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JP2002513247A - Ｇｍｓｋ及びオフセット−ｑａｍ用送受信機 - Google Patents

Ｇｍｓｋ及びオフセット−ｑａｍ用送受信機

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JP2002513247A
JP2002513247A JP2000546497A JP2000546497A JP2002513247A JP 2002513247 A JP2002513247 A JP 2002513247A JP 2000546497 A JP2000546497 A JP 2000546497A JP 2000546497 A JP2000546497 A JP 2000546497A JP 2002513247 A JP2002513247 A JP 2002513247A
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signal
gmsk
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ポール， ダブリュー． デント，
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Ericsson Inc
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Abstract

(57)【要約】 送信機は、コサイン波形の２Nレベルの１つを選択するためにＮデータビットを使用し、かつサイン波形の２Nレベルの１つを選択するために他のＮデータビットを使用して２Ｎデータビットを符号化する。変調は、サイン波形レベルのＮビット符号周期から半分ずらした地点でコサイン波形レベルを達成し、これを、オフセットＱＡＭ（ＯＱＡＭ）と称する。受信ＯＱＡＭ信号は増幅され、Ｎビット半符号周期当たり１サンプルの好ましいサンプリングレートでフィルタ化され、デジタル化される。連続するＮビット半符号は、コサイン及びサイン波形上で交互に変調される。受信機は、連続するデジタル化サンプルの同量の連続逆回転を適用することによって、この連続する回転を省くことができる。次に、逆回転されたサンプルは、既知の半符号で相関がとられる。同期相関は、１つ以上の未知の半符号上での各デジタル化サンプルの依存関係を示すチャネル係数のセットを決定する。次に、計算されたチャネル推定は、復号対象の連続する未知の半符号の取り得る半符号列のすべてに対し期待される受信サンプル値を予測するために使用される。次に、受信サンプルは、期待される値の取り得る値すべてと計算された不一致あるいは誤り距離値と比較される。最小累積誤り距離となる半符号列は、復号化された符号出力を判定するために使用される。本発明の別の構成では、同一装置内で選択的に異なるタイプの変調を利用することが可能なデュアルモード送受信機を開示している。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 背景 本発明は、地上移動体無線環境の多経路伝播で生じる時間分散を補償しながら
、新規のタイプのスペクトル効果変調で変調された無線信号の復調に関するもの
である。
【０００２】 ＧＳＭとして知られる欧州デジタルセルラー式システムは、ガウシアン最小偏
移変調（ＧＭＳＫ）として知られる変調技術を利用し、このＧＭＳＫでは、一定
信号増幅を維持しながら、コサインキャリヤ及びサインキャリヤ上で連続するバ
イナリビットが交互に変調される。オフセット状４位相偏移変調（「オフセット
ＱＰＳＫ」あるいは「ＯＱＰＳＫ」）と称される標準変調は、ほとんど同じ信号
を出力するが、一定の増幅は維持していない。それにもかかわらず、ＧＭＳＫ波
形とＯＱＰＳＫ波形間の類似性は、ＯＱＰＳＫ受信機がＧＭＳＫ信号を効果的に
復調すること、あるいはその逆のことを可能にすることについては十分に満足し
ている。ＧＳＭ規格のセルラー式電話は、Ｌ．Ｍ．エリクソンによって、１９９
０年頃から世界の市場に出されかつ販売されており、加えて、アメリカでは、１
９９３年頃からＰＣＳ１９００として知られる規格で市場に出されかつ販売され
ている。Ｌ．Ｍ．エリクソンは、エリクソンインクのスウェーデンの親会社であ
り、本願の譲受人である。エリクソンＧＳＭ式電話は、９０度の連続倍数で受信
ＧＭＳＫ信号サンプルの逆回転（derotation）を利用する。しかしながら、逆回
転された情報符号は、＋１あるいは−１のレベル上で取り得る単一のバイナリビ
ットを表す符号であり、本出願及びその親出願で開示されるマルチレベルの信号
ではない。また、ＧＳＭ式電話は、受信信号サンプルと既知の同期ワード（「sy
ncword」）との相関関係によるチャネル推定を採用し、そのチャネル推定を使用
して、ビタービプロセッサで符号間干渉（ＩＳＩ）を補償しながら受信信号を復
調する。実際には、ビタービプロセッサは、多経路伝播及びその他のＩＳＩの原
因を補償するために使用される等化器の構成として知られ、例えば、以下の米国
特許第 ５，０９３，８４８ ５，１３６，６１６ ５，３３１，６６６ ５，３３５，２５０ ５，５７７，０６８ ５，５６８，５１８ ５，６１５，２３１ ５，５５７，６４５ ５，６１９，５５３ 号に開示され、これらすべては、参照することによって、本明細書に組み込まれ
る。
【０００３】 本発明に関連する変調及び復号方法が、名称が「オーバラップＧＭＳＫを使用
するスペクトル効果変調」で、１９９６年１２月１８日に出願されたＰ．Ｄｅｎ
ｔによる米国特許出願第０８／７６９，２６３号に開示され、これもまた、参照
することによって、本明細書に組み込まれる。オーバラップＧＭＳＫ変調では、
データビット間の干渉を削減するために、９０度の相対位相回転で２つのＧＭＳ
Ｋ信号を合成することで、与えられた周期で、かつ与えられた帯域幅内で送信さ
れるデータビットの数が２倍される。本出願の親出願（即ち、米国特許出願第０
８／６６２，９４０号）では、オフセット−１６ＱＡＭ変調を生成するために、
２つのＧＭＳＫ信号が相対増幅率１：０．５で合成される。
【０００４】 従来技術では、アルファベットＭの符号から各符号を復調するビタービ等化器
で実行される距離計算数は、ＭのＬ乗であり、ここで、ＬはＩＳＩの符号数、つ
まり、各受信信号サンプルに作用する符号数である。ＧＳＭシステムでは、ＧＭ
ＳＫ符号は２ビット長としてみなされても良いが、これは、コサイン及びサイン
チャネル間を１ビットあるいは半符号分ずらしたものであり、半符号（half sym
bol）は１ビット長とみなされる。一度に１つの半符号を復調するビタービ処理
によって、ＧＳＭ式電話は、取り得るビット値の２つ、つまり、エリクソンから
販売されているＧＳＭ等化器でＭ＝２のサブアルファベットサイズを持つことに
よって複雑化を削減している。 要約 本発明は、１６−ＱＡＭのような高次元配置が使用される場合でさえも要求さ
れる距離計算数を削減する通信技術及び装置を提供することを目的とする。
【０００５】 本願は、上述で参照した米国特許出願第０８／６６２，９４０号に記載される
変調を復号するための最適方法を開示する。より詳しくは、本発明は、１６−Ｏ
ＱＡＭ変調を生成する１６−ＱＡＭ符号期間の半分が適用されるコサイン及びサ
イン変調点をずらす本願の親出願の技術を採用することによって、１６−ＱＡＭ
のような高次元配置が使用される場合でさえも取得すべき距離の節約を可能にす
ることを本明細書で開示する。コサイン符号あるいはサイン符号のどちらかだけ
で処理することによって、サブアルファベットサイズが取り得る１６の符号から
４つの符号に減らされ、つまり、１６がＭ＝４となり、これは、従来技術で開示
される等化器よりもよりその複雑化が減らされた等化器を得る。
【０００６】 本発明の構成の１つに従えば、本発明の送信機は、コサイン波形の２のＮ乗（
例えば、４）レベルの１つを選択するためのＮ（例えば、２）データビットと、
サイン波形の２のＮ乗レベルの１つを選択するための他のＮデータビットを使用
して、２Ｎ（例えば、２Ｎ＝４）データビットを符号化する。従来技術の１６Ｑ
ＡＭと比較すると、本発明の変調は、サイン波形が自身の変調レベルに到達する
時点間の時点でコサイン波形レベルに到達、つまり、２Ｎビット（例えば、４ビ
ット）符号間隔の半分の時点オフセットに到達し、この変調は、オフセットＱＡ
ＭあるいはＯＱＡＭとして知られる。本発明に従う受信機は、ＯＱＡＭ信号を受
信し、その受信信号を増幅し、フィルタ化し、２Ｎビット符号間隔（即ち、Ｎビ
ット半符号当たり１サンプル）当たりに２サンプルとなる好適なサンプリングレ
ートでデジタル化する。連続するＮビット半符号は、コサイン及びサイン搬送波
形上で交互に変調される情報からなり、つまり、連続する半符号は、９０度位相
回転されている。本発明の変調の一実施形態では、この連続する位相回転値は、
０、９０、０、９０、０、９０．．．というような値が連続し、本発明の変調の
別の実施形態では、連続する位相回転値は、０、９０、１８０、２７０、０、９
０、１８０、２７０．．．というような値をとり、例えば、連続するコサイン波
形符号は交互に反転され（０、１８０、０、１８０．．．）、一方で、連続する
サイン波形符号は同様にして交互に反転される（９０、２７０、９０、２７０．
．．）。この連続するコサイン及びサイン波形符号の交互の反転は、基本的には
変調を変更せず、変調（事前符号化を使用する）前あるいは復調後のどちらかで
、コサイン及びサイン波形を交互に反転することによって連続反転を補正するこ
とだけを必要とする。
【０００７】 本発明の受信機は、連続するデジタル化サンプルの同量の連続逆回転を適用す
ることによって、０、９０、１８０、２７０．．を通して連続の回転を任意に除
去しても良い。連続するデジタル化サンプルの連続の逆回転は、複素サンプルの
実数及び虚数部分を単に交換し、それらの符号を適切に計算することによって容
易に実現される。この逆回転後、本発明の受信機は、未知のＮビット半符号を復
調するための時間同期マーカを確立するために既知の同期半符号のセットで逆回
転サンプルの相関をとる。また、同期半符号は、サインあるいはコサイン波形の
取り得る２Nの増幅値の２つ、例えば、最大増幅値の対称サインの２つだけで構
成されるように選択されても良く、そうすることで、同期符号は、相関が容易な
バイナリ符号となる。
【０００８】 同期相関は、１つ以上の未知の半符号上で各デジタル化サンプルの依存関係を
示すチャネル係数のセットを決定する。１つの連続する半符号以上の半符号上で
のデジタル化サンプルの依存関係は、例えば、伝搬経路内の送信あるいは受信フ
ィルタリングによって生じる符号間干渉（ＩＳＩ）、あるいは半符号値の小さい
サインあるいはコサイン値を得るために予想される半符号での時点以外のサンプ
リング点での受信機のデジタル化信号サンプルによって生じる符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）における時間分散あるいは多経路エコーのために生じ得る。
【０００９】 既知の半符号を使用して計算されたチャネル推定は、復号対象である連続する
未知の半符号の取り得る半符号列のすべてに対し、期待された受信サンプル値を
予測するために使用される。例えば、Ｎ＝２で、チャネル推定が連続する３つの
半符号上に受信サンプルが依存すると判定する場合、連続する３つの２ビット半
符号の取り得る半符号列は４の３乗＝６４となり、これは、３２の半符号値が残
りの３２の半符号値の符号を単に反転させて得られる６４の期待値である。
【００１０】 Ｎ＝２の場合の例を続けると、受信サンプルは取り得る６４の期待値のすべて
と比較され、かつ不一致あるいは計算された誤り距離の測定値と比較される。ビ
タービ最尤シーケンス推定器（「ビタービＭＬＳＥ」あるいは「ＭＬＳＥ」）は
、取り得るシーケンスのすべての中から、最小累積誤り距離を生成するシーケン
スを判定する誤り距離を積算するために使用することが好ましい。ビタービ処理
中の自動位相訂正及び増幅変倍は、高速自動周波数制御（ＡＦＣ）及び自動ゲイ
ン制御（ＡＧＣ）アルゴリズムを使用して実行しても良い。本発明の１６−ＯＱ
ＡＭ変調を使用する距離計算数は４のＬ乗であり、ここで、Ｌは各デジタル化サ
ンプルが依存する半符号数である。これは、従来技術の１６−ＱＡＭに対する１
６のＬ乗と大いに異なる。本発明は、１６−ＯＱＡＭ以外の高次元配置のＯＱＡ
Ｍに拡張しても良いことは明らかである。
【００１１】 本発明の別の構成では、選択的に利用対象が異なる複数種類の変調を可能にす
るデュアルモード送信機及び受信機が開示される。いくつかの実施形態では、通
信バーストは未知及び既知（同期）の情報符号を含み、ここで、送受信機間で通
信される既知の同期符号は、未知の情報符号を送信するために利用される変調の
種類を決定することを受信機に可能にする情報を転送する。いくつかの実施形態
では、既知の同期情報は、未知の情報符号を送信用に適用される変調の種類に関
係ない種類の変調（例えば、ＧＭＳＫ）手段だけによって送信される。 詳細な説明 本発明の様々な特徴は、図を参照して説明し、この図において、同様の構成は
、同一の参照文字で示される。
【００１２】 図１Ａ及び図１Ｂはそれぞれ、本出願の親出願（米国特許出願第０８／６６２
，９４０号）に開示された発明に従うオフセット１６ＱＡＭ変調のコサイン波形
１０１、サイン波形１０３を示している。これらの波形のそれぞれは、増幅率１
：０．５で、定常増幅とガウシアン最小偏移変調波形（ＧＭＳＫ波形）を一緒に
加算することによって取得され、コサイン波形及びサイン波形上のそれぞれで最
適な４つの離散レベルを生成する。コサイン波形１０１及びサイン波形１０３の
例では、最小レベルから最大レベルまでの間に、−３、−１、＋１、＋３の４つ
の離散レベルからなる。４つの離散レベルそれぞれに対する小さな振れ幅は、実
際のオフセット１６ＱＡＭ波形に近づけるためにＧＭＳＫ信号を使用することに
よって生じる固有の誤差を示している。この誤差は、各ＧＭＳＫ信号を増幅する
ためのクラスＣの増幅を採用できる効果的な利益にある程度貢献している。
【００１３】 ＧＳＭとして知られる欧州デジタルセルラー式システムで使用されるＧＭＳＫ
波形は、図１Ａ及び図１Ｂの全オフセット１６ＱＡＭ波形のサブセットであり、
特に、これらの波形は、＋／−３周辺の正あるいは負の最大コサイン及びサイン
値を通過する波形である。ＧＭＳＫ波形は、２つのＧＭＳＫ変調器へ２つの同一
のデータビットを適用することによって取得され、親出願の発明による送信機は
、使用されるクラスＣの増幅器の全効率でＧＭＳＫを生成する。この特徴は、つ
まり、ＧＭＳＫ送信機と比較して損失効率なしでＧＭＳＫ波形が生成できること
であり、既知のＧＳＭ式ＧＭＳＫ変調及び新規のオフセット１６ＱＡＭ波形を扱
うことができるデュアルモード送受信機を構成する場合に有用である。
【００１４】 ＧＭＳＫ信号は、選択的に、差動的あるいは可干渉的に変調できる。差動変調
の場合、連続情報ビットは、直前の位相に対して＋９０あるいは−９０度の位相
回転信号を初期化する。もう一方の可干渉変調の場合、＋９０あるいは−９０度
の移動回転後の最終信号位相は、データビット極性を直接示している。ＧＳＭシ
ステムで良く知られているように、可干渉ＧＭＳＫは、適用された情報ビットス
トリームの最適な事前符号化を使用する差動ＧＭＳＫ変調器によって生成される
。可干渉ＧＭＳＫは、より高いパフォーマンスを提供し、本明細書では、不可欠
ではないが、ＧＭＳＫの構成で説明する。
【００１５】 図２は、上述の米国特許出願第０８／６６２，９４０号で開示される送信機の
構成例の詳細を示している。デュアルＧＭＳＫ変調器１００（あるいは、電力増
幅器１０５Ａ、１０５Ｂが線形電力増幅器である場合にはＯＱＰＳＫ変調器）は
、第１入力ビットストリームＢ１及び第２入力ビットストリームＢ２を受信して
、変調出力信号を生成する。共通な処理としては、固定送信中間周波数（ＴＸＩ
Ｆ）で変調信号を生成し、その変調信号を、送信周波数チャネルに変調できる局
所発振器を使用して最終送信周波数へと上方変換するために、上方変換ｋに１０
４Ａ、１０４Ｂを使用する。Ｐ．Ｄｅｎｔ（’７２２）による米国特許第５，５
３０，７２２号は、改良された４位相変調器、またはＩ／Ｏ変調器としても知れ
られる４位相変調器を開示しており、これは、ＧＭＳＫあるいはＯＱＰＳＫ変調
信号を生成するのに適している。上述の’７２２特許は、参照することによって
本明細書に組み込まれる。しかしながら、ＧＭＳＫ信号を生成する他の方法を使
用しても良く、これには、データビットストリームでＮ分数合成器の直接変調が
含まれる。上方変換器１０４Ａ、１０４Ｂは、デュアルＧＭＳＫ変調器１００が
定常エンベロープ信号（ＧＭＳＫのような）だけを生成するあるいは可変変調信
号（例えば、ＯＱＰＳＫ）を生成するかに依存する２種類の変換器の１つであり
得る。後者の場合、増幅変化は、上方変換処理中は維持されなければならず、そ
うすることで、最適な上方変換器として、変調ＴＸＩＦ信号と局所発振信号とを
合成するヘテロダインミキサが得られる。このヘテロダインミキサは、通常、周
波数出力和と差分周波数出力の両方を生成するので、所望の周波数出力（即ち、
周波数出力和あるいは差分周波数出力）を選択するための帯域通過フィルタが必
要である。
【００１６】 しかしながら、デュアルＧＭＳＫ変調器１００が定常エンベロープ信号を生成
する場合には、所望の出力を選択するための帯域通過フィルタを必要としない別
のタイプの上方変換器を使用しても良い。この場合、電圧制御送信周波数発振器
（ＴＸ ＶＣＯ）は局所発振器信号と合成されて、ＴＸＩＦ信号を生成する。Ｔ
ＸＩＦ信号は、変調器からの変調ＴＸＩＦ信号（例えば、図２に示されるような
、ミキサ１０２Ａ及び１０３Ａを組み合わせたＧＭＳＫ Ｉ／Ｑ波形生成器１０
１ａによって生成される信号）と位相比較されて、位相誤り信号を取得する。位
相誤り信号は、積分器を含むループフィルタを使用してフィルタ化され、変調位
相を得るためにＴＸ ＶＣＯ位相を与える位相ロックループを形成するＴＸ Ｖ
ＣＯ用の電圧制御信号を生成する。この第２のタイプの上方変換器は、変調器（
１０１Ａ、１０２Ａ、１０３Ａ）及び（１０１Ｂ、１０２Ｂ、１０３Ｂ）の両方
がＧＭＳＫ信号を生成する場合に好適である。
【００１７】 上方変換器１０４Ａ、１０４Ｂのそれぞれの出力での上方変換信号は、電力増
幅器１０５Ａ、１０５Ｂのそれぞれを駆動する。２つの電力増幅器１０５Ａ、１
０５Ｂは、比率２：１の異なる出力電力を持っている。つまり、第１電力増幅器
１０５Ａは、例えば、１．５ワットの出力電力を生成し、一方で、第２電力増幅
器１０５Ｂは、０．７５ワットの出力電力を生成する。電力増幅器出力信号は方
向性カプラ１０６を使用して合成され、この方向性カプラ１０６は、第２電力増
幅器１０５Ｂから出力への第１電圧結合率ｋと、第１電力増幅器１０５Ａから出
力への第２電圧結合率
【００１８】
【数１】 とを有している。これらの結合率の平方和は、常に「ロスレス」方向性カプラに
対し一定である。２：１の電力増幅倍率と等しくするために、第２結合要素から
第１結合要素の統合率へ選択することは、両方の電力増幅器が同一信号を生成す
る場合の出力で電力増幅出力倍に加算することであり、つまり、ビットストリー
ムＢ１とＢ２が同一である場合には、１．５＋０．７５＝２．２５ワットのピー
ク出力電力を与える。この状態では、方向性カプラ１０６の未使用ポートに接続
される擬似抵抗１０８においての電力損失は生じない。ビットストリームＢ１と
Ｂ２が同一でない場合、出力は、電力増幅倍の和ではなく、図１Ａ及び図１Ｂに
示される可変増幅波形となる。コサイン及びサイン波形の平方和が２．２５ワッ
ト出力電力に対応する最大値より小さい場合、出力されない余剰電力は、方向性
カプラ１０６の未使用出力に接続される擬似抵抗１０８において損失する。つま
り、全出力電力である定常エンベロープＧＭＳＫ変調信号は、２つの変調器に同
一のビットストリームを入力することによって生成されても良く、これは、「同
期ワード（syuncword）」及び「フラグ（flag）」で示される図のデータバース
ト１０７の部分における送信中に発生する。一方、可変増幅Ｏ−１６ＱＡＭ信号
は、図２の「Ｏ−１６ＱＡＭデータ」で示されるバースト１０７の部分で、ビッ
トストリームＢ１及びＢ２が異なるビットからなる場合に生成される。方向性カ
プラ１０６が９０度カプラである場合、電力増幅器駆動信号の補償９０度位相偏
移を与える必要がある。これは、２つのＧＭＳＫ変調器の開始位相の間隔が９０
度となるようにリセットすることによって、あるいは４位相波形送信線あるいは
１つの上方変換器の出力値とそれを駆動する電力増幅値間に等しい集積回路を提
供することによって容易に構成することができる。
【００１９】 図１Ａ及び図１Ｂは、受信機で理想的にコサイン波形１０１及びサイン波形１
０３の理想的なサンプリング点を示している。図示されるように、最適サンプリ
ング地点ｔ１、ｔ２、ｔ３は、４ビット符号期間の半分の間隔で配置されている
。奇数サンプリング点ｔ１及びｔ３で、サイン波形１０３は最も正確に自身の群
（constellation）値に到達し、４つのデータビット（例えば、図２のバースト
１０７のｂ５、ｂ６）の内の２つのデータビットの復号を可能にし、一方で、コ
サイン波形１０１は、偶数サンプリング地点ｔ２で自身の群値に到達し、残りの
２つのデータビット（例えば、図２のバースト１０７のｂ７、ｂ８）の復号を可
能にし、つまり、２つの半符号間隔のサンプルを用いて、１つの符号期間内で４
つのデータビットを復号する。
【００２０】 実際には、多経路伝播及び上述以外の送信における欠点は、受信機において、
図１Ａ及び図１Ｂの理想波形１０１、１０３を生成しないことである。例えば、
波形がミスサンプリングされて偶数及び奇数サンプリング点が混同する場合、ｔ
２でサンプリングされたサイン波形１０３は４つの異なるレベルの１つに到達せ
ず、６つの異なるレベルの１つに到達してしまい、これら６つのレベルは、サイ
ン波形上で変調される前者の２つのデータビット及び後者の２つのデータビット
の関数として生成される。つまり、多経路伝播（遅延信号エコー）のために、受
信波形サンプルが１つ以上の連続データビットペアに依存する受信機フィルタ内
の群遅延誤りのようなミスサンプリングあるいは他のタイミング誤りが生じ得る
。例えば、符号間干渉（ＩＳＩ）によって破壊される受信波形を復号するステッ
プでは、周辺データビット上の各サンプルの依存関係を判定するのに有用である
。これは「チャネル推定」と呼ばれ、例えば、送信中に埋め込まれた既知の符号
パターンと受信サンプルを相関をとることによって実行される。
【００２１】 図３は時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）バーストフォーマット３０１を示して
おり、これは、未知の符号３０３、３０５が図１のようなＯ−１６ＱＡＭである
こと以外は、ほぼＧＳＭフォーマットに従い、一方、既知の２６ビット同期ワー
ド３０３、３０５はＧＭＳＫ符号のＧＳＭ同期ワードであり、これは、Ｏ−１６
ＱＡＭ符号の単なるサブセットであり、かつ送信機に与えるデータビットを単に
選択することによってその送信機と同一の送信機によって生成することができる
。２６ビット同期ワード３０７は、既知の符号と未知の符号間の最大距離を縮小
するために、バーストフォーマット３０１の中央に配置される。次に、既知の同
期ワード３０７から計算されるチャネル推定は、全バーストを介して未知の符号
３０３、３０５を復号するのに有効であり、信号伝播経路は、受信機と送信機間
の相対速度が標準自動車速度を超えない速度を与えるバースト３０７の中央から
エッジへと著しく変化しない。
【００２２】 ＧＳＭでは、中央の同期ワードは、２つの「フラグ」ビット３０９、３１１に
挟まれている。フラグビット３０９、３１１は、８バースト間隔でデジタル音声
あるいはユーザデータのブロック、あるいは高速付随制御チャネル（ＦＡＣＣＨ
）メッセージが含んでいるかどうかを示している。ＦＡＣＣＨメッセージは、送
信機が受信機での処理を変更すること、例えば、あるサービス中の基地局から別
のサービス中の基地局へのハンドオーバを行うこと、あるいは音声からデータ転
送への変更を行うことを要求する場合に送信される。オフセット１６−ＱＡＭを
導入することで、フラグ用のＯ−１６ＱＡＭ半符号を使用する、つまり、４つの
異なる状態の１つの信号を受信機へ発信する状況が発生し、この４つの異なる状
態は、例えば、以下のように構成できる。
【００２３】 FLAG SYMBOLS＝＋３ バーストはＧＭＳＫ転送符号を含む FLAG SYMBOLS＝−３ バーストはＧＭＳＫ ＦＡＣＣＨ符号を含む FLAG SYMBOLS＝＋１ バーストはＯ−１６ＱＡＭ転送符号を含む FLAG SYMBOLS＝−１ バーストはＯ−１６ＱＡＭ ＦＡＣＣＨ符号を含む しかしながら、ＦＬＡＧ符号にＯ−１６ＱＡＭ符号値を採用することを可能に
することは以下のような欠点がある。つまり、８つの連続バーストのフラグ符号
の復号に先立って、バーストにＧＭＳＫあるいはＯ−１６ＱＡＭ符号のどちらが
含まれていたかがわからないので、バーストにＯ−１６ＱＡＭ符号が含まれてい
たという仮定のもとでそのバーストを復号しなければならず、これにより、ＧＭ
ＳＫ符号だけに最適化された復調器を使用するのに比べてＧＭＳＫ符号に対し高
い符号誤り率を生じてしまう。これは、Ｏ−１６ＱＡＭ用に最適化された復調器
とＧＭＳＫ用に最適化された復調器との両方を使用して各バーストを復調し、そ
して、それらの一方の出力あるいはもう一方の出力を選択するために復号された
フラグビットを使用することによって、復調器の回路規模が複雑で大きくなって
しまうという問題を解決することができる。
【００２４】 上述の問題を回避するために、フラグ（FLAG）符号をＧＭＳＫ符号（単一のバ
イナリビット）として残し、かつ未知符号がＯ−１６ＱＡＭあるいはＧＭＳＫ符
号のどちらであるかを復調器に通知する別の方法を使用することを可能にするこ
とが好ましい。例えば、ＧＭＳＫとＯ−１６ＱＡＭ送信それぞれに対し、互いに
直交する異なる２つの同期ワードを使用することができる。受信機は、両方の同
期ワードを使用して相対的に容易に同期相関（チャネル推定）を実行することが
でき、かつバースト用にＯ−１６ＱＡＭあるいはＧＭＳＫ復調器のどちらが使用
されるかを示す指示として最大相関を与える同期ワードを使用することができる
。この方法では、前もって受信機に通知することなくＧＭＳＫからＯ−１６ＱＡ
Ｍ復調へと任意に変更できる通信システムを構築できる。また、本願発明の送信
機は、前もって再適応することなく、最終的にＧＭＳＫ送信あるいはＯ−１６Ｑ
ＡＭ送信されるデータを入力することができる。
【００２５】 多経路伝播を補償するためにビタービ最尤シーケンス推定器を適応させるため
のチャネル推定を使用するＧＭＳＫ復調あるいは線形等価復調ＯＱＰＳＫが、上
述した本明細書に組み込まれる文献で知られている。本発明のＯ−１６ＱＡＭ変
調に適合する方法は、図４Ａ、図４Ｂを参照して説明する。
【００２６】 受信信号は１６ＱＡＭ符号当たり２サンプルでサンプリングされ、これは、半
符号クロック期間当たり１サンプルである。信号サンプルは、例えば、参照する
ことで本明細書に組み込まれる米国特許番号第５，０４８，０５９号の対数極デ
ジタル化技術を使用して、デジタル化され、受信サンプルバッファメモリ１０に
記憶される。あるいは、参照することで本明細書に組み込まれる米国特許番号第
５，２４１，７０２及び５，５６８，５２０号のようなＤＣオフセットスロープ
ドリフト補償を用いて、ホモダインデジタル化技術を使用することができる。デ
ジタル化サンプルは、対数極形式あるいはカルテシアン形式のどちらかでの複素
数を構成するが、この複素数は、直線数式演算によって一方の形式からもう一方
の形式へ容易に変換することができる。上述の本明細書に組み込まれる米国特許
第５，５６８，５１８号と５，６１５，２３１号で説明されるように、対数極形
式は、信号サンプルから取得されたバーストの全増幅（ＡＧＣ）の調整あるいは
系統的周波数誤り（ＡＦＣ）の除去をより容易に行いやすい傾向があり、一方で
カルテシアン形式は、以下に説明する距離計算に対して通常使用される。位相角
回転を含むＡＦＣプロセスの部分では、受信信号サンプルは、次の９０度正回転
を介して事前に回転でき、そうすることによって、偶数番号のサンプルは奇数番
号のサンプルに対し相対的に＋９０あるいは−９０度に位相変化し、その結果、
全伝播経路位相偏移に依存する角度でアルガン図表（複素面）上の同一次元に沿
う半符号のすべてを得る。この信号を可干渉的に復調するために、その次元上の
角度は、チャネル推定として知られるプロセスで既知の同期ワード符号を使用し
て決定されなければならない。
【００２７】 取得され、かつデジタル化されたバーストと適用されたＡＧＣとＡＦＣを持つ
ことによって、チャネル推定器１１はバッファ１０から期待される同期ワードの
位置の周辺に配置されるサンプルを読出し、受信信号の大きさと位相を判定し、
かつ、上述の本明細書に組み込まれる米国特許番号第５，５５７，６４５号及び
５，６１９，５３３号に示されるように、既知の同期ワードによる相関あるいは
上次元の式のセットの最小２乗法によってその主要な遅延エコーを判定する。実
際には、チャネル推定は、２つの同期ワードを使用し、かつ未知の符号がＧＭＳ
ＫあるいはＯ−１６ＱＡＭ符号のどちらであるかを示す受信機への指示として全
信号エネルギーの最大推定値を与える同期ワードを使用して実行される。Ｏ−１
６ＱＡＭ符号が指定されていると仮定すると、チャネル推定値は予測器１２を通
過し、この予測器１２はＬ個連続するＯ−１６ＱＡＭ半符号のとり得る組み合わ
せのそれぞれに対し、期待される複素信号を予測する。図４の例では、Ｌ＝３の
値の場合を示している。３個の連続する半符号は、２つの「事前の」半符号と１
つの「新規」半符号からなり、これらを合わせると、４×４×４＝６４種類の値
を取り得る。つまり、予測メモリ１３は、予測器１２から６４の複素値を受信し
、それらを記憶する。これらの複素値の多くは、予測器１２を単純化することが
できる対称性を有している。例えば、その複素値の半分は、単なる別の複素値の
負の値であるので、計算には３２種類の値だけで済む。また、＋３あるいは−３
の値を含む半符号列に関連するこれらの値は、＋１あるいは−１を含む半符号列
に関連する値の３倍である。加えて、少なくとも１つの既に計算された値で計算
を開始する全予測計算を高速に行う方法は、事前予測値からチャネル推定値の加
算値あるいは減算値だけを使用してすべてに必要とされる予測値を連続して生成
するために１つの半符号だけを変更する場合に、グレー符号で剰余を計算する。
例えば、チャネル推定器１１によって計算された３つのチャネル推定値がＣ１、
Ｃ２、Ｃ３で示される場合、半符号列Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対する予測受信値は、
単に、 Ｐ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）＝Ｃ１．Ｓ１＋Ｃ２．Ｓ２＋Ｃ３．Ｓ３ となる。
【００２８】 Ｓ１＝−３、Ｓ２＝−３及びＳ３＝＋１である場合、予測メモリ１３の１行３
列に記憶されるべき予測値は、−３Ｃ１−３Ｃ２＋Ｃ３となる。次に、符号＋１
、−３、＋１に対し９行３列に記憶されるべき予測値は、 Ｐ（＋１、−３、＋１）＝Ｃ１−３Ｃ２＋Ｃ３は、Ｐ（−３、−３、＋１）
＋４Ｃ１となる。
【００２９】 つまり、Ｐ（＋１、−３、＋１）は、４Ｃ１に既に計算されたＰ（−３、−
３、＋１）に加算することによって計算でき、４の要素のＣ１への乗算は演算処
理としては計算されない、これは、Ｃ１のバイナリ値の２つの位相を単に左に偏
移させることによって実現できるからである。次に、Ｐ（＋３、−３、＋１）は
、更に２Ｃ１を加算することによって計算でき、Ｐ（＋３、−３、＋１）は、更
に２Ｃ３を加算することによって計算できる。つまり、予測は、 ６４回（４つの加算と４つの乗算） よりも少ない演算数で計算でき、かつ８から１６回の演算数を削減できる３２
回以上の演算数で計算できることがわかる。
【００３０】 ６４回の演算による予測は、最終の２つの半符号で取り得る１６の組み合わせ
それぞれに関連する新規の半符号の４つの取り得る値に対応する４つの値の行か
らなる。加えて、経路履歴と経路距離を組にした１６の最終の符号のそれぞれに
関連づけられており、これらと一緒に、１６行の状態メモリ１４を形成する。
【００３１】 状態メモリ１４の経路距離値は、経路履歴内の符号が正しいという尤度の反転
値である。反転尤度は、通常、尤度の負対数で表現し、尤度あるいは推定値が常
に１以下でその対数値が負となるので、反転尤度は正数となる。より大きな経路
距離値、より小さな尤度、ビタービプロセッサ２０の制御結果は、半符号列が最
小経路距離を与えるまで、半符号列の計算を制御するためにあり、そして、受信
信号の「最大」尤度を生成することによって、補正対象の最尤度が決定される。
これは、以下に示す方法で達成される。
【００３２】 既知の同期ワード３０７に隣接する受信サンプルで開始し、図３の信号バース
ト３０１の左あるいは右へ進めることで、受信信号サンプルがバッファメモリ１
０から抽出され、４つの比較器１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄによって示され
る４つの比較演算で使用される。抽出値は同一の新規の半符号と、より前の半符
号とは異なる同一の事前の半符号に関連する４つの予測値と比較される。図４は
以下の半符号列に関連する予測値との４つの比較を示している。
【００３３】 −３、＋１、−１ −１、＋１、−１ ＋１、＋１、−１ ＋３、＋１、−１ Ｚ（ｉ，ｊ）は予測メモリ１３の行成分（ｉ）と列成分（ｊ）に記憶される予測
値を示しており、受信信号サンプルはＺ（ｉ，ｊ）、Ｚ（ｉ＋４，ｊ）、Ｚ（ｉ
＋８，ｊ）、Ｚ（ｉ＋１２，ｊ）と比較されて４つのデルタ距離を生成し、これ
は、受信サンプルと比較値間の複素差分モジュール、つまり、以下の デルタ距離＝｜Ｒ−Ｚij｜2 の２乗として定義され、ここで、Ｒは受信サンプル値であり、Ｚij は事前に計算された予測値である。
【００３４】 次に、４つの新規経路距離を取得するために、算出されたデルタ距離は、状態
メモリ１４の対応する行の経路距離（図４では、値が９．８９、１０．２３、１
２．１５、１０．０１）と加算（加算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄによっ
て表される加算演算）される。ブロック１６は、４つの新規の経路距離の最小値
と、その値を与える状態メモリ１４の行を決定する。ブロック１６の処理結果は
ビタービプロセッサ２０によって使用され、最終の半符号と新規の符号に対応す
る新規の状態メモリ行を生成する。本例では、これは、＋１、−１に等しい２つ
の最終半符号に対応する行となる。この値は、この時点では、処理用に以前とし
て必要とされる前の行（＋１、−１）に上書きしない。本例では、２つの状態メ
モリ１４が使用されても良く、その１つは事前経路履歴と経路距離を記憶し、も
う１つは新規の経路履歴と経路距離を記憶する。２つの状態メモリ１４を採用す
る実施形態では、１つあるいはもう１つの状態メモリ１４の使用は、装置の連続
周期で変更される。また、ビタービプロセッサ２０はブロック１６からの最小距
離によって指定される状態の経路履歴を選択し、新規状態（＋１、−１）の経路
履歴となり、この新規状態（＋１、−１）の経路履歴は、最小距離を生じた状態
を記録するために、経路履歴に直前状態の２つの選択された最終符号の古い方を
付加している。
【００３５】 直前の半符号の値の全てと合成される新規半符号の推測のために上述の処理が
繰り返される場合、１６の新規状態が状態メモリ１４で生成され、各状態の経路
履歴は経路履歴のある特定符号を付加することによって延長される。経路履歴が
長くなりすぎることを避けるために、最小累積経路履歴を有する状態／行から経
路履歴内内の最も古い半符号（例えば、図４に示される状態メモリ１４の左側端
）がセレクタ１７で選択され、選択された符号は、その符号に対して最終的に復
号された出力である。セレクタ１７による選択を続けることで、経路履歴は１つ
まで縮められる。メモリを節約するために、経路履歴長を常に切り詰める必要は
ない。図３のバーストフォーマット３０１から復号するためのフラグビットを含
む５８の値だけを用いて、１６行で５８の値を記憶するための経路履歴メモリの
規模は、今日の基準と比べて大きくない。処理の終了時には、図３で示される「
末端」３１３、３１５に対応する信号サンプルは処理され、「２つの最終半符号
」を通して状態メモリ１４の経路履歴部分に流し込む。次に、最小経路距離に関
連する経路履歴が選択され、同期ワード３０７の一端から５７の復号されたＯ−
１６ＱＡＭ値とフラグビット３０９あるいは３１１を生成する。そして、この処
理は、同期ワード３０７のもう一端までに達する５８の値に対し繰り返される。
【００３６】 復号の終了は、送信「末端」符号３１３、３１５が既知の値である場合に最良
の結果を与える。例えば、送信末端符号は、＋１に続く＋３であり得り、これは
、付加電力が下方傾斜する前の信号バースト増幅の末端を表している。送信電力
の下方傾斜制御は、隣接周波数チャネルへの望ましくない信号のスペクトル拡散
を削減することを支援する。
【００３７】 既知の末端半符号が送信される場合、末端サンプルの処理時に新規符号の値の
すべてが推測される必要はない。新規状態の数は、末端サンプルから２つ目のサ
ンプルの処理において１６から４に落とされ、最終末端サンプルの処理において
４から１つに落とされる。つまり、１つの状態だけで、１６の距離の最小値を判
定する必要なく５８の復号値が含むことになる。
【００３８】 また、同期ワード３０７の２つの既知の半符号によって定義される単一の状態
で開始することによって復号化の初期化が最良の状態で実行され、例えば、同期
ワード３０７の２つのビット端が（＋３、−３）のＧＭＳＫ符号値である場合、
状態は（＋３、−３）である。次に、２つのＧＭＳＫあるいはＯＱＰＳＫ符号値
の１つに減らされることもあるフラグ半符号３０９あるいは３１１の推測におい
て、状態数は２に増える。第１の新規のＯ−１６ＱＡＭ符号の推測後は状態数は
８に増え、更に、第２の未知のＯ−１６ＱＡＭ半符号の推測後は状態数は１６に
増え、そして、状態数が末端サンプル３１３、３１５の処理において減らされる
まで１６の状態数で維持する。
【００３９】 上述した点と図４を併せて理解すると、信号サンプルの復号用の等化器が基本
的にＬ＝３の連続Ｏ−１６ＱＡＭ半符号上で依存することがわかる。必要とされ
る状態数は、 Ｌ＝３に対し、４(L-1)＝１６ であった。
【００４０】 このような等化器は、１つあるいは２つの半符号遅延の遅延エコー、あるいは
２７０．８３３ＫＨｚのＧＳＭサンプルクロックレートの場合には４〜８マイク
ロ秒の遅延エコーを扱うことができる。より多くの多経路伝播遅延は、状態メモ
リ１４の状態数を増加することによって扱うことができ、そうすることで、３つ
の半符号以上の半符号に依存するサンプルを処理できる。また、当業者は、オフ
セット−１６ＱＡＭより高次元配置の復調器を構成するために、上述の教示内容
を例えば、状態が８(L-1)あるいは１６(L-1)まで対応して増加するＯ−６４ＱＡ
ＭあるいはＯ−２５６ＱＡＭに適応させることができ、ここで、Ｌは、送信機か
ら受信機への伝搬経路のＩＳＩのために、各受信信号サンプルが依存する半符号
数である。本発明のオフセット−ＱＡＭ変調の使用は、状態数を有するＭＬＳＥ
復調器内で行われ、この状態数は、ＱＡＭ配置サイズの平方根の累乗となり、配
置サイズの累乗に比例して複雑になる非オフセットＱＡＭに対し、従来の等化器
と比べて受信機の複雑化を低減することを可能にする。
【００４１】 ＧＭＳＫ信号を受信しかつ等価するように設計された従来装置、例えば、欧州
ＧＳＭ規格あるいは米国ＰＣＳ１９００規格に従って動作するように設計された
移動体電話では、１６状態等化器が共通して使用される。ＧＭＳＫ半符号は２つ
の値（例えば、＋３あるいは−３の値）の１つだけを扱うことができるバイナリ
ビットであるので、従来の等化器における１６の状態は、Ｏ−１６ＱＡＭの場合
には、２つの事前ビットペアの代わりに４つの事前ビットに関連づけられている
が、従来では、２つの等化器は同一であることが明らかである。新規の半符号は
ＧＭＳＫの場合では公理とみなされ、予測メモリ１３の２つの行だけで済むよう
に＋３あるいは−３の値を取り得る。また、ＧＭＳＫに対し、状態メモリ１４の
２つの列は次の状態に対する事前候補であり、そのため、比較器１８ａ、１８ｂ
、１８ｃ、１８ｄの２つだけが必要となる。２つの比較器はＺ（ｉ、ｊ）とＺ（
ｉ＋８、ｊ）だけで構成され、次の状態（ｉ）を取得する。つまり、１６の状態
を有する等化器は３つの連続Ｏ−１６ＱＡＭ半符号あるいは別の５つの連続ＧＭ
ＳＫビットのどちらかに依存する受信サンプルを等価するように適応できること
が明白であり、これは、経済的な生産対象であるＧＭＳＫあるいはＯ−１６ＱＡ
Ｍのどちらかを受信できるデュアルモードデジタルセルラー式電話を可能にする
。
【００４２】 また、上記の本発明に従う等化器あるいはデュアルモード等化器は、「ハード
」的な決定値の代わりに「ソフト」的な決定値で出力しても良い。ソフト的な決
定値は、逐次誤り訂正復号化の使用に好ましく、これは、これらが符号の尤度を
示すばかりでなく、その信頼性を示すからである。米国特許番号第５，０９９，
４９９号のＨａｍｍａｒでは、ＧＭＳＫ等化器のビット信頼性値として関連する
累積距離を計算するために使用される距離比較の履歴を、状態メモリ１４の経路
履歴メモリがどのように記憶するかを記載している。上述のＨａｍｍａｒ特許は
、参照することで本明細書に組み込まれる。また、ソフト的な決定値は、図４Ｂ
に示される比較器１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの比較結果を使用するＯ−１
６ＱＡＭの各ビットに対して計算されても良く、また、Ｈａｍｍａｒ特許と同様
に、ハード的な決定値の代わりに状態メモリ１４の経路履歴部分に記録されても
良い。
【００４３】 別の変形例として、既知の同期符号が使用されない場合のブラインド等化器、
あるいは送受信機相対速度を補償するチャネル推定値あるいは予測値を更新する
チャネル追跡等化器では、上述の教示内容とこれらの従来技術を組み合わせて構
成されても良い。このような変形例のすべては、添付の請求項で説明されるよう
な本発明の範囲及び精神内に含まれる。
【００４４】 本発明は、特定の実施形態を参照して説明した。しかしながら、上述の実施形
態の発明以外の特定形態で本発明を実施できることが当業者には容易に明らかと
なるであろう。これは、本発明の精神を逸脱しないで実施されるものである。本
実施形態は単なる例示であり、どのような場合にも限定されるものとみなされる
べきでない。本発明の範囲は、上述の説明よりもむしろ添付の請求項で与えられ
るものであり、請求項の範囲内に含むあらゆる変形及び等価例は、本発明に含ま
れるように意図されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】 本発明の構成に従うオフセット−１６ＱＡＭ変調のコサイン波形を示す図であ
る。
【図１Ｂ】 本発明の構成に従うオフセット−１６ＱＡＭ変調のサイン波形を示す図である
。
【図２】 本発明の構成に従う送信機構成例を示すブロック図である。
【図３】 本発明の構成に従う時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）バーストフォーマットを
示す図である。
【図４Ａ】 本発明の構成に従うＯ−１６ＱＡＭ変調信号を受信するハードウェア及び工程
を示す図である。
【図４Ｂ】 本発明の構成に従うＯ−１６ＱＡＭ変調信号を受信するハードウェア及び工程
を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，Ｇ Ｅ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ， ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ， ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，Ｚ Ｗ (71)出願人 7001 Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｄｒｉｖ ｅ， Ｐ．Ｏ． Ｂｏｘ 13969， Ｒｅ ｓｅｒａｃｈ Ｔｒｉａｎｇｌｅ Ｐａｒ ｋ， ＮＣ 27709 Ｕ．Ｓ．Ａ． 【要約の続き】 る。次に、受信サンプルは、期待される値の取り得る値 すべてと計算された不一致あるいは誤り距離値と比較さ れる。最小累積誤り距離となる半符号列は、復号化され た符号出力を判定するために使用される。本発明の別の 構成では、同一装置内で選択的に異なるタイプの変調を 利用することが可能なデュアルモード送受信機を開示し ている。

Claims (35)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信機から受信機へ情報ビットを送信する通信方法であって
    、 半符号を形成するために、前記情報ビットをＮビットグループのビットに構成
    する工程と、 前記半符号の偶数番目の半符号を半符号周期の偶数点でのコサイン波形の取り
    得る２のＮ乗の増幅レベルの内の１つへ符号化し、該半符号の奇数番目の半符号
    を該半符号周期の奇数点でのサイン波形の取り得る２のＮ乗の増幅レベルの内の
    １つへ符号化する工程と、 各々が２Ｎ情報ビットを転送する送信用複素符号を形成するために前記コサイ
    ン及びサイン波形を使用する工程と、 前記複素符号を指定周波数チャネル上の送信信号として受信機へ送信する工程
    と、 前記指定周波数チャネル上の前記送信信号を受信し、半符号間隔当たりの１複
    素サンプルのサンプリングレートで前記受信した送信信号を代表複素数値へ変換
    する工程と、 前記代表複素数値の交代代表複素数値間での該代表複素数値に比例する位相角
    度で＋９０度あるいは−９０度で、該交代代表複素数値を交互に回転することに
    よって該複素数値から事前回転サンプルのセットを形成する工程と、 前記情報ビットを再生するための前記事前回転サンプルを処理する工程と を備えることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 前記コサイン及びサイン波形の前記増幅レベル間の遷移を平
    滑化するためにフィルタリングを使用して前記送信信号を形成する工程と を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 送信機から受信機へ情報ビットを送信する方法であって、 半符号を形成するために、前記情報ビットをＮビットグループのビットに構成
    する工程と、 前記半符号の偶数番目の半符号を半符号周期の偶数点でのコサイン波形の取り
    得る２のＮ乗の増幅レベルの内の１つへ符号化し、該半符号の奇数番目の半符号
    を該半符号周期の奇数点でのサイン波形の取り得る２のＮ乗の増幅レベルの内の
    １つへ符号化する工程と、 各々が２Ｎ情報ビットを転送する送信用複素符号を形成するために前記コサイ
    ン及びサイン波形を使用する工程と、 前記受信機で既知の半符号の間にある半符号を転送する送信信号で前記複素符
    号を該受信機へ送信する工程と を備えることを特徴とする方法。
  4. 【請求項４】 前記コサイン及びサイン波形の前記増幅レベル間の遷移を平
    滑化するためにフィルタリングを使用して前記送信信号を形成する工程と を更に備えることを特徴とする請求項３に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記既知の半符号は、前記コサイン及びサイン波形の２のＮ
    乗の取り得る増幅レベルの内の２つに符号化される
  6. 【請求項６】 前記既知の半符号は、前記コサイン及びサイン波形の最大正
    あるいは最大負増幅レベルに符号化される ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】 第１情報レートあるいは第２情報レートのどちらかで情報ビ
    ットを受信機へ送信する方法であって、 前記情報ビットを未知の半符号グループへ構成する工程と、該未知の半符号グ
    ループは、前記第１情報レートの送信が要求される場合は第１の数Ｎ１の情報ビ
    ットを含み、前記第２情報レートが要求される場合は第２の数Ｎ２の情報ビット
    を含み、 前記半符号の偶数番目の半符号を半符号周期の偶数点でのコサイン波形の取り
    得る２のＮ乗の増幅レベルの内の１つへ符号化し、該半符号の奇数番目の半符号
    を該半符号周期の奇数点でのサイン波形の取り得る２のＮ乗の増幅レベルの内の
    １つへ符号化する工程と、ここで、前記第１情報レートが要求される場合はＮ＝
    Ｎ１であり、前記第２情報レートが要求される場合はＮ＝Ｎ２であり、 各々が２Ｎ情報ビットを転送する送信用複素符号を形成するために前記コサイ
    ン及びサイン波形を使用する工程と、 前記受信機で事前に知られている半符号の間にある未知の半符号を転送する送
    信信号で前記複素符号を該受信機へ送信する工程とを備え、前記半符号はそれぞ
    れ受信機で既知の数Ｎ３の情報ビットからなり、前記第１あるいは第２情報レー
    トでの送信が要求されているかどうかとは独立してＮ３はＮ１あるいはＮ２に等
    しい ことを特徴とする方法。
  8. 【請求項８】 前記コサイン及びサイン波形の前記増幅レベル間の遷移を平
    滑化するためにフィルタリングを使用して前記送信信号を形成する工程と を更に備えることを特徴とする請求項７に記載の方法。
  9. 【請求項９】 前記受信機で事前に知られている半符号はそれぞれ前記受信
    機で既知のＮ１情報ビットからなり、一方、前記未知の半符号はそれぞれＮ２情
    報ビットからなる ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
  10. 【請求項１０】 前記第１の数Ｎ１は、１である ことを特徴とする請求項９に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記第２の数Ｎ２は、２である ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
  12. 【請求項１２】 前記第２の数Ｎ２は、２である ことを特徴とする請求項９に記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記第１の数Ｎ１は、１である ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
  14. 【請求項１４】 前記第２の数Ｎ２は、２である ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
  15. 【請求項１５】 前記第２の数Ｎ２は、２である ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 第１情報レートあるいは第２情報レートのどちらかで情報
    ビットを受信機へ送信する方法であって、 前記第１情報レートでの送信が要求される場合に同一情報ビットを第１及び第
    ２変調器へ適用し、前記第２情報レートでの送信が要求される場合に前記情報ビ
    ットの半分を前記第１変調器に適用し前記情報ビットの残りの半分を前記第２変
    調器に適用し、これによって、第１及び第２変調信号を生成する工程と、 送信用信号を生成するために、それぞれの第１及び第２重み率を使用して、前
    記第１及び第２変調信号を合成する工程と を備えることを特徴とする方法。
  17. 【請求項１７】 前記第１情報レートは、前記受信機で既知のビットの送信
    中に選択され、前記第２情報レートは、前記受信機で未知のビットの送信中に使
    用される ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 前記第１及び第２変調器はそれぞれ、ガウシアン最小偏移
    変調（ＧＭＳＫ）を使用して前記適用された情報ビットを変調する ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 前記重み要素は、相対的に２：１の比率である ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 既知の符号は、符号間干渉を補償するように前記受信機を
    適応させるための等化器トレーニングシーケンスを形成する ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 既知の符号は、前記第１情報レートが使用される場合は第
    １の既知の符号パターンからなり、前記第２情報レートが使用される場合は第２
    の既知のパターンからなる ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
  22. 【請求項２２】 前記受信機は、前記第１あるいは第２の既知の符号パター
    ンのどちらが送信されたかを検出し、前記第１情報レートあるいは前記第２情報
    レートに従って情報を復号するように自身を適応させる ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
  23. 【請求項２３】 ガウシアン最小偏移変調（ＧＭＳＫ）あるいはオフセット
    １６−４位相増幅変調（Ｏ−１６ＱＡＭ）のどちらかで変調された信号を使用し
    て送信された既知の情報符号に点在する未知の情報符号を復号し、多経路伝搬チ
    ャネルで生じる符号間干渉を補償する受信機であって、 複数の状態を記憶する状態メモリ手段と、該複数の状態のそれぞれは、復号値
    ストリングと関連経路距離からなり、前記復号値ストリングのそれぞれは既に処
    理された信号サンプルに含まれる情報の異なる推測値に対応し、前記関連経路距
    離のそれぞれは前記対応する推測値が補正推測値である尤度を示し、 前記既知の情報符号に対応する受信信号サンプルに基づいて前記多経路伝搬の
    それぞれの経路の位相及び増幅を示すチャネル係数を推定するチャネル推定手段
    と、 前記未知の情報符号が前記ＧＭＳＫあるいは前記Ｏ−１６ＱＡＭ変調のどちら
    を使用して送信されたかを検出し、等化器モード指示信号を提供する検出手段と
    、 前記復号値ストリングを拡張し、かつ前記関連経路距離を更新することによっ
    て前記状態メモリの各状態を更新するために連続信号サンプルのそれぞれの処理
    を制御するビタービ処理手段とを備え、前記更新された状態のそれぞれは、前記
    等化器モード指示信号がＯ−１６ＱＡＭを示す場合は前の４つの状態の１つから
    導出され、前記等化器モード指示信号がＧＭＳＫを示す場合は前の２つの状態の
    １つから導出される ことを特徴とする受信機。
  24. 【請求項２４】 前記復号値ストリングの各値は、前記等化器モード指示信
    号がＧＭＳＫを示す場合はバイナリ１あるいはバイナリ０のどちらかを示し、前
    記等化器モード指示信号がＯ−１６ＱＡＭを示す場合はバイナリビットペアを示
    す ことを特徴とする請求項２３に記載の受信機。
  25. 【請求項２５】 前記復号値ストリングの各値は、復号情報符号と前記復号
    情報符号が補正されている尤度の両方を示す ことを特徴とする請求項２３に記載の受信機。
  26. 【請求項２６】 前記既知の情報符号は、前記ＧＭＳＫ変調を使用して送信
    され、前記未知の情報符号は、前記Ｏ−１６ＱＡＭ変調を使用して送信される ことを特徴とする請求項２３に記載の受信機。
  27. 【請求項２７】 前記既知の情報符号は、最大正あるいは負信号増幅を得る
    前記Ｏ−１６ＱＡＭの２つの符号だけを使用して送信される ことを特徴とする請求項２３に記載の受信機。
  28. 【請求項２８】 オフセット４位相偏移変調（ＯＱＰＳＫ）あるいはオフセ
    ット１６−４位相増幅変調（Ｏ−１６ＱＡＭ）のどちらかで変調された信号を使
    用して送信された既知の情報符号に点在する未知の情報符号を復号し、多経路伝
    搬チャネルで生じる符号間干渉を補償する受信機であって、 複数の状態を記憶する状態メモリ手段と、該複数の状態のそれぞれは、復号値
    ストリングと関連経路距離からなり、前記復号値ストリングのそれぞれは既に処
    理された信号サンプルに含まれる情報の異なる推測値に対応し、前記関連経路距
    離のそれぞれは前記対応する推測値が補正推測値である尤度を示し、 前記既知の情報符号に対応する受信信号サンプルに基づいて前記多経路伝搬の
    それぞれの経路の位相及び増幅を示すチャネル係数を推定するチャネル推定手段
    と、 前記未知の情報符号が前記ＯＱＰＳＫあるいは前記Ｏ−１６ＱＡＭ変調のどち
    らを使用して送信されたかを検出し、等化器モード指示信号を提供する検出手段
    と、 前記復号値ストリングを拡張し、かつ前記関連経路距離を更新することによっ
    て前記状態メモリの各状態を更新するために連続信号サンプルのそれぞれの処理
    を制御するビタービ処理手段とを備え、前記更新された状態のそれぞれは、前記
    等化器モード指示信号がＯ−１６ＱＡＭを示す場合は前の４つの状態の１つから
    導出され、前記等化器モード指示信号がＯＱＰＳＫを示す場合は前の２つの状態
    の１つから導出される ことを特徴とする受信機。
  29. 【請求項２９】 前記復号値ストリングの各値は、前記等化器モード指示信
    号がＯＱＰＳＫを示す場合はバイナリ１あるいはバイナリ０のどちらかを示し、
    前記等化器モード指示信号がＯ−１６ＱＡＭの指示である場合はバイナリビット
    ペアを示す ことを特徴とする請求項２８に記載の受信機。
  30. 【請求項３０】 前記復号値ストリングの各値は、復号情報符号と前記復号
    情報符号が補正されている尤度の両方を示す ことを特徴とする請求項２８に記載の受信機。
  31. 【請求項３１】 前記既知の情報符号は、前記ＯＱＰＳＫ変調を使用して送
    信され、前記未知の情報符号は、前記Ｏ−１６ＱＡＭ変調を使用して送信される ことを特徴とする請求項２８に記載の受信機。
  32. 【請求項３２】 前記既知の情報符号は、最大正あるいは負信号増幅を得る
    前記Ｏ−１６ＱＡＭの２つの符号だけを使用して送信される ことを特徴とする請求項２８に記載の受信機。
  33. 【請求項３３】 ガウシアン最小偏移変調（ＧＭＳＫ）あるいはオフセット
    ４位相増幅変調（ＯＱＡＭ）を交互に使用して情報を送信する送信機であって、 関連バイナリ情報ビットストリームに対する入力を有し、対応する変調出力信
    号を提供する少なくとも２つのＧＭＳＫ変調手段と、 前記変調出力信号のそれぞれを所定増幅率で増幅し、前記増幅された信号を合
    成する増幅合成手段と、 前記ＧＭＳＫ変調が要求される場合は少なくとも２つの前記ＧＭＳＫ変調手段
    に供給されるそれぞれが互いに等しい前記関連バイナリ情報ビットストリームを
    選択し、前記ＯＱＡＭ変調が要求される場合は少なくとも２つの前記ＧＭＳＫ変
    調手段に供給されるそれぞれが互いに異なる前記バイナリ情報ビットストリーム
    を選択する制御手段と を備えることを特徴とする送信機。
  34. 【請求項３４】 前記増幅手段は、電力増幅器を飽和させる ことを特徴とする請求項３３の送信機。
  35. 【請求項３５】 前記合成手段は、方向性カプラである ことを特徴とする請求項３３に記載の送信機。
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