JP2008035688A

JP2008035688A - 電動機の駆動装置

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Publication number: JP2008035688A
Application number: JP2007142408A
Authority: JP
Inventors: Mamoru Kubo; 守久保; Kenji Nojima; 健二野島; Kazuhisa Otagaki; 和久太田垣
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2006-06-26
Filing date: 2007-05-29
Publication date: 2008-02-14
Also published as: WO2008001615A1; EP2037560A1; KR20090018837A; US20090309525A1

Abstract

【課題】インバータの効率を改善しながら高負荷まで運転可能な電動機の駆動装置を提供する。
【解決手段】直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路２と、スイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３と、電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、スイッチング素子によりインバータの出力電圧を制御して電動機１を駆動する制御手段とを備える。制御手段は、インバータによる直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が１に近づく方向で電圧変換回路から出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作によって直流電圧を交流電圧に変換するインバータを用いた電動機の駆動装置に関するものである。

従来より電動機の駆動制御を行う場合、電圧変換回路とインバータが用いられる（例えば、特許文献１参照）。図１に例えば圧縮機を駆動する永久磁石同期電動機（圧縮機モータ）１の駆動回路を示す。この図において、２は電圧変換回路、３はインバータである。電圧変換回路２はインダクタンス素子とスイッチング素子及びダイオードから構成されており、例えば商用交流電源４を整流回路６（図２に示す全波整流のためのダイオード群ＤとコイルＬ及びコンデンサＣで構成される）で整流した直流電圧（或いは、バッテリーからの直流電圧）Ｖｉｎが入力され、スイッチング素子のスイッチング動作によるパルス幅変調により、入力電圧Ｖｉｎが昇圧された出力電圧（直流電圧）Ｖｄｃを出力する。

そして、このスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのデューティー（時間比：通流率）を制御することで、出力される出力電圧Ｖｄｃが制御される。また、電圧変換回路２は図３に示す入力電流Ｉの高調波成分を抑制する機能も奏する（図３中のＶは電源４の交流電圧である）。

インバータ３は図１１に示すような複数のスイッチング素子７から構成されており、電圧変換回路２から出力された出力電圧Ｖｄｃが入力され、この出力電圧Ｖｄｃをパルス幅変調することにより、任意の周波数の三相交流に変換し、電動機１に供給する。即ち、電動機１の各相の端子は、インバータ３の中でスイッチング素子７を介して電圧変換回路２の正側と負側にそれぞれ接続されており、各相のスイッチング素子７のＯＮ／ＯＦＦ動作により、図５に示すような三相交流の出力電圧Ｖｏが電動機１に印加されることになる。

電動機１はインバータ３から供給された交流電圧Ｖｏの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。
特許第３３０８９９３号公報

ここで、インバータ３の効率を向上させる方法としては、電動機１の仕様を高電圧化して通電電流を低減させる方法と、電圧変換回路２からインバータ３に入力される直流電圧（出力電圧Ｖｄｃ）を低くして運転する方法とがある。理由はインバータ３の主な電力ロスがスイッチング素子７のスイッチング時に発生するロスだからである。即ち、インバータ３に入力される直流電圧（出力電圧Ｖｄｃ）が高い場合、図１１に示すようにインバータ３を構成するスイッチング素子７のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅも高くなる。そのため、後者の場合当該スイッチング素子７がＯＮからＯＦＦ、又は、ＯＦＦからＯＮに切り替わるスイッチング動作時（遷移期間）における消費電力Ｖｃｅ×Ｉｃ（これがロスとなる）が大きくなってしまう。また、前者の場合にはＩｃが低減できるため、スイッチング動作時の消費電力ロスを小さくできるからである。

しかしながら、電動機１の仕様を高電圧化した場合、或いは、直流電圧（出力電圧Ｖｄｃ）を低くしてしまうと、高電圧化では電圧変換回路の容量が不足した場合、高負荷まで運転できなくなる。また、Ｖｄｃを低くしたときには入力される直流電圧の不足によって何れにしても高負荷まで運転することができなくなる問題が発生する。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、インバータの効率を改善しながら高負荷まで運転可能な電動機の駆動装置を提供するものである。

請求項１の発明の電動機の駆動装置は、直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、スイッチング素子によりインバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えたものであって、制御手段は、インバータによる直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が１に近づく方向で電圧変換回路から出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行することを特徴とする。

請求項２の発明の電動機の駆動装置は、上記において制御手段は、変調度を１に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路から出力される直流電圧を制御することを特徴とする。

請求項３の発明の電動機の駆動装置は、上記各発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路から出力される直流電圧値が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項４の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項５の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が低下して第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項６の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において電圧変換回路を構成するリアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電流検出手段の出力に基づき、リアクトルに流れる電流値が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルに流れる電流値が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項７の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において電圧変換回路を構成するリアクトルの温度を検出する温度検出手段を備え、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、温度検出手段の出力に基づき、リアクトルの温度が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルの温度が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項８の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路を構成するスイッチング素子のＯＮデューティーが上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子のＯＮデューティーが低下して第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項９の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、変調度を１に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項１０の発明の電動機の駆動装置は、請求項１又は請求項２の発明において制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、電圧変換回路の効率が低下して第１の値より低くなった場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上して第１の値より大きい第２の値より高くなった場合、第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、スイッチング素子によりインバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、制御手段が、インバータによる直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が１に近づく方向で電圧変換回路から出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行するので、電圧変換回路からインバータに入力される直流電圧をできるだけ低くして、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング時に発生する損失を低減することが可能となる。

これにより、インバータの効率を著しく改善することができるようになる。特に、電圧変換回路から出力される直流電圧は必要最低限で確保されることになるので、高負荷まで電動機を支障なく運転することが可能となるものである。

また、請求項２の発明によれば、上記に加えて制御手段は、変調度を１に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路から出力される直流電圧を制御するので、電源電圧や電動機負荷の急激な変動に対しても支障なく必要な直流電圧をインバータに印加することができるようになり、安定した電動機の駆動を実現することができるものである。

また、請求項３の発明によれば、上記各発明に加えて制御手段は、前述した直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路から出力される直流電圧値が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになる。これにより、高電圧仕様の電動機を使用できるようになり、電動機に流れる電流を低減してインバータ効率を改善できる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、電圧変換回路から出力される直流電圧値が上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、直流電圧値が降下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、電圧変換回路による昇圧限界を見極めて第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

また、請求項４の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、第１の変調度調整モードを実行するようにしているので、請求項３の発明の効果に加えて、電圧変換回路に入力される電圧に余裕がある場合には、電圧変換回路から出力される直流電圧がより高い値となるまで第１の変調度調整モードを実行できるようになり、第２の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

特に、この場合は電圧変換回路における昇圧幅そのものを用いて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り換えるので、入力電圧が変動する場合も含めて、電圧変換回路による昇圧限界をより的確に判断し、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードへ切り換えることが可能となるものである。

また、請求項５の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が低下して第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するようにしているので、同様に請求項３の発明の効果に加えて、電圧変換回路に入力される電圧に余裕がある場合には、電圧変換回路から出力される直流電圧がより高い値となるまで第１の変調度調整モードを実行できるようになり、第２の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

特に、この場合も電圧変換回路における昇圧率を用いて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り換えるので、入力電圧が変動する場合も含めて、同様に電圧変換回路による昇圧限界をより的確に判断し、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードへ切り換えることが可能となるものである。

また、請求項６の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて電圧変換回路を構成するリアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電流検出手段の出力に基づき、リアクトルに流れる電流値が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルに流れる電流値が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は電圧変換回路を構成するリアクトルに流れる電流値が上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルの電流値が降下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、リアクトルに流れる電流値が飽和し、或いは、飽和に近づくことに基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

請求項７の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明にくわえて電圧変換回路を構成するリアクトルの温度を検出する温度検出手段を備えると共に、制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、温度検出手段の出力に基づき、リアクトルの温度が上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルの温度が降下して第１の値より低い第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は電圧変換回路を構成するリアクトルの温度が上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、リアクトルの温度が降下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するためにリアクトルに流れる電流が増大することで上昇する当該リアクトルの温度からリアクトルの電流値が飽和し、或いは、飽和に近づいていることを把握し、それに基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

請求項８の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路を構成するスイッチング素子のＯＮデューティーが上昇して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子のＯＮデューティーが低下して第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は電圧変換回路を構成するスイッチング素子のＯＮデューティーが上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、ＯＮデューティーが低下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するために上昇する電圧変換回路のスイッチング素子のＯＮデューティーから電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

請求項９の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、変調度を１に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第１の値を超えた場合、第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は変調度を１に近づけるために、電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大した場合に第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、変調度を１に近づけるために電圧変換回路のスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大したことから電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

請求項１０の発明によれば、請求項１又は請求項２の発明に加えて制御手段は、直流電圧調整制御によって変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有しており、電圧変換回路の効率が低下して第１の値より低くなった場合、第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上して第１の値より大きい第２の値より高くなった場合、第１の変調度調整モードを実行するので、同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は電圧変換回路の効率が低下した場合に第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路の効率が向上した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧幅が拡大することで低下する効率に基づいて電圧変換回路による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路における昇圧幅を抑えて電圧変換回路のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となるものである。

次に、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。本発明の実施例の駆動装置１１の回路構成は、基本的には図１、図２に示されているものである。即ち、１は例えば圧縮機を駆動する永久磁石同期電動機（圧縮機モータ）、２は電圧変換回路、３はインバータであり、前述同様の構成と機能を有する。特に、インバータ３は同様に図１１のスイッチング素子７にて構成されている。

次に、図１２を用いて図１中の電圧変換回路２の回路構成を説明する。電圧変換回路２の入力は前述した整流回路６（図２）の出力に接続され、出力は前述したインバータ３の入力に接続される。電圧変換回路２は、図１２に示すリアクトル（インダクタンス素子）２１、コンデンサ２２、ダイオード２３及びスイッチング素子２４などから構成されている。この場合、整流回路６の出力にリアクトル２１が接続されており、このリアクトル２１の後段にダイオード２３を介してコンデンサ２２が接続される。また、スイッチング素子２４はリアクトル２１とダイオード２３の接続点とアース間に接続されている。

コンデンサ２２はダイオード２３を経た電流の脈流を平滑化する。スイッチング素子２４はＩＧＢＴなどにより構成されており、本発明の駆動装置１１の制御装置（マイクロコンピュータにて構成される制御手段）１４からのスイッチング信号によってＯＮされることにより、リアクトル２１に短絡電流を流す。スイッチング素子２５がＯＮされると、リアクトル３２の出力側の電路が短絡されてリアクトル２１に直流電流が流れる。これにより、エネルギーがリアクトル２１に蓄えられる。リアクトル２１に蓄えられたエネルギーは、その後当該スイッチング素子２４がＯＦＦされることで入力直流電圧に加算され、コンデンサ２２に充電される。これにより、整流回路６から出力された直流電圧が昇圧される（ＰＡＭ制御）ことになる。また、スイッチング素子２４のＯＮデューティー（ＯＮ期間とＯＦＦ期間からなる一周期全体に対するＯＮ期間の比、通流率）を制御することにより、入力電流を正弦波状に制御することができる。これにより、力率の改善と高調波の抑制が行われる。

２６はスイッチング素子２４とアース間に接続されたシャント抵抗であり、このシャント抵抗２６の電圧値が示す入力電流Ｉｉｎの値（スイッチング素子２４がＯＮしたときにリアクトルに流れるリアクトル電流値）が制御装置１４に入力される。スイッチング素子２４のゲートは制御装置１４に接続されている。制御装置１４にはリアクトル２１前段に接続された分圧抵抗２７、２８の接続点に現れる入力電圧（電圧変換回路２に入力される直流電圧）Ｖｉｎの値が入力され、コンデンサ２２後段に接続された分圧抵抗３１、３２の接続点に現れる出力電圧（電圧変換回路２から出力される直流電圧）Ｖｄｃの値が入力される。更に、制御装置１４には負荷であるインバータ３とアース間に接続されたシャント抵抗３３の電圧値が示す直流電流Ｉｄｃの値（出力電流値）も入力される。また、３４はリアクトル２１の温度を検出する温度センサ（温度検出手段）であり、この温度センサ３４が検出するリアクトル２１の温度ＴＬも制御装置１４に入力されている。

そして、実施例では制御装置１４は入力電圧（Ｖｉｎ）波形の全領域において、例えば３０ｋＨｚの高周波でスイッチング素子２４をスイッチングするスイッチング信号を生成する。これにより、インバータ３に出力する出力電圧Ｖｄｃを広範囲で昇圧できると共に、高度な力率改善と高調波抑制が行われる。これが制御装置１４が有する第１のフィルタ機能（フルＰＡＭ制御）である。

また、制御装置１４は入力電圧（Ｖｉｎ）波形のゼロクロス付近のみでスイッチング素子２４をスイッチングする第２のフィルタ機能をも有している。この場合、実施例で制御装置１４は、少なくとも１５ｋＨｚ以上の可聴領域外の周波数（前記第１のフィルタ機能よりも低い周波数）を周期とした所定のＯＮデューティーでスイッチング素子２４をスイッチングする。また、このスイッチングは入力電圧（Ｖｉｎ）波形の位相角が例えば０°〜３５°（１８０°〜２１５°）、３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）、１５０°〜１８０°（３３０°〜０°）の三つの領域で行い、それ以外の領域では停止（ＯＦＦ）する。即ち、入力電圧（Ｖｉｎ）の一周期中においてスイッチング素子２４をスイッチングする領域が第１のフィルタ機能（フルＰＡＭ制御）の場合よりも小さくなる。

また、０°〜３５°（１８０°〜２１５°）及び１５０°〜１８０°（３３０°〜０°）の領域ではスイッチング素子２４をＯＮするＯＮデューティーを例えば３０％とし、３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）の領域では６０％とする。これにより実施例における第２のフィルタ機能（簡易ＰＡＭ制御）を奏する。

このような制御により、上述した第１のフィルタ機能のような広範囲では無いものの、或る程度の昇圧を行いながら、ゼロクロス付近の電流波形を滑らかにし、高調波電流規制値内に納められるだけの高調波の低減と力率改善を行う。特に、この場合のスイッチング素子２４における損失は、上述した第１のフィルタ機能により行われるスイッチングに比して著しく低減される。

この場合、制御装置１４は入力電流Ｉｉｎの値に基づいて上述した簡易ＰＡＭ制御とフルＰＡＭ制御を切り替える。即ち、制御装置１４は入力電流Ｉｉｎの値がフルＰＡＭ制御開始電流値Ｉｆｓｔａｒｔより低い場合は、スイッチング素子２４へスイッチング信号を印加して前述したゼロクロス付近でのスイッチングを行い、第２のフィルタ機能を奏する。これにより、インバータ３にはスイッチング素子２４によって部分スイッチングされた電力が印加されることになる。

尚、フルＰＡＭ制御開始電流値Ｉｆｓｔａｒｔとは、事前に把握しているインバータ３による全運転状態における必要な昇圧・高調波抑制のための波形改善度合いから簡易ＰＡＭ制御とフルＰＡＭ制御を切り換える電圧変換回路２の昇圧限界のポイントとして予め設定された入力電流値である。

電動機１の負荷が増大して高い出力が必要となり、入力電流Ｉｉｎの値がフルＰＡＭ制御開始電流値Ｉｆｓｔａｒｔ以上となった場合、制御装置１４は上述したフルＰＡＭ制御に移行する。即ち、制御装置１４はスイッチング素子２４へ全領域で生成されたスイッチング信号の印加する。これにより、スイッチング素子２４により充分に昇圧され、且つ、高度に波形成形された電力がインバータ３に印加されることになる（第１のフィルタ機能）。

尚、制御装置１４は電動機１の負荷が低下して入力電流Ｉｉｎの値が所定のフルＰＡＭ制御終了電流値Ｉｆｓｔｏｐ（Ｉｆｓｔａｒｔより低い値）まで低下したら、前述した簡易ＰＡＭ制御（第２のフィルタ機能）に戻る。

このように、実施例の制御装置１４は第１のフィルタ機能（フルＰＡＭ制御）と第２のフィルタ機能（簡易ＰＡＭ制御）を選択的に切り換える。この場合、入力電流Ｉｉｎの値が高い場合は第１のフィルタ機能を動作させ、低い場合には第２のフィルタ機能を動作させるので、第２のフィルタ機能で賄える範囲では第２のフィルタ機能を動作させ、効率的なスイッチングで高調波の抑制と或る程度の昇圧を行い、第２のフィルタでは対応できない昇圧限界となった場合は、第１のフィルタ機能を動作させて必要な昇圧と確実な高調波抑制を行うことができる。これにより、昇圧と高調波抑制機能を担保しながら、スイッチング素子２４におけるスイッチング損失を抑え、効率的な電源供給を実現することができるようになる。

次に、図４及び図５は本発明の駆動装置１１の制御装置１４の制御方式を示す図である。最初に図４は制御装置１４が直流電圧調整制御を実行する第１の変調度調整モードの制御方式を示している。この図４において、１２はインバータ３における変調度と当該変調度の目標値が入力され、それらの偏差ｅに基づいてＰＩＤ演算等の演算を行う演算部であり、１３は当該演算部１２にて演算された制御量の上限値と下限値を設定する上限下限設定部である。この場合、インバータ３の変調度は電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃの１／２である図５のｄに対する、インバータ３の出力電圧Ｖｏの１／２であるａの比率ａ／ｄのことである。また、この変調度の目標値は、１以下の値であって１に所定の余裕を持ち、且つ、１に近い値とされ、実施例では０．９に設定している。

演算部１２は設定されたこの変調度の目標値（０．９）と、インバータ３から入力される現在の変調度を比較し、その偏差ｅの大きさに比例してそれを縮小する方向の演算（比例制御Ｐ）と、偏差ｅを積分した値を縮小する方向の演算（積分制御Ｉ）と、偏差ｅの変化を縮小する方向の演算（微分制御Ｄ）を実行し、それらを合算することによって目標とするＶｄｃの制御量（目標値）を算出する。

上限下限設定部１３は、演算部１２で算出された制御量の上限値と下限値を設定する。この上限値は電圧変換回路２の能力上限を意味しており、下限値はそれ以上出力電圧Ｖｄｃを低下させた場合、電動機１の電流が増大して効率が低下する限界を意味している。従って、制御量はこれら上限値と下限値の間で調整されることになる。

この上限下限設定部１３を経たＶｄｃの目標値は電圧変換回路２に入力される。制御装置１４は算出されたＶｄｃの目標値に基づき、前述した如き電圧変換回路２における簡易ＰＡＭ制御、又は、フルＰＡＭ制御を実行して直流電圧（或いは、車載電動圧縮機の場合には車のバッテリーからの直流電圧）である入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、目標値である出力電圧（直流電圧）Ｖｄｃを出力する。

インバータ３は前述同様複数のスイッチング素子７から構成されており、電圧変換回路２から出力された出力電圧（直流電圧）Ｖｄｃが入力され、この出力電圧Ｖｄｃをパルス幅変調することにより、任意の周波数の三相交流に変換し、電動機１に供給する。電動機１はインバータ３から供給された交流電圧Ｖｏの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。従って、インバータ３は出力電圧Ｖｄｃの１／２である図５のｄに対する、インバータ３の出力電圧Ｖｏの１／２であるａの比率である変調度ａ／ｄを把握しており、この変調度ａ／ｄを制御装置１４の演算部１２にフィードバックすることになる。

以上が制御装置１４が直流電圧調整制御を実行する第１の変調度調整モードである。この第１の変調度調整モードでは、インバータ３における変調度（ａ／ｄ）が小さい場合、即ち、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃに対してインバータ３の出力電圧Ｖｏが比較的小さい場合、当該変調度を目標値である０．９に近づけるように電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃが下げられる。逆に、インバータ３における変調度（ａ／ｄ）が大きい場合、即ち、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃにインバータ３の出力電圧Ｖｏが近い場合（ＶｏはＶｄｃより大きくできないが、同一の場合もある）、当該変調度を目標値である０．９に近づけるように電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃが上げられることになる。

このように、第１の変調度調整モードでは特に変調度が小さい場合に電圧変換回路２からインバータ３に入力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃをできるだけ低くして、インバータ３を構成するスイッチング素子７のスイッチング時に発生するロスを低減することができるようになり、インバータ３の効率を著しく改善することが可能となる。また、変調度が大きい場合にも電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃは必要最低限で確保されることになるので、高負荷まで電動機１を支障なく運転することが可能となる。

この場合、実施例では変調度１（Ｖｄｃ＝Ｖｏとなる状態）に対して０．１の余裕（所定の余裕）をもって制御を行っている。この余裕は実施例の０．１に限らず、更に小さくても逆に大きくても良いが、このように制御装置１４が変調度を１に対して所定の余裕をもつように電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することにより、電源４の電圧や電動機１の負荷の急激な変動に対しても支障なく必要な出力電圧Ｖｄｃをインバータ３に印加することができるようになるので、安定した電動機１の駆動を実現することができるようになる。

次に、図６は制御装置１４が弱め磁束制御を実行する第２の変調度調整モードの制御方式を示している。この図６において、１２Ａはインバータ３における変調度と当該変調度の目標値が入力され、それらの偏差ｅに基づいてＰＩＤ演算等の演算を行う演算部であり、１３Ａは当該演算部１２Ａにて演算された制御量の上限値を設定する上限設定部である。この場合も前述同様にインバータ３の変調度は電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃの１／２である図５のｄに対する、インバータ３の出力電圧Ｖｏの１／２であるａの比率ａ／ｄのことである。また、この変調度の目標値は、この場合も同様に１以下の値であって１に所定の余裕を持ち、且つ、１に近い値とされ、実施例では０．９に設定している。

演算部１２Ａは設定されたこの変調度の目標値（０．９）と、インバータ３から入力される現在の変調度を比較し、その偏差ｅの大きさに比例してそれを縮小する方向の演算（比例制御Ｐ）と、偏差ｅを積分した値を縮小する方向の演算（積分制御Ｉ）と、偏差ｅの変化を縮小する方向の演算（微分制御Ｄ）を実行し、それらを合算することによって目標とする負の界磁電流成分、即ち、負のｄ軸電流の制御量（目標値）を算出する。

ここで、図７は電動機１のｑ軸電流（トルク電流成分）とｄ軸電流（界磁電流成分）のベクトル図を示している。圧縮機が使用される例えば空気調和機や冷凍機のプルダウン時には、電動機１は高負荷となり高速で運転されることになる。電動機１が高速運転されると、誘起電圧が端子電圧（即ち、インバータ３から出力される交流電圧Ｖｏ）を超えるようになり、電流が流れず、トルクが小さくなって出力を維持できなくなる。その場合、ステータ巻線にロータの磁束（永久磁石による磁束）と反対の方向の起磁力を発生させて誘起電圧を抑えることでトルクを確保することができるようになる。これを弱め磁束制御と云う。

この弱め磁束制御では、ロータの磁束と反対方向の起磁力を発生させるために、ステータ巻線に負のｄ軸電流を流し、トルクに寄与するｑ軸電流を確保することになるが、Ｖｏが抑制されることになるので、電圧変換回路２が出力する直流電圧である出力電圧Ｖｄｃ一定の条件下では、変調度（ａ／ｄ）を制御することができることになる。そこで、演算部１２Ａは変調度が目標値である０．９に近づく方向で電動機１のステータ巻線に流す負のｑ軸電流の制御量を算出する。

次に、上限設定部１３Ａは、演算部１２Ａで算出された制御量の上限値を設定する。ここで、弱め磁束制御を行った場合、電動機１のロータの磁束が減少するため、同じトルクを得るためには、より大きなｑ軸電流が必要となる。また、ｄ軸電流も流すため、電動機１のロータの巻線に流れる全電流が増加し、この電流増によって巻線が焼損する危険性が出てくる。また、ｄ軸電流を流すためにロータの永久磁石の減磁を引き起こす問題も生じる。そこで、上限設定部１３Ａは係る負のｄ軸電流を流すことによって発生する不都合を回避するために制御量の上限値を設定している。従って、制御量（負のｄ軸電流）はこの上限値以下の値で調整されることになる。

尚、この場合電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃは一定で制御される。そして、上限設定部１３Ａを経た負のｄ軸電流の目標値はインバータ３に入力され、インバータ３を構成するスイッチング素子７のスイッチング動作によって電動機１に目標値の負のｄ軸電流が流されることになる。電動機１は同様にインバータ３から供給された交流電圧Ｖｏの周波数に応じて任意の回転数及びトルクで回転し、負荷である圧縮機を駆動する。同様にインバータ３は変調度ａ／ｄを把握しており、この変調度ａ／ｄを演算部１２にフィードバックすることになる。

以上が制御装置１４が弱め磁束制御を実行する第２の変調度調整モードである。この第２の変調度調整モードでは、インバータ３における変調度（ａ／ｄ）が小さい場合、即ち、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃに対してインバータ３の出力電圧Ｖｏが比較的小さい場合、当該変調度を目標値である０．９に近づけるように負のｄ軸電流を減らし、弱め磁束を弱くする。逆に、インバータ３における変調度（ａ／ｄ）が大きい場合、即ち、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃをインバータ３の出力電圧Ｖｏが超えるようなとき、或いは、同一の場合、若しくは、超えていないが近い場合、当該変調度を目標値である０．９に近づけるように負のｄ軸電流を前述した上限値の範囲内で増やし、弱め磁束を強くする。

このように、第２の変調度調整モードでは特に電動機１が高回転で運転される高負荷時に、電圧変換回路２からインバータ３に入力される出力電圧Ｖｄｃを増大させること無く、電動機１を運転することができるようになる。このことは、電圧変換回路２の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機を高負荷まで運転することができることを意味している。係る高電圧仕様の電動機を使用すれば、電動機に流れる電流が低減されるので、インバータ効率を改善できる。

特に、この第２の変調度調整モードにおいては、変調度を実施例の目標値である０．９に維持するために必要最低限に近い負のｄ軸電流を流して弱め磁束制御を行うので、この点においても電動機１の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。この場合も、実施例では変調度１（Ｖｄｃ＝Ｖｏとなる状態）に対して０．１の余裕（所定の余裕）をもって制御を行っているので、電源４の電圧や電動機１の負荷の急激な変動に対しても支障なく電動機１の安定した駆動を実現することができる。

次に、図８は制御装置１４による実際の制御動作の一例をフローチャートで示している。制御装置１４は図８のステップＳ１で先ず図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ２で現在電圧変換回路２から出力されている出力電圧Ｖｄｃが前述した例えば上限下限設定部における上限値αより大きいか否か判断する。そして、上限値α以下である場合、制御装置１４はステップＳ３に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御によりＶｄｃが上昇されて行き、前述した上限値αを超えた場合、制御装置１４はステップＳ４に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、Ｖｄｃが上限値α以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ２からステップＳ３に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。この場合制御装置１４は、上述した如く第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替わった後は、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップＳ２からステップＳ３に進むことを禁止し、ステップＳ４に進むように制御する。また、逆に第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに切り替わった後も、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップＳ２からステップＳ４に進むことを禁止し、ステップＳ３に進むように制御する。これにより、Ｖｄｃが上限値α近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

このように、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードを電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃに応じて切り換えることにより、電圧変換回路２による昇圧限界を見極めて、電圧変換回路２における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。

係る制御動作による電動機１の出力とＶｄｃの関係が図９に示されている。図中の破線が電動機１を運転するために必要なＶｄｃであり、変調度１と想定した場合を示している。実線で示しているのは図８のフローチャートで実際に制御装置１４によって制御されるＶｄｃであり、破線の上側（この差が前述した余裕０．１である）に沿って傾斜している範囲が通常の運転域となる。この運転域では、変調度に余裕０．１をもって運転に必要なＶｄｃに応じた必要最低限の大きさのＶｄｃが電圧変換回路２から出力される。

この通常の運転域の左端から水平に左に向かっている範囲はＶｄｃが前述した下限値となった軽負荷の範囲である。出力が高くなる高負荷の範囲で、前述した上限値αを境にＶｄｃが一定とされるので、通常の運転域の右端からＶｄｃは右に水平に向かうことになる。この高負荷域では、前述した弱め磁束制御によって変調度が０．９に制御されることになる。

次に、図１０は制御装置１４による実際の制御動作の他の例をフローチャートで示している。制御装置１４は図１０のステップＳ５で同様に先ず図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ６で現在電圧変換回路２から出力されている直流電圧である出力電圧Ｖｄｃと電圧変換回路２の入力電圧Ｖｉｎとの差（Ｖｄｃ−Ｖｉｎ。即ち、昇圧幅）がこの場合の所定の上限値（上限値は電圧変換回路２の昇圧幅の限界値である）αより大きいか否か判断する。そして、上限値α以下である場合、制御装置１４はステップＳ７に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御によりＶｄｃが上昇されて行き、昇圧幅が前述した上限値αを超えた場合、制御装置１４はステップＳ８に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅が上限値α以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ６からステップＳ７に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。この場合制御装置１４は、上述した如く第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替わった後は、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップＳ６からステップＳ７に進むことを禁止し、ステップＳ８に進むように制御する。また、逆に第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに切り替わった後も、自らの機能として有するタイマの積算に基づく所定期間、ステップＳ６からステップＳ８に進むことを禁止し、ステップＳ７に進むように制御する。これにより、昇圧幅が上限値α近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

このように、この場合の制御においても第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードを電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃと入力電圧Ｖｉｎの差（昇圧幅）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路２における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それに加えてこの場合の制御では、電圧変換回路２への入力電圧Ｖｉｎに余裕がある場合には、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃがより高い値となるまで第１の変調度調整モードを実行できるようになるので、第２の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機１への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

特に、電圧変換回路２における昇圧幅そのものを用いて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路２による昇圧限界をより的確に判断して第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

次に、図１３は図８に示した制御装置１４による制御動作の他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は図８の制御に加えて所定のヒステリシス幅２βを有して第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１３のステップＳ９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ１０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ１１でフラグＸがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップＳ１２に進み、現在電圧変換回路２から出力されている出力電圧Ｖｄｃが前述した例えば上限下限設定部における上限値αであるＡ＋β（第１の値）より高いか否か判断する。そして、上限値Ａ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ１７に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御によりＶｄｃが上昇されて行き、前述した上限値Ａ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ１２からステップＳ１３に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ１４に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ１１からステップＳ１５に進み、ＶｄｃがＡ−β（第２の値）より低くなったか否か判断し、否であればステップＳ１４に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、ＶｄｃがＡ−β以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ１５からステップＳ１６に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ１７に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、Ｖｄｃが上限値Ａ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

この場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードを電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃに応じて切り換えることにより、電圧変換回路２による昇圧限界を見極めて、電圧変換回路２における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。

次に、図１４は図１０に示した制御装置１４による制御動作の他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は図１０の制御に加えて所定のヒステリシス幅２βを有して第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１４のステップＳ１９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ２０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ２１でフラグＸがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップＳ２２に進み、現在電圧変換回路２から出力されている出力電圧Ｖｄｃと電圧変換回路２の入力電圧Ｖｉｎとの差（Ｖｄｃ−Ｖｉｎ。即ち、昇圧幅）がこの場合の所定の上限値（上限値は電圧変換回路２の昇圧幅の限界値）αであるＣ＋β（第１の値）より大きいか否か判断する。そして、上限値Ｃ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ２７に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御によりＶｄｃが上昇されて行き、昇圧幅が前述した上限値Ｃ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ２２からステップＳ２３に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ２４に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ２１からステップＳ２５に進み、昇圧幅がＣ−β（第２の値）より小さくなったか否か判断し、否であればステップＳ２４に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅がＣ−β以下に縮小した場合、制御装置１４はステップＳ２５からステップＳ２６に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ２７に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、昇圧幅が上限値Ｃ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

この場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードを電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃと入力電圧Ｖｉｎの差（昇圧幅）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路２における昇圧幅を抑えることが可能となり、電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それに加えてこの場合の制御でも、電圧変換回路２への入力電圧Ｖｉｎに余裕がある場合には、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃがより高い値となるまで第１の変調度調整モードを実行できるようになるので、第２の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機１への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

また、同様に電圧変換回路２における昇圧幅そのものを用いて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路２による昇圧限界をより的確に判断して第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

次に、図１５は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は電圧変換回路２の入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｄｃの比、即ち、Ｖｄｃ／Ｖｉｎに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１５のステップＳ２９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ３０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ３１でフラグＸがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップＳ３２に進み、現在電圧変換回路２に入力されている入力電圧Ｖｉｎに対する現在電圧変換回路２から出力されている出力電圧Ｖｄｃの比（Ｖｄｃ／Ｖｉｎ。即ち、昇圧率）がこの場合の所定の上限値（上限値は電圧変換回路２の昇圧率の限界値）であるＣ＋β（第１の値）より高いか否か判断する。そして、上限値Ｂ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ３７に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御によりＶｄｃが上昇されて行き、昇圧率が前述した上限値Ｂ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ３２からステップＳ３３に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ３４に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ３１からステップＳ３５に進み、昇圧率がＢ−β（第２の値）より低くなったか否か判断し、否であればステップＳ３４に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧率がＢ−β以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ３５からステップＳ３６に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ３７に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、昇圧率が上限値Ｂ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

この場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードを電圧変換回路２に入力される直流電圧であるＶｉｎに対する電圧変換回路２から出力される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃの比（昇圧率）に応じて切り換えることにより、電圧変換回路２における昇圧の度合い（昇圧幅に相当）を抑えることが可能となり、電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することができるようになる。それに加えてこの場合の制御でも、電圧変換回路２への入力電圧Ｖｉｎに余裕がある場合には、電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃがより高い値となるまで第１の変調度調整モードを実行できるようになるので、第２の変調度調整モードの弱め磁束制御による効率の悪化や電動機１への悪影響を可能な限り抑制することが可能となる。

また、この場合も電圧変換回路２における昇圧率を用いて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り換えるので、電圧変換回路２による昇圧限界をより的確に判断して第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードへ切り換えることが可能となる。

次に、図１６は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は入力電流Ｉｉｎ、即ち、リアクトル２１に流れる電流ＩＬに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１６のステップＳ３９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ４０でフラグＸがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップＳ４１に進み、電流ＩＬ（入力電流Ｉｉｎである）の値がこの場合の所定の上限値（上限値はリアクトル２１に流れる電流ＩＬが飽和する値、或いは、飽和に近い値である限界値）であるＨ＋β（第１の値）より高いか否か判断する。そして、上限値Ｈ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ４６に進んで図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって入力電流Ｉｉｎである電流ＩＬの値が上昇して行き、上限値Ｈ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ４１からステップＳ４２に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ４３に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ４０からステップＳ４４に進み、電流ＩＬの値がＨ−β（第２の値）より低くなったか否か判断し、否であればステップＳ４３に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、電流ＩＬの値がＨ−β以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ４４からステップＳ４５に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ４６に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、電流ＩＬが上限値Ｈ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

この場合も同様に第２の変調度調整モードにより、電圧変換回路２の容量を大きくすること無く、高電圧仕様の電動機１を高負荷まで運転することができるようになり、高電圧仕様の電動機を使用できるようになって、電動機１に流れる電流を低減し、インバータ効率を改善することが可能となる。特に、この第２の変調度調整モードにおいても、必要最低限に近い弱め磁束で運転することになるので、この点においても電動機１の運転効率及びインバータ効率を改善することができる。

そして、この場合は電圧変換回路２を構成するリアクトル２１に流れる電流ＩＬ（入力電流Ｉｉｎ）の値が上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、リアクトル２１の電流値が降下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、リアクトル２１に流れる電流ＩＬの値が飽和し、或いは、飽和に近づくことに基づいて電圧変換回路２による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路２における昇圧幅を抑えて電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

次に、図１７は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は温度センサ３４が検出するリアクトル２１の温度ＴＬに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１７のステップＳ４９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ５０でフラグＸがリセットされているか否か判断し、ここではリセットされているのでステップＳ５１に進み、リアクトル２１の温度ＴＬがこの場合の所定の上限値（上限値はリアクトル２１に流れる電流ＩＬが飽和する値、或いは、飽和に近い値となったときのリアクトル２１の温度である限界値）であるＪ＋β（第１の値）より高いか否か判断する。そして、上限値Ｊ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ５６に進んで図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって入力電流Ｉｉｎであるリアクトル２１の電流ＩＬの値が上昇して行き、それに伴って発熱するリアクトル２１の温度ＴＬが上限値Ｊ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ５１からステップＳ５２に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ５３に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ５０からステップＳ５４に進み、温度ＴＬの値がＪ−β（第２の値）より低くなったか否か判断し、否であればステップＳ５３に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、温度ＴＬの値がＪ−β以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ５４からステップＳ５５に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ５６に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、温度ＴＬが上限値Ｊ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

そして、この場合は電圧変換回路２を構成するリアクトル２１の温度ＴＬが上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、リアクトル２１の温度ＴＬが降下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するためにリアクトル２１に流れる電流ＩＬが増大することで上昇する当該リアクトル２１の温度ＴＬからリアクトル２１の電流ＩＬの値が飽和し、或いは、飽和に近づいていることを把握し、それに基づいて電圧変換回路２による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路２における昇圧幅を抑えて電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

次に、図１８は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は電圧変換回路２を構成するスイッチング素子２４のＯＮデューティーＤＵに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１８のステップＳ５９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ６０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ６１でＶｄｃを出力するために電圧変換回路２のスイッチング素子２４をスイッチングするＯＮデューティーＤＵを計算（前述した簡易ＰＡＭ制御又はフルＰＡＭ制御において計算される値である）し、ステップＳ６２でフラグＸがリセットされているか否か判断する。ここではリセットされているのでステップＳ６３に進み、現在のスイッチング素子２４のＯＮデューティーＤＵがこの場合の所定の上限値（上限値は電圧変換回路２の上限の昇圧幅を得るためのＯＮデューティーの限界値）であるＥ＋β（第１の値）より高いか否か判断する。そして、上限値Ｅ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ６８に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御におけるスイッチング素子２４のＯＮデューティーＤＵが上昇されて行き、前述した上限値Ｅ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ６３からステップＳ６４に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ６５に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ６２からステップＳ６６に進み、ＯＮデューティーＤＵがＥ−β（第２の値）より低くなったか否か判断し、否であればステップＳ６５に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、ＯＮデューティーＤＵがＥ−β以下に低下した場合、制御装置１４はステップＳ６６からステップＳ６７に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ６８に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、ＯＮデューティーＤＵが上限値Ｅ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

そして、この場合は電圧変換回路２を構成するスイッチング素子２４のＯＮデューティーＤＵが上昇した場合に第２の変調度調整モードを実行し、ＯＮデューティーＤＵが低下した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧するために上昇する電圧変換回路２のスイッチング素子２４のＯＮデューティーＤＵから電圧変換回路２による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路２における昇圧幅を抑えて電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

次に、図１９は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は電圧変換回路２を構成するスイッチング素子２４をスイッチングする領域ＳＰに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図１９のステップＳ６９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ７０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ７１でＶｄｃを出力するために電圧変換回路２のスイッチング素子２４を前述した簡易ＰＡＭ制御（第２のフィルタ機能）、又は、フルＰＡＭ制御（第１のフィルタ機能）するスイッチング信号を計算する。ここで、前述した如くフルＰＡＭ制御では入力電圧Ｖｉｎ波形の全領域でスイッチングを行い、簡易ＰＡＭ制御ではＶｉｎのゼロクロス付近の領域のみでスイッチングを行う。即ち、簡易ＰＡＭ制御は変調度を１に近づけるためにスイッチング素子２４をスイッチングする必要のある領域が狭く、フルＰＡＭ制御は同じく変調度を１に近づけるためにスイッチング素子２４をスイッチングする必要がある領域が拡張された状態と云える。

次に、ステップＳ７２でフラグＸがリセットされているか否か判断する。ここではリセットされているのでステップＳ７３に進み、スイッチング素子２４をスイッチングする必要のある領域ＳＰがこの場合の所定の上限値（上限値は簡易ＰＡＭ制御におけるスイッチング領域より大きく、フルＰＡＭ制御におけるスイッチング領域（全領域）より狭い値）であるＦ＋β（第１の値）より広いか否か判断する。そして、上限値Ｆ＋β以下である場合、制御装置１４はステップＳ７８に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって入力電流ＩｉｎがフルＰＡＭ制御開始電流値Ｉｆｓｔａｒｔ以上に上昇してフルＰＡＭ制御に切り替わり、領域ＳＰが前述した上限値Ｆ＋βを超えた場合、制御装置１４はステップＳ７３からステップＳ７４に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ７５に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ７２からステップＳ７６に進み、領域ＳＰがＦ−β（簡易ＰＡＭ制御におけるスイッチング領域以下の値である第２の値）より狭くなったか否か判断し、否であればステップＳ７５に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

この第２の変調度調整モードを実行している状態で、入力電流ＩｉｎがフルＰＡＭ制御終了電流値Ｉｆｓｔｏｐ以下に低下して簡易ＰＡＭ制御に切り替わり、領域ＳＰがＦ−β以下に縮小した場合、制御装置１４はステップＳ７６からステップＳ７７に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ７８に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。

尚、実施例ではスイッチング素子２４のスイッチングをフルＰＡＭ制御と簡易ＰＡＭ制御とで切り替えて実行する場合、即ち、スイッチング領域が二段階で切り替わる場合について説明したが、それに限らず、入力電流Ｉｉｎに応じてスイッチング領域ＳＰが三段階以上の更に複数の段階で、或いは、リニアに変化する制御方式でも良い。係る場合、実施例のようなヒステリシスをもった制御を行えば、スイッチング領域ＳＰが上限値Ｆ＋β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止できる。

そして、この場合は変調度を１に近づけるために、電圧変換回路２を構成するスイッチング素子２４をスイッチングする必要のある領域ＳＰが拡大した場合に第２の変調度調整モードを実行し、スイッチング素子２４をスイッチングする必要のある領域ＳＰが縮小した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、変調度を１に近づけるために電圧変換回路２のスイッチング素子２４をスイッチングする必要のある領域ＳＰが拡大したことから電圧変換回路２による昇圧限界を見極め（実施例ではフルＰＡＭ制御に切り替わったこと）、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路２における昇圧幅を抑えて電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

次に、図２０は制御装置１４による実際の制御動作の更に他の例をフローチャートで示している。この場合、制御装置１４は電圧変換回路２の効率ＰＣＥに基づいて第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードとを切り替える。即ち、図２０のステップＳ７９で先ずフラグＸをリセット（０）する。次に、ステップＳ８０で図４の制御方式である第１の変調度調整モードを実行し、インバータ３からフィードバックされる変調度（ａ／ｄ）に応じて電圧変換回路２から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御することで、変調度が目標値の０．９（１に近づける）になるように制御する。

次に、ステップＳ８１でＶｄｃを出力するために電圧変換回路２の効率ＰＣＥを計算又は計測する。この電圧変換回路２の効率ＰＣＥは出力される電力Ｐｄｃ（ＶｄｃとＩｄｃから算出される）／入力される電力Ｐｉｎ（ＶｉｎとＩｉｎから算出される）である（ＰＣＥ＝Ｐｄｃ／Ｐｉｎ）。電圧変換回路２の効率ＰＣＥは昇圧幅が拡大する程、低下する。

次に、ステップＳ８２でフラグＸがリセットされているか否か判断する。ここではリセットされているのでステップＳ８３に進み、現在の電圧変換回路２の効率ＰＣＥがこの場合の所定の下限値（下限値は電圧変換回路２の上限の昇圧幅における効率の限界値）であるＧ−β（第１の値）より低いか否か判断する。そして、下限値Ｇ−β以上である場合、制御装置１４はステップＳ８８に進んで現在実行している第１の変調度調整モードの直流電圧調整制御を引き続き実行する。

ここで、例えば電動機１が高負荷状態となって直流電圧調整制御における昇圧幅が増大し、電圧変換回路２の効率ＰＣＥが低下して行って前述した下限値Ｇ−βより低下した場合、制御装置１４はステップＳ８３からステップＳ８４に進んでフラグＸをセット（１）し、次にステップＳ８５に進んで第２の変調度調整モードに移行し、現在のＶｄｃを変化させずに維持したまま、前述した図６の弱め磁束制御によって変調度を目標値の０．９（１に近づける）に制御する。その後はステップＳ８２からステップＳ８６に進み、効率ＰＣＥがＧ＋β（第２の値）より高くなったか否か判断し、否であればステップＳ８５に進んで第２の変調度調整モードを継続する。

尚、この第２の変調度調整モードを実行している状態で、昇圧幅が縮小されて行き、効率ＰＣＥがＧ＋βより上に向上した場合、制御装置１４はステップＳ８６からステップＳ８７に進んでフラグＸをリセットし、ステップＳ８８に進んで第２の変調度調整モードから第１の変調度調整モードに復帰する。このようなヒステリシスをもった制御により、効率ＰＣＥが下限値Ｇ−β近傍で変化した場合にも、第１の変調度調整モードと第２の変調度調整モードが頻繁に切り替わる不都合を防止している。

そして、この場合は電圧変換回路２の効率ＰＣＥが低下した場合に第２の変調度調整モードを実行し、電圧変換回路２の効率ＰＣＥが向上した場合に第１の変調度調整モードに切り替えるので、昇圧幅が拡大することで低下する効率ＰＣＥに基づいて電圧変換回路２による昇圧限界を見極め、第１の変調度調整モードから第２の変調度調整モードに切り替えることができるようになり、当該電圧変換回路２における昇圧幅を抑えて電圧変換回路２のコストの高騰、容積及び重量増を回避することが可能となる。

尚、上記各実施例で示した数値や制御量を決定する方式はそれに限られるものでは無く、当該電動機に応じて適宜決定するものとする。

本発明の駆動装置の実施例の回路図である。図１の整流回路の電気回路図である。図１の電圧変換回路の高調波電流抑制機能を説明する図である。図１の駆動装置の制御装置による第１の変調度調整モードの制御方式を示す図である。図１の電圧変換回路が出力する直流電圧とインバータの出力電圧を示す図である。図１の駆動装置の制御装置による第２の変調度調整モードの制御方式を示す図である。図１の電動機のｑ軸電流とｄ軸電流のベクトル図である。図１の駆動装置の制御装置の制御動作を説明するフローチャートである（実施例１）。図８の制御動作による電動機の出力とＶｄｃの関係を示す図である。図１の駆動装置の制御装置のもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例２）。図１の駆動装置のインバータを構成するスイッチング素子を示す図である。図１の電圧変換回路の回路構成を示す図である。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例３）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例４）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例５）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例６）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例７）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例８）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例９）。図１の駆動装置の制御装置の更にもう一つの制御動作を説明するフローチャートである（実施例１０）。

符号の説明

１電動機
２電圧変換回路
３インバータ
４交流電源
１１駆動装置
１４制御装置
２１リアクトル
２４スイッチング素子

Claims

直流電圧の値を変更して出力する電圧変換回路と、スイッチング素子のスイッチング動作により前記電圧変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御すると共に、前記スイッチング素子により前記インバータの出力電圧を制御して電動機を駆動する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、
前記制御手段は、前記インバータによる前記直流電圧の変調度に基づき、当該変調度が１に近づく方向で前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御する直流電圧調整制御を実行することを特徴とする電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記変調度を１に対して所定の余裕をもつように前記電圧変換回路から出力される直流電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値が上昇して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値が降下して前記第１の値より低い第２の値より低くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が拡大して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路から出力される直流電圧値と当該電圧変換回路に入力される直流電圧値との差が縮小して前記第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が上昇して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路に入力される直流電圧値に対する当該電圧変換回路から出力される直流電圧値の比が低下して前記第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記電圧変換回路を構成するリアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電流検出手段の出力に基づき、前記リアクトルに流れる電流値が上昇して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記リアクトルに流れる電流値が降下して前記第１の値より低い第２の値より低くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記電圧変換回路を構成するリアクトルの温度を検出する温度検出手段を備え、
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記温度検出手段の出力に基づき、前記リアクトルの温度が上昇して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記リアクトルの温度が降下して前記第１の値より低い第２の値より低くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路を構成するスイッチング素子のＯＮデューティーが上昇して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記スイッチング素子のＯＮデューティーが低下して前記第１の値より小さい第２の値より低くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記変調度を１に近づけるために、前記電圧変換回路を構成するスイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が拡大して第１の値を超えた場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記スイッチング素子をスイッチングする必要のある領域が縮小して前記第１の値より小さい第２の値より小さくなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。
前記制御手段は、前記直流電圧調整制御によって前記変調度を１に近づける第１の変調度調整モードと、前記電圧変換回路から出力される直流電圧を変更すること無く、前記電動機の永久磁石の磁束を弱める方向の界磁電流成分を流すことによって前記変調度を１に近づける第２の変調度調整モードとを有し、前記電圧変換回路の効率が低下して第１の値より低くなった場合、前記第２の変調度調整モードを実行し、前記電圧変換回路の効率が向上して前記第１の値より大きい第２の値より高くなった場合、前記第１の変調度調整モードを実行することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。