JP2002026861A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
復調装置及び復調方法Info
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- JP2002026861A JP2002026861A JP2000210330A JP2000210330A JP2002026861A JP 2002026861 A JP2002026861 A JP 2002026861A JP 2000210330 A JP2000210330 A JP 2000210330A JP 2000210330 A JP2000210330 A JP 2000210330A JP 2002026861 A JP2002026861 A JP 2002026861A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 伝送路の周波数特性に時間変動が生じても最
適なフィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等化を
行う。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置１は、ＦＦＴ演算した
後の振幅変調信号を波形等化するイコライザ８を有して
いる。このイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出するＳＰ信
号抽出回路１１と、抽出したＳＰ信号を時間方向にフィ
ルタリングするＩＩＲフィルタ１２と、時間方向にフィ
ルタリングしたＳＰ信号を周波数方向にフィルタリング
するＦＩＲフィルタ１３と、ＩＩＲフィルタ１２のタッ
プ数を制御するタップ数制御回路１６とを有している。
タップ数制御回路１６は、復調されて出力されるデータ
のビットエラーレートに基づき上記伝送路の周波数特性
の時間変動量を推定し、この推定した時間変動量に基づ
きＩＩＲフィルタのタップ数を制御する。
適なフィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等化を
行う。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置１は、ＦＦＴ演算した
後の振幅変調信号を波形等化するイコライザ８を有して
いる。このイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出するＳＰ信
号抽出回路１１と、抽出したＳＰ信号を時間方向にフィ
ルタリングするＩＩＲフィルタ１２と、時間方向にフィ
ルタリングしたＳＰ信号を周波数方向にフィルタリング
するＦＩＲフィルタ１３と、ＩＩＲフィルタ１２のタッ
プ数を制御するタップ数制御回路１６とを有している。
タップ数制御回路１６は、復調されて出力されるデータ
のビットエラーレートに基づき上記伝送路の周波数特性
の時間変動量を推定し、この推定した時間変動量に基づ
きＩＩＲフィルタのタップ数を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図２に示
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】また、各サブキャリアに対する変調方式と
してＱＡＭ系の変調を用いるＤＶＢ−Ｔ規格のようなＯ
ＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響に
より各サブキャリア毎に異なるひずみが生じると、各サ
ブキャリアの信号空間ダイヤグラムが例えば図３に示す
ように歪んでしまい、各サブキャリア毎の振幅及び位相
の特性が異なるものとなってしまう。そのため、ＯＦＤ
Ｍ受信装置では、ＦＦＴ演算回路の後段にイコライザを
設け、ＦＦＴ演算後の周波数領域において各サブキャリ
ア毎の振幅及び位相の等化を行っている。具体的には、
ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及
び所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在
させて、イコライザによりこのパイロット信号の振幅及
び位相を監視して伝送路の周波数特性を推定し、この推
定した伝送路の周波数特性に基づき各サブキャリアに変
調されている信号の等化するようにしている。この伝送
路の周波数特性を推定するための用いられるパイロット
信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信
号と呼ぶ。
してＱＡＭ系の変調を用いるＤＶＢ−Ｔ規格のようなＯ
ＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響に
より各サブキャリア毎に異なるひずみが生じると、各サ
ブキャリアの信号空間ダイヤグラムが例えば図３に示す
ように歪んでしまい、各サブキャリア毎の振幅及び位相
の特性が異なるものとなってしまう。そのため、ＯＦＤ
Ｍ受信装置では、ＦＦＴ演算回路の後段にイコライザを
設け、ＦＦＴ演算後の周波数領域において各サブキャリ
ア毎の振幅及び位相の等化を行っている。具体的には、
ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及
び所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在
させて、イコライザによりこのパイロット信号の振幅及
び位相を監視して伝送路の周波数特性を推定し、この推
定した伝送路の周波数特性に基づき各サブキャリアに変
調されている信号の等化するようにしている。この伝送
路の周波数特性を推定するための用いられるパイロット
信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信
号と呼ぶ。
【０００７】具体的に、イコライザについて説明する。
【０００８】放送局から放送された信号は、伝送路によ
ってひずみを受ける。放送局から放送された送信信号を
Ｘ（ω）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ω）とすれ
ば、受信する受信信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）となる。
イコライザでは、ＦＦＴ演算後の各サブキャリアから、
特定の電力レベルであって特定の位相とされたＳＰ信号
を抽出し、このＳＰ信号が本来の位相からどれだけ位相
ずれが生じているか、及び、このＳＰ信号が本来の電力
レベルからどれだけ変動しているかを検出し、これらの
情報から伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。そし
て、推定した伝送路の周波数特性の逆数１／Ｈ（ω）
を、受信信号Ｘ（ω）・Ｈ（ω）に乗算する。このこと
によって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送
信された信号を復元することができる。
ってひずみを受ける。放送局から放送された送信信号を
Ｘ（ω）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ω）とすれ
ば、受信する受信信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）となる。
イコライザでは、ＦＦＴ演算後の各サブキャリアから、
特定の電力レベルであって特定の位相とされたＳＰ信号
を抽出し、このＳＰ信号が本来の位相からどれだけ位相
ずれが生じているか、及び、このＳＰ信号が本来の電力
レベルからどれだけ変動しているかを検出し、これらの
情報から伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。そし
て、推定した伝送路の周波数特性の逆数１／Ｈ（ω）
を、受信信号Ｘ（ω）・Ｈ（ω）に乗算する。このこと
によって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送
信された信号を復元することができる。
【０００９】このようなイコライザは、一般に、ＳＰ信
号を抽出した後、このＳＰ信号をＩＩＲ（Infinite Imp
ulse Response）フィルタを用いて時間方向にフィルタ
リングして、ＳＰ信号に含まれているノイズ成分を除去
し、続いて、ＦＩＲ（FiniteImpulse Response）フィル
タを用いてＳＰ信号を周波数方向に補間する。イコライ
ザは、このような２つのフィルタを用いることにより、
全周波数成分にわたる伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推
定する。
号を抽出した後、このＳＰ信号をＩＩＲ（Infinite Imp
ulse Response）フィルタを用いて時間方向にフィルタ
リングして、ＳＰ信号に含まれているノイズ成分を除去
し、続いて、ＦＩＲ（FiniteImpulse Response）フィル
タを用いてＳＰ信号を周波数方向に補間する。イコライ
ザは、このような２つのフィルタを用いることにより、
全周波数成分にわたる伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推
定する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、イコライザ
に用いるＩＩＲフィルタは、ＳＰ信号を所定のタップ数
で時間遅延させて、フィルタリングを行う。ＩＩＲフィ
ルタのタップ数を増やせば、より強力なフィルタを構成
することができることとなる。
に用いるＩＩＲフィルタは、ＳＰ信号を所定のタップ数
で時間遅延させて、フィルタリングを行う。ＩＩＲフィ
ルタのタップ数を増やせば、より強力なフィルタを構成
することができることとなる。
【００１１】しかしながら、伝送路の周波数特性Ｈ
（ω）は、常に一定であるとは限られず、例えば、受信
点が移動したりすることにより、時間変動をする可能性
がある。この伝送路の周波数特性Ｈ（ω）がＩＩＲフィ
ルタの時間遅延量と比較して高速に時間変動した場合、
ＩＩＲフィルタが周波数特性Ｈ（ω）に追従することが
できなくなり、正確に周波数特性Ｈ（ω）の推定を行う
ことができなくなる。
（ω）は、常に一定であるとは限られず、例えば、受信
点が移動したりすることにより、時間変動をする可能性
がある。この伝送路の周波数特性Ｈ（ω）がＩＩＲフィ
ルタの時間遅延量と比較して高速に時間変動した場合、
ＩＩＲフィルタが周波数特性Ｈ（ω）に追従することが
できなくなり、正確に周波数特性Ｈ（ω）の推定を行う
ことができなくなる。
【００１２】本発明は、このような実情を鑑みてなされ
たものであり、伝送路の周波数特性に時間変動が生じて
も最適なフィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等
化を行う復調装置及び復調方法を提供することを目的と
する。
たものであり、伝送路の周波数特性に時間変動が生じて
も最適なフィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等
化を行う復調装置及び復調方法を提供することを目的と
する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して
直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝
送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされ
たパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入され
た直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置
であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で
フーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変
換手段と、上記周波数領域信号から上記パイロット信号
を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット
信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時
間軸方向にフィルタリングするＩＩＲ（Infinite Impul
seResponse）フィルタと、上記ＩＩＲフィルタによりフ
ィルタリングされた上記パイロット信号に基づき、周波
数方向の補間を行って、上記ＯＦＤＭ信号が伝送された
伝送路の周波数特性を推定するＦＩＲ（Finite Impulse
Response）フィルタと、上記ＦＩＲフィルタにより推
定したこの周波数特性に基づき上記周波数領域信号を上
記伝送シンボル単位で波形等化する波形等化手段と、上
記ＩＩＲフィルタのタップ数を制御するタップ数制御手
段と、上記伝送路の周波数特性の時間変動量を推定する
時間変動量推定手段とを備え、上記タップ数制御手段
は、上記伝送路の周波数特性の時間変動に応じて、上記
ＩＩＲフィルタのタップ数の制御を行うことを特徴とす
る。
は、分割された有効信号が複数のサブキャリアに対して
直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝
送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされ
たパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入され
た直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置
であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で
フーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変
換手段と、上記周波数領域信号から上記パイロット信号
を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット
信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時
間軸方向にフィルタリングするＩＩＲ（Infinite Impul
seResponse）フィルタと、上記ＩＩＲフィルタによりフ
ィルタリングされた上記パイロット信号に基づき、周波
数方向の補間を行って、上記ＯＦＤＭ信号が伝送された
伝送路の周波数特性を推定するＦＩＲ（Finite Impulse
Response）フィルタと、上記ＦＩＲフィルタにより推
定したこの周波数特性に基づき上記周波数領域信号を上
記伝送シンボル単位で波形等化する波形等化手段と、上
記ＩＩＲフィルタのタップ数を制御するタップ数制御手
段と、上記伝送路の周波数特性の時間変動量を推定する
時間変動量推定手段とを備え、上記タップ数制御手段
は、上記伝送路の周波数特性の時間変動に応じて、上記
ＩＩＲフィルタのタップ数の制御を行うことを特徴とす
る。
【００１４】この復調装置では、上記伝送路の周波数特
性の時間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタのタップ
数の制御を行う。
性の時間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタのタップ
数の制御を行う。
【００１５】例えば、上記復調装置では、復調されて出
力されるデータのビットエラーレートに基づき上記伝送
路の周波数特性の時間変動量を推定する。
力されるデータのビットエラーレートに基づき上記伝送
路の周波数特性の時間変動量を推定する。
【００１６】本発明にかかる復調方法は、分割された有
効信号が複数のサブキャリアに対して直交変調されるこ
とにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定
の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号
が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して
周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号から上記
パイロット信号を抽出し、抽出した上記パイロット信号
を時間軸方向にＩＩＲ（Infinite Impulse Response）
フィルタリングし、ＩＩＲフィルタリングされた上記パ
イロット信号に対してＦＩＲ（Finite Impulse Respons
e）フィルタリングを行うことによって上記パイロット
信号を周波数方向に補間し、上記ＯＦＤＭ信号が伝送さ
れた伝送路の周波数特性を推定し、推定した上記周波数
特性に基づき上記周波数領域信号を上記伝送シンボル単
位で波形等化し、上記ＯＦＤＭ信号の伝送路の周波数特
性の時間変動量を推定し、上記伝送路の周波数特性の時
間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタリングにおける
タップ数の制御を行うことを特徴とする。
効信号が複数のサブキャリアに対して直交変調されるこ
とにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定
の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号
が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して
周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号から上記
パイロット信号を抽出し、抽出した上記パイロット信号
を時間軸方向にＩＩＲ（Infinite Impulse Response）
フィルタリングし、ＩＩＲフィルタリングされた上記パ
イロット信号に対してＦＩＲ（Finite Impulse Respons
e）フィルタリングを行うことによって上記パイロット
信号を周波数方向に補間し、上記ＯＦＤＭ信号が伝送さ
れた伝送路の周波数特性を推定し、推定した上記周波数
特性に基づき上記周波数領域信号を上記伝送シンボル単
位で波形等化し、上記ＯＦＤＭ信号の伝送路の周波数特
性の時間変動量を推定し、上記伝送路の周波数特性の時
間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタリングにおける
タップ数の制御を行うことを特徴とする。
【００１７】この復調方法では、上記伝送路の周波数特
性の時間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタのタップ
数の制御を行う。
性の時間変動量に応じて、上記ＩＩＲフィルタのタップ
数の制御を行う。
【００１８】例えば、上記復調方法では、復調されて出
力されるデータのビットエラーレートに基づき上記伝送
路の周波数特性の時間変動量を推定する。
力されるデータのビットエラーレートに基づき上記伝送
路の周波数特性の時間変動量を推定する。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
【００２０】ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン
放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明す
る。図１は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−
Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。さらに、
この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号
の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達
される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現
している。
放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明す
る。図１は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−
Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。さらに、
この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号
の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達
される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現
している。
【００２１】ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すよう
に、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４
と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、
ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピン
グ回路９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
に、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４
と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、
ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピン
グ回路９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
【００２２】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００２３】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号
の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバ
ルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるような
クロックで量子化する。
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号
の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバ
ルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるような
クロックで量子化する。
【００２４】デジタル直交復調回路５は、所定の周波数
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００２５】ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００２６】ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシン
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦ
ＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤ
Ｍシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦ
ＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤ
Ｍシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００２７】このようにＦＦＴ演算回路６から出力され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ
方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、イコライザ８に供給される。
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ
方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、イコライザ８に供給される。
【００２８】ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦ
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。Ｆ
ＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期
信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。Ｆ
ＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期
信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００２９】イコライザ８は、スキャッタードパイロッ
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路
９に供給される。
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路
９に供給される。
【００３０】デマッピング回路９は、イコライザ８によ
り振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号
を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデー
タの復号をする。デマッピング回路９により復号された
データは、エラー訂正回路１０に供給される。
り振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号
を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデー
タの復号をする。デマッピング回路９により復号された
データは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００３１】エラー訂正回路１０は、供給されたデータ
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
また、このエラー訂正回路１０は、エラー訂正をした際
のビットエラーレートＢＥＲを算出し、このビットエラ
ーレートＢＥＲをイコライザ８に供給する。
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
また、このエラー訂正回路１０は、エラー訂正をした際
のビットエラーレートＢＥＲを算出し、このビットエラ
ーレートＢＥＲをイコライザ８に供給する。
【００３２】つぎに、イコライザ８についてさらに詳細
に説明する。
に説明する。
【００３３】イコライザ８は、ＳＰ信号抽出回路１１
と、時間方向フィルタ１２と、周波数補間フィルタ１３
と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５と、タップ数
制御回路１６とを備えている。
と、時間方向フィルタ１２と、周波数補間フィルタ１３
と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５と、タップ数
制御回路１６とを備えている。
【００３４】ＳＰ信号抽出回路１１は、ＦＦＴ演算回路
１０６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給さ
れる。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信
号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤ
Ｍシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は
予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１
は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が
挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領
域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号から
どのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入
されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出す
る。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間
方向フィルタ１２に供給する。
１０６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給さ
れる。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信
号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤ
Ｍシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は
予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１
は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が
挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領
域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号から
どのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入
されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出す
る。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間
方向フィルタ１２に供給する。
【００３５】時間方向フィルタ１２は、ＩＩＲ（Infini
te Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信
号を時間軸方向にフィルタリングし、ＳＰ信号に含まれ
ているノイズを除去する。時間方向フィルタ１２により
フィルタリングされたＳＰ信号は、１ＯＦＤＭシンボル
単位で、周波数補間フィルタ１３に供給される。
te Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信
号を時間軸方向にフィルタリングし、ＳＰ信号に含まれ
ているノイズを除去する。時間方向フィルタ１２により
フィルタリングされたＳＰ信号は、１ＯＦＤＭシンボル
単位で、周波数補間フィルタ１３に供給される。
【００３６】周波数補間フィルタ１３は、ＦＩＲ（Fini
te Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信
号をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのす
べてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性
を推定する。すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を
推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、時間方
向フィルタ１２から３本のサブキャリアに対して１本の
割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィ
ルタ１３は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が
挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば
２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本の
サブキャリアに対する伝達特性を求める。この周波数補
間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対す
る伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供
給される。
te Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信
号をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのす
べてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性
を推定する。すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を
推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、時間方
向フィルタ１２から３本のサブキャリアに対して１本の
割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィ
ルタ１３は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が
挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば
２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本の
サブキャリアに対する伝達特性を求める。この周波数補
間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対す
る伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供
給される。
【００３７】１／Ｘ回路１４は、推定された伝送路の周
波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が
行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算
回路１５に供給される。
波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が
行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算
回路１５に供給される。
【００３８】複素乗算回路１５は、ＦＦＴ演算回路６か
らＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路
の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化
を行う。
らＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路
の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化
を行う。
【００３９】タップ数制御回路１６は、エラー訂正回路
１０から供給されたビットエラーレートＢＥＲに基づ
き、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の時間変動量を推定
し、この時間変動量が大きい場合には、時間方向フィル
タ１２のタップ数を減少させ、この時間変動量が小さい
場合には、時間方向フィルタ１２のタップ数を増加させ
る。例えば、時間方向フィルタ１２のタップ数を、０
（フィルタなし）、２、４、８というように設定してお
き、周波数特性（ω）の時間変動量が非常に大きい場合
にはタップ数を０とし、非常に小さい場合には、タップ
数を８とする、というように制御する。
１０から供給されたビットエラーレートＢＥＲに基づ
き、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の時間変動量を推定
し、この時間変動量が大きい場合には、時間方向フィル
タ１２のタップ数を減少させ、この時間変動量が小さい
場合には、時間方向フィルタ１２のタップ数を増加させ
る。例えば、時間方向フィルタ１２のタップ数を、０
（フィルタなし）、２、４、８というように設定してお
き、周波数特性（ω）の時間変動量が非常に大きい場合
にはタップ数を０とし、非常に小さい場合には、タップ
数を８とする、というように制御する。
【００４０】以上のように、本発明の実施の形態のＯＦ
ＤＭ受信装置１では、タップ数制御回路１６が時間方向
フィルタ１２のタップ数をビットエラーレートＢＥＲに
応じて制御するので、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に時
間変動が生じても、この時間変動に追従可能な最適なタ
ップ数でフィルタリングを行い、周波数特性Ｈ（ω）の
推定を正確に行い波形等化をすることができる。
ＤＭ受信装置１では、タップ数制御回路１６が時間方向
フィルタ１２のタップ数をビットエラーレートＢＥＲに
応じて制御するので、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に時
間変動が生じても、この時間変動に追従可能な最適なタ
ップ数でフィルタリングを行い、周波数特性Ｈ（ω）の
推定を正確に行い波形等化をすることができる。
【００４１】なお、このＯＦＤＭ受信装置１では、エラ
ー訂正回路１０からフィードバックされたビットエラー
レートに基づき伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の時間変動
量を推定しているが、例えば、ウィンドウ同期回路７で
求められる自己相関関数に基づき、伝送路の周波数特性
Ｈ（ω）の推定を行ってもよい。 ウィンドウ同期回路
７は、ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延
させることによって自己相関関数を求め、ガードインタ
ーバルとこのガードインターバルの複写元との相関性を
算出している。ウィンドウ同期回路７は、この自己相関
関数のピーク値を算出し、このピーク値をＯＦＤＭシン
ボルの境界位置としてＦＦＴ演算の演算範囲を定める。
ここで、この自己相関関数は、マルチパス等によって遅
延波等が生じていると、ＯＦＤＭシンボルの本来の境界
位置を示すピーク値のほかに、複数のピーク波形が発生
する。タップ数制御回路１６は、これらのピーク波形を
各シンボル毎にモニタし、そのピーク波形の変動に基づ
き伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の推定を行ってもよい。
ー訂正回路１０からフィードバックされたビットエラー
レートに基づき伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の時間変動
量を推定しているが、例えば、ウィンドウ同期回路７で
求められる自己相関関数に基づき、伝送路の周波数特性
Ｈ（ω）の推定を行ってもよい。 ウィンドウ同期回路
７は、ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延
させることによって自己相関関数を求め、ガードインタ
ーバルとこのガードインターバルの複写元との相関性を
算出している。ウィンドウ同期回路７は、この自己相関
関数のピーク値を算出し、このピーク値をＯＦＤＭシン
ボルの境界位置としてＦＦＴ演算の演算範囲を定める。
ここで、この自己相関関数は、マルチパス等によって遅
延波等が生じていると、ＯＦＤＭシンボルの本来の境界
位置を示すピーク値のほかに、複数のピーク波形が発生
する。タップ数制御回路１６は、これらのピーク波形を
各シンボル毎にモニタし、そのピーク波形の変動に基づ
き伝送路の周波数特性Ｈ（ω）の推定を行ってもよい。
【００４２】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、上記伝送路の周波数特性の時間変動量に応じて、波
形等化の際のＩＩＲフィルタのタップ数の制御を行う。
は、上記伝送路の周波数特性の時間変動量に応じて、波
形等化の際のＩＩＲフィルタのタップ数の制御を行う。
【００４３】例えば、本発明では、復調されて出力され
るデータのビットエラーレートに基づき上記伝送路の周
波数特性の時間変動量を推定し、この推定した時間変動
量に基づきＩＩＲフィルタのタップ数を制御する。
るデータのビットエラーレートに基づき上記伝送路の周
波数特性の時間変動量を推定し、この推定した時間変動
量に基づきＩＩＲフィルタのタップ数を制御する。
【００４４】このことにより本発明では、伝送路の周波
数特性に時間変動が生じても最適なタップ数でＩＩＲフ
ィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等化を正確に
行うことができる。
数特性に時間変動が生じても最適なタップ数でＩＩＲフ
ィルタリングを行い、ＯＦＤＭ信号の波形等化を正確に
行うことができる。
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説
明する図である。
明する図である。
【図３】１６ＱＡＭ方式による直交振幅変調信号が、伝
送路によるひずみにより歪んだ信号空間ダイヤグラムを
説明する図である。
送路によるひずみにより歪んだ信号空間ダイヤグラムを
説明する図である。
１ ＯＦＤＭ受信装置、５ デジタル直交復調装置、６
ＦＦＴ演算回路、７ウィンドウ同期回路、８ イコラ
イザ、９ デマッピング回路、１６ タップ数制御回路
ＦＦＴ演算回路、７ウィンドウ同期回路、８ イコラ
イザ、９ デマッピング回路、１６ タップ数制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 分割された有効信号が複数のサブキャリ
アに対して直交変調されることにより生成された伝送シ
ンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の
位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的
に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調装置において、 上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変
換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、 上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出する
パイロット信号抽出手段と、 上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイ
ロット信号を時間軸方向にフィルタリングするＩＩＲ
（Infinite Impulse Response）フィルタと、 上記ＩＩＲフィルタによりフィルタリングされた上記パ
イロット信号に基づき、周波数方向の補間を行って、上
記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数特性を推定
するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタと、 上記ＦＩＲフィルタにより推定したこの周波数特性に基
づき上記周波数領域信号を上記伝送シンボル単位で波形
等化する波形等化手段と、 上記ＩＩＲフィルタのタップ数を制御するタップ数制御
手段と、 上記伝送路の周波数特性の時間変動量を推定する時間変
動量推定手段とを備え、 上記タップ数制御手段は、上記伝送路の周波数特性の時
間変動に応じて、上記ＩＩＲフィルタのタップ数の制御
を行うことを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 上記波形等化手段により波形等化した周
波数領域信号を復号する復号手段と、 上記復号手段により復号して得られたデータに対してエ
ラー訂正を行うエラー訂正手段とを備え、 上記時間変動量推定手段は、上記エラー訂正手段により
エラー訂正を行った際に得られるエラーレートに基づき
上記伝送路の周波数特性の時間変動量を算出することを
特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 分割された有効信号が複数のサブキャリ
アに対して直交変調されることにより生成された伝送シ
ンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の
位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的
に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調方法において、 上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変
換して周波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出し、 抽出した上記パイロット信号を時間軸方向にＩＩＲ（In
finite Impulse Response）フィルタリングし、 ＩＩＲフィルタリングされた上記パイロット信号に対し
てＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタリング
を行うことによって上記パイロット信号を周波数方向に
補間し、上記ＯＦＤＭ信号が伝送された伝送路の周波数
特性を推定し、 推定した上記周波数特性に基づき上記周波数領域信号を
上記伝送シンボル単位で波形等化し、 上記ＯＦＤＭ信号の伝送路の周波数特性の時間変動量を
推定し、 上記伝送路の周波数特性の時間変動量に応じて、上記Ｉ
ＩＲフィルタリングにおけるタップ数の制御を行うこと
を特徴とする復調方法。 - 【請求項４】 上記波形等化手段により波形等化した周
波数領域信号を復号し、 復号して得られたデータのエラーレートに基づき上記伝
送路の周波数特性の時間変動量を算出し、 上記伝送路の周波数特性の時間変動量に基づき上記ＩＩ
Ｒフィルタリングにおけるタップ数を制御することを特
徴とする請求項３記載の復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000210330A JP2002026861A (ja) | 2000-07-11 | 2000-07-11 | 復調装置及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000210330A JP2002026861A (ja) | 2000-07-11 | 2000-07-11 | 復調装置及び復調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002026861A true JP2002026861A (ja) | 2002-01-25 |
Family
ID=18706613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000210330A Withdrawn JP2002026861A (ja) | 2000-07-11 | 2000-07-11 | 復調装置及び復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002026861A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007228106A (ja) * | 2006-02-22 | 2007-09-06 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル伝送装置の時間内挿処理方法及びデジタル伝送装置 |
| KR100835164B1 (ko) | 2006-12-21 | 2008-06-04 | 삼성전자주식회사 | 광대역 무선접속 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법 |
| KR100937407B1 (ko) * | 2002-10-31 | 2010-01-18 | 엘지전자 주식회사 | 채널 등화기 및 채널 등화 방법 |
| US7706479B2 (en) | 2006-05-24 | 2010-04-27 | Fujitsu Microelectronics Limited | OFDM receiver |
| JP2011239906A (ja) * | 2010-05-18 | 2011-12-01 | Toshiba Corp | 超音波診断装置 |
| KR20140126996A (ko) * | 2013-04-24 | 2014-11-03 | (주) 하베스트네트웍스 | Atsc dtv방송에 대한 신호중계방법 및 신호중계장치 |
-
2000
- 2000-07-11 JP JP2000210330A patent/JP2002026861A/ja not_active Withdrawn
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100937407B1 (ko) * | 2002-10-31 | 2010-01-18 | 엘지전자 주식회사 | 채널 등화기 및 채널 등화 방법 |
| JP2007228106A (ja) * | 2006-02-22 | 2007-09-06 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル伝送装置の時間内挿処理方法及びデジタル伝送装置 |
| JP4673764B2 (ja) * | 2006-02-22 | 2011-04-20 | 株式会社日立国際電気 | デジタル伝送装置の時間内挿処理方法及びデジタル伝送装置 |
| US7706479B2 (en) | 2006-05-24 | 2010-04-27 | Fujitsu Microelectronics Limited | OFDM receiver |
| KR100835164B1 (ko) | 2006-12-21 | 2008-06-04 | 삼성전자주식회사 | 광대역 무선접속 통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법 |
| US7936848B2 (en) | 2006-12-21 | 2011-05-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating channel in broadband wireless access (BWA) communication system |
| JP2011239906A (ja) * | 2010-05-18 | 2011-12-01 | Toshiba Corp | 超音波診断装置 |
| KR20140126996A (ko) * | 2013-04-24 | 2014-11-03 | (주) 하베스트네트웍스 | Atsc dtv방송에 대한 신호중계방법 및 신호중계장치 |
| KR101580663B1 (ko) | 2013-04-24 | 2015-12-28 | (주) 하베스트네트웍스 | Atsc dtv방송에 대한 신호중계방법 및 신호중계장치 |
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