JP2011108529A - Led用電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができるLED用電源回路を提供する。
【解決手段】上記課題を解決するLED用電源回路10は、整流回路16とLED14に給電する駆動回路22とを備えており、駆動回路22は、スイッチング素子26と、一端がスイッチング素子26の第2端子26bに接続され、他端がゼロボルトライン20に接続された電流検出抵抗32と、電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34とを有しており、PWM回路36の比較回路42は、積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、積分電圧Vcが基準電圧Vrefに達したときにフリップフロップ38にリセット信号を出力してスイッチング素子26をオンにすることを特徴とする。
【選択図】図1
【解決手段】上記課題を解決するLED用電源回路10は、整流回路16とLED14に給電する駆動回路22とを備えており、駆動回路22は、スイッチング素子26と、一端がスイッチング素子26の第2端子26bに接続され、他端がゼロボルトライン20に接続された電流検出抵抗32と、電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34とを有しており、PWM回路36の比較回路42は、積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、積分電圧Vcが基準電圧Vrefに達したときにフリップフロップ38にリセット信号を出力してスイッチング素子26をオンにすることを特徴とする。
【選択図】図1
Description
本発明は、商用交流電源から出力された商用電圧を受け入れてLEDに点灯電流を供給するLED用電源回路に関する。
従来の白熱電球に比べて、消費電力が低く、かつ、長寿命といった長所を有する発光ダイオード(以下、「LED」という。)は、需要者のエコロジー意識の高まりとともに、省エネ対策のひとつとしてその使用範囲が急速に広まっている。
ところがLEDは商用電圧(例えば、60Hz、100V)よりも低い「直流」電圧で作動することから、商用電圧を用いてLEDを点灯する際には当該商用電圧を降圧・整流(=直流電圧に変換)あるいは整流・降圧してLEDに給電するLED用電源回路が必須となる。
このようなLED用電源回路として、先に商用交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧に変換し、然る後、当該直流電圧をスイッチング回路で降圧してLEDに供給するものが開発されている(例えば、特許文献1)。
また、特許文献1に記載された回路の他、図7に示すようなLED用電源回路1も開発されている。このLED用電源回路1は、商用交流電源2から出力された交流電圧Vi(図8(a)を参照)を整流して脈流の直流電圧Vdc(図8(c)を参照)にする整流回路3と、この直流電圧を受けてLED4に定電流を供給する定電流回路5とで構成されている。
定電流回路5は、高速ダイオード5aと、リアクタンス素子5bと、スイッチング素子5c(図では、MOSFETを使用している。)と、LED4に流れる電流を検出する電流検出抵抗5dと、電流検出抵抗5dに生じる電流検出電圧Vsを受けて基準電圧Vrefと比較する比較回路A、発振器B、およびフリップフロップCを有するPWM回路5e(例えば、Supertex社のLEDドライバーIC「HV9910」)とで構成されている。
発振器Bが作動してフリップフロップCがセットされる(フリップフロップCのセット端子Sに、発振器Bからセット信号が入力される)と、スイッチング素子5cのゲート5cgにオン信号が入力されて当該スイッチング素子5cがオンになる。
スイッチング素子5cがオンになったタイミングで、Vdc(+)、LED4、リアクタンス素子5b、スイッチング素子5c、電流検出抵抗5d、およびVdc(−)をこの順に通流して、図9(b)に示すように出力電流Ioが直線的に増加する(図中「X」部分)。
電流検出抵抗5dに流れる出力電流Ioが増加することによって電流検出抵抗5dに生じる電流検出電圧Vsが増加していき、当該電流検出抵抗Vsが基準電圧Vrefとに達すると、比較回路AからフリップフロップCのリセット端子Rにリセット信号が入力される。リセット端子Rにリセット信号が入力されることにより、当該フリップフロップCがリセットされ、スイッチング素子5cのゲートに対するオン信号が停止されて当該スイッチング素子5cがオフになる。この結果、LED4、リアクタンス素子5b、および高速ダイオード5aのループ回路が形成され(図7)、LED4に供給される出力電流Ioの電流値は直線的に減少していく(図9(b)中「Y」部分)。
発振器Bが作動してスイッチング素子5cがオンになってから所定の時間(この時間は発振器Bの作動周波数で決まる。)が経過した後、再び発振器Bが作動することによってフリップフロップCがセットされてスイッチング素子5cがオンになり、上述した動作が繰り返される。
ここで、LED4に流れる出力電流Ioのピーク値Io(max)(リップルを含む)は、基準電圧Vrefと電流検出抵抗5dの抵抗値Rsとを用いて下記式1のように表すことができ、VrefおよびRsが一定であることから、図8(d)に示すように、交流電圧Viの電圧値がゼロとなる前後を除いて定電流波形となり、当該定電流が供給されることによってLED4が点灯する。なお、図8(d)の薄墨部分は、発振器Bの作動周波数による高周波リップル成分を意味している。
Io(max) = Vref/Rs …式1
Io(max) = Vref/Rs …式1
ところで、このようなLED用電源回路1に入力される入力電流Iinは、図8(b)に示すように、交流電圧Viの半周期における最初と最後とのタイミングにおいてピークを有する、歪みの大きい(商用交流電圧Viにおけるサイン波形と比較したときに形状面での差が大きい)波形となる。これは、LED4に流れる出力電流Ioが、図8(d)に示すように、その半周期の最初において急激に立ち上がり、その後一定電流値を維持し、半周期の最後において急激に立ち下がるといった波形を示しており、出力電流Ioが急激に立ち上がったとき、あるいは急激に立ち下がったときに、入力電流Iinの値が大きくオーバーシュートするからである。
このようにLED用電源回路1に入力される入力電流Iinの波形における歪み(すなわち、交流電圧Viの波形に対する、入力電流Iinの波形の形状的な差異)が大きいということは、すなわち商用交流電源2から出力される電力(皮相電力)に対する有効電力の割合(=力率)が低いということである。力率が低いと有効電力よりも皮相電力が大きくなることから、LED用電源回路1に入力される入力電流Iinが大きくなり、商用交流電源2の給電能力に余裕が必要となる。
加えて、入力電流Iinの波形の歪みが大きくなると入力の高調波電流が増加し、高調波電流が流れると電源ラインに存在するインピーダンスによって電圧降下が発生し、結果として電源電圧が高調波を含んで歪むことになる。
このような「力率の低下」および「高調波電流の増加」に対して、従来は、以下のような対策が施されていた。
すなわち、「力率の低下」に対しては、商用交流電源2とLED用電源回路1との間にPFC(Power Factor Correction)などの力率改善回路を追加することによって対応していた。しかしながら、このような力率改善回路をLED用電源回路1に追加すると、LED用電源回路1の回路規模が大きくなってしまい、当該LED用電源回路1に対する小型化の要求(例えば、電源回路とLEDとを一体にパッケージして電源回路一体型LEDランプを構成したいといった要求。)に応えることができなかった。また、力率改善回路で発生する電力損失も無視することができなかった。
また、「高調波電流の増加」に対しては、整流回路3の二次側にある程度大きな平滑コンデンサを追加することにより、入力電流Iin波形における「極性が反転する直前に生じるピーク」を抑制して高調波電流を減少させていた。しかしながら、このような平滑コンデンサを追加すると、商用交流電源2の出力側に位相制御方式の調光器を配設してLED4を調光しようとした場合、整流回路3から出力される脈流の直流電圧を平滑しすぎて調光器で位相制御ができないことから調光動作ができない、あるいは調光動作が不安定になるといった問題があった。
本発明は、このような従来技術の問題点に鑑みて開発されたものである。それゆえに本発明の主たる課題は、力率改善回路や平滑コンデンサ等を追加することのない簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができ、さらに電力損失も低減させることによって効率を高めることのできるLED用電源回路を提供することにある。
請求項1に記載した発明は、「商用交流電源12から出力された交流電圧Viを整流して脈流の直流電圧Vdcにする整流回路16と、
前記整流回路16の二次側から延びるゼロボルトライン20、およびその先端がLED14のアノード側に接続された直流電圧供給ライン18と、
前記整流回路16から出力された前記直流電圧Vdcを受け、前記LED14に給電する駆動回路22とを備えており、
前記駆動回路22は、
LED14に給電するスイッチング素子26と、
LED14を流れる電流を検出してこれを電流検出電圧Vsとして出力する電流検出抵抗32と、
前記電流検出抵抗32から出力された電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34と、
前記スイッチング素子26に対してオン信号を出力した後、前記積分回路34からの出力を受けて前記積分回路34から出力された前記積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、前記積分電圧Vcが前記基準電圧Vrefに達したときに前記オン信号を停止することにより、前記スイッチング素子26をオンオフするPWM回路36とを備えていることを特徴とするLED用電源回路10」である。
前記整流回路16の二次側から延びるゼロボルトライン20、およびその先端がLED14のアノード側に接続された直流電圧供給ライン18と、
前記整流回路16から出力された前記直流電圧Vdcを受け、前記LED14に給電する駆動回路22とを備えており、
前記駆動回路22は、
LED14に給電するスイッチング素子26と、
LED14を流れる電流を検出してこれを電流検出電圧Vsとして出力する電流検出抵抗32と、
前記電流検出抵抗32から出力された電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34と、
前記スイッチング素子26に対してオン信号を出力した後、前記積分回路34からの出力を受けて前記積分回路34から出力された前記積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、前記積分電圧Vcが前記基準電圧Vrefに達したときに前記オン信号を停止することにより、前記スイッチング素子26をオンオフするPWM回路36とを備えていることを特徴とするLED用電源回路10」である。
請求項2に記載した発明は、請求項1に記載したLED用電源回路10をより具体的にしたものであり、「商用交流電源12から出力された交流電圧Viを整流して脈流の直流電圧Vdcにする整流回路16と、
前記整流回路16の二次側から延びるゼロボルトライン20、およびその先端がLED14のアノード側に接続された直流電圧供給ライン18と、
前記直流電圧供給ライン18を介して前記整流回路16から出力された前記直流電圧Vdcを受け、前記LED14に給電する駆動回路22とを備えており、
前記駆動回路22は、
第1端子26a、第2端子26b、およびオン信号入力端子26cを有しており、前記オン信号入力端子26cにオン信号が入力されている間、前記第1端子26aと前記第2端子26bとが互いに導通されるスイッチング素子26と、
カソード側が前記直流電圧供給ライン18に接続され、アノード側が前記スイッチング素子26の前記第1端子26aに接続された高速ダイオード28と、
一端が前記高速ダイオード28のアノード側および前記スイッチング素子26の間に接続され、他端が前記LED14のカソード側に接続されたリアクタンス素子30と、
一端が前記スイッチング素子26の前記第2端子26bに接続され、他端が前記ゼロボルトライン20に接続された電流検出抵抗32と、
前記電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34と、
前記積分回路34からの出力を受けて、前記スイッチング素子26の前記オン信号入力端子26cに所定のタイミングで前記オン信号を入力するPWM回路36とを備えており、
前記PWM回路36は、
所定の周期でセット信号を出力する発振器40と、
前記積分回路34から出力された前記積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、前記積分電圧Vcが前記基準電圧Vrefに達したときにリセット信号を出力する比較回路42と
セット端子S、リセット端子R、および出力端子Qを有しており、前記セット端子Sに前記発振器40からの前記セット信号が入力されると前記出力端子Qから前記スイッチング素子26の前記オン信号入力端子26cに前記オン信号の出力を開始し、前記リセット端子Rに前記比較回路42からの前記リセット信号が入力されると前記出力端子Qからの前記オン信号の出力を停止するフリップフロップ38とを有することを特徴とするLED用電源回路10」である。
前記整流回路16の二次側から延びるゼロボルトライン20、およびその先端がLED14のアノード側に接続された直流電圧供給ライン18と、
前記直流電圧供給ライン18を介して前記整流回路16から出力された前記直流電圧Vdcを受け、前記LED14に給電する駆動回路22とを備えており、
前記駆動回路22は、
第1端子26a、第2端子26b、およびオン信号入力端子26cを有しており、前記オン信号入力端子26cにオン信号が入力されている間、前記第1端子26aと前記第2端子26bとが互いに導通されるスイッチング素子26と、
カソード側が前記直流電圧供給ライン18に接続され、アノード側が前記スイッチング素子26の前記第1端子26aに接続された高速ダイオード28と、
一端が前記高速ダイオード28のアノード側および前記スイッチング素子26の間に接続され、他端が前記LED14のカソード側に接続されたリアクタンス素子30と、
一端が前記スイッチング素子26の前記第2端子26bに接続され、他端が前記ゼロボルトライン20に接続された電流検出抵抗32と、
前記電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34と、
前記積分回路34からの出力を受けて、前記スイッチング素子26の前記オン信号入力端子26cに所定のタイミングで前記オン信号を入力するPWM回路36とを備えており、
前記PWM回路36は、
所定の周期でセット信号を出力する発振器40と、
前記積分回路34から出力された前記積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、前記積分電圧Vcが前記基準電圧Vrefに達したときにリセット信号を出力する比較回路42と
セット端子S、リセット端子R、および出力端子Qを有しており、前記セット端子Sに前記発振器40からの前記セット信号が入力されると前記出力端子Qから前記スイッチング素子26の前記オン信号入力端子26cに前記オン信号の出力を開始し、前記リセット端子Rに前記比較回路42からの前記リセット信号が入力されると前記出力端子Qからの前記オン信号の出力を停止するフリップフロップ38とを有することを特徴とするLED用電源回路10」である。
本発明のLED用電源回路10を用いてLED14を点灯させたときの作用効果について図2〜図4を用いて説明する。図2には、当該LED用電源回路10に供給される交流電圧Vi(図2(a))、入力電流Iin(図2(b))、整流回路16から出力される直流電圧Vdc(図2(c))、およびLED14に出力される出力電流Io(図2(d))の波形を示す。
また、図3および図4に示す波形は、直流電圧Vdcの電圧値が最大となるタイミング(図3)、あるいは電圧値が低いタイミング(図4)における微小期間を切り取って横軸(時間)方向に伸ばしたものであり(図2では、1つの周期が1/50秒あるいは1/60秒である(周波数50、60Hz)のに対し、図3、図4では1/(50×103)程度(周波数50kHz)である。)、それぞれ、リアクタンス素子30に印加される電圧VL(図3(a)、図4(a))、LED14に出力される出力電流Io(図3(b)、図4(b))、電流検出抵抗に生じる電流検出電圧Vs(図3(c)、図4(c))、および積分回路34から出力される積分電圧Vc(図3(d)、図4(d))である。
なお、図2(d)の薄墨部分は、発振器40の作動周波数による高周波リップル成分を意味している。
本発明に係るLED用電源回路10は、電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する積分回路34を備えており、PWM回路36における比較回路42は、当該積分回路34から出力された積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較する点において、従来技術のLED用電源回路1と異なる(なお、従来技術のLED用電源回路1の場合は、上述したように、電流検出抵抗5dに生じる電流検出電圧Vsと基準電圧とが直接比較される。)。
発振器40からフリップフロップ38のセット端子Sにセット信号が入力されてフリップフロップ38がセットされると、フリップフロップ38の出力端子Qからスイッチング素子26のオン信号入力端子26cにオン信号が入力されて、スイッチング素子26がオン状態(=スイッチング素子26の第1端子26aと第2端子26bとが互いに導通した状態)になる。
スイッチング素子26がオン状態になると、整流回路16の二次側から延びる直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20が、LED14、リアクタンス素子30、スイッチング素子26、および電流検出抵抗32を介して導通され、出力電流Ioがこの順に通流する。このとき、一般にスイッチング素子26および電流検出抵抗32に生じる電圧は微小であることから、リアクタンス素子30には、図3(a)、図4(a)に示すように、フリップフロップ38がセットされると同時に[直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間の電圧(=Vdc)−LED14に印加する電圧(=Vo)]が印加される。
また、フリップフロップ38がセットされると同時に、直流電圧供給ライン18−LED14−リアクタンス素子30−スイッチング素子26−電流検出抵抗32−ゼロボルトライン20に流れる電流(=出力電流Io)は、図3(b)、図4(b)に示すように所定の傾き(なお、この傾きは、リアクタンス素子30のリアクタンスが大きいほど緩やかになる。)をもって直線的に漸増する。
出力電流Ioが流れたとき、電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsは、Vs=Io×Rs(Rsは電流検出抵抗32の抵抗値)であることから、図3(c)、図4(c)に示すように、直線的に立ち上がり、その後、出力電流Ioの漸増に合わせて直線的に漸増する。
このとき、当該電流検出電圧Vsを受けた積分回路34から出力される積分電圧Vcは、図3(d)、図4(d)に示すように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Vsの漸増期間に対応し、積分回路34の時定数τに応じて徐々に増加していく。
当該積分電圧Vcが徐々に増加して基準電圧Vrefに達すると、PWM回路36の比較回路42からフリップフロップ38のリセット端子Rにリセット信号が入力され、フリップフロップ38がスイッチング素子26のオン信号入力端子26cに対するオン信号の出力を停止することにより、スイッチング素子26はオフ状態(=スイッチング素子26の第1端子26aと第2端子26bとが非導通状態)となる。
スイッチング素子26がオフ状態になると、直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間は非導通となって直流電圧供給ライン18−LED14−リアクタンス素子30−高速ダイオード28−直流電圧供給ライン18というループ回路が形成され、当該ループ回路を流れる出力電流Ioは図3(b)、図4(b)に示すように直線的に減少していく。また、スイッチング素子26がオフ状態になると、オフ状態になったスイッチング素子26を境として上述のように直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間が非導通状態になることから、スイッチング素子26から見てゼロボルトライン20側に位置している電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsはゼロになり(図3(c)、図4(c)参照)、これによって積分回路34から出力される積分電圧Vcも積分回路34の時定数τに応じて漸減していく(図3(d)、図4(d)参照)。
その後、所定の周期T(Tは発振器40の発振周波数fの逆数)をあけて再び発振器40からフリップフロップ38のセット端子Sにセット信号が入力されると、当該フリップフロップ38からスイッチング素子26のオン信号入力端子26cにオン信号が出力されてスイッチング素子26がオン状態になり、上述した動作が繰り返される。
ところで、従来のLED用電源回路1(図7参照)の比較回路Aでは、電流検出電圧Vsと基準電圧Vrefとを直接比較するようにしていたことから、定電流回路5に供給される直流電圧Vdcは増減するにもかかわらず、スイッチング素子5cは常に一定の電流検出電圧Vs(=基準電圧Vref)でオフとなり、その結果、上述のように出力電流Ioはほぼ一定の波形(すなわち矩形波形)となることから力率が低くならざるを得なかった。
この点、本発明のLED用電源回路10の比較回路42では、電流検出電圧Vsに基づいて積分回路34から出力された積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較しており、積分電圧Vcは、上述のように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Vsの漸増部分に対応し、積分回路34の時定数τに応じて徐々に増加し、電流検出電圧Vs自体が基準電圧Vrefを超えたとしても、そのこと自体が比較回路42の動作原因とはならない。換言すれば、積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較することにより、電流検出電圧Vsが基準電圧Vrefを超えることが許容されるようになる。
これにより、直流電圧Vdcが大きい(すなわち、各半周期における波形の中央付近(=図3))場合には、電流検出電圧Vsが基準電圧Vrefを超える大きさになってもスイッチング素子26はオフにされず、それだけ多くの出力電流Ioが流れることとなり、逆に直流電圧Vdcが小さい(すなわち、各半周期における波形の両端付近で、かつ、直流電圧VdcがLEDの動作電圧よりも大きい部分(=図4))場合には、電流検出電圧Vsもその分小さくなることから出力電流Ioも少なくなる。この結果、各半周期の出力電流Ioの波形は、図2(d)に示すように、直流電圧Vdcの各半周期の波形(サインカーブ)に近づき、これと同時に力率も向上する。
請求項3に記載した発明は、請求項2に記載したLED用電源回路に関し、「前記整流回路16と前記駆動回路22との間において前記整流回路16に並列に接続され、前記整流回路16から出力された直流電圧Vdcの電圧値を検出して前記発振器40に入力する電圧検出回路50を更に備えており、
前記PWM回路36の前記発振器40は、前記電圧検出回路50から入力された直流電圧Vdcの電圧値が電源電圧変動によって増大したときに発振周波数fを低減させ、電圧値が電源電圧変動によって減少したときに発振周波数fを増加させる」ことを特徴とする。
前記PWM回路36の前記発振器40は、前記電圧検出回路50から入力された直流電圧Vdcの電圧値が電源電圧変動によって増大したときに発振周波数fを低減させ、電圧値が電源電圧変動によって減少したときに発振周波数fを増加させる」ことを特徴とする。
発振器40からフリップフロップ38のセット端子Sに対してセット信号が入力される周期(つまり、発振器40の発振周波数fの逆数)を上述のようにTとしたとき、図3(b)に示すように、スイッチング素子26がセットされてからリセットされるまでの時間t1における出力電流Ioの増加量と、リセットされたスイッチング素子26が再びセットされるまでの時間(T−t1)における出力電流Ioの減少量とは同じであるから、図3(a)に示すように、時間t1および時間(T−t1)のそれぞれにおいて、リアクタンス素子30に出力電流Ioが流れることによって生じる電圧VLと当該時間との積は等しくなる。
すなわち、LED14に生じる電圧をVo、時間t1における直流電圧をVdc1とすると(Vdc1は、脈流の直流電圧Vdcの最大付近における直流電圧である。)、
(Vdc1-Vo)×t1=Vo×(T−t1) …式2
となり、式2を変形すると、
t1=T×(Vo/Vdc1) …式3
となる。
(Vdc1-Vo)×t1=Vo×(T−t1) …式2
となり、式2を変形すると、
t1=T×(Vo/Vdc1) …式3
となる。
つまり、上記式3によれば、TおよびVoは一定であることから、商用交流電源12からの交流電圧Viが変動(電源電圧変動)することによって直流電圧Vdc1が変動すると、t1もそれに応じて変動することになる。
一方、電流検出抵抗32に生じる電圧をVs1、電流検出抵抗32の抵抗値をRs、基準電圧をVref、積分回路34の時定数をτとすると、
Vref=Vs1×(1−ε−(t1/τ)) …式4
となり、出力電流Io(max)1=Vs1/Rsであることから、式4は、
Io(max)1=Vs/Rs=Vref/(Rs×(1−ε−(t1/τ))) …式5
となる。
Vref=Vs1×(1−ε−(t1/τ)) …式4
となり、出力電流Io(max)1=Vs1/Rsであることから、式4は、
Io(max)1=Vs/Rs=Vref/(Rs×(1−ε−(t1/τ))) …式5
となる。
ここで、Rs、Vref、およびτは一定であることから、直流電圧Vdc1の変動によってt1が変動すると、出力電流Io(max)1もそれに応じて変動することになり、LED14の安定的な発光を阻害する原因となる。
そこで、本発明のLED用電源回路10では、商用交流電圧Viに応じて変動する直流電圧Vdc1を電圧検出回路50で検出し、発振器40が、検出された直流電圧Vdcの電圧値が増大したときに発振周波数fを低減させ、逆に、当該電圧値が減少したときに発振周波数fを増加させるようになっている。
すなわち、上記式3に示したように、t1=T×(Vo/Vdc1)であることから、例えばVdc1が+10%に変化した場合、発振器からセット信号が出力される周期Tを+10%に変化させる、換言すれば周期Tの逆数である発振周波数fを−10%に変化させることにより当該変化の前後においてt1の値を一定にすることができる。また、Vdc1が−10%に変化した場合は、同様の理由で発信周波数を+10%に変化させることにより、同様に、t1を一定にすることができる。
このようにt1の値を一定に調整することにより、直流電圧Vdc1の変動(すなわち、商用交流電源12から出力される交流電圧Viの電源電圧変動に起因する振動)にかかわらず、LED14に流れる出力電流Ioの平均値を一定にすることができ、LED14を安定して発光させることができる。
なお、上記説明は、脈流の直流電圧Vdcが各半周期で最大(=Vdc1)となるタイミング(=商用交流電源12からの交流電圧Viが各半周期で最大となるタイミング)付近の各波形を示す図3を用いて行ったが、例えば、図4に示すように、直流電圧Vdcが低い(=Vdc2)タイミングにおいても、スイッチング素子26がセットされてからリセットされるまでの時間t2を用いて同じ説明を行うことができる。
本発明のLED用電源回路によれば、力率改善回路や平滑コンデンサ等を追加することのない簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができ、さらに電力損失を低減させることによって効率を高めることができる。
加えて、商用交流電源と本発明のLED用電源回路との間に位相制御方式の調光器を取り付けることにより、当該調光器を用いてちらつきの無い安定した調光動作を行うことができるようになる。これは本発明のLED用電源回路によってLEDに供給される出力電流の波形が脈流の直流電圧の波形に近づくことにより、入力電流波形の歪みが改善されて力率が高くなり(すなわち、より抵抗負荷の状態に近づくことにより)、各半周期における位相制御を確実に行うことができるようになるからである。
以下、本発明を適用したLED用電源回路10について、図面を用いて説明する。最初に、第1実施例のLED用電源回路10について図1を用いて説明し、然る後、第2実施例のLED用電源回路10について図5を用いて説明する。なお、第2実施例の説明に際し、第1実施例と共通する部分については当該第1実施例における説明を援用してその説明を省略し、第1実施例と異なる部分についてのみ説明する。
第1実施例のLED用電源回路10は、商用交流電源12から入力された交流電圧Viを整流し、LED14に給電する回路であり、大略、整流回路16と、直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20と、駆動回路22とで構成されている。なお、本実施例では2つのLEDを順方向に直列接続してLED14を構成しているが、使用するLEDの種類および個数に関する限定は特にない。
整流回路16は、上述のように、商用交流電源12から出力された交流電圧Viを脈流の直流電圧Vdcに整流する回路であり、本実施例では、整流回路16として、交流電圧Viを全波整流して脈流の直流電圧に変換する、4つのダイオード24a〜24dで構成されたフルブリッジ回路が使用されている。なお、商用交流電源12から供給された交流電圧Viの利用効率は悪くなるが、上記全波整流回路に替えて半波整流回路を使用することもできる。また、上記フルブリッジ回路の二次側において、平滑用ダイオード(図示せず)を並列に接続してもよい。
直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20は、ともに整流回路16から出力される脈流の直流電圧Vdcを駆動回路22に供給するため、当該整流回路16から延びる電線であり、直流電圧供給ライン18の先端は、LED14のアノード側に接続されている。
駆動回路22は、整流回路16の二次側における直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20の間で整流回路16に対して並列に取り付けられており、直流電圧供給ライン18を介して整流回路16から出力された直流電圧Vdcを受けてLED14に給電する回路であって、スイッチング素子26と、高速ダイオード28と、リアクタンス素子30と、電流検出抵抗32と、積分回路34と、PWM(パルス幅制御)回路36とで構成されている。
スイッチング素子26は、第1端子26a、第2端子26b、およびオン信号入力端子26cを有しており、オン信号入力端子26cにオン信号が入力されている間、第1端子26aと第2端子26bとを互いに導通する(両端子26a、26bが互いに導通された状態を「オン状態」といい、非導通状態を「オフ状態」という。)といった機能を有するものであり、本実施例では、NチャネルMOS形FET(電界効果トランジスタ)が使用されており、第1端子26aはドレイン、第2端子26bはソース、オン信号入力端子26cはゲートである(もちろん、スイッチング素子はこれに限定されるものではなく、トランジスタを用いてスイッチング素子を構成することもできる。)。
高速ダイオード28は、直流電圧供給ライン18に向けて順方向となるようにそのカソード側が直流電圧供給ライン18に接続されているとともに、アノード側がスイッチング素子26の第1端子26aに接続されたダイオードである。
リアクタンス素子30は、その一端が高速ダイオード28のアノード側およびスイッチング素子26の間に接続され、他端がLED14のカソード側に接続されたリアクタンスを有する素子であり、本実施例ではインダクターが使用されている。
電流検出抵抗32は、一端がスイッチング素子26の第2端子26bに接続され、他端がゼロボルトライン20に接続された抵抗であり、その種類は特段限定されるものではない。
積分回路34は、電流検出抵抗32に生じた電流検出電圧Vsを受けて積分電圧Vcを出力する回路であり、本実施例では、抵抗34aと、コンデンサ34bとで構成されたRC時定数回路が使用されている。
この抵抗34aは、その一端が電流検出抵抗32の一端側に接続されており、他端が積分回路34の積分電圧出力端34cに接続された抵抗である。また、コンデンサ34bは、その一端が上記積分電圧出力端34cに接続され、他端がゼロボルトライン20に接続されたコンデンサである。なお、抵抗34aおよびコンデンサ34bに用いられる抵抗およびコンデンサの形式は特に限定されるものではない。
PWM回路36は、積分回路34からの出力を受けて、スイッチング素子26のオン信号入力端子26cに所定のタイミングでオン信号を入力してスイッチング素子26をオンオフ制御する回路であり、大略、フリップフロップ38と、発振器40と、比較回路42とで構成されている。なお、PWM回路36の具体例としては、Supertex社のLEDドライバーIC[HV9910]を挙げることができる。
フリップフロップ38は、セット端子S、リセット端子R、および出力端子Qを有しており、セット端子Sにセット信号が入力されると出力端子Qからオン信号の出力を開始し、リセット端子Rにリセット信号が入力されると出力端子Qからのオン信号の出力を停止する機能を有している。
発振器(OSC)40は、フリップフロップ38のセット端子Sに所定の周期でセット信号を出力する装置であり、その出力端40aがフリップフロップ38のセット端子Sに接続されている。この発振器40の種類は特に限定されるものではないが、第2実施例(後述)のように、整流回路16から出力された直流電圧Vdcの電圧値に基づいて、その発信周波数を変化させる場合には、電圧制御発振器(VCO)が使用される。
比較回路42は、積分回路34から出力された積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較し、積分電圧Vcが基準電圧Vrefに達したときにフリップフロップ38のリセット端子Rにリセット信号を出力する装置であり、その入力端42aは、積分回路34の積分電圧出力端34cに接続されており、基準電圧入力端42bは、基準電圧発生器44を介してゼロボルトライン20に接続されており、出力端42cは、フリップフロップ38のリセット端子Rに接続されている。
次に、このようなLED用電源回路10を用いてLED14を点灯させたときの動作について図2〜図4を用いて説明する。図2には、当該LED用電源回路10に供給される交流電圧Vi(図2(a))、入力電流Iin(図2(b))、整流回路16から出力される直流電圧Vdc(図2(c))、およびLED14に出力される出力電流Io(図2(d))の波形を示す。
また、図3および図4に示す波形は、直流電圧Vdcの電圧値が最大(=Vdc1)となるタイミング(図3)、あるいは電圧値が低い(=Vdc2)タイミング(図4)における微小期間を切り取って横軸(時間)方向に伸ばしたものであり(図2では、1つの周期が1/50秒あるいは1/60秒である(周波数50、60Hz)のに対し、図3、図4では1/(50×103)程度(周波数50kHz)である。)、それぞれ、リアクタンス素子30に印加される電圧VL(図3(a)、図4(a))、LED14に出力される出力電流Io(図3(b)、図4(b))、電流検出抵抗に生じる電流検出電圧Vs(図3(c)、図4(c))、および積分回路34から出力される積分電圧Vc(図3(d)、図4(d))である。
第1実施例のLED用電源回路10の一次側(すなわち整流回路16の一次側)に商用交流電源12を接続するとともに、二次側(すなわち直流電圧供給ライン18とリアクタンス素子30の他端との間)にLED14を接続し、然る後、発振器40の出力端40aからフリップフロップ38のセット端子Sにセット信号が入力されると、フリップフロップ38がセットされて当該フリップフロップ38の出力端子Qからスイッチング素子26のオン信号入力端子26cにオン信号が出力され、スイッチング素子26がオン状態になる。
スイッチング素子26がオンになると、直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20が、LED14、リアクタンス素子30、スイッチング素子26、および電流検出抵抗32を介して導通され、出力電流Ioがこの順に通流する。このとき、一般にスイッチング素子26および電流検出抵抗32に生じる電圧は微小であることから、リアクタンス素子30には、図3(a)、図4(a)に示すように、大略、フリップフロップ38がセットされると同時に[直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間の電圧(=Vdc)−LED14に印加される電圧(=Vo)]が印加される。
また、フリップフロップ38がセットされると同時に、直流電圧供給ライン18−LED14−リアクタンス素子30−スイッチング素子26−電流検出抵抗32−ゼロボルトライン20に流れる電流(=出力電流Io)は、図3(b)、図4(b)に示すように所定の傾き(この傾きは、リアクタンス素子30のリアクタンスが大きいほど緩やかになる。)をもって直線的に漸増する。
出力電流Ioが流れたとき、電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsは、Vs=Io×Rs(Rsは電流検出抵抗32の抵抗値)であることから、図3(c)、図4(c)に示すように、直線的に立ち上がり、その後、出力電流Ioの漸増に合わせて直線的に漸増する。
このとき、当該電流検出電圧Vsを受けた積分回路34から出力される積分電圧Vcは、図3(d)、図4(d)に示すように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Vsの漸増期間に対応し、積分回路34の時定数τに応じて徐々に増加していく。
当該積分電圧Vcが徐々に増加して基準電圧Vrefに達すると、PWM回路36の比較回路42からフリップフロップ38のリセット端子Rにリセット信号が入力され、フリップフロップ38がスイッチング素子26のオン信号入力端子26cに対するオン信号の出力を停止することにより、スイッチング素子26はオフ状態となる。
スイッチング素子26がオフ状態になると、直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間は非導通状態となり、直流電圧供給ライン18−LED14−リアクタンス素子30−高速ダイオード28−直流電圧供給ライン18というループ回路が形成され、当該ループ回路を流れる出力電流Ioは図3(b)、図4(b)に示すように直線的に減少していく。また、スイッチング素子26がオフ状態になると、オフ状態になったスイッチング素子26を境として直流電圧供給ライン18とゼロボルトライン20との間が非導通状態になることから、スイッチング素子26から見てゼロボルトライン20側に位置している電流検出抵抗32に生じる電流検出電圧Vsはゼロになり(図3(c)、図4(c)参照)、これによって積分回路34から出力される積分電圧Vcも積分回路34の時定数τに応じて漸減していく(図3(d)、図4(d)参照)。
その後、所定の周期T(例えば、1/(50×103)秒=50kHz)をあけて再び発振器40からフリップフロップ38のセット端子Sにセット信号が出力されると、当該フリップフロップ38からスイッチング素子26のオン信号入力端子26cにオン信号が入力されてスイッチング素子26がオン状態になり、上述した動作が繰り返される。
このLED用電源回路10の比較回路42では、電流検出電圧Vsに基づいて積分回路34から出力された積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較しており、積分電圧Vcは、上述のように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Vsの漸増部分に対応し、積分回路34の時定数τに応じて徐々に増加していくことから、電流検出電圧Vs自体が基準電圧Vrefを超えたとしても、そのこと自体が比較回路の動作原因とはならない。換言すれば、積分電圧Vcと基準電圧Vrefとを比較することにより、電流検出電圧Vsが基準電圧Vrefを超えることが許容されるようになる。
これにより、直流電圧Vdcが大きい(すなわち、各半周期における波形の中央付近(=図3))場合には、電流検出電圧Vsが基準電圧Vrefを超える大きさになってもスイッチング素子26はオフにされず、それだけ多くの出力電流Ioが流れることとなり、逆に直流電圧Vdcが小さい(すなわち、各半周期における波形の両端付近で、かつ、直流電圧VdcがLEDの動作電圧よりも大きい部分(=図4))場合には、電流検出電圧Vsもその分小さくなることから出力電流Ioも少なくなる。この結果、各半周期の出力電流Ioの波形は、図2(d)に示すように、直流電圧Vdcの各半周期の波形(サインカーブ)に近づき、これと同時に力率も向上する。
具体的な数値を挙げて説明すると、図3(a)および図4(a)に示すように、リアクタンス素子30に生じる電圧VLと時間tとの積は、フリップフロップ38がセットされてからリセットされるまで(つまり、スイッチング素子26のオン状態)と、当該フリップフロップ38がリセットされてから再びセットされるまで(つまり、スイッチング素子26のオフ状態)とで互いに等しくなる(例えば、図3(a)では、(Vdc1−Vo)×t1=Vo×(T−t1)となり(Vdc1は、「図2(d)において破線Aで示す微小時間における直流電圧Vdcの電圧値」を意味する。)、図4(a)では、(Vdc2−Vo)×t2=Vo×(T−t2)となる(Vdc2は、「図2(d)において破線Bで示す微小時間における直流電圧Vdcの電圧値」を意味する。)。
したがって、スイッチング素子26がオン状態になっている時間は各半周期中において常に一定ではなく、直流電圧Vdcが最大となる付近で最も短くなり(=t1)、直流電圧Vdcが最小となる付近で最も長くなる(=t2)。
ここで、LED14に流れる出力電流Ioのピーク値(フリップフロップ38がリセットされるタイミングにおける出力電流Io)Io(max)1およびIo(max)2は、電流検出電圧Vsのピーク値Vs1、Vs2と電流検出抵抗32の抵抗値Rsを用いて以下のように表すことができる。
Io(max)1=Vs1/Rs …式6
Io(max)2=Vs2/Rs …式7
Io(max)1=Vs1/Rs …式6
Io(max)2=Vs2/Rs …式7
スイッチング素子26がオン状態の期間における電流検出電圧Vsと積分回路34による積分後の積分電圧Vcの関係は以下の式の通りとなる。
Vc=Vs(1−ε−(t/Ri×Ci)) …式8
Ri:積分回路34の抵抗34aの抵抗値[Ω]
Ci:積分回路34のコンデンサ34bの容量値[F]
すなわち、Ri×Ci=積分回路34の時定数τである。
Vc=Vs(1−ε−(t/Ri×Ci)) …式8
Ri:積分回路34の抵抗34aの抵抗値[Ω]
Ci:積分回路34のコンデンサ34bの容量値[F]
すなわち、Ri×Ci=積分回路34の時定数τである。
VcがVrefに達したとき、すなわちVc=Vrefのときにスイッチング素子がオフに切り替わるので、
Vref=Vs1×(1−ε−(t1/Ri×Ci))=Vs2×(1−ε−(t2/Ri×Ci)) …式9
となる。
Vref=Vs1×(1−ε−(t1/Ri×Ci))=Vs2×(1−ε−(t2/Ri×Ci)) …式9
となる。
ここで、上記の通り、Ri×Ciは積分回路34の時定数τであり(時定数とは、積分回路への入力に対する応答の速さの度合いであり、時定数が小さいと時間積分電圧は急激に上昇し(=応答が速い)、時定数が大きいと時間積分電圧はゆっくりと上昇する(=応答が遅い)。)、この時定数τを適切に設定することにより、出力電流Ioは図2(d)に示すような波形になり、整流回路16から出力される脈流の直流電圧Vdcの波形に近似する。
具体例でもう少し詳しく説明する。例えば、PWM回路36にSupertex社のLEDドライバーIC「HV9910」を用いた場合、基準電圧Vrefは、250mVである(Vref=250mV)。そして、発振器40の発振周波数fを50kHzとするとT=1/f=20μ秒である。LED14は2灯の例でVo=7V、整流回路16から出力された脈流の直流電圧Vdcの最大値はVdc1=140V、最小値はVdc2=14Vとする。
上述のように、リアクタンス素子30に生じる電圧VLの正負の面積は等しくなる(図3(a)、図4(a)を参照)ことから、
(Vdc1−Vo)×t1=Vo×(T−t1)より、t1=T×(Vo/Vdc1)=1μ秒
(Vdc2−Vo)×t2=Vo×(T−t2)より、t2=T×(Vo/Vdc2)=10μ秒となる。
(Vdc1−Vo)×t1=Vo×(T−t1)より、t1=T×(Vo/Vdc1)=1μ秒
(Vdc2−Vo)×t2=Vo×(T−t2)より、t2=T×(Vo/Vdc2)=10μ秒となる。
また、式9より、
Vs1=Vref/(1−ε−(t1/Ri×Ci)) …式10
Vs2=Vref/(1−ε−(t2/Ri×Ci)) …式11
となる。
Vs1=Vref/(1−ε−(t1/Ri×Ci)) …式10
Vs2=Vref/(1−ε−(t2/Ri×Ci)) …式11
となる。
一例として、Ri=1kΩ、Ci=3,900pFとすると、時定数τは、Ri×Ci=3.9μ秒となる。これらを式10と式11とにそれぞれ代入すると、
Vs1=Vref/(1−ε−(t1/Ri×Ci))=1,100mV
Vs2=Vref/(1−ε−(t2/Ri×Ci))= 270mV
となる。
Vs1=Vref/(1−ε−(t1/Ri×Ci))=1,100mV
Vs2=Vref/(1−ε−(t2/Ri×Ci))= 270mV
となる。
ここで、電流検出抵抗32の抵抗値Rsを1.8Ωとすると、式6および式7より、
Io(max)1=Vs1/Rs=1,100mV/1.8Ω=611mA
Io(max)2=Vs2/Rs= 270mV/1.8Ω=150mAとなり、出力電流Ioの波形は、図2(d)に示すように、脈流の直流電圧Vdcの波形に近似する。なお、実験によると、この波形の場合に出力電流Ioの平均電流は約400mAとなった。
Io(max)1=Vs1/Rs=1,100mV/1.8Ω=611mA
Io(max)2=Vs2/Rs= 270mV/1.8Ω=150mAとなり、出力電流Ioの波形は、図2(d)に示すように、脈流の直流電圧Vdcの波形に近似する。なお、実験によると、この波形の場合に出力電流Ioの平均電流は約400mAとなった。
実験の結果、入力力率は、従来例において55%であるのに対して、本実施例では90%にまで改善した。また、効率についても55%から65%に改善していた(LED2灯の本実施例ではLED出力電圧Vo=7Vと低いため、絶対値はこのレベルになっていた。)。
また、商用交流電源12から本実施例のLED用電源回路10に入力される入力電流Iinの波形は、図2(b)に示すように、商用周波数の半周期で最初のピークから徐々に下がっていく傾向の波形となり、従来例に見られたような(図8(b))、各半周期の最初と最後とにおける大きなピークは画期的に抑制されていた。これは、上述のように、出力電流Ioの波形が脈流の直流電圧Vdcの波形に近似して入力力率が改善したためであると考えられる。
なお、図2(b)、(d)および図8(b)(d)において、電流値がゼロになる期間が発生するのは、以下の理由による。通常、PWM回路36の作動用電源には、脈流の直流電圧Vdcを用いて作られた安定化電源が使用される。このため、脈流の直流電圧Vdcのゼロボルト付近では、電圧が低すぎてPWM回路36が作動せず、この結果、駆動回路22が作動しなくなることから、入力電流Iinおよび出力電流Ioがゼロになる期間が発生する。
また、積分回路34の時定数τは、スイッチング素子26がオンとなる時間の最小値(すなわち、直流電圧Vdcが最大になるときのオン時間)以上の時間に設定するのが好適である。時定数τをスイッチング素子26のオン時間の最小値とほぼ同じ時間に設定することにより、少なくとも入力力率が70%という実用的なレベルまで改善できることがわかっているからである。また、逆に時定数τを大きくしすぎると、Io(max)1とIo(max)2の電流差が大きくなりすぎて、出力電流波形が二等辺三角形のように変形してくるので、脈流の直流電圧Vdcの波形から変化してくるため好ましくない。このため、積分回路34の時定数τの上限は、スイッチング素子26がオンとなる時間の最小値の10倍程度が適切となる。
第2実施例のLED用電源回路10は、図5に示すように、整流回路16と、直流電圧供給ライン18およびゼロボルトライン20と、駆動回路22とに加えて、電圧検出回路50を備えている。以下の説明では、第1実施例と共通する部分については当該第1実施例における説明を援用することとしてその説明を省略し、主として第1実施例と異なる部分について説明する。
電圧検出回路50は、整流回路16と駆動回路22との間において整流回路16に並列に接続され、当該整流回路16から出力された直流電圧Vdcの電圧値を検出して発振器40に入力する回路であり、本実施例では、2つの抵抗52a、52bと、検出した直流電圧Vdcを発振器40に入力する検出電圧入力ライン54と、1つの平滑用コンデンサ56とで構成されている。
抵抗52aは、その一端が、整流回路16と駆動回路22との間における直流電圧供給ライン18に接続され、他端が抵抗52bの一端に接続された抵抗体であり、抵抗52bは、その他端が、整流回路16と駆動回路22との間におけるゼロボルトライン20に接続された抵抗体である。
検出電圧入力ライン54は、抵抗52aと抵抗52bとの間にその一端が接続されており、他端がPWM回路36の発振器40に接続された電線である。
平滑用コンデンサ56は、その一端が検出電圧入力ライン54に接続され、他端が抵抗52bのゼロボルトライン20側に接続されたコンデンサである。
本実施例の発振器40には電圧制御発振器(VCO)が使用されており、当該発振器40は、図6に示すように、電圧検出回路50の検出電圧入力ライン54の他端が接続された検出電圧入力端子58と、フリップフロップ38に向けてセット信号が出力されるセット信号出力端子60との間において、互いに直列に接続された3つのインバータ(検出電圧入力端子58に近い方から)62a、62b、62cと、一端が検出電圧入力端子58に接続され、他端がインバータ62aに接続された第1抵抗64と、一端が第1抵抗64とインバータ62aとの間に接続され、他端がインバータ62cとセット信号出力端子60との間に接続された第2抵抗66と、インバータ62aとインバータ62bとの間に取り付けられた第3抵抗68と、一端が第3抵抗68とインバータ62bとの間に接続され、他端がインバータ62cとセット信号出力端子60との間に接続された第4抵抗70と、一端が検出電圧入力端子58とインバータ62aとの間に接続され、他端がインバータ62aと第3抵抗68との間に接続されたコンデンサ72とで構成されている。
なお、図6に示す発振器40は、電圧制御発振器(VCO)の一例であり、同じ動作を行うものであれば上述した回路とは異なる回路を使用することができる。
第2実施例のLED用電源回路10に商用交流電源12およびLED14を接続すると、整流回路16から脈流の直流電圧Vdcが出力される。出力された直流電圧Vdcは抵抗52aと抵抗52bとで分圧され、検出電圧入力ライン54に検出電圧Vdが検出される。このようにして検出された検出電圧Vdは、商用交流電源12からの交流電圧Viが電源電圧変動することに起因して変動しているが、平滑用コンデンサ56によって検出電圧Vdの当該変動における平均値が発振器40に入力される(以下、検出電圧Vdは、その平均値を意味するものとする。)。そして、検出電圧Vdが入力された発振器40は、当該検出電圧Vdの大きさに応じた発振周波数fで、スイッチング素子26のオン信号入力端子26cにオン信号を出力する。
ここで、本実施例の発振器40における発振周波数fは、以下の式で与えられる。
f=[R4/(4×C×R2×R3)]×[1−(2×R2/R1)2×(Vd/Vcc−1/2)2] …式12
R1:第1抵抗64の抵抗値、R2:第2抵抗66の抵抗値
R3:第3抵抗68の抵抗値、R4:第4抵抗70の抵抗値
C:コンデンサ72の容量値、
Vcc:インバータ62a、62b、62cに供給される直流の電源電圧
f=[R4/(4×C×R2×R3)]×[1−(2×R2/R1)2×(Vd/Vcc−1/2)2] …式12
R1:第1抵抗64の抵抗値、R2:第2抵抗66の抵抗値
R3:第3抵抗68の抵抗値、R4:第4抵抗70の抵抗値
C:コンデンサ72の容量値、
Vcc:インバータ62a、62b、62cに供給される直流の電源電圧
上記式12より、発振周波数fは、検出電圧VdがVccの1/2のときに最大となり、Vccの1/2より大きくても小さくても発振周波数fは低下する。このため、直流電圧Vdcの最大値Vdc1が変動の最小値である場合、VdをVd(min)>(1/2)×Vccとなるように設定しておけば、直流電圧Vdcの最大値Vdc1が増加するに伴い、発振器40はその発振周波数fが低くなるように動作する。逆に、直流電圧Vdcの最大値Vdc1が変動の最大値である場合、Vd(max)<Vccとなる。すなわち、Vdの範囲は、Vcc>Vd>(1/2)×Vccにて設定される。
商用交流電源12からの交流電圧Viが変動(電源電圧変動)することによって直流電圧Vdcが変動すると、LED14に流れる出力電流Ioの平均値もそれに応じて変動する。このときの出力電流Ioは、以下の式5で表される。
Io(max)1=Vs/Rs=Vref/(Rs×(1−ε−(t1/τ))) …式5
Io(max)1=Vs/Rs=Vref/(Rs×(1−ε−(t1/τ))) …式5
ここで、Rs、Vref、およびτは一定であることから、直流電圧Vdc1の変動によってt1が変動すると、出力電流Io(max)1もそれに応じて変動する。例えば、Vref=250mV、Rs=1.8Ω、時定数τ=Ri×Ci=3.9μ秒、T=20μ秒、およびVo=7Vとすると、
t1=T×(Vo/Vdc1)であるから、Vdc1=140V±10%にて、t1=1μ秒±10%となる。
t1=T×(Vo/Vdc1)であるから、Vdc1=140V±10%にて、t1=1μ秒±10%となる。
したがって、上記式5により、Io(max)1=611mA+10%・−7.5%となり、このような出力電流Io(max)1の変動がLED14の安定的な発光を阻害する原因となる。
そこで、第2実施例のLED用電源回路10では、商用交流電圧Viに応じて変動する直流電圧Vdc1を電圧検出回路50で検出し、発振器40が、検出された直流電圧Vdcの電圧値が増大したときに発振周波数fを低減させ、逆に、当該電圧値が減少したときに発振周波数fを増加させるようになっている。
すなわち、上記式3に示したように、t1=T×(Vo/Vdc1)であることから、例えばVdc1が+10%に変化した場合、発振器からセット信号が出力される周期Tを+10%に変化させる、換言すれば周期Tの逆数である発振周波数fを−10%に変化させることにより当該変化の前後においてt1の値を一定にすることができる。また、Vdc1が−10%に変化した場合は、同様の理由で発信周波数を+10%に変化させることにより、同様に、t1を一定にすることができる。
このようにt1の値を一定に調整することにより、直流電圧Vdc1の変動(すなわち、商用交流電源12から出力される交流電圧Viの電源電圧変動に起因する振動)にかかわらず、LED14に流れる出力電流Ioの平均値を一定にすることができ、LED14を安定して発光させることができる。
10…LED用電源回路
12…商用交流電源
14…LED
16…整流回路
18…直流電圧供給ライン
20…ゼロボルトライン
22…駆動回路
24a〜24d…ダイオード
26…スイッチング素子
28…高速ダイオード
30…リアクタンス素子
32…電流検出抵抗
34…積分回路
36…PWM(パルス幅制御)回路
38…フリップフロップ
40…発振器
42…比較回路
44…基準電圧発生器
50…電圧検出回路
52a、52b…抵抗
54…検出電圧入力ライン
56…平滑用コンデンサ
58…検出電圧入力端子
60…セット信号出力端子
62a、62b、62c…インバータ
64…第1抵抗
66…第2抵抗
68…第3抵抗
70…第4抵抗
72…コンデンサ
12…商用交流電源
14…LED
16…整流回路
18…直流電圧供給ライン
20…ゼロボルトライン
22…駆動回路
24a〜24d…ダイオード
26…スイッチング素子
28…高速ダイオード
30…リアクタンス素子
32…電流検出抵抗
34…積分回路
36…PWM(パルス幅制御)回路
38…フリップフロップ
40…発振器
42…比較回路
44…基準電圧発生器
50…電圧検出回路
52a、52b…抵抗
54…検出電圧入力ライン
56…平滑用コンデンサ
58…検出電圧入力端子
60…セット信号出力端子
62a、62b、62c…インバータ
64…第1抵抗
66…第2抵抗
68…第3抵抗
70…第4抵抗
72…コンデンサ
Claims (3)
- 商用交流電源から出力された交流電圧を整流して脈流の直流電圧にする整流回路と、
前記整流回路の二次側から延びるゼロボルトライン、およびその先端がLEDのアノード側に接続された直流電圧供給ラインと、
前記整流回路から出力された前記直流電圧を受け、前記LEDに給電する駆動回路とを備えており、
前記駆動回路は、
LEDに給電するスイッチング素子と、
LEDを流れる電流を検出してこれを電流検出電圧として出力する電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗から出力された電流検出電圧を受けて積分電圧を出力する積分回路と、
前記スイッチング素子に対してオン信号を出力した後、前記積分回路からの出力を受けて前記積分回路から出力された前記積分電圧と基準電圧とを比較し、前記積分電圧が前記基準電圧に達したときに前記オン信号を停止することにより、前記スイッチング素子をオンオフするPWM回路とを備えていることを特徴とするLED用電源回路。 - 商用交流電源から出力された交流電圧を整流して脈流の直流電圧にする整流回路と、
前記整流回路の二次側から延びるゼロボルトライン、およびその先端がLEDのアノード側に接続された直流電圧供給ラインと、
前記直流電圧供給ラインを介して前記整流回路から出力された前記直流電圧を受け、前記LEDに給電する駆動回路とを備えており、
前記駆動回路は、
第1端子、第2端子、およびオン信号入力端子を有しており、前記オン信号入力端子にオン信号が入力されている間、前記第1端子と前記第2端子とが互いに導通されるスイッチング素子と、
カソード側が前記直流電圧供給ラインに接続され、アノード側が前記スイッチング素子の前記第1端子に接続された高速ダイオードと、
一端が前記高速ダイオードのアノード側および前記スイッチング素子の間に接続され、他端が前記LEDのカソード側に接続されたリアクタンス素子と、
一端が前記スイッチング素子の前記第2端子に接続され、他端が前記ゼロボルトラインに接続された電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗に生じる電流検出電圧を受けて積分電圧を出力する積分回路と、
前記積分回路からの出力を受けて、前記スイッチング素子の前記オン信号入力端子に所定のタイミングで前記オン信号を入力するPWM回路とを備えており、
前記PWM回路は、
所定の周期でセット信号を出力する発振器と、
前記積分回路から出力された前記積分電圧と基準電圧とを比較し、前記積分電圧が前記基準電圧に達したときにリセット信号を出力する比較回路と
セット端子、リセット端子、および出力端子を有しており、前記セット端子に前記発振器からの前記セット信号が入力されると前記出力端子から前記スイッチング素子の前記オン信号入力端子に前記オン信号の出力を開始し、前記リセット端子に前記比較回路からの前記リセット信号が入力されると前記出力端子からの前記オン信号の出力を停止するフリップフロップとを有することを特徴とするLED用電源回路。 - 前記整流回路と前記駆動回路との間において前記整流回路に並列に接続され、前記整流回路から出力された直流電圧の電圧値を検出して前記発振器に入力する電圧検出回路を更に備えており、
前記PWM回路の前記発振器は、前記電圧検出回路から入力された直流電圧の電圧値が電源電圧変動によって増大したときに発振周波数を低減させ、前記電圧値が電源電圧変動によって減少したときに発振周波数を増加させることを特徴とする請求項2に記載のLED用電源回路。
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