JP2005316530A - Constant current source circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、集積回路において用いられる温度依存性の小さなバンドギャップ型の定電流源回路に関する。 The present invention relates to a band gap type constant current source circuit having a small temperature dependency used in an integrated circuit.
図４は、従来のＰＴＡＴ（絶対温度比例：Proportional to Absolute Temperature）電流回路を示す回路図である。
このＰＴＡＴ電流回路は、電源ＶＤＤと接地（ＧＮＤ）間で出力電流Ｉｏｕｔが絶対温度に比例する定電流源回路を構成している。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional PTAT (Proportional to Absolute Temperature) current circuit.
This PTAT current circuit constitutes a constant current source circuit in which the output current Iout is proportional to the absolute temperature between the power supply VDD and the ground (GND).
Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２は、第１の電流Ｉ１、第２の電流Ｉ２を所定の比例関係で生成する比例電流供給回路を構成し、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２は、電圧調整回路を構成している。ＭＯＳトランジスタＭＰ１は、ソースが電源ＶＤＤに接続されるとともに、ＭＯＳトランジスタＭＰ２と互いにゲートが接続され、さらにドレインがＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ゲートとドレインが接続されるとともに、ＭＯＳトランジスタＭＮ２と互いにゲートが接続され、さらに、ソースが第１のトランジスタ回路を介して接地されている。これらＭＯＳトランジスタＭＰ１とＭＯＳトランジスタＭＮ１との直列回路には第１の電流Ｉ１が流れている。 The P-channel MOS transistors MP1 and MP2 constitute a proportional current supply circuit that generates the first current I1 and the second current I2 in a predetermined proportional relationship, and the N-channel MOS transistors MN1 and MN2 An adjustment circuit is configured. The MOS transistor MP1 has a source connected to the power supply VDD, a gate connected to the MOS transistor MP2, and a drain connected to the drain of the MOS transistor MN1. The MOS transistor MN1 has a gate and a drain connected to each other, a gate connected to the MOS transistor MN2, and a source grounded through a first transistor circuit. A first current I1 flows through the series circuit of the MOS transistor MP1 and the MOS transistor MN1.
ＭＯＳトランジスタＭＰ２は、ソースが電源ＶＤＤに接続されるとともに、ゲートとドレインが接続され、さらにドレインがＭＯＳトランジスタＭＮ２のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＭＮ２は、ソースが第２のトランジスタ回路を介して接地されている。これらＭＯＳトランジスタＭＰ２とＭＯＳトランジスタＭＮ２との直列回路には第２の電流Ｉ２が流れている。 The MOS transistor MP2 has a source connected to the power supply VDD, a gate and a drain connected, and a drain connected to the drain of the MOS transistor MN2. The source of the MOS transistor MN2 is grounded via the second transistor circuit. A second current I2 flows through the series circuit of the MOS transistor MP2 and the MOS transistor MN2.
Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭＰ３は、第２の電流Ｉ２に等しい大きさで定電流の出力電流Ｉｏｕｔを出力する定電流出力回路を構成する。ＭＯＳトランジスタＭＰ３は、ソースが電源ＶＤＤに接続されるとともに、ゲートがＭＯＳトランジスタＭＰ２とＭＯＳトランジスタＭＮ２との接続点に接続され、そのドレイン電流が出力端子ＯＵＴから出力電流Ｉｏｕｔとして出力される。 The P-channel type MOS transistor MP3 forms a constant current output circuit that outputs a constant current output current Iout having a magnitude equal to that of the second current I2. The MOS transistor MP3 has a source connected to the power supply VDD, a gate connected to a connection point between the MOS transistor MP2 and the MOS transistor MN2, and a drain current output from the output terminal OUT as an output current Iout.
また、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ定電流出力回路の第１，第２の電流Ｉ１，Ｉ２の電流値を決定する第１，第２のトランジスタ回路を構成している。バイポーラトランジスタＱ１は、エミッタが節点ＸにおいてＭＯＳトランジスタＭＰ１のソースに接続され、ベースとコレクタとがともに接地されている。また、バイポーラトランジスタＱ２は、バイポーラトランジスタＱ１よりエミッタ面積が大きく形成されており、そのエミッタが節点Ｙにおいて抵抗Ｒを介してＭＯＳトランジスタＭＰ２のソースに接続され、ベースとコレクタとがともに接地されている。 The PNP-type bipolar transistors Q1 and Q2 constitute first and second transistor circuits that determine the current values of the first and second currents I1 and I2 of the constant current output circuit, respectively. The bipolar transistor Q1 has an emitter connected to the source of the MOS transistor MP1 at a node X, and a base and a collector both grounded. The bipolar transistor Q2 has an emitter area larger than that of the bipolar transistor Q1, and the emitter is connected to the source of the MOS transistor MP2 through the resistor R at the node Y, and the base and collector are both grounded. .
ここでは、説明を簡略化するために、ＭＯＳトランジスタＭＮ１およびＭＮ２、並びにＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２およびＭＰ３は、それぞれ同じデバイスサイズのものとする。そこで、第１の電流Ｉ１、第２の電流Ｉ２は互いに等しく、かつ出力電流Ｉｏｕｔも等しくなり、それぞれバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ側の節点Ｘ，Ｙにおける電位Ｖｘ，Ｖｙも等しい。したがって、
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉｏｕｔ…（１）
Ｖｘ＝Ｖｙ…（２）
が成立する。
Here, in order to simplify the description, the MOS transistors MN1 and MN2 and the MOS transistors MP1, MP2, and MP3 are assumed to have the same device size. Therefore, the first current I1 and the second current I2 are equal to each other and the output current Iout is also equal, and the potentials Vx and Vy at the nodes X and Y on the emitter side of the bipolar transistors Q1 and Q2 are also equal. Therefore,
I1 = I2 = Iout (1)
Vx = Vy (2)
Is established.
また、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ１，Ｖｂｅ２、図４の抵抗Ｒの抵抗値をＲとすると、節点Ｘ，Ｙにおける電位Ｖｘ，Ｖｙは、
Ｖｘ＝Ｖｂｅ１…（３）
Ｖｙ＝Ｖｂｅ２＋Ｒ・Ｉ２…（４）
となる。ここで、バイポーラトランジスタＱ１とバイポーラトランジスタＱ２のエミッタ面積の比を１：ｎとし、そのエミッタ電流がベース−エミッタ間電圧に対して指数特性を有することから、
Ｉ１＝Ｉ0・ｅｘｐ（Ｖｂｅ１／Ｖｔｈ）…（５）
Ｉ２＝ｎ・Ｉ0・ｅｘｐ（Ｖｂｅ２／Ｖｔｈ）…（６）
と近似できる。ここで、Ｖｔｈは熱電圧（＝ｋＴ／ｑ：Ｔは絶対温度、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷）であり、Ｉ0は比例定数である。
Further, assuming that the base-emitter voltages of the bipolar transistors Q1 and Q2 are Vbe1 and Vbe2, and the resistance value of the resistor R in FIG. 4 is R, the potentials Vx and Vy at the nodes X and Y are
Vx = Vbe1 (3)
Vy = Vbe2 + R · I2 (4)
It becomes. Here, the ratio of the emitter areas of the bipolar transistor Q1 and the bipolar transistor Q2 is 1: n, and the emitter current has an exponential characteristic with respect to the base-emitter voltage.
I1 = I 0 · exp (Vbe1 / Vth) ... (5)
I2 = n · I 0 · exp (Vbe2 / Vth) (6)
Can be approximated. Here, Vth is a thermal voltage (= kT / q: T is an absolute temperature, k is a Boltzmann constant, and q is an electron charge), and I 0 is a proportionality constant.
これらの式（１）と式（５），（６）より、自然対数ｌｎを用いて、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ１，Ｖｂｅ２をそれぞれ次のように書き表すことができる。
Ｖｂｅ１＝Ｖｔｈ・ｌｎ（Ｉｏｕｔ／Ｉ0）…（７）
Ｖｂｅ２＝Ｖｔｈ・ｌｎ｛Ｉｏｕｔ／（ｎ・Ｉ0）｝…（８）
これらの式（７），（８）をそれぞれ式（３），（４）に代入して、式（２）から出力電流Ｉｏｕｔを計算すると、
Ｉｏｕｔ＝｛Ｖｔｈ・ｌｎ（ｎ）｝／Ｒ…（９）
となる。
From these equations (1), (5), and (6), the base-emitter voltages Vbe1 and Vbe2 of the bipolar transistors Q1 and Q2 can be written as follows using the natural logarithm ln.
Vbe1 = Vth · ln (Iout / I 0 ) (7)
Vbe2 = Vth · ln {Iout / (n · I 0 )} (8)
Substituting these equations (7) and (8) into equations (3) and (4), respectively, and calculating the output current Iout from equation (2),
Iout = {Vth · ln (n)} / R (9)
It becomes.
式（９）では、常温（≒３００Ｋ）における出力電流Ｉｏｕｔの温度変化は、抵抗値Ｒに温度依存性がなければ、熱電圧Ｖｔｈの＋３３００ｐｐｍ／℃と等しい。したがって、抵抗Ｒにも同等の温度係数を持たせることによって、出力電流Ｉｏｕｔの温度特性を平坦化することが可能である（特許文献１参照）。なお、この定電流源回路を実際に使用する場合には、これらとは別に起動回路を用意する必要があるが、本発明とは関係しないから、ここでは説明を省略する。 In Expression (9), the temperature change of the output current Iout at normal temperature (≈300 K) is equal to the thermal voltage Vth of +3300 ppm / ° C. unless the resistance value R has temperature dependency. Therefore, the temperature characteristic of the output current Iout can be flattened by giving the resistor R the same temperature coefficient (see Patent Document 1). In addition, when this constant current source circuit is actually used, it is necessary to prepare a starting circuit separately from these, but since it is not related to the present invention, the description is omitted here.
以上のようなＰＴＡＴ電流回路を利用した定電流源回路については、例えば非特許文献１にも記載がある。
ところで、上述した特許文献１において提案されているような定電流回路では、＋３３００ｐｐｍ／℃よりも大きな温度係数を有する抵抗と、小さな温度係数を有する抵抗が利用可能であれば、これらを適当な割合で組み合わせることにより、＋３３００ｐｐｍ／℃の温度係数を有する抵抗を作り出すことが可能である。 By the way, in the constant current circuit as proposed in the above-mentioned Patent Document 1, if a resistor having a temperature coefficient larger than +3300 ppm / ° C. and a resistor having a small temperature coefficient are available, these are appropriately mixed. In combination, it is possible to create a resistor having a temperature coefficient of +3300 ppm / ° C.
しかし、集積回路上で使用可能な抵抗の特性は、製造プロセスに依存することから、実際には、＋３３００ｐｐｍ／℃よりも大きな温度係数を有する抵抗が利用できない場合もあり、この場合には、従来の回路構造では、出力電流の温度特性を平坦化することができないという問題があった。 However, since the characteristics of resistors that can be used on an integrated circuit depend on the manufacturing process, in practice, resistors having a temperature coefficient greater than +3300 ppm / ° C. may not be available. This circuit structure has a problem that the temperature characteristic of the output current cannot be flattened.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、抵抗の温度係数の大小、あるいはその正負にかかわらず、確実に平坦な温度特性を実現できる定電流源回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of these points, and an object of the present invention is to provide a constant current source circuit that can surely realize a flat temperature characteristic regardless of the magnitude of the temperature coefficient of resistance or whether the temperature coefficient is positive or negative. To do.
本発明では上記課題を解決するために、第１，第２の電流を所定の比例関係で生成するための比例電流供給回路と、前記第１，第２の電流のいずれかと等しいか、あるいは互いに比例する大きさの定電流を出力する定電流出力回路と、前記比例電流供給回路にそれぞれ接続され、前記第１，第２の電流の電流値を決定する第１，第２のトランジスタ回路と、前記第１，第２のトランジスタ回路にそれぞれ直列に接続され、互いに異なる温度係数を有する第１，第２の抵抗回路と、前記第１の抵抗回路と前記第１のトランジスタ回路との直列回路、および前記第２の抵抗回路と前記第２のトランジスタ回路との直列回路に対して、それぞれ前記比例電流供給回路から等しい電圧が印加されるように電圧調整する電圧調整回路と、を備えたことを特徴とする定電流源回路が提供される。 In the present invention, in order to solve the above-described problem, a proportional current supply circuit for generating the first and second currents in a predetermined proportional relationship and one of the first and second currents are equal to each other, or A constant current output circuit that outputs a constant current of a proportional magnitude; a first and a second transistor circuit that are respectively connected to the proportional current supply circuit and determine a current value of the first and second currents; First and second resistor circuits connected in series to the first and second transistor circuits and having different temperature coefficients, and a series circuit of the first resistor circuit and the first transistor circuit; And a voltage adjusting circuit for adjusting a voltage so that an equal voltage is applied from the proportional current supply circuit to the series circuit of the second resistor circuit and the second transistor circuit, respectively. The constant current source circuit is provided to symptoms.
本発明の定電流源回路では、温度係数の異なる２種類の抵抗が利用可能であれば、その大小、正負を問わず、バイポーラトランジスタを用いたＰＴＡＴ回路で、平坦な温度特性の出力電流を得ることが可能となる。 In the constant current source circuit of the present invention, if two types of resistors having different temperature coefficients can be used, a PTAT circuit using a bipolar transistor can obtain an output current having a flat temperature characteristic, regardless of its size or positive or negative. It becomes possible.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る定電流源回路の構成を示す回路図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current source circuit according to Embodiment 1 of the present invention.
この定電流源回路は、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２に、互いに異なる温度係数を有する抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ直列に接続した点で、図４に示した従来の回路と異なっている。この定電流源回路では、節点Ｘ，Ｙにおける電位Ｖｘ，Ｖｙが式（３），（４）とは異なってくる。すなわち、つぎの式（１０），（１１）から、出力電流Ｉｏｕｔは以下のように決まる。
Ｖｘ＝Ｖｂｅ１＋Ｒ１・Ｉ１…（１０）
Ｖｙ＝Ｖｂｅ２＋Ｒ２・Ｉ２…（１１）
Ｉｏｕｔ＝｛Ｖｔｈ・ｌｎ（ｎ）｝／（Ｒ２−Ｒ１）…（１２）
ここで、Ｒ１，Ｒ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値であって、抵抗値Ｒとの間で、
Ｒ＝Ｒ２−Ｒ１…（１３）
という条件を満たすことによって、出力電流Ｉｏｕｔの大きさは従来回路（図４）のものと同等となる。
This constant current source circuit is different from the conventional circuit shown in FIG. 4 in that resistors R1 and R2 having different temperature coefficients are connected in series to bipolar transistors Q1 and Q2, respectively. In this constant current source circuit, the potentials Vx and Vy at the nodes X and Y are different from the expressions (3) and (4). That is, from the following equations (10) and (11), the output current Iout is determined as follows.
Vx = Vbe1 + R1 · I1 (10)
Vy = Vbe2 + R2 · I2 (11)
Iout = {Vth · ln (n)} / (R2-R1) (12)
Here, R1 and R2 are resistance values of the resistors R1 and R2, and between the resistance value R,
R = R2-R1 (13)
By satisfying the condition, the magnitude of the output current Iout becomes equivalent to that of the conventional circuit (FIG. 4).
この時、抵抗Ｒの温度係数Ｋに実効的に等しく設定するためには、抵抗Ｒ１，Ｒ２の温度係数をそれぞれ、Ｋｒ１，Ｋｒ２とすると、
Ｋ＝（Ｒ２・Ｋｒ２−Ｒ１・Ｋｒ１）／（Ｒ２−Ｒ１）
＝Ｋｒ２＋Ｒ１（Ｋｒ２−Ｋｒ１）／Ｒ…（１４）
となり、Ｋｒ２＞Ｋｒｌであれば、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすることによって、抵抗Ｒの温度係数Ｋと実効的に等しい温度係数をその温度係数Ｋよりも低い温度係数の抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって実現することが可能である。
At this time, in order to effectively set the temperature coefficient K of the resistor R, assuming that the temperature coefficients of the resistors R1 and R2 are Kr1 and Kr2, respectively,
K = (R2, Kr2-R1, Kr1) / (R2-R1)
= Kr2 + R1 (Kr2-Kr1) / R (14)
If Kr2> Krl, the temperature coefficient effectively equal to the temperature coefficient K of the resistor R is increased by the resistors R1 and R2 having a temperature coefficient lower than the temperature coefficient K by increasing the resistance value of the resistor R1. It is possible to realize.
Ｒ２−Ｒ１＝Ｒ（＝一定）という制約条件から、同時に、抵抗Ｒ２の抵抗値も大きくなる。例えば、低温度係数多結晶シリコン抵抗（温度係数Ｋ２（＝０ｐｐｍ／℃）のもの）によって抵抗Ｒ２を構成し、高シート抵抗多結晶シリコン抵抗（温度係数Ｋ１（＝−１０００ｐｐｍ／℃）のもの）によって抵抗Ｒ１を構成した場合、室温における熱電圧Ｖｔｈ（＝２５ｍＶ）とし、出力電流Ｉｏｕｔ（＝１μＡ）を得るためには、Ｒ２−Ｒ１＝Ｒ（＝２５ｋΩ）とする必要があり、さらに式（１４）より、
３３００＝０＋Ｒ１・１０００／２５ｋΩ…（１５）
となる。すなわち、抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１を８２．５ｋΩとすればよい。このとき、抵抗Ｒ２の抵抗値Ｒ２は、１０７．５ｋΩとなる。
Due to the constraint that R2-R1 = R (= constant), the resistance value of the resistor R2 simultaneously increases. For example, the resistance R2 is constituted by a low temperature coefficient polycrystalline silicon resistance (temperature coefficient K2 (= 0 ppm / ° C.)), and a high sheet resistance polycrystalline silicon resistance (temperature coefficient K1 (= −1000 ppm / ° C.)). When the resistor R1 is configured by the above, in order to obtain the thermal voltage Vth (= 25 mV) at room temperature and obtain the output current Iout (= 1 μA), it is necessary to set R2−R1 = R (= 25 kΩ), 14)
3300 = 0 + R1 · 1000 / 25kΩ (15)
It becomes. That is, the resistance value R1 of the resistor R1 may be 82.5 kΩ. At this time, the resistance value R2 of the resistor R2 is 107.5 kΩ.
このように実施の形態１の定電流源回路では、電流密度の大きい側のトランジスタ回路である図１のバイポーラトランジスタＱ１と節点Ｘとの間に、電流密度の小さい側のトランジスタ回路であるバイポーラトランジスタＱ２と節点Ｙとの間に接続されている抵抗Ｒ２よりも小さな温度係数を有する抵抗Ｒ１を挿入したので、それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の大きさを調整することによって、出力端子ＯＵＴからの出力電流Ｉｏｕｔを、所望の大きさであって、かつその温度特性を平坦に設定することができる。 As described above, in the constant current source circuit according to the first embodiment, the bipolar transistor which is the transistor circuit having the smaller current density is connected between the bipolar transistor Q1 in FIG. Since the resistor R1 having a temperature coefficient smaller than that of the resistor R2 connected between the Q2 and the node Y is inserted, by adjusting the resistance values of the resistors R1 and R2, respectively, The output current Iout can be set to a desired magnitude and the temperature characteristic can be set flat.
（実施の形態２）
つぎに、実施の形態２の定電流源回路について説明する。図２は、本発明の実施の形態２に係る定電流源回路の構成を示す回路図である。
(Embodiment 2)
Next, the constant current source circuit according to the second embodiment will be described. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current source circuit according to Embodiment 2 of the present invention.
この定電流源回路は、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２、および節点Ｘ，Ｙの電位Ｖｘ，Ｖｙを等しくするための比例電流供給回路と電圧調整回路を、それぞれＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２とオペアンプＯＰを用いて構成したものである。この定電流源回路の動作は、実施の形態１におけるものと同様であり、バイポーラトランジスタＱ１と節点Ｘとの間に抵抗Ｒ１を挿入し、この抵抗Ｒ１の抵抗値を電流密度が小さい側のトランジスタ回路であるバイポーラトランジスタＱ２と節点Ｙとの間に接続されている抵抗Ｒ２よりも小さな温度係数に設定し、かつそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の大きさを調整することによって、出力端子ＯＵＴからの出力電流Ｉｏｕｔを、所望の大きさであって、かつその温度特性を平坦に設定することができる。 This constant current source circuit includes a proportional current supply circuit and a voltage adjustment circuit for equalizing the currents I1 and I2 flowing through the bipolar transistors Q1 and Q2 and the potentials Vx and Vy of the nodes X and Y, respectively, and MOS transistors MP1 and MP2 respectively. And an operational amplifier OP. The operation of the constant current source circuit is the same as that in the first embodiment. A resistor R1 is inserted between the bipolar transistor Q1 and the node X, and the resistance value of the resistor R1 is changed to a transistor having a smaller current density. By setting the temperature coefficient to be smaller than that of the resistor R2 connected between the bipolar transistor Q2 as a circuit and the node Y, and adjusting the resistance values of the resistors R1 and R2, respectively, the output terminal OUT The output current Iout can be set to a desired magnitude and its temperature characteristic can be set flat.
（実施の形態３）
つぎに、実施の形態３の定電流源回路について説明する。図３は、本発明の実施の形態３に係る定電流源回路の構成を示す回路図である。
(Embodiment 3)
Next, the constant current source circuit of Embodiment 3 will be described. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current source circuit according to Embodiment 3 of the present invention.
この定電流源回路では、バイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ面積が等しく形成されている。そして、ＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のチャネル幅の比をｎ：１とし、ＭＯＳトランジスタＭＰ２，ＭＰ３は、それぞれ同じデバイスサイズのものとすることで、バイポーラトランジスタＱ３とバイポーラトランジスタＱ４とのエミッタ電流密度の比をｎ：１に設定している。他の構成については、実施の形態２と同じである。 In this constant current source circuit, the bipolar transistors Q3 and Q4 have the same emitter area. The ratio of the channel widths of the MOS transistors MP1 and MP2 is n: 1, and the MOS transistors MP2 and MP3 have the same device size, so that the emitter current density ratio between the bipolar transistor Q3 and the bipolar transistor Q4 Is set to n: 1. Other configurations are the same as those in the second embodiment.
そこで、第２の電流Ｉ２と出力電流Ｉｏｕｔとが等しくなり、それぞれバイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ側の節点Ｘ，Ｙにおける電位Ｖｘ，Ｖｙも等しい。したがって、
Ｉ１／ｎ＝Ｉ２＝Ｉｏｕｔ…（１６）
Ｖｘ＝Ｖｙ…（１７）
が成立する。
Therefore, the second current I2 is equal to the output current Iout, and the potentials Vx and Vy at the nodes X and Y on the emitter side of the bipolar transistors Q3 and Q4 are also equal. Therefore,
I1 / n = I2 = Iout (16)
Vx = Vy (17)
Is established.
また、バイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４のベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ３，Ｖｂｅ４、抵抗Ｒ３の抵抗値をＲ３、抵抗Ｒ４の抵抗値をＲ４とすると、節点Ｘ，Ｙにおける電位Ｖｘ，Ｖｙは、
Ｖｘ＝Ｖｂｅ３＋Ｒ３・Ｉ１…（１８）
Ｖｙ＝Ｖｂｅ４＋Ｒ４・Ｉ２…（１９）
となる。ここで、バイポーラトランジスタＱ３とバイポーラトランジスタＱ４のエミッタ面積の比が１：１であって、そのエミッタ電流がベース−エミッタ間電圧に対して指数特性を有することから、
Ｉ１＝Ｉ0・ｅｘｐ（Ｖｂｅ３／Ｖｔｈ）…（２０）
Ｉ２＝Ｉ0・ｅｘｐ（Ｖｂｅ４／Ｖｔｈ）…（２１）
と近似できる。
If the base-emitter voltages of the bipolar transistors Q3 and Q4 are Vbe3 and Vbe4, the resistance value of the resistor R3 is R3, and the resistance value of the resistor R4 is R4, the potentials Vx and Vy at the nodes X and Y are
Vx = Vbe3 + R3 · I1 (18)
Vy = Vbe4 + R4 · I2 (19)
It becomes. Here, the ratio of the emitter areas of the bipolar transistor Q3 and the bipolar transistor Q4 is 1: 1, and the emitter current has an exponential characteristic with respect to the base-emitter voltage.
I1 = I 0 · exp (Vbe3 / Vth) ... (20)
I2 = I 0 · exp (Vbe4 / Vth) ... (21)
Can be approximated.
これらの式（１６）と式（２０），（２１）より、自然対数ｌｎを用いて、バイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ３，Ｖｂｅ４を、それぞれ次のように書き表すことができる。
Ｖｂｅ３＝Ｖｔｈ・ｌｎ（Ｉｏｕｔ／Ｉ0）…（２２）
Ｖｂｅ４＝Ｖｔｈ・ｌｎ｛Ｉｏｕｔ／（ｎ・Ｉ0）｝…（２３）
これらの式（２２），（２３）をそれぞれ式（１８），（１９）に代入して、式（１７）から出力電流Ｉｏｕｔを計算すると、
Ｉｏｕｔ＝｛Ｖｔｈ・ｌｎ（ｎ）｝／（Ｒ４−ｎＲ３）…（２４）
となる。この時、図３に示す抵抗Ｒの実効的な温度係数Ｋは、抵抗Ｒ３，Ｒ４の温度係数をそれぞれ、Ｋｒ３，Ｋｒ４とすると、
Ｋ＝（Ｒ４・Ｋｒ４−ｎＲ３・Ｋｒ３）／（Ｒ４−ｎＲ３）…（２５）
となり、式（２４），（２５）を実施の形態１における式（１２），（１４）と比較したとき、抵抗値Ｒ１がｎ・Ｒ３に変更されている点で異なっているだけである。したがって、Ｋｒ４＞Ｋｒ３であれば、抵抗Ｒ３の抵抗値を大きくすることによって、抵抗Ｒの温度係数Ｋと実効的に等しい温度係数を、それより低い温度係数Ｋｒ３，Ｋｒ４の抵抗Ｒ３，Ｒ４によって実現できる。なお、Ｒ４−ｎＲ３＝Ｒ（＝一定）という制約条件から、同時に、抵抗Ｒ４の抵抗値も大きくなる。
From these equations (16), (20), and (21), using the natural logarithm ln, the base-emitter voltages Vbe3 and Vbe4 of the bipolar transistors Q3 and Q4 can be written as follows.
Vbe3 = Vth · ln (Iout / I 0 ) (22)
Vbe4 = Vth · ln {Iout / (n · I 0 )} (23)
Substituting these equations (22) and (23) into equations (18) and (19), respectively, and calculating the output current Iout from equation (17),
Iout = {Vth · ln (n)} / (R4-nR3) (24)
It becomes. At this time, the effective temperature coefficient K of the resistor R shown in FIG. 3 is assumed that the temperature coefficients of the resistors R3 and R4 are Kr3 and Kr4, respectively.
K = (R4 · Kr4-nR3 · Kr3) / (R4-nR3) (25)
Thus, when the equations (24) and (25) are compared with the equations (12) and (14) in the first embodiment, the only difference is that the resistance value R1 is changed to n · R3. Therefore, if Kr4> Kr3, by increasing the resistance value of the resistor R3, a temperature coefficient effectively equal to the temperature coefficient K of the resistor R is realized by the resistors R3 and R4 having lower temperature coefficients Kr3 and Kr4. it can. Note that the resistance value of the resistor R4 simultaneously increases due to the constraint condition that R4-nR3 = R (= constant).
このように、実施の形態３においても、温度係数の異なる２種類の抵抗が利用可能であれば、その大小、正負を問わず、バイポーラトランジスタを用いたＰＴＡＴ回路によって、平坦な温度特性の出力電流を得ることが可能となる。 As described above, even in the third embodiment, if two types of resistors having different temperature coefficients can be used, an output current having a flat temperature characteristic can be obtained by a PTAT circuit using a bipolar transistor regardless of the magnitude or magnitude. Can be obtained.
なお、上述した実施の形態では、ＭＯＳトランジスタＭＰ２をＭＯＳトランジスタＭＰ３と同じサイズであって、第２の電流Ｉ２と出力電流Ｉｏｕｔとが等しいものとして説明した。しかし、ＭＯＳトランジスタＭＰ２，ＭＰ３は互いに異なるサイズであってもよい。その場合、ＭＯＳトランジスタＭＰ１に流れる第２の電流Ｉ２の大きさと、ＭＯＳトランジスタＭＰ２に流れる出力電流Ｉｏｕｔの大きさとは比例関係となる。 In the above-described embodiment, the MOS transistor MP2 is described as having the same size as the MOS transistor MP3, and the second current I2 and the output current Iout are equal. However, the MOS transistors MP2 and MP3 may have different sizes. In this case, the magnitude of the second current I2 flowing through the MOS transistor MP1 is proportional to the magnitude of the output current Iout flowing through the MOS transistor MP2.
ＭＰ１，ＭＰ２ Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１，ＭＮ２ Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ
ＭＰ３ Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ（定電流出力回路）
Ｑ１，Ｑ２ ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ（第１，第２のトランジスタ回路）
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗（第１，第２の抵抗回路）
MP1, MP2 P channel type MOS transistor MN1, MN2 N channel type MOS transistor MP3 P channel type MOS transistor (constant current output circuit)
Q1, Q2 PNP type bipolar transistors (first and second transistor circuits)
R1, R2 resistors (first and second resistor circuits)
Claims (8)
前記第１，第２の電流のいずれかと等しいか、あるいは互いに比例する大きさの定電流を出力する定電流出力回路と、
前記比例電流供給回路にそれぞれ接続され、前記第１，第２の電流の電流値を決定する第１，第２のトランジスタ回路と、
前記第１，第２のトランジスタ回路にそれぞれ直列に接続され、互いに異なる温度係数を有する第１，第２の抵抗回路と、
前記第１の抵抗回路と前記第１のトランジスタ回路との直列回路、および前記第２の抵抗回路と前記第２のトランジスタ回路との直列回路に対して、それぞれ前記比例電流供給回路から等しい電圧が印加されるように電圧調整する電圧調整回路と、
を備えたことを特徴とする定電流源回路。 A proportional current supply circuit for generating the first and second currents in a predetermined proportional relationship;
A constant current output circuit for outputting a constant current having a magnitude equal to or proportional to one of the first and second currents;
First and second transistor circuits respectively connected to the proportional current supply circuits for determining current values of the first and second currents;
First and second resistor circuits connected in series to the first and second transistor circuits, respectively, and having different temperature coefficients;
For the series circuit of the first resistor circuit and the first transistor circuit, and the series circuit of the second resistor circuit and the second transistor circuit, equal voltages are respectively supplied from the proportional current supply circuit. A voltage adjustment circuit for adjusting the voltage to be applied;
A constant current source circuit comprising:
前記定電流出力回路から出力される定電流の電流値Ｉｏｕｔを、
Ｉｏｕｔ＝（Ｖｔ／Ｒ）・ｌｎ（ｎ）（ただし、Ｖｔは熱電圧）
に設定したことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の定電流源回路。 When the difference in resistance value between the first and second resistor circuits is R, the current ratio in the first and second transistor circuits is 1: 1, and the current density ratio is n: 1. By setting to
A constant current value Iout output from the constant current output circuit,
Iout = (Vt / R) · ln (n) (where Vt is a thermal voltage)
The constant current source circuit according to claim 1, wherein the constant current source circuit is set as follows.
前記定電流出力回路から出力される定電流の電流値Ｉｏｕｔを、
Ｉｏｕｔ＝｛Ｖｔ／（Ｒ４−ｎＲ３）｝・ｌｎ（ｎ）（ただし、Ｖｔは熱電圧）
に設定したことを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の定電流源回路。 When the resistance values of the first and second resistor circuits are R3 and R4, respectively, the current ratio and the current density ratio in the first and second transistor circuits are both set to n: 1. By
A constant current value Iout output from the constant current output circuit,
Iout = {Vt / (R4-nR3)} · ln (n) (where Vt is a thermal voltage)
The constant current source circuit according to claim 1, wherein the constant current source circuit is set as follows.
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