JP2009278448A - Ｏｆｄｍ受信機およびｏｆｄｍ受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭを利用する通信システムにおいて、先行波が存在するときの受信品質を改善する。
【解決手段】ＦＦＴ部１０４は、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成する。遅延量算出部２３は、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する。制御判定部２４は、遅延プロファイルを利用して、主波および干渉波を検出する。ＦＦＴ窓制御部２２は、主波と先行波との間の時間差がＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、ＦＦＴ窓の開始位置を、主波のシンボル開始位置よりもガードインターバル分だけ前に設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機および受信方法に係わり、例えば、ＯＦＤＭを利用したデジタル放送を受信する受信機に適用することができる。

一般に、１つの搬送波（以下、キャリア）を用いたデジタル変調方式では、伝送レートが高くなるほどシンボル期間が短くなる。このため、マルチパス環境下では、信号の復調が困難になることがある。なお、マルチパスは、一般には、送信局から送信された電波が複数の経路を介して受信局に到達する環境を意味し、障害物における反射等によって発生する。また、複数の送信局（又は、中継局）から同一の信号を伝搬する電波が送信される通信システムにおいては、マルチパスと同様の環境が生じる。以下の説明において「マルチパス環境」は、双方の環境を含むものとする。

マルチパス環境下での受信性能を高める伝送方式の１つとして、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が提案されている。ＯＦＤＭ方式では、周波数軸上で互いに直交している複数のキャリアを利用してデータが伝送される。このため、各キャリアを利用して伝送されるデータのシンボル期間は長くなり、遅延の大きなマルチパス環境においても、受信性能の劣化は小さい。また、キャリア毎に変調方式を変えることができる。

ＯＦＤＭ方式では、送信局においてＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を利用した変調が行われ、受信局においてＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を利用した復調が行われる。このため、ＯＦＤＭ方式は、周波数利用効率が高く、地上波デジタル放送への適用が広く検討されている。日本では、地上波デジタル放送の規格の１つであるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）においてＯＦＤＭ方式が採用されている。

図１０は、デジタル放送システムにおいて使用されるＯＦＤＭ受信機の一実施例の構成を示す図である。図１０において、ＯＦＤＭ信号は、チューナ１０１により受信され、Ａ／Ｄ変換部１０２によりデジタル信号に変換される。直交復調部１０３は、Ａ／Ｄ変換部１０２により得られたデジタル信号から、直交信号を生成する。この直交信号は、Ｉ成分およびＱ成分を表す複素デジタルデータ列である。ＦＦＴ部１０４は、直交復調部１０３により得られた直交信号について、シンボル毎にフーリエ変換（すなわち、ＦＦＴ）を実行する。このＦＦＴにより、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。周波数領域信号は、互いに異なる周波数を持った搬送波を利用して伝送されるデータ信号および分散パイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot ）を含んでいる。伝送路等化部１０５は、伝送路上で発生した位相回転を補正する。そして、誤り訂正部１０６は、誤り訂正を実行して送信データを再生する。

ＩＦＦＴ部１０７は、ＦＦＴ部１０４から出力される周波数領域信号に含まれているＳＰ信号を時間領域信号に変換する。遅延情報抽出部１０８は、ＩＦＦＴ部１０７から出力される時間領域信号に基づいて、遅延情報としての遅延プロファイルを生成する。遅延プロファイルは、時間軸上での受信パワーの変化を表す。また、遅延情報抽出部１０８は、遅延プロファイルに基づいて、ＦＦＴ窓の位置（すなわち、ＦＦＴの演算範囲）を指示するＦＦＴ窓制御指示を生成してＦＦＴ部１０４に与える。そして、ＦＦＴ部１０４は、ＦＦＴ窓制御指示に従って、シンボル毎にＦＦＴを実行する。

ＯＦＤＭ方式では、マルチパス環境下での受信性能を高めるために、ガードインターバルを導入する。以下、図１１を参照しながら、ガードインターバルについて説明する。図１１では、主波（希望波）および遅延波（非希望波または干渉波）が存在するマルチパス環境において、受信ＯＦＤＭ信号のシンボルｎについてＦＦＴを実行するものとする。

ＦＦＴ演算は、時間軸上に設定されるＦＦＴ窓内の情報をＦＦＴ部１０４に入力することにより実行される。ここで、ＦＦＴ窓の幅は、１シンボル時間に相当する。このとき、シンボル間にガードインターバルが挿入されていないものとすると、図１１（ａ）に示すように、主波のシンボルｎの情報を取り込む際に、遅延波のシンボルｎの情報だけではなく、遅延波のシンボルｎ−１の情報も取り込んでしまう。すなわち、シンボルｎの情報およびシンボルｎ−１の情報に基づいて、シンボルｎのデータが再生されてしまう。この結果、シンボル間干渉が発生し、受信品質が低下してしまう。

そこで、ＯＦＤＭ方式では、図１１（ｂ）に示すように、シンボル間にガードインターバルが挿入される。ガードインターバルｉ（ｉは、各シンボルを識別する番号）は、シンボルｉの末尾部分の情報をコピーすることにより得られる。なお、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３においては、ガードインターバルは、１／８シンボル期間である。

そして、図１１（ｂ）に示すように、主波のシンボルタイミングでＦＦＴ窓を設定すると、主波のシンボルｎの情報を取り込む際に、遅延波のシンボルｎの情報および遅延波のガードインターバルｎの情報も取り込まれる。しかし、ガードインターバルｎの情報は、シンボルｎの情報の一部をコピーすることにより得られたものである。したがって、この場合、ＦＦＴ演算は、シンボルｎの情報のみについて実行される。この結果、シンボル間干渉は発生せず、受信品質は向上する。

ただし、通信システムの構成によっては、ＯＦＤＭ受信機は、主波およびその先行波を受信することがある。例えば、ＳＦＮ（Signal Frequency Network）においては、複数の送信局（又は、中継局）から同時に同じ信号が送信される。このとき、受信機の近くに位置する第１の送信局の送信パワーが低く、遠くに位置する第２の送信局の送信パワーが高いものとする。そうすると、第１の送信局からの信号は、第２の送信局から信号よりも先に受信機に到着するが、第１の送信局からの受信波は、第２の送信局からの受信波よりも弱くなることがある。この場合、第２の送信局からの受信波が主波であり、第１の送信局からの受信波が先行波となる。なお、先行波は、「前ゴースト」と呼ばれることがある。

干渉波が先行波である場合は、図１２（ａ）に示すように主波のシンボルタイミングでＦＦＴ窓を制御すると、シンボル間干渉が発生してしまう。すなわち、主波のシンボルｎの情報を取り込む際に、先行波のシンボルｎの情報だけでなく、先行波のシンボルｎ＋１の情報も取り込んでしまう。このため、干渉波が先行波である場合は、図１２（ｂ）に示すように、先行波のシンボルタイミングでＦＦＴ窓が制御される。そうすると、対象シンボルの情報のみから復調データを得ることができる。

ＯＦＤＭに係わる技術として、下記のフィルタ回路、等化回路、決定回路を備える受信装置が知られている。フィルタ回路は、伝送路を介して伝送される伝送信号に含まれるガードインターバルよりも広い帯域幅を有する複数のフィルタ係数を用いて、伝送路の特性の推定に使用される伝送路推定信号を帯域制限する。等化回路は、帯域制限された伝送路推定信号を用いて伝送信号を等化する。決定回路は、等化後の伝送信号の信号品質を検出し、検出結果に応じて最適なフィルタ係数を決定する。

ＯＦＤＭに係わる他の技術として、最先到達信号から遅延波（主波）までの遅延時間を算出し、この遅延時間に基づいてＦＦＴウィンドウの開始タイミングを決定する受信装置
が知られている。

ＯＦＤＭに係わるさらに他の技術として、遅延プロファイルを利用して現在のＦＦＴ窓位置と前ゴーストに適用されるべき窓位置との間の遅延時間を算出し、ＦＦＴ窓位置を補正する受信方法が知られている。
特開２００６−３１１３８５号公報 特開２００１−２９２１２５号公報 特開２００４−３０４６１８号公報 特開２００４−９６１８７号公報

ＯＦＤＭでは、上述のように、ガードインターバルを設けることにより、シンボル間干渉による品質の劣化が抑えられる。しかし、通信環境によっては、ガードインターバルよりも大きなマルチパス遅延が発生することがある。すなわち、通信環境によっては、主波と干渉波との間の時間差がガードインターバルよりも大きくなることがある。

ガードインターバルよりも大きなマルチパス遅延が発生すると、図１３に示すように、必然的にシンボル間干渉が生じる。ここで、干渉波が遅延波であるときは、ＦＦＴ窓は、図１３（ａ）に示すように、主波のシンボルを抽出するように設定される。この場合、遅延波からは、シンボルｎの信号成分だけでなく、シンボルｎ−１の信号成分も抽出されてしまう。そうすると、主波のシンボルｎの信号成分に対して、遅延波のシンボルｎ−１の信号成分が干渉することになる。ただし、遅延波の受信パワーは、主波の受信パワーと比べて小さい。このため、シンボル間干渉の影響は、基本的に、さほど大きくはない。

一方、先行波が存在するときは、ＦＦＴ窓は、図１３（ｂ）に示すように、その先行波のシンボルを抽出するように設定される。この場合、主波が干渉成分として作用する。そして、この主波からは、シンボルｎの信号成分だけでなく、シンボルｎ−１の信号成分も抽出される。そうすると、先行波のシンボルｎの信号成分に対して、主波のシンボルｎ−１の信号成分が干渉することになる。ここで、主波の受信パワーは、先行波の受信パワーと比べて大きい。このため、シンボル間干渉の影響は、基本的に、大きくなる。

図１４は、従来技術のバスタブ曲線を示す図である。図１４において、横軸は、マルチパス遅延を表す。正の値は、主波と遅延波との間の時間差を表し、負の値は、主波と先行波との間の時間差を表している。縦軸は、所定の受信品質を得るためのＤ／Ｕ比を表す。Ｄ／Ｕ比は、希望波（主波）および非希望波（干渉波）のパワーの比である。たとえば、「Ｄ／Ｕ＝３dB」は、非希望波の受信パワーが希望波と比べて３dB低いときに、所定の受信品質が得られることを意味している。なお、図１４は、変調方式がＱＰＳＫであり、また、非希望波が１つだけ存在する場合のシミュレーション結果を示している。さらに、図１４（ａ）、図１４（ｂ）、図１４（ｃ）は、それぞれ、ガードインターバルが２５２μ秒、１２６μ秒、６３μ秒であるときの特性を示している。

受信品質は、ガードインターバルの大きさに依存する。具体的には、ガードインターバルが小さくなると、マルチパス遅延に対する許容範囲が狭くなる。
また、受信品質は、干渉波が遅延波であるときよりも、干渉波が先行波であるときの方が劣化しやすい。例えば、ガードインターバルが１２６μ秒であるものとする。そうすると、干渉波が遅延波であるときは、主波とその遅延波との間の時間差が２６０μ秒以下であれば、受信品質は良好である。ところが、干渉波が先行波であるときは、主波とその遅延波との間の時間差が２５０μ秒を超えると、受信品質が劣化する。さらに、ガードインターバルが６３μ秒であるものとする。そうすると、干渉波が遅延波であるときは、主波
とその遅延波との間の時間差が２５０μ秒以下であれば、受信品質は概ね良好である。ところが、干渉波が先行波であるときは、主波とその先行波との間の時間差が１００μ秒を超えると受信品質の劣化が始まり、その時間差が２００μ秒を超えると受信品質は大幅に劣化してしまう。

このように、従来技術においては、ＯＦＤＭを利用する通信システムにおいて先行波が存在し、主波とその先行波との間の時間差が大きいときは、受信品質が劣化しやすい。このため、ＯＦＤＭを利用する通信システムにおいて、先行波が存在するときの受信品質の改善が望まれている。

実施形態のＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するＦＦＴ手段と、前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する遅延プロファイル作成手段と、を有する。そして、前記ＦＦＴ手段は、前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定する。

開示のＯＦＤＭ受信機によれば、主波とその先行波との間の時間差が大きい環境であっても、ＯＦＤＭ信号の受信品質の劣化が抑えられる。

図１は、実施形態のＯＦＤＭ受信機の構成を示す図である。実施形態のＯＦＤＭ受信機１は、チューナ１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、直交復調部１０３、ＦＦＴ部１０４、伝送路等化部１０５、誤り訂正部１０６、ＳＰ補間部１０、ＩＦＦＴ部２１、ＦＦＴ窓制御部２２、遅延量算出部２３、制御判定部２４、およびフィルタ帯域算出部２５を備える。なお、チューナ１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、直交復調部１０３、ＦＦＴ部１０４、伝送路等化部１０５、誤り訂正部１０６は、特に限定されるものではないが、公知の技術により実現することが可能であり、その動作は、例えば、図１０を参照しながら説明した通りである。

ＯＦＤＭ受信機１は、受信したＯＦＤＭ信号を復調して送信データを再生する。この実施例では、特に限定されるものではないが、ＯＦＤＭ受信機１は、地上波デジタル放送の規格の１つであるＩＳＤＢ−Ｔにおいて伝送されるＯＦＤＭ信号を受信して復調するものとする。

ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＯＦＤＭ信号を利用して、データ信号、分散パイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot ）、付加情報信号（ＡＣ：Auxiliary Channel）、制御情報信号（ＴＭＣＣ：Transmission and Multiplexing Configuration Control）などが伝送される。データ信号、分散パイロット信号、付加情報信号、制御情報信号は、ＦＦＴ部１０４において受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換することにより、それぞれ抽出することができる。データ信号は伝送路等化部１０５へ導かれ、ＳＰ信号はＳＰ補間部１０へ導かれる。なお、ＡＣ信号およびＴＭＣＣ信号は、不図示の復調回路によって復調されるが、本発明とは直接的には係わりがないので、説明を省略する。

図２は、ＳＰ信号の配置および補間について説明する図である。ＳＰ信号は、送信位相および送信パワーが予め決められている既知信号であり、伝送路を推定するために使用される。ＳＰ信号は、周波数軸方向においては、１２キャリア毎に挿入される。各キャリアは、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３では、１ｋＨｚ間隔で用意されている。また、ＳＰ
信号は、時間軸方向においては、４シンボル毎に挿入される。１シンボル時間は、例えば、１．００８ｍ秒である。図２に示す例では、Ｎ番目のシンボルを伝送するための時間スロットにおいて、キャリアＣ１、Ｃ１３、．．．を利用してＳＰ信号が伝送され、Ｎ＋１番目のシンボルを伝送するための時間スロットにおいては、キャリアＣ４、Ｃ１６、．．．を利用してＳＰ信号が伝送される。

ＳＰ補間部１０は、シンボル補間部１１およびキャリア補間部１２を備え、上述のＳＰ信号を補間する。シンボル補間部１１は、ＳＰ信号を伝送する各キャリアについて、時間方向の補間処理を行う。図２に示す例では、例えば、キャリアＣ１について、時間スロットＮの信号および時間スロットＮ＋４の信号に基づいて、時間スロットＮ＋１、Ｎ＋２、Ｎ＋３の信号を推定する。ＳＰ信号が配置されている他のキャリア（Ｃ４、Ｃ７、Ｃ１０、．．．）についても同様の補間処理を行う。この結果、ＳＰ信号が挿入されている各キャリアＣ１、Ｃ４、Ｃ７、Ｃ１０、．．．において、すべてのシンボルについて伝送路情報が得られることになる。なお、シンボル補間部１１は、特に限定されるものではないが、例えば、直線補間（すなわち、１次補間）を行うようにしてもよい。

キャリア補間部１２は、例えば、ＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタ等のデジタルフィルタであり、シンボル補間部１１による補間結果を利用して周波数軸方向の補間処理を行う。すなわち、キャリア補間部１２は、図２に示す例では、各時間スロットにおいて、キャリアＣ１、Ｃ４、Ｃ７、．．．の信号を利用して、キャリアＣ２、Ｃ３、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ９、．．．の信号を推定する。この結果、すべてのキャリアにおいてＳＰ信号についての受信情報が得られる。ここで、ＳＰ信号の送信位相および送信パワーは予め決められているので、ＳＰ信号についての受信情報に基づいて、そのＳＰ信号についての伝送路特性情報（位相情報など）が得られる。すなわち、ＳＰ補間部１０において、各キャリアについて伝送路特性情報を生成する。

ＩＦＦＴ部２１は、ＦＦＴ部１０４から出力される周波数領域信号に含まれているＳＰ信号を時間領域信号に変換する。このとき、ＩＦＦＴ部２１は、シンボル補間部１１により補間されたＳＰ信号を利用することもできる。

ＦＦＴ窓制御部２２は、ＦＦＴ部１０４の演算範囲を表すＦＦＴ窓の位置を制御する。ＦＦＴ窓の位置を制御するために、ＦＦＴ窓制御部２２は、各シンボルの先頭位置を検出する。各シンボルの先頭位置は、例えば、シンボル間にガードインターバルが挿入されていることを利用して生成される。すなわち、図３に示すように、ＩＦＦＴ部２１により得られる時間領域信号とその遅延信号との相関を求める。或いは、ＦＦＴ部１０４の入力信号とその遅延信号との相関を求めるようにしてもよい。遅延時間は、１シンボル期間である。そして、各シンボルの先頭位置は、これらの信号の相関値について移動平均を計算することにより得られる。移動平均の移動幅は、例えば、ガードインターバルである。

図３において、期間Ｐ１は、シンボルｎとシンボルｎ−１との相関が計算される。この場合、相関値は小さい。期間Ｐ２は、シンボルｎとガードインターバルｎとの相関が計算される。ここで、ガードインターバルｎの信号は、シンボルｎの信号をコピーすることにより得られたものである。すなわち、期間Ｐ２は、シンボルｎとシンボルｎとの相関が計算されるので、その相関値は大きい。したがって、その相関値の移動平均は、期間Ｐ２において増加していく。期間Ｐ３は、ガードインターバルｎ＋１とシンボルｎとの相関が計算される。この場合、相関値は小さい。よって、その相関値の移動平均は、期間Ｐ３において減少していく。この結果、相関値の移動平均は、期間Ｐ２から期間Ｐ３に切り替わるタイミングでピークを持つ。すなわち、相関値の移動平均をモニタすることにより、シンボルタイミングを検出することができる。

遅延量算出部２３は、ＩＦＦＴ部２１により得られる時間領域信号を利用して、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する。遅延プロファイルは、時間軸上における受信パワーの変化を表す。最も大きな受信パワーを持つ受信波は、主波（希望波）として検出される。また、所定レベルよりも高い受信パワーを持つ他の受信波は、干渉波（非希望波）として検出される。干渉波としては、図４（ａ）に示す遅延波、及び／又は、図４（ｂ）に示す先行波が検出され得る。そして、遅延量算出部２３は、遅延プロファイルに基づいて主波と干渉波との間の時間差（すなわち、遅延量）を算出する。なお、主波と遅延波との時間差を「正の値」で表し、主波と先行波との時間差を「負の値」で表すようにしてもよい。

制御判定部２４は、遅延量算出部２３により算出された遅延量に基づいて、マルチパスの状態を判定する。マルチパスの状態としては、下記の３つの状態が想定されている。
（１）先行波が存在しない（この実施例では、遅延波が存在するものとする）
（２）先行波が存在し、主波とその先行波との間の時間差がＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも小さい
（３）先行波が存在し、主波とその先行波との間の時間差がＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きい
制御判定部２４は、ＦＦＴ窓制御部２２に対して、この判定結果（遅延量を表す情報を含む）を通知する。そうすると、ＦＦＴ窓制御部２２は、通知された判定結果に応じて、ＦＦＴ窓の位置（すなわち、ＦＦＴ部１０４がＦＦＴを行う信号を抽出するタイミングを表す情報）を決定する。これにより、ＦＦＴ部１０４は、マルチパスの状態に応じて決まるＦＦＴ窓でＦＦＴを行う。また、制御判定部２４は、フィルタ帯域算出部２５に対して上記判定結果を通知する。

フィルタ帯域算出部２５は、制御判定部２４からの通知に応じて、キャリア補間部１２が備えるデジタルフィルタの通過帯域を制御する。そうすると、キャリア補間部１２は、フィルタ帯域算出部２５により制御される通過帯域で、ＳＰ信号（あるいは、ＳＰ信号により得られる伝送路特性情報）を周波数軸方向に補間する。

伝送路等化部１０５には、データ信号およびＳＰ補間部１０により得られる各キャリアについて伝送路特性情報が与えられる。そして、伝送路等化部１０５は、伝送路特性情報を利用して複素除算を行うことにより、データ信号を補正する。この結果、伝送路の影響が除去される。すなわち、データ信号が等化される。ここで、「等化」とは、伝送路上で発生した位相回転を補正する処理を含む。伝送路等化部１０５によって得られる復調データは、デマッピング処理により１ビットまたは複数ビットの２値データに変換され、さらに誤り訂正回路１０６による訂正処理の後、ＴＳ（Transform Stream）形式で出力される。

次に、ＯＦＤＭ受信機１の動作を説明する。
＜マルチパス状態１＞
先行波が存在しないときは、ＦＦＴ窓制御部２２は、図１１（ｂ）に示すように、ＦＦＴ窓の開始位置を主波のシンボル開始位置に設定する。すなわち、ＦＦＴ窓制御部２２は、主波のシンボル領域に対応する期間の信号を抽出するように、ＦＦＴ窓の位置を制御する。これにより、ＦＦＴ部１０４は、主波のシンボル領域に対応する期間の信号に対してＦＦＴを行う。

フィルタ帯域算出部２５は、図５（ａ）に示すように、主波および遅延波を通過させるように、キャリア補間部１２が備えるデジタルフィルタの帯域を制御する。このとき、デジタルフィルタの帯域の基準周波数は、ＦＦＴ窓の位置に対応する。そして、基準周波数の正側（例えば、基準周波数の高域側）において、主波と遅延波との間の時間差に対応する幅の通過帯域が設けられる。一方、基準周波数の負側（例えば、基準周波数の低域側）
には、通過帯域は設けられない。このような通過帯域を設定することにより、主波および遅延波の情報を取り込みながら、ノイズ成分を可能な限り除去することができる。

なお、先行波が存在しないときには、主波と遅延波との時間差がガードインターバルよりも大きい場合であっても、ＦＦＴ窓は、主波のシンボル領域に対応する期間の信号を抽出するように設定される。また、デジタルフィルタの通過帯域も、主波および遅延波を通過させる範囲で可能な限り狭くする。この場合、シンボル間干渉が発生してしまうが、図１３（ａ）を参照しながら説明したように、主波と比べて受信パワーの小さい遅延波が干渉成分となるため、受信品質はさほど劣化しない。

＜マルチパス状態２＞
先行波が存在し、主波とその先行波との間の時間差がＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも小さいときは、ＦＦＴ窓制御部２２は、図１２（ｂ）に示すように、ＦＦＴ窓の開始位置を先行波のシンボル開始位置に設定する。すなわち、ＦＦＴ窓制御部２２は、先行波のシンボル領域に対応する期間の信号を抽出するように、ＦＦＴ窓の位置を制御する。これにより、ＦＦＴ部１０４は、先行波のシンボル領域に対応する期間の信号に対してＦＦＴを行う。なお、主波とその先行波との間の時間差がガードインターバルよりも小さいときは、上述のようにＦＦＴ窓の位置を制御することにより、シンボル間干渉は発生しない。したがって、この場合は、受信品質は良好である。

フィルタ帯域算出部２５は、図５（ｂ）に示すように、主波および先行波を通過させるように、キャリア補間部１２が備えるデジタルフィルタの帯域を制御する。このとき、デジタルフィルタの帯域の基準周波数は、ＦＦＴ窓の位置に対応する。そして、基準周波数の正側において、主波と先行波との間の時間差に対応する幅の通過帯域が設けられる。一方、基準周波数の負側には、通過帯域は設けられない。このような通過帯域を設定することにより、主波および遅延波の情報を取り込みながら、ノイズ成分を可能な限り除去することができる。

＜マルチパス状態３＞
先行波が存在し、主波とその先行波との間の時間差がＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、ＦＦＴ窓制御部２２は、図６に示すように、ＦＦＴ窓の開始位置を、主波のシンボル開始位置からガードインターバル分だけ前に設定する。すなわち、ＦＦＴ窓制御部２２は、シンボルｎについてＦＦＴを行うときには、主波のガードインターバルｎの先頭位置からシンボル期間分の信号を抽出するように、ＦＦＴ窓の位置を制御する。これにより、ＦＦＴ部１０４は、主波のガードインターバルｎの先頭位置からシンボル期間分の信号に対してＦＦＴを行う。

このようにしてＦＦＴ窓を設定すれば、シンボルｎについてＦＦＴを行うときに、受信パワーの大きな主波からは、シンボルｎ（ガードインターバルｎを含む）の信号のみが抽出される。一方、先行波からは、シンボルｎの信号だけでなく、シンボルｎ＋１（ガードインターバルｎ＋１を含む）の信号も抽出される。そして、抽出されるシンボルｎ＋１の信号は、シンボルｎの信号に対して干渉成分となる。しかし、抽出されるシンボルｎ＋１の信号成分は、「主波からはシンボルｎの信号のみを抽出する」という条件の下では、最小化されている。また、先行波の受信パワーは主波と比較して小さい。したがって、シンボルｎ＋１によるシンボル間干渉の影響は、抑えられる。

なお、ＦＦＴ窓を図６に示す位置に対して時間軸上の正方向にシフトさせると、先行波から抽出されるシンボルｎ＋１の信号成分が大きくなる。また、ＦＦＴ窓を図６に示す位置に対して時間軸上の負方向にシフトさせると、主波からシンボルｎ−１の信号成分が抽出されてしまう。したがって、シンボル間干渉を低減するためには、図６に示す位置にＦ
ＦＴ窓を制御することが好ましい。ただし、マルチパス状態３において、ＦＦＴ窓の開始位置は、必ずしも、主波のシンボル開始位置から正確にガードインターバル分だけ前にシフトした位置に設定する必要はない。すなわち、ＦＦＴ窓の開始位置は、主波のシンボル開始位置から概ねガードインターバル分だけ前にシフトした位置に設定すれば、シンボル間干渉を抑制する効果が得られる。

フィルタ帯域算出部２５は、図５（ｃ）に示すように、主波および先行波を通過させるように、キャリア補間部１２が備えるデジタルフィルタの帯域を制御する。このとき、デジタルフィルタの帯域の基準周波数は、ＦＦＴ窓の位置に対応する。すなわち、デジタルフィルタの帯域の基準周波数は、主波のシンボル開始位置からガードインターバル分だけ前にシフトした位置に対応する。したがって、基準周波数の正側において、主波を通過させるために、ガードインターバルに相当する幅の通過帯域が設けられる。一方、基準周波数の負側には、先行波を通過させるために、主波と先行波との間の時間差からガードインターバルを差し引いた時間に相当する幅の通過帯域が設けられる。このような通過帯域を設定することにより、主波および遅延波の情報を取り込みながら、ノイズ成分を可能な限り除去することができる。

実施形態のＯＦＤＭ受信機１におけるＦＦＴ窓の制御およびフィルタ帯域の制御についてまとめた表を図７に示す。図７に示すように、先行波が存在しないときは、ＦＦＴ窓の制御およびフィルタ帯域の制御は、マルチパス遅延には依存しない。これに対して、先行波が存在する場合には、主波とその先行波との間の時間差がガードインターバルよりも大きいときと小さいときとで、ＦＦＴ窓の制御およびフィルタ帯域の制御は互いに異なっている。

次に、キャリア補間部１２が備えるデジタルフィルタの帯域について説明する。デジタルフィルタは、例えば、ＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタにより実現される。なお、以下の説明では、デジタルフィルタは、特に限定されるものではないが、ＦＩＲフィルタであるものとする。

ＦＩＲフィルタは、一般に、直列的に接続されたｋ−１個の遅延素子、ｋ個の乗算器、加算器を備える。入力信号は、先頭の遅延素子に与えられる。そうすると、ｋ−１個の遅延素子により、それぞれ遅延時間の異なるｋ−１個の遅延信号が生成される。第１の乗算器は、入力信号に対してフィルタ係数Ｃ１を乗算する。同様に、第２〜第ｎの乗算器は、それぞれ、対応する遅延信号に対してフィルタ係数Ｃ２〜Ｃｎを乗算する。そして、加算器は、各乗算器により得られる乗算結果を加算する。

上記構成において、フィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎを適切に設定すれば、ＦＩＲフィルタは補間回路として動作する。このとき、ＦＩＲフィルタの通過帯域は、フィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎの組合せを変えることにより任意に調整することができる。なお、ＦＩＲフィルタのタップ数、および各遅延素子の遅延時間は、シンボル周期、ガードインターバル長などに応じて適宜設計されるものとする。

図８は、フィルタ係数を保持する係数テーブルの実施例である。係数テーブルには、主波と干渉波との間の時間差に対して、フィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎが登録されている。この実施例では、主波と遅延波との間の時間差が正の値で表され、主波と先行波との間の時間差が負の値で表されている。この係数テーブルは、例えば、フィルタ帯域算出部２５が保持している。

上記係数テーブルにおいて、例えば、Ｃ１(20)〜Ｃｎ(20)は、主波に対して２０μ秒だけ遅れて到着する干渉波（遅延波）が検出されたときに使用すべきフィルタ定数である。
すなわち、キャリア補間部１２が備えるＦＩＲフィルタにＣ１(20)〜Ｃｎ(20)が与えられると、ＦＩＲフィルタは、基準周波数の高域側に２０μ秒に対応する通過帯域を形成するように動作する。また、Ｃ１(-20)〜Ｃｎ(-20)は、主波よりも２０μ秒だけ先に到着する干渉波（先行波）が検出されたときに使用すべきフィルタ定数である。このフィルタ係数が選択されると、ＦＩＲフィルタは、基準周波数の高域側に２０μ秒に対応する通過帯域を形成するように動作する。

同様に、Ｃ１(-200)〜Ｃｎ(-200)は、主波よりも２００μ秒だけ先に到着する干渉波（先行波）が検出されたときに使用すべきフィルタ定数である。ここで、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルが１２６μ秒であるものとする。そうすると、主波と先行波との間の時間差は、ガードインターバルよりも大きいことになる。この場合、ＦＩＲフィルタは、これらのフィルタ係数が設定されると、基準周波数の高域側に１２６μ秒の通過帯域を形成すると共に、基準周波数の低域側に７４（＝２００−１２６）μ秒の通過帯域を形成する。

なお、係数テーブルに格納されているフィルタ係数は、予め実験またはシミュレーション等により求められているものとする。そして、フィルタ帯域算出部２５は、主波と干渉波との間の時間差に応じて、この係数テーブルから対応するフィルタ係数を抽出し、キャリア補間部１２に与える。

図９は、実施形態のＯＦＤＭ受信機１によるバスタブ曲線を示す図である。なお、図９に示す特性は、図１４と同様に、変調方式がＱＰＳＫであり、また、非希望波が１つだけ存在する場合のシミュレーション結果を示している。さらに、図９（ａ）、図９（ｂ）、図１４（ｃ）は、それぞれ、ガードインターバルが２５２μ秒、１２６μ秒、６３μ秒であるときの特性を示している。

実施形態のＯＦＤＭ受信機１によれば、干渉波が遅延波である場合と、干渉波が先行波である場合とで、特性の差はほとんどない。特に、図９（ｃ）に示すように、干渉波が先行波であって、且つ、主波とその先行波との間の時間差がガードインターバルより大きい場合であっても、特性の劣化はわずかである。図９（ｃ）に示す例では、干渉波が遅延波である場合、および干渉波が先行波である場合の双方において、主波と干渉波との間の時間差が約２６０μ秒まで良好な受信品質が得られている。

なお、上記構成のＯＦＤＭ受信機において、遅延プロファイルを作成してＦＦＴ窓および通過帯域を制御する機能は、ハードウェア回路で実現してもよいし、ソフトウェアを利用して実現してもよい。
また、本発明のＯＦＤＭ受信機および受信方法は、デジタルテレビ放送に限定されるものではなく、他のＯＦＤＭ信号を受信することも可能である。

（付記１）
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する遅延プロファイル作成手段と、を有し、
前記ＦＦＴ手段は、前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記２）
付記１に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記ＦＦＴ手段は、主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも小さいときは、前記演算範囲の開始位置を、前記先行波のシンボル開始位置に設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記３）
付記１に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記ＦＦＴ手段は、先行波が存在しないときは、前記演算範囲の開始位置を、主波のシンボル開始位置に設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記４）
周波数領域においてパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ受信機であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路の出力信号から抽出されるパイロット信号について時間軸方向の補間処理を行うシンボル補間部と、
前記フーリエ変換回路の出力信号から抽出されるパイロット信号について周波数軸上の補間処理を行うキャリア補間部と、
前記キャリア補間部に含まれるフィルタの通過帯域を制御するフィルタ制御部と、
前記シンボル補間部から出力される周波数領域信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記時間領域信号から時間軸上における受信パワーを表す遅延プロファイルを作成し、前記遅延プロファイルを基に前記フーリエ変換回路のフーリエ変換窓位置を主波と干渉波を含む範囲に設定するＦＦＴ窓制御部と、
前記遅延プロファイルから主波と干渉波との遅延時間を算出する遅延量検出部と、
前記ＯＦＤＭ信号のシンボル間に挿入されているガードインターバル時間と前記遅延時間とを比較し、前記ＦＦＴ窓制御部或いは前記フィルタ制御部を制御する制御判定部と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記５）
前記ＦＦＴ窓制御部は、前記フーリエ変換回路により変換された前記周波数領域のＯＦＤＭ信号及び前後のシンボルのＯＦＤＭ信号から得られるピーク位置情報を基に、前記遅延量検出部が検出した前記遅延時間が適切か否か判定し、適切でないと判定した場合に、前記遅延時間から別の遅延時間を算出し、前記遅延時間または前記別の遅延時間のうちのいずれか一方を用いて、前記フーリエ変換回路が前記ＯＦＤＭ信号のなかでフーリエ変換を行うべき範囲を示す時間窓の位置を設定する
ことを特徴とする付記４に記載のＯＦＤＭ受信機。

（付記６）
前記遅延時間が前記ガードインターバル以内の場合は、前記制御判定部は、前記主波及び干渉波を通過させる帯域にフィルタ特性を合わせる様に前記フィルタ制御部を制御する
ことを特徴とする付記４又は５に記載のＯＦＤＭ受信機。

（付記７）
前記遅延時間が前記ガードインターバルを超える場合は、前記制御判定部は、前記フーリエ変換回路が前記ＯＦＤＭ信号のなかでフーリエ変換を行うべき範囲を示す時間窓の位置を主波と先行波の位置に合わせる様に前記ＦＦＴ窓制御部を制御し、また前記主波及び前記先行波を通過させる帯域にフィルタ特性を合わせる様に前記フィルタ制御部を制御す
る
ことを特徴とする付記４又は５に記載のＯＦＤＭ受信機。

（付記８）
前記キャリア補間部はＦＩＲフィルタであり、
前記フィルタ制御部は、前記ＦＩＲフィルタのタップ係数を調整することにより通過帯域を制御する
ことを特徴とする付記４〜７のいずれか１つの付記に記載のＯＦＤＭ受信機。

（付記９）
前記パイロット信号は、地上波デジタル放送の拡散パイロット信号である
ことを特徴とする付記４〜８のいずれか１つの付記に記載のＯＦＤＭ受信機。

（付記１０）
データ信号およびパイロット信号を搬送するＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信機であって、
前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する遅延プロファイル作成手段と、
前記周波数領域信号から抽出されるパイロット信号について周波数軸方向の補間のためのフィルタリングを行うフィルタ手段と、
前記フィルタ手段によりフィルタリングされたパイロット信号を利用して前記周波数領域信号から抽出されるデータ信号を等化する等化手段、を有し、
前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、
前記ＦＦＴ手段は、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定し、
前記フィルタ手段は、前記主波および先行波を通過させる帯域フィルタリングを行う
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記１１）
付記１０に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記フィルタ手段は、前記主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、前記ＦＦＴ手段の演算範囲を基準周波数として、前記主波を通過させるための正側通過帯域および前記先行波を通過させるための負側通過帯域を有する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記１２）
付記１１に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記正側通過帯域の幅は、前記ガードインターバルに相当し、前記負側通過帯域の幅は、前記主波と先行波との間の時間差から前記ガードインターバルを差し引いた時間に相当する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記１３）
付記１０に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記フィルタ手段は、デジタルフィルタおよびそのデジタルフィルタのフィルタ係数を制御する係数制御手段を備え、
前記係数制御手段は、前記遅延プロファイルに基づいて前記フィルタ係数を制御するこ
とにより前記デジタルフィルタの通過帯域を制御する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記１４）
付記１３に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
前記デジタルフィルタはＦＩＲフィルタであることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。

（付記１５）
ＦＦＴ回路を用いてＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成し、
前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成し、
前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、前記ＦＦＴ回路において、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。

実施形態のＯＦＤＭ受信機の構成を示す図である。 ＳＰ信号の配置および補間について説明する図である。 シンボルタイミングを検出する方法を説明する図である。 遅延プロファイルを説明する図である。 フィルタの帯域を説明する図である。 実施形態におけるＦＦＴ窓の制御について説明する図である。 ＦＦＴ窓およびフィルタ帯域の制御についてまとめた表である。 係数テーブルの実施例である。 実施形態のＯＦＤＭ受信機によるバスタブ曲線を示す図である。 ＯＦＤＭ受信機の一実施例の構成を示す図である。 ガードインターバルについて説明する図である。 先行波がある場合のＦＦＴ窓の制御について説明する図である。 マルチパス遅延が大きい場合のＦＦＴ窓の制御について説明する図である。 従来技術のバスタブ曲線を示す図である。

符号の説明

１ ＯＦＤＭ受信機
１０ ＳＰ補間部
１１ シンボル補間部
１２ キャリア補間部
２１ ＩＦＦＴ部
２２ ＦＦＴ窓制御部
２３ 遅延量算出部
２４ 制御判定部
２５ フィルタ帯域算出部
１０１ チューナ
１０２ Ａ／Ｄ変換部
１０３ 直交変換部
１０４ ＦＦＴ部
１０５ 伝送路等化部
１０６ 誤り訂正部

Claims (10)

1. ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成するＦＦＴ手段と、
   前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成する遅延プロファイル作成手段と、を有し、
   前記ＦＦＴ手段は、前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
   前記ＦＦＴ手段は、主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも小さいときは、前記演算範囲の開始位置を、前記先行波のシンボル開始位置に設定する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機であって、
   前記ＦＦＴ手段は、先行波が存在しないときは、前記演算範囲の開始位置を、主波のシンボル開始位置に設定する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
4. 周波数領域においてパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ受信機であって、
   ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路と、
   前記フーリエ変換回路の出力信号から抽出されるパイロット信号について時間軸方向の補間処理を行うシンボル補間部と、
   前記フーリエ変換回路の出力信号から抽出されるパイロット信号について周波数軸上の補間処理を行うキャリア補間部と、
   前記キャリア補間部に含まれるフィルタの通過帯域を制御するフィルタ制御部と、
   前記シンボル補間部から出力される周波数領域信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
   前記時間領域信号から時間軸上における受信パワーを表す遅延プロファイルを作成し、前記遅延プロファイルを基に前記フーリエ変換回路のフーリエ変換窓位置を主波と干渉波を含む範囲に設定するＦＦＴ窓制御部と、
   前記遅延プロファイルから主波と干渉波との遅延時間を算出する遅延量検出部と、
   前記ＯＦＤＭ信号のシンボル間に挿入されているガードインターバル時間と前記遅延時間とを比較し、前記ＦＦＴ窓制御部或いは前記フィルタ制御部を制御する制御判定部と
   を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
5. 前記ＦＦＴ窓制御部は、前記フーリエ変換回路により変換された前記周波数領域のＯＦＤＭ信号及び前後のシンボルのＯＦＤＭ信号から得られるピーク位置情報を基に、前記遅延量検出部が検出した前記遅延時間が適切か否か判定し、適切でないと判定した場合に、前記遅延時間から別の遅延時間を算出し、前記遅延時間または前記別の遅延時間のうちのいずれか一方を用いて、前記フーリエ変換回路が前記ＯＦＤＭ信号のなかでフーリエ変換を行うべき範囲を示す時間窓の位置を設定する
   ことを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ受信機。
6. 前記遅延時間が前記ガードインターバル以内の場合は、前記制御判定部は、前記主波及び干渉波を通過させる帯域にフィルタ特性を合わせる様に前記フィルタ制御部を制御する
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載のＯＦＤＭ受信機。
7. 前記遅延時間が前記ガードインターバルを超える場合は、前記制御判定部は、前記フーリエ変換回路が前記ＯＦＤＭ信号のなかでフーリエ変換を行うべき範囲を示す時間窓の位置を主波と先行波の位置に合わせる様に前記ＦＦＴ窓制御部を制御し、また前記主波及び前記先行波を通過させる帯域にフィルタ特性を合わせる様に前記フィルタ制御部を制御する
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載のＯＦＤＭ受信機。
8. 前記キャリア補間部はＦＩＲフィルタであり、
   前記フィルタ制御部は、前記ＦＩＲフィルタのタップ係数を調整することにより通過帯域を制御する
   ことを特徴とする請求項４〜７のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信機。
9. 前記パイロット信号は、地上波デジタル放送の拡散パイロット信号である
   ことを特徴とする請求項４〜８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信機。
10. ＦＦＴ回路を用いてＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して周波数領域信号を生成し、
    前記周波数領域信号を利用して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを作成し、
    前記遅延プロファイルを利用して検出される主波と先行波との間の時間差が前記ＯＦＤＭ信号のガードインターバルよりも大きいときは、前記ＦＦＴ回路において、フーリエ変換の演算範囲の開始位置を、前記主波のシンボル開始位置よりも前記ガードインターバル分だけ前に設定する
    ことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。

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