック電圧が、抵抗Ｒ７５、Ｒ７６の分圧電圧未満になると、コンパレータＣＰ６４の出力はＨレベルに反転し、ダイオードＤ６０を介してコンデンサＣ６１の充電電流を引き込んでいた状態から、解放状態に反転する。これにより、拡張時間生成部のコンデンサＣ６１は、ＶＩ変換部から調光レベルＶｒｅｆに応じた充電電流で充電される。コンデンサＣ６１の充電電圧が電源Ｒｅｇに接続された抵抗Ｒ６９、Ｒ７０の分圧比で決定される基準値ＶＲ７０を超えた時点で拡張時間生成部の出力からＬレベルの電圧がＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力される。これにより、集積回路Ｚ１は、拡張時間生成部の出力電圧がゼロになったことをＯＣＰ／ＢＤ端子で検出し、スイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。
なお、ここでいうＧＮＤは集積回路Ｚ１のＧＮＤ（１ピン）になり、図１で示されているようにフローティングとなる。
Next, as shown in FIG. 2, the OFF time extension circuit 4 includes a voltage N-times conversion unit, a VI (voltage current) conversion unit, an extension time generation unit, and a bottom detection unit.
The voltage N-fold conversion unit divides the dimming level voltage Vref by the resistors R60 and R61 and inputs the divided voltage to the non-inverting terminal of the operational amplifier OP61. One end of the resistor R63, one end of the resistor R62, and the cathode reference of the shunt regulator Z60 are connected to the inverting terminal of the operational amplifier OP61, and the other end of the resistor R62 and the anode of the shunt regulator Z60 are grounded to GND. The other end of the resistor R63 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP61.
The voltage N-fold conversion unit amplifies the dimming level voltage Vref N times until it reaches the reference voltage Vz60 of the shunt regulator Z60. When a dimming level voltage Vref that is equal to or higher than the reference voltage Vz60 is input, the output voltage of the operational amplifier OP61 is clamped by the resistance ratio of the resistors R63 and R62 × the reference voltage Vz60. The voltage that can amplify the dimming level voltage Vref N times corresponds to the dimming level (1 / N) at which the OFF time extension starts.
The output voltage of the voltage N-times conversion unit is input to the VI conversion unit. The VI conversion unit includes resistors R64 to R68 and an operational amplifier OP62. The VI conversion unit converts the output voltage of the voltage N-times conversion unit into a current and outputs it to one end of the capacitor C61.
Capacitor C61 is connected between GND and the non-inverting terminal of comparator CP63 of the extended time generator, and one end of capacitor C61 is connected to the anode of diode D60.
The extended time generation unit includes a capacitor C61, resistors R69 to R72, a comparator CP63, and a diode D61. Here, the reference value V R70 determined by the voltage dividing ratio of the resistors R69 and R70 connected to the power supply Reg and the voltage V C61 of the capacitor C61 are compared by the comparator CP63 to generate the extended time of the OFF time, and the diode D61 To the OCP / BD terminal (pin 3) of the integrated circuit Z1. The resistor R71 is a resistor for obtaining hysteresis for the purpose of preventing chattering of the output signal.
The bottom detection unit includes diodes D60 and D62, resistors R73 to R78, and a comparator CP64, and inputs the voltage L2-d of the second winding L2-2 of the reactor L2. The bottom detection unit inputs the flyback voltage of the voltage L2-d of the reactor L2 to the inverting terminal of the comparator CP64 via the diode D62 and the resistors R73 and R74, and the resistor R75 connected to the power supply Reg at the non-inverting terminal. , R76 divided voltage is input.
When the flyback voltage of the voltage L2-d of the reactor L2 becomes equal to or higher than the divided voltage of the resistors R75 and R76, the output of the comparator CP64 is inverted to L level, and the charging current of the capacitor C61 is drawn through the diode D60. As a result, an H level voltage is output from the output of the extended time generator to the OCP / BD terminal. The integrated circuit Z1 detects the positive bias voltage from the output of the extended time generator at the OCP / BD terminal, and maintains the switching element Q1 in the OFF state.
Next, when the flyback voltage of the voltage L2-d of the reactor L2 becomes less than the divided voltage of the resistors R75 and R76, the output of the comparator CP64 is inverted to H level, and the charging current of the capacitor C61 is changed via the diode D60. It reverses from the pulled-in state to the released state. As a result, the capacitor C61 of the extended time generation unit is charged with a charging current corresponding to the dimming level Vref from the VI conversion unit. When the charging voltage of the capacitor C61 exceeds the reference value VR70 determined by the voltage dividing ratio of the resistors R69 and R70 connected to the power supply Reg, an L level voltage is output from the output of the extended time generation unit to the OCP / BD terminal. Is done. As a result, the integrated circuit Z1 detects that the output voltage of the extended time generation unit has become zero at the OCP / BD terminal, and turns on the switching element Q1.
Here, the GND is the GND (1 pin) of the integrated circuit Z1 and is floating as shown in FIG.
次に、ＬＥＤ駆動装置の調光レベルに応じたＯＦＦ時間の拡張が行われる説明をする。図４には、上から順に、調光レベル電圧Ｖｒｅｆ、ボトム検出部の入力信号整流後電圧ＶＬ２d、拡張時間生成部のコンデンサＣ６１電圧ＶＣ６1、拡張時間生成部の出力信号（ＯＣＰ／ＢＤ端子へ出力する信号）を示している。
ここで、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが、時刻ｔ１の調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖから時刻ｔ１５近傍の調光レベルが低い条件（暗）＝０Ｖに至る過程での各部波形を示す。
まず、時刻ｔ１の調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖから時刻ｔ７の期間は、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部が生成する拡張時間はｄ１及びｄ２は等しく、拡張時間はゼロに近い値である。これは、調光レベル電圧Ｖｒｅｆを電圧Ｎ倍変換部及びＶＩ変換部を介して電流変換し、コンデンサＣ６１を調光レベルに応じた最大値で充電するのでＯＦＦ時間の拡張は、ほぼ行われないことを示している。
これに対して、時刻ｔ７から時刻ｔ１５の期間にかけて、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部が生成する拡張時間は、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが低下するごとに長くなることが分かる。これは、調光レベル電圧Ｖｒｅｆを電圧Ｎ倍変換部及びＶＩ変換部を介して電流変換するが、コンデンサＣ６１を調光レベルに応じた電流値で充電するので、調光レベル電圧Ｖｒｅｆが低くなるに従いコンデンサＣ６１電圧ＶＣ６1の充電電圧の上昇が緩やかになる。このコンデンサＣ６１電圧ＶＣ６1が拡張時間生成部のコンパレータＣＰ６３の非反転端子電圧ＶＲ７０に達するまでの時間がＯＦＦ時間拡張の時間に相当する。
Next, an explanation will be given of the extension of the OFF time according to the dimming level of the LED driving device. In FIG. 4, in order from the top, the dimming level voltage Vref, the input signal rectified voltage V L2d of the bottom detection unit, the capacitor C61 voltage V C61 of the extension time generation unit, the output signal (OCP / BD terminal) of the extension time generation unit Output signal).
Here, each part waveform in the process in which the dimming level voltage Vref reaches from the condition (bright) = 3V where the dimming level is high at time t1 to the condition (dark) = 0V where the dimming level near time t15 is low is 3V.
First, during the period from time t1 where the dimming level is high (bright) = 3V to time t7, the extension times generated by the extension time generator of the OFF time extension circuit 4 are equal to d1 and d2, and the extension time is zero. Close value. This is because the dimming level voltage Vref is converted into a current through the voltage N-fold conversion unit and the VI conversion unit, and the capacitor C61 is charged with the maximum value corresponding to the dimming level, so that the OFF time is hardly extended. It is shown that.
On the other hand, it can be seen that the extension time generated by the extension time generation unit of the OFF time extension circuit 4 increases as the dimming level voltage Vref decreases from the time t7 to the time t15. In this case, the dimming level voltage Vref is converted into a current via the voltage N-fold conversion unit and the VI conversion unit. However, since the capacitor C61 is charged with a current value corresponding to the dimming level, the dimming level voltage Vref is lowered. Accordingly, the rise in the charging voltage of the capacitor C61 voltage VC61 becomes moderate. The capacitor C61 voltage V C61 is time to reach the non-inverting terminal voltage V R70 of the comparator CP63 expansion time generation unit corresponds to the time of the OFF time extension.
図５（ａ）、（ｃ）に従来技術の擬似共振方式、図５（ｂ）、（ｄ）に本発明の実施形態の波形を示す。
図５（ａ）と（ｂ）は、調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖの調光比１００％時の従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の波形を比較したものである。前述したように、調光レベルが高い条件においては、ＯＦＦ時間拡張が行われないことが分かる。
次に、図５（ｃ）と（ｄ）は、調光レベルが低い条件（暗）＝０．６Ｖの調光比２０％時の従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の波形を比較したものである。前述したように、調光レベルが低い条件においては、ＯＦＦ時間拡張が行われ、ボトムでのオンタイミングは外れているが、発振周波数が従来技術の擬似共振方式と比べて２／３の値に抑制されていることが分かる。
なお、ＯＦＦ時間拡張回路４の拡張時間生成部において、調光レベルが高い条件（明）＝３Ｖの調光比１００％時であっても、図４で示すように拡張時間ｄ１はゼロではない。このため、ＯＦＦ時間拡張回路４のボトム検出部のボトム検出値を、従来技術の擬似共振方式よりも早い段階で検出する値に予め補正しておくことが望ましい。
5A and 5C show the quasi-resonance method of the prior art, and FIGS. 5B and 5D show the waveforms of the embodiment of the present invention.
FIGS. 5A and 5B compare the waveforms of the prior art quasi-resonance method and the embodiment of the present invention when the dimming ratio is 100% when the dimming level is high (bright) = 3V. . As described above, it is understood that the OFF time extension is not performed under the condition where the dimming level is high.
Next, FIGS. 5C and 5D show the waveforms of the prior art quasi-resonant method and the embodiment of the present invention when the dimming ratio is 20% when the dimming level is low (dark) = 0.6V. It is a comparison. As described above, under the condition that the dimming level is low, the OFF time extension is performed and the ON timing at the bottom is off, but the oscillation frequency is 2/3 of the value of the conventional quasi-resonant method. It turns out that it is suppressed.
In the extension time generation unit of the OFF time extension circuit 4, even when the dimming level is high (bright) = 3 V and the dimming ratio is 100%, the extension time d1 is not zero as shown in FIG. . For this reason, it is desirable that the bottom detection value of the bottom detection unit of the OFF time extension circuit 4 is corrected in advance to a value that is detected at an earlier stage than the quasi-resonance method of the prior art.
図６に、従来技術の擬似共振方式と本発明の実施形態の、調光レベルの調光比と発振周波数との特性を比較した図を示す。本発明の実施形態は、従来技術の擬似共振方式と比べ、調光レベルが低い条件になるにしたがい、発振周波数の上昇が抑制されていることが分かる。
図６の特性図からは明らかにできないが、本発明の実施形態は、従来技術の擬似共振方式と比べ調光レベルが低い条件になっても発振動作が安定しているので、負荷であるＬＥＤの照度のチラツキを生じることは無い。
FIG. 6 is a diagram comparing the characteristics of the dimming ratio of the dimming level and the oscillation frequency between the prior art quasi-resonant method and the embodiment of the present invention. It can be seen that the embodiment of the present invention suppresses an increase in the oscillation frequency when the dimming level is low as compared with the prior art quasi-resonant method.
Although it cannot be clearly seen from the characteristic diagram of FIG. 6, the embodiment of the present invention has a stable oscillation operation even when the dimming level is low as compared with the quasi-resonant method of the prior art. There is no flickering of illuminance.
以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
例えば、ＯＦＦ時間拡張回路４に関数回路を加えて、図３に示した調光レベルとＯＦＦ時間拡張との相関を直線で変化させるのではなく、曲線状に変化させてもよい。
As mentioned above, although embodiment of this invention was described, the said embodiment is an illustration for actualizing the technical idea of this invention, Comprising: Each structure, combination, etc. are not specified to said thing. . The present invention can be implemented with various modifications without departing from the scope of the invention.
For example, a function circuit may be added to the OFF time extension circuit 4 so that the correlation between the dimming level and the OFF time extension shown in FIG.
以上のように、本発明に係るＬＥＤ駆動装置は、調光時にチラツキを抑制でき、ＬＥＤ照明器具に用いるのに好適である。従って、これを用いたＬＥＤ照明装置及びＬＥＤ照明器具などに利用可能である。 As described above, the LED driving device according to the present invention can suppress flicker during dimming and is suitable for use in an LED lighting apparatus. Therefore, it can be used for an LED lighting device and an LED lighting fixture using the same.
１ 交流電源
２ ラインフィルター
３ ＬＥＤ駆動装置
４ 調光レベル信号変換回路
５ 負荷（ＬＥＤ）
６ ＯＦＦ時間拡張回路
Ｃ１〜Ｃ１１ コンデンサ
ＣＰ６３、ＣＰ６４ コンパレータ
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ６０〜６１ ダイオード
ＤＢ１、ＤＢ２ 整流器
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
ＯＰ６１、ＯＰ６２ オペアンプ
ＰＣ１ フォトカプラ
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１３、Ｒ６０〜Ｒ７８ 抵抗
Ｒｅｇ 電源
Ｚ１ 集積回路
Ｚ６０ シャントレギュレータ
ＺＤ１ ツェナーダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Line filter 3 LED drive device 4 Dimming level signal conversion circuit 5 Load (LED)
6 OFF time expansion circuit C1 to C11 Capacitor CP63, CP64 Comparator D1 to D3, D60 to 61 Diode DB1, DB2 Rectifier L1, L2 Reactor OP61, OP62 Operational amplifier PC1 Photocoupler Q1 MOSFET
Q2 Transistors R1 to R13, R60 to R78 Resistor Reg Power supply Z1 Integrated circuit Z60 Shunt regulator ZD1 Zener diode
Claims (6)
前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる制御回路と、
平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
前記制御回路は、前記リアクトルの電圧信号を得て、前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングを検出してオン駆動させ、
外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させる機能を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。 A switching element and a reactor are connected in series between both terminals of the DC power supply,
A control circuit for driving the switching element on and off;
A parallel circuit in which a smoothing capacitor and an LED load composed of a plurality of LED elements are connected in parallel;
A diode and a resistor connected in series with the parallel circuit, and a circuit connected between both terminals of the reactor;
The control circuit obtains the voltage signal of the reactor, detects the timing when the voltage of the switching element becomes bottom, and drives it on,
In accordance with an external dimming level signal, the LED has a function of extending an off time for driving the switching element to be turned on and off and delaying the voltage of the switching element from the bottom to turn on the LED. Drive device.
前記スイッチング素子の両端子間にはコンデンサが並列に接続され、
前記スイッチング素子をオンオフ駆動させる擬似共振方式の制御回路と、
平滑コンデンサと複数のＬＥＤ素子からなるＬＥＤ負荷とが並列接続された並列回路と、
前記並列回路と直列にダイオードと抵抗が接続されて、前記リアクトルの両端子間に接続された回路とを有し、
外部からの調光レベル信号に応じて、前記スイッチング素子をオンオフ駆動するオフ時間を拡張して前記スイッチング素子の電圧がボトムになるタイミングよりも遅らせてオン駆動させるＯＦＦ時間拡張回路を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。 A switching element and a reactor are connected in series between both terminals of the DC power supply,
A capacitor is connected in parallel between both terminals of the switching element,
A quasi-resonant control circuit for driving the switching element on and off;
A parallel circuit in which a smoothing capacitor and an LED load composed of a plurality of LED elements are connected in parallel;
A diode and a resistor connected in series with the parallel circuit, and a circuit connected between both terminals of the reactor;
In accordance with a dimming level signal from the outside, an OFF time extending circuit that extends the off time for driving the on / off of the switching element and delays the switching element from turning on at the bottom timing is provided. LED drive device.
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