JP2001285077A - 通信装置および通信方法 - Google Patents
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- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Small-Scale Networks (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチキャリア変復調方式およびシングルキ
ャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能と
し、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向
上を実現可能な通信装置を得ること。 【解決手段】 ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ
（自然数）列のバッファに、素数を用いて生成されたラ
ンダム系列を配置し、そのランダム系列を用いて行単位
にビットの並べ替えを行うことで、Ｎ種類のランダム系
列を生成し、さらに、並べ替え後のＮ種類のランダム系
列に、インタリーバ長のデータ系列をマッピングし、そ
して、マッピング後のデータ系列における行間の入れ替
えを、所定の規則にしたがって実施することで、最終的
な並べ替えパターンを生成し、最後に、前記生成された
並べ替えパターンを、列単位に読み出す並べ替え手段、
を備える構成とする。
ャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能と
し、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向
上を実現可能な通信装置を得ること。 【解決手段】 ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ
（自然数）列のバッファに、素数を用いて生成されたラ
ンダム系列を配置し、そのランダム系列を用いて行単位
にビットの並べ替えを行うことで、Ｎ種類のランダム系
列を生成し、さらに、並べ替え後のＮ種類のランダム系
列に、インタリーバ長のデータ系列をマッピングし、そ
して、マッピング後のデータ系列における行間の入れ替
えを、所定の規則にしたがって実施することで、最終的
な並べ替えパターンを生成し、最後に、前記生成された
並べ替えパターンを、列単位に読み出す並べ替え手段、
を備える構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア変
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の通信装置について説明す
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
【０００３】ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図１９は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図１９（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図１９（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図１９は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図１９（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図１９（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
【０００４】上記のように構成されるターボ符号器で
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により前記情報ビット系
列を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により前記情報ビット系
列を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
【０００５】図２０は、受信系において使用されるター
ボ復号器の構成を示す図である。図２０において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
前記情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3
に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号で
ある。
ボ復号器の構成を示す図である。図２０において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
前記情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3
に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号で
ある。
【０００６】上記のように構成されるターボ復号器で
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】つぎに、加算器１１２では、前記算出結果
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
【０００８】つぎに、インタリーバ１１３および１１４
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】最後に、ターボ復号器では、上記処理を、
所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精
度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８
が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報
ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対
数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビ
ット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であ
れば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精
度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８
が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報
ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対
数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビ
ット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であ
れば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】また、図２１，図２２，および図２３は、
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
【００１１】たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、イン
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
【００１２】ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬ
の動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
の動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
【００１３】したがって、マッピングパターンＣ（ｉ）
は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
【００１４】また、ＰＩＬにおいては、上記マッピング
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝１
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝１
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
【００１５】したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
【００１６】図２１は、この飛ばし読みパターン：ｐ
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、飛ばし読みパターン
単位に各行を並べ替えた結果、を示す図である。
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、飛ばし読みパターン
単位に各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】そして、図２２は、上記並び替え後のマッ
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
【００１８】最後に、図２３は、最終的な並べ替えパタ
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図２３のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、
図２３のデータ配列における各行の順番を逆にしてい
る）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターン
を、列単位、すなわち、縦に読み出す。
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図２３のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、
図２３のデータ配列における各行の順番を逆にしてい
る）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターン
を、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００１９】このように、インタリーブとしてＰＩＬを
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
【００２０】図２４は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
たとえば、図２４のようにＢＥＲを用いてターボ符号の
性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重
み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与え
る。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エ
ラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）の
ＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
たとえば、図２４のようにＢＥＲを用いてターボ符号の
性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重
み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与え
る。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エ
ラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）の
ＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００２１】なお、最小ハミング重みとは、たとえば、
図１９に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パタ
ーンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがっ
て、たとえば、 ｘ1＝…００１００１０００００… ｘ2＝…０００１０１０００００… ｘ3＝…０００１０１０１０００… という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターン
の場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗ
min＝７となる。ただし、ｘ1、ｘ2は、エンコーダの入
力データ系列を表し、ｘ3はエンコーダからの出力デー
タ系列を表す。
図１９に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パタ
ーンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがっ
て、たとえば、 ｘ1＝…００１００１０００００… ｘ2＝…０００１０１０００００… ｘ3＝…０００１０１０１０００… という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターン
の場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗ
min＝７となる。ただし、ｘ1、ｘ2は、エンコーダの入
力データ系列を表し、ｘ3はエンコーダからの出力デー
タ系列を表す。
【００２２】このように、従来の通信装置においては、
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２３】また、従来の通信装置においては、すべて
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たと
えば、図１９（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いら
れているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相
当）およびインタリーバに改善の余地があり、このよう
な従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ
符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という
問題があった。
ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たと
えば、図１９（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いら
れているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相
当）およびインタリーバに改善の余地があり、このよう
な従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ
符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という
問題があった。
【００２５】また、上記従来のターボ符号器は、１系統
の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報
ビット系列には対応していない、という問題があった。
の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報
ビット系列には対応していない、という問題があった。
【００２６】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実
現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的と
する。
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実
現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的と
する。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、前記ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然
数）列のバッファに、素数を用いて生成されたランダム
系列を配置し、前記ランダム系列を用いて行単位にビッ
トの並べ替えを行うことで、Ｎ種類のランダム系列を生
成し、前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、イン
タリーバ長のデータ系列をマッピングし、前記マッピン
グ後のデータ系列における行間の入れ替えを、所定の規
則にしたがって実施することで、最終的な並べ替えパタ
ーンを生成し、前記生成された並べ替えパターンを、列
単位に読み出す並べ替え手段、を備えることを特徴とす
る。
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、前記ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然
数）列のバッファに、素数を用いて生成されたランダム
系列を配置し、前記ランダム系列を用いて行単位にビッ
トの並べ替えを行うことで、Ｎ種類のランダム系列を生
成し、前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、イン
タリーバ長のデータ系列をマッピングし、前記マッピン
グ後のデータ系列における行間の入れ替えを、所定の規
則にしたがって実施することで、最終的な並べ替えパタ
ーンを生成し、前記生成された並べ替えパターンを、列
単位に読み出す並べ替え手段、を備えることを特徴とす
る。
【００２８】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
前記ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列
のバッファに、素数を用いて生成されたランダム系列を
配置し、行単位に、前記ランダム系列を１列ずつシフト
することで、Ｎ種類のランダム系列を生成し、前記シフ
ト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ長のデー
タ系列をマッピングし、前記マッピング後のデータ系列
における行間の入れ替えを、所定の規則にしたがって実
施することで、最終的な並べ替えパターンを生成し、前
記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す並
べ替え手段、を備えることを特徴とする。
前記ターボ符号器が、Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列
のバッファに、素数を用いて生成されたランダム系列を
配置し、行単位に、前記ランダム系列を１列ずつシフト
することで、Ｎ種類のランダム系列を生成し、前記シフ
ト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ長のデー
タ系列をマッピングし、前記マッピング後のデータ系列
における行間の入れ替えを、所定の規則にしたがって実
施することで、最終的な並べ替えパターンを生成し、前
記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す並
べ替え手段、を備えることを特徴とする。
【００２９】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記ターボ符号器に２系統の情報ビット系列が入力される
場合、前記並べ替え手段は、前記２系統の情報ビット系
列の信号点間距離が０とならないように、それぞれ並べ
替えを行うことを特徴とする。
記ターボ符号器に２系統の情報ビット系列が入力される
場合、前記並べ替え手段は、前記２系統の情報ビット系
列の信号点間距離が０とならないように、それぞれ並べ
替えを行うことを特徴とする。
【００３０】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、前記ランダム
系列を用いて行単位にビットの並べ替えを行うことで、
Ｎ種類のランダム系列を生成するランダム系列生成ステ
ップと、前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、イ
ンタリーバ長のデータ系列をマッピングするマッピング
ステップと、前記マッピング後のデータ系列における行
間の入れ替えを、所定の規則にしたがって実施すること
で、最終的な並べ替えパターンを生成する並べ替えパタ
ーン生成ステップと、前記生成された並べ替えパターン
を、列単位に読み出す読み出しステップと、を含むこと
を特徴とする。
Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、前記ランダム
系列を用いて行単位にビットの並べ替えを行うことで、
Ｎ種類のランダム系列を生成するランダム系列生成ステ
ップと、前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、イ
ンタリーバ長のデータ系列をマッピングするマッピング
ステップと、前記マッピング後のデータ系列における行
間の入れ替えを、所定の規則にしたがって実施すること
で、最終的な並べ替えパターンを生成する並べ替えパタ
ーン生成ステップと、前記生成された並べ替えパターン
を、列単位に読み出す読み出しステップと、を含むこと
を特徴とする。
【００３１】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、行単位に、前
記ランダム系列を１列ずつシフトすることで、Ｎ種類の
ランダム系列を生成するランダム系列生成ステップと、
前記シフト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ
長のデータ系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ
替えを、所定の規則にしたがって実施することで、最終
的な並べ替えパターンを生成する並べ替えパターン生成
ステップと、前記生成された並べ替えパターンを、列単
位に読み出す読み出しステップと、を含むことを特徴と
する。
Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、行単位に、前
記ランダム系列を１列ずつシフトすることで、Ｎ種類の
ランダム系列を生成するランダム系列生成ステップと、
前記シフト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ
長のデータ系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ
替えを、所定の規則にしたがって実施することで、最終
的な並べ替えパターンを生成する並べ替えパターン生成
ステップと、前記生成された並べ替えパターンを、列単
位に読み出す読み出しステップと、を含むことを特徴と
する。
【００３２】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
さらに、前記ターボ符号器に２系統の情報ビット系列が
入力される場合、前記２系統の情報ビット系列の信号点
間距離が０とならないように、それぞれ並べ替えを行う
ことを特徴とする。
さらに、前記ターボ符号器に２系統の情報ビット系列が
入力される場合、前記２系統の情報ビット系列の信号点
間距離が０とならないように、それぞれ並べ替えを行う
ことを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる通信装置
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
【００３４】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
【００３５】本実施の形態における通信装置において
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
ることとする。なお、本実施の形態においては、説明の
便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえ
ば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定する
こととしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機
を想定することとしてもよい。
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
ることとする。なお、本実施の形態においては、説明の
便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえ
ば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定する
こととしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機
を想定することとしてもよい。
【００３６】また、図１（ａ）の符号器において、１は
誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシ
ャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器
であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情
報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビ
ットの冗長ビットとを出力し、さらに、ここでは、受信
側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になる
ように、各冗長ビットを生成する。
誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシ
ャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器
であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情
報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビ
ットの冗長ビットとを出力し、さらに、ここでは、受信
側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になる
ように、各冗長ビットを生成する。
【００３７】一方、図１（ｂ）の復号器において、１１
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット
系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬ
ｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定し
て元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器
である。
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット
系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬ
ｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定し
て元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器
である。
【００３８】ここで、上記符号器および復号器の動作を
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
【００３９】図２は、本発明にかかる通信装置の送信系
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
【００４０】なお、マルチプレックス／シンクコントロ
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
【００４１】その後、送信データは、レートコンバータ
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００４２】最後に、インプットパラレル／シリアルバ
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
【００４３】図３は、本発明にかかる通信装置の受信系
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００４４】時間領域の適応等化処理が実行されたデー
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００４５】そして、周波数領域の適応等化処理が実行
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等
の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコ
ントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信デ
ータが再生される。
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等
の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコ
ントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信デ
ータが再生される。
【００４６】上記に示すような通信装置においては、受
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００４７】なお、上記のように構成される通信装置に
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
【００４８】以下、本実施の形態における符号器（送信
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
【００４９】ここで、下位２ビットの入力データについ
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
【００５０】たとえば、上記すべての変調方式の信号点
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００５１】これにより、本実施の形態においては、多
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大
幅に削減することができる。
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大
幅に削減することができる。
【００５２】続いて、入力された下位２ビットの送信デ
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。
たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であ
り、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック
構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符
号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここで
は、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を
用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と
同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰
的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。
たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であ
り、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック
構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符
号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここで
は、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を
用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と
同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰
的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００５３】図５（ａ）において、３１は情報ビット系
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により前記送信データを符号化した
冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４の処理によりインタリーブ処理後のデータを符号化
した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕb
と、を出力する。
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により前記送信データを符号化した
冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４の処理によりインタリーブ処理後のデータを符号化
した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕb
と、を出力する。
【００５４】また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
【００５５】そして、ターボ符号器１においては、冗長
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が均一になるように、各冗長ビットに
おける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわ
ち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するため
に、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織
畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，
６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後
のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３
４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信デー
タ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１にお
ける加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後の
データ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４
における加算器６５，６７，６８，６９に入力すること
で、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列と
の間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が均一になるように、各冗長ビットに
おける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわ
ち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するため
に、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織
畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，
６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後
のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３
４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信デー
タ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１にお
ける加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後の
データ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４
における加算器６５，６７，６８，６９に入力すること
で、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列と
の間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００５６】このように、図１（ａ）に示す符号器を用
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側による送
信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側による送
信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００５７】なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳
込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み
符号化器の一例を示す図である。したがって、図５
（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路
構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が
得られる。
込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み
符号化器の一例を示す図である。したがって、図５
（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路
構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が
得られる。
【００５８】図６に示す再帰的組織畳込み符号化器にお
いて、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，
７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込
み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出
力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される
送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信デー
タ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力と
を加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出
力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出
力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：
ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加
算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を
出力する。
いて、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，
７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込
み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出
力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される
送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信デー
タ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力と
を加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出
力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出
力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：
ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加
算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を
出力する。
【００５９】つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作に
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
【００６０】まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６１】ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。なお、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器
を用いることとしてもよい。
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。なお、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器
を用いることとしてもよい。
【００６２】つぎに、加算器１２では、前記算出結果で
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
【００６３】つぎに、インタリーバ１３および１４で
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００６４】その後、加算器１６では、加算器１２と同
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーブ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーブ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
【００６５】そして、上記ターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００６６】最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
【００６７】ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
【００６８】また、第２の方法としては、第１の判定器
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
【００６９】また、第３の方法としては、上記第１およ
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７０】このように、図１（ｂ）に示す復号器を用
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
【００７１】また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７２】ここで、本発明のターボ符号器を用いて送
信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両
者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用
いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の
「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに
対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小
さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかにな
る領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られてい
る。このように、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフ
ロア領域では、最小ハミング重み：ｗminが最もＢＥＲ
特性に影響を与えることがわかる。そこで、ここでは、
各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小
ハミング重みを採用した。
信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両
者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用
いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の
「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに
対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小
さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかにな
る領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られてい
る。このように、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフ
ロア領域では、最小ハミング重み：ｗminが最もＢＥＲ
特性に影響を与えることがわかる。そこで、ここでは、
各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小
ハミング重みを採用した。
【００７３】また、図８は、ある特定のインタリーバを
採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハ
ミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング
重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力
される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および
‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化
し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求
め、その中の最小値を示したものである。
採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハ
ミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング
重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力
される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および
‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化
し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求
め、その中の最小値を示したものである。
【００７４】図７および図８における比較検討結果か
ら、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢ
ＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方
が、従来技術より明らかに優れているといえる。
ら、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢ
ＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方
が、従来技術より明らかに優れているといえる。
【００７５】このように、ターボ符号器１で使用する再
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用す
ることで、送信データの影響を冗長データに対してより
強く反映させることができるようになる。すなわち、受
信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向
上させることができる。
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用す
ることで、送信データの影響を冗長データに対してより
強く反映させることができるようになる。すなわち、受
信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向
上させることができる。
【００７６】以上、ここまでの説明では、従来のターボ
符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のイ
ンタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み
符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上
させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタ
リーバを用いることで、さらに、受信側における復調特
性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のイ
ンタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み
符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上
させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタ
リーバを用いることで、さらに、受信側における復調特
性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００７７】図９，図１０，および図１１は、図５
（ａ）に示すターボ符号器で用いられるインタリーバ３
２，３３の実施の形態１の処理を示す図である。ここ
で、本実施の形態のインタリーバ３２，３３を用いて、
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
（ａ）に示すターボ符号器で用いられるインタリーバ３
２，３３の実施の形態１の処理を示す図である。ここ
で、本実施の形態のインタリーバ３２，３３を用いて、
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
【００７８】たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、イン
タリーバとして、一般的に、ＰＩＬが用いられている
が、ここでは、このＰＩＬに代わって、本発明にインタ
リーバであるパラレル・プライム・インタリーバ（以
降、ＰＰＩと呼ぶ）を用いることとする。このＰＰＩ
は、以下の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 マッピングパターンを、行単位に、（ｇ0×ｃ（ｉ−
１））ｍｏｄＰずつシフトする。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
タリーバとして、一般的に、ＰＩＬが用いられている
が、ここでは、このＰＩＬに代わって、本発明にインタ
リーバであるパラレル・プライム・インタリーバ（以
降、ＰＰＩと呼ぶ）を用いることとする。このＰＰＩ
は、以下の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 マッピングパターンを、行単位に、（ｇ0×ｃ（ｉ−
１））ｍｏｄＰずつシフトする。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
【００７９】ここで、本実施の形態のインタリーバであ
るＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態
においては、性能を性格に評価するために、従来技術に
て説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行
う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ
turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とし、マッピン
グパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。
るＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態
においては、性能を性格に評価するために、従来技術に
て説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行
う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ
turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とし、マッピン
グパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。
【００８０】その結果、マッピングパターンＣは、従来
同様、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
同様、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
【００８１】また、ＰＰＩにおいては、上記マッピング
パターンＣを、行単位に、（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏ
ｄＰずつ、すなわち、行単位に、１，２，４，８，１
６，３２，１１，２２，４４ずつ、シフトすることでビ
ットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃ
jを生成する。図９は、上記の方法で並べ替えられたマ
ッピングパターンＣjを示す図である。なお、ｊ＝０〜
Ｎ−１とする。
パターンＣを、行単位に、（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏ
ｄＰずつ、すなわち、行単位に、１，２，４，８，１
６，３２，１１，２２，４４ずつ、シフトすることでビ
ットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃ
jを生成する。図９は、上記の方法で並べ替えられたマ
ッピングパターンＣjを示す図である。なお、ｊ＝０〜
Ｎ−１とする。
【００８２】そして、図１０は、上記並び替え後のマッ
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
【００８３】最後に、図１１は、最終的な並べ替えパタ
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１０のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実
施の形態では、図１０のデータ配列における各行の順番
を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替
えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１０のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実
施の形態では、図１０のデータ配列における各行の順番
を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替
えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００８４】図１２は、本実施の形態のＰＰＩと従来の
ＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう
信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファに
おける隣同士の行における信号点間の最小距離のことを
いい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッ
ファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシ
リアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ
先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小
距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後
のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されてい
る。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispe
rsionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標と
して用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。
ＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう
信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファに
おける隣同士の行における信号点間の最小距離のことを
いい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッ
ファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシ
リアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ
先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小
距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後
のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されてい
る。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispe
rsionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標と
して用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。
【００８５】このように、本実施の形態においては、イ
ンタリーバとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来
と同等の信号点間距離を維持しつつ、ランダム性を向上
させることができるため、誤り訂正能力を向上させるこ
とが可能となる。これにより、受信側における復調特性
を大幅に向上させることができるため、シャノン限界に
近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得
ることができる。
ンタリーバとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来
と同等の信号点間距離を維持しつつ、ランダム性を向上
させることができるため、誤り訂正能力を向上させるこ
とが可能となる。これにより、受信側における復調特性
を大幅に向上させることができるため、シャノン限界に
近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得
ることができる。
【００８６】なお、本実施の形態においては、性能比較
のために、従来技術と同様の条件で並べ替えを行った
が、インタリーブ長等の各パラメータは任意であり、適
宜変更可能である。
のために、従来技術と同様の条件で並べ替えを行った
が、インタリーブ長等の各パラメータは任意であり、適
宜変更可能である。
【００８７】実施の形態２．図１３，図１４，および図
１５は、図５（ａ）に示すターボ符号器で用いられるイ
ンタリーバ３２，３３の実施の形態２の処理を示す図で
ある。ここで、本実施の形態のインタリーバ３２，３３
を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理
について説明する。なお、インタリーバ以外の構成につ
いては、前述の実施の形態１と同様であるため、同一の
符号を付してその説明を省略する。
１５は、図５（ａ）に示すターボ符号器で用いられるイ
ンタリーバ３２，３３の実施の形態２の処理を示す図で
ある。ここで、本実施の形態のインタリーバ３２，３３
を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理
について説明する。なお、インタリーバ以外の構成につ
いては、前述の実施の形態１と同様であるため、同一の
符号を付してその説明を省略する。
【００８８】本実施の形態のＰＰＩは、以下の３つの特
徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 マッピングパターンを、行単位に、１列ずつ順に
（左）シフトする。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 マッピングパターンを、行単位に、１列ずつ順に
（左）シフトする。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
【００８９】ここで、本実施の形態のインタリーバであ
るＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態
においては、性能を性格に評価するために、従来技術に
て説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行
う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ
turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とし、マッピン
グパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。
るＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態
においては、性能を性格に評価するために、従来技術に
て説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行
う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ
turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とし、マッピン
グパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。
【００９０】その結果、マッピングパターンＣは、従来
および実施の形態１同様、｛１，２，４，８，１６，３
２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３
０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４
３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３
７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，
２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，
５，１０，２０，４０，２７｝となる。
および実施の形態１同様、｛１，２，４，８，１６，３
２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３
０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４
３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３
７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，
２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，
５，１０，２０，４０，２７｝となる。
【００９１】また、ＰＰＩにおいては、上記マッピング
パターンＣを、行単位に、行単位に、１列ずつシフトす
ることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパ
ターン：Ｃjを生成する。図１３は、上記の方法で並べ
替えられたマッピングパターンＣjを示す図である。な
お、ｊ＝０〜Ｎ−１とする。
パターンＣを、行単位に、行単位に、１列ずつシフトす
ることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパ
ターン：Ｃjを生成する。図１３は、上記の方法で並べ
替えられたマッピングパターンＣjを示す図である。な
お、ｊ＝０〜Ｎ−１とする。
【００９２】そして、図１４は、上記並び替え後のマッ
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
【００９３】最後に、図１５は、最終的な並べ替えパタ
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１４のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実
施の形態では、図１４のデータ配列における各行の順番
を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替
えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１４のデータ配列における行間の入れ替えを行
い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実
施の形態では、図１４のデータ配列における各行の順番
を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替
えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００９４】図１６は、本実施の形態のＰＰＩと従来の
ＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう
信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファに
おける隣同士の行における信号点間の最小距離のことを
いい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッ
ファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシ
リアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ
先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小
距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後
のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されてい
る。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispe
rsionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標と
して用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。
ＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう
信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファに
おける隣同士の行における信号点間の最小距離のことを
いい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッ
ファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシ
リアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ
先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小
距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後
のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されてい
る。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispe
rsionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標と
して用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。
【００９５】このように、本実施の形態においては、イ
ンタリーブとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来
と比較して信号点間距離を大幅に改善することができる
ため、畳込み符号器との組合わせにより誤り訂正能力を
さらに向上させることが可能となる。これにより、受信
側における復調特性をさらに大幅に向上させることがで
きるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。
ンタリーブとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来
と比較して信号点間距離を大幅に改善することができる
ため、畳込み符号器との組合わせにより誤り訂正能力を
さらに向上させることが可能となる。これにより、受信
側における復調特性をさらに大幅に向上させることがで
きるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。
【００９６】実施の形態３．図５（ａ）に示すようなタ
ーボ符号器を用いる場合、インタリーバ３２とインタリ
ーバ３３が同一であれば、信号点間距離が０となる。し
たがって、たとえば、一方の出力がノイズ等の影響を受
けた場合には、もう一方の出力も同様に影響を受けるこ
とになる。そこで、本実施の形態は、図５（ａ）に示す
ような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に最
適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信号
点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を提
供する。
ーボ符号器を用いる場合、インタリーバ３２とインタリ
ーバ３３が同一であれば、信号点間距離が０となる。し
たがって、たとえば、一方の出力がノイズ等の影響を受
けた場合には、もう一方の出力も同様に影響を受けるこ
とになる。そこで、本実施の形態は、図５（ａ）に示す
ような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に最
適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信号
点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を提
供する。
【００９７】以下、本実施の形態のインタリーバの動作
を、実施の形態１のインタリーバを用いて説明する。た
とえば、本実施の形態においては、２系統の情報ビット
系列の信号点間距離が０とならないように、並べ替えを
行う。具体的にいうと、たとえば、情報ビット系列：Ｕ
１を、インタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファの１行目，
２行目，３行目，…，１０行目の順に並べ、同時に、情
報ビット系列：Ｕ２をインタリーバ３３内のＮ×Ｍバッ
ファの５行目，６行目，７行目，…，４行目の順に並べ
る。そして、実施の形態１のとおり並べ替え処理終了
後、両方のインタリーバ内のＮ×Ｍバッファに配置され
たそれぞれのデータ系列を、１行目の１列目から順に縦
に読み出す。
を、実施の形態１のインタリーバを用いて説明する。た
とえば、本実施の形態においては、２系統の情報ビット
系列の信号点間距離が０とならないように、並べ替えを
行う。具体的にいうと、たとえば、情報ビット系列：Ｕ
１を、インタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファの１行目，
２行目，３行目，…，１０行目の順に並べ、同時に、情
報ビット系列：Ｕ２をインタリーバ３３内のＮ×Ｍバッ
ファの５行目，６行目，７行目，…，４行目の順に並べ
る。そして、実施の形態１のとおり並べ替え処理終了
後、両方のインタリーバ内のＮ×Ｍバッファに配置され
たそれぞれのデータ系列を、１行目の１列目から順に縦
に読み出す。
【００９８】図１７は、上記のように、情報ビット系
列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２との距離を５行とした
場合の、Ｕ１とＵ２の信号点間距離を示す図である。ま
た、本実施の形態においては、Ｕ１とＵ２との距離を５
行とした場合だけでなく、さらに、上記と同様の方法
で、Ｕ１とＵ２との距離が１行〜９行とした場合におけ
るすべての信号間距離を求める。そして、本実施の形態
では、この中から、最適な伝送特性が得られるＵ１とＵ
２との距離をもつ２つのインタリーバを用いて、並べ替
えを行う。
列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２との距離を５行とした
場合の、Ｕ１とＵ２の信号点間距離を示す図である。ま
た、本実施の形態においては、Ｕ１とＵ２との距離を５
行とした場合だけでなく、さらに、上記と同様の方法
で、Ｕ１とＵ２との距離が１行〜９行とした場合におけ
るすべての信号間距離を求める。そして、本実施の形態
では、この中から、最適な伝送特性が得られるＵ１とＵ
２との距離をもつ２つのインタリーバを用いて、並べ替
えを行う。
【００９９】図１８は、実施の形態１と同様の条件で並
べ替えを行う場合における、２つのインタリーバの最適
値を示す図である。ここでは、情報ビット系列：Ｕ１と
情報ビット系列：Ｕ２との距離が９行の場合に、最適な
伝送特性が得られる。
べ替えを行う場合における、２つのインタリーバの最適
値を示す図である。ここでは、情報ビット系列：Ｕ１と
情報ビット系列：Ｕ２との距離が９行の場合に、最適な
伝送特性が得られる。
【０１００】このように、本実施の形態においては、情
報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべて
の距離をもとめ、さらに、その距離毎のすべての信号間
距離を求めることにより、最適な伝送路特性が得られる
インタリーバを選択する。これにより、図５（ａ）に示
すような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に
最適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信
号点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を
実現することができる。
報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべて
の距離をもとめ、さらに、その距離毎のすべての信号間
距離を求めることにより、最適な伝送路特性が得られる
インタリーバを選択する。これにより、図５（ａ）に示
すような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に
最適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信
号点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を
実現することができる。
【０１０１】なお、本実施の形態においては、説明の便
宜上、実施の形態１を用いたが、これ限らず、実施の形
態２のインタリーバに適用することとしてもよいし、ま
た、他の２系統の情報ビット系列を持つターボ符号器に
適用することとしてもよい。
宜上、実施の形態１を用いたが、これ限らず、実施の形
態２のインタリーバに適用することとしてもよいし、ま
た、他の２系統の情報ビット系列を持つターボ符号器に
適用することとしてもよい。
【０１０２】また、本実施の形態においては、２系統の
情報ビット系列をインタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファ
の異なる行に配置することとしたが、これに限らず、た
とえば、２系統の情報ビット系列をインタリーバ３２内
のＮ×Ｍバッファの同一位置に配置し、並べ替え後の読
み出し開始位置をずらすこととしてもよい。
情報ビット系列をインタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファ
の異なる行に配置することとしたが、これに限らず、た
とえば、２系統の情報ビット系列をインタリーバ３２内
のＮ×Ｍバッファの同一位置に配置し、並べ替え後の読
み出し開始位置をずらすこととしてもよい。
【０１０３】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、ランダム系列を用いて行単位にビットの並べ替えを
行う並べ替え手段を用いることで、従来と同等の信号点
間距離を維持しつつ、ランダム性を向上させることがで
きるため、誤り訂正能力を向上させることができる。こ
れにより、受信側における復調特性を大幅に向上させる
ことができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
ば、ランダム系列を用いて行単位にビットの並べ替えを
行う並べ替え手段を用いることで、従来と同等の信号点
間距離を維持しつつ、ランダム性を向上させることがで
きるため、誤り訂正能力を向上させることができる。こ
れにより、受信側における復調特性を大幅に向上させる
ことができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
【０１０４】つぎの発明によれば、行単位にランダム系
列を１列ずつシフトする並べ替え手段を用いることで、
従来と比較して信号点間距離を大幅に改善することがで
きるため、畳込み符号器との組み合わせにより誤り訂正
能力をさらに向上させることが可能となる。これによ
り、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させる
ことができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
列を１列ずつシフトする並べ替え手段を用いることで、
従来と比較して信号点間距離を大幅に改善することがで
きるため、畳込み符号器との組み合わせにより誤り訂正
能力をさらに向上させることが可能となる。これによ
り、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させる
ことができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
【０１０５】つぎの発明によれば、たとえば、情報ビッ
ト系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべての距離
を求め、さらに、その距離毎のすべての信号間距離を求
めることにより、最適な伝送路特性が得られる並べ替え
手段を選択する。これにより、２系統の情報ビット系列
をもつターボ符号器に最適な並べ替え手段、すなわち、
情報ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることがで
きる並べ替え手段、を実現可能な通信装置を得ることが
できる、という効果を奏する。
ト系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべての距離
を求め、さらに、その距離毎のすべての信号間距離を求
めることにより、最適な伝送路特性が得られる並べ替え
手段を選択する。これにより、２系統の情報ビット系列
をもつターボ符号器に最適な並べ替え手段、すなわち、
情報ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることがで
きる並べ替え手段、を実現可能な通信装置を得ることが
できる、という効果を奏する。
【０１０６】つぎの発明によれば、ランダム系列を用い
て行単位にビットの並べ替えを行うランダム系列生成ス
テップを用いることで、従来と同等の信号点間距離を維
持しつつ、ランダム性を向上させることができるため、
誤り訂正能力を向上させることができる。これにより、
受信側における復調特性を大幅に向上させることができ
るため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信方法を得ること
ができる、という効果を奏する。
て行単位にビットの並べ替えを行うランダム系列生成ス
テップを用いることで、従来と同等の信号点間距離を維
持しつつ、ランダム性を向上させることができるため、
誤り訂正能力を向上させることができる。これにより、
受信側における復調特性を大幅に向上させることができ
るため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信方法を得ること
ができる、という効果を奏する。
【０１０７】つぎの発明によれば、行単位にランダム系
列を１列ずつシフトするランダム系列生成ステップを用
いることで、従来と比較して信号点間距離を大幅に改善
することができるため、畳込み符号器との組み合わせに
より誤り訂正能力をさらに向上させることが可能とな
る。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅
に向上させることができるため、シャノン限界に近い最
適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能
な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
列を１列ずつシフトするランダム系列生成ステップを用
いることで、従来と比較して信号点間距離を大幅に改善
することができるため、畳込み符号器との組み合わせに
より誤り訂正能力をさらに向上させることが可能とな
る。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅
に向上させることができるため、シャノン限界に近い最
適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能
な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１０８】つぎの発明によれば、たとえば、情報ビッ
ト系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべての距離
を求め、さらに、その距離毎のすべての信号間距離を求
めることにより、最適な伝送路特性が得られるインタリ
ーバを選択する。これにより、２系統の情報ビット系列
をもつターボ符号器に最適な並べ替え、すなわち、情報
ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることができる
並べ替え、を実現可能な通信方法を得ることができる、
という効果を奏する。
ト系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべての距離
を求め、さらに、その距離毎のすべての信号間距離を求
めることにより、最適な伝送路特性が得られるインタリ
ーバを選択する。これにより、２系統の情報ビット系列
をもつターボ符号器に最適な並べ替え、すなわち、情報
ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることができる
並べ替え、を実現可能な通信方法を得ることができる、
という効果を奏する。
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器
および復号器の構成を示す図である。
および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図で
ある。
ある。
【図５】 ターボ符号器１の構成を示す図である。
【図６】 図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同
一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を
示す図である。
一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を
示す図である。
【図７】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
【図８】 ある特定のインタリーバサイズを採用した場
合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重み
と従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示
す図である。
合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重み
と従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示
す図である。
【図９】 本発明にかかるターボ符号器で用いられるイ
ンタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
ンタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
【図１０】 本発明にかかるターボ符号器で用いられる
インタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
インタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
【図１１】 本発明にかかるターボ符号器で用いられる
インタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
インタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。
【図１２】 実施の形態１のＰＰＩと従来のＰＩＬを定
量的に比較した図である。
量的に比較した図である。
【図１３】 本発明にかかるターボ符号器で用いられる
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
【図１４】 本発明にかかるターボ符号器で用いられる
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
【図１５】 本発明にかかるターボ符号器で用いられる
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
インタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。
【図１６】 実施の形態２のＰＰＩと従来のＰＩＬを定
量的に比較した図である。
量的に比較した図である。
【図１７】 情報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：
Ｕ２との距離を５行とした場合のＵ１とＵ２の信号点間
距離を示す図である。
Ｕ２との距離を５行とした場合のＵ１とＵ２の信号点間
距離を示す図である。
【図１８】 実施の形態１と同様の条件で並べ替えを行
う場合における２つのインタリーバの最適値を示す図で
ある。
う場合における２つのインタリーバの最適値を示す図で
ある。
【図１９】 送信系において使用される従来のターボ符
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図２０】 受信系において使用される従来のターボ復
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図２１】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２２】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２３】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２４】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を
用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，
６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７
８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、
１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第
１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２
の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の
判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４
第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレ
ックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリッ
クリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フ
ォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタ
リーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーン
オーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッフ
ァ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナ
ログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７
２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシン
グ／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイム
ドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシ
リアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換
部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（Ｆ
ＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲイ
ンスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４
８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリー
ブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、
１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロ
ール。
６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７
８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、
１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第
１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２
の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の
判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４
第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレ
ックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリッ
クリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フ
ォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタ
リーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーン
オーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッフ
ァ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナ
ログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７
２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシン
グ／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイム
ドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシ
リアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換
部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（Ｆ
ＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲイ
ンスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４
８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリー
ブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、
１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロ
ール。
Claims (6)
- 【請求項１】 ターボ符号器を備える通信装置におい
て、 前記ターボ符号器は、 Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、前記ランダム
系列を用いて行単位にビットの並べ替えを行うことで、
Ｎ種類のランダム系列を生成し、 前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、インタリー
バ長のデータ系列をマッピングし、 前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ替え
を、所定の規則にしたがって実施することで、最終的な
並べ替えパターンを生成し、 前記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す
並べ替え手段、 を備えることを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】 ターボ符号器を備える通信装置におい
て、 前記ターボ符号器は、 Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、行単位に、前
記ランダム系列を１列ずつシフトすることで、Ｎ種類の
ランダム系列を生成し、 前記シフト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ
長のデータ系列をマッピングし、 前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ替え
を、所定の規則にしたがって実施することで、最終的な
並べ替えパターンを生成し、 前記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す
並べ替え手段、 を備えることを特徴とする通信装置。 - 【請求項３】 前記ターボ符号器に２系統の情報ビット
系列が入力される場合、前記並べ替え手段は、前記２系
統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならないよう
に、それぞれ並べ替えを行うことを特徴とする請求項１
または２に記載の通信装置。 - 【請求項４】 ターボ符号器内で情報ビット系列の並べ
替えを行う通信方法において、 Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、前記ランダム
系列を用いて行単位にビットの並べ替えを行うことで、
Ｎ種類のランダム系列を生成するランダム系列生成ステ
ップと、 前記並べ替え後のＮ種類のランダム系列に、インタリー
バ長のデータ系列をマッピングするマッピングステップ
と、 前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ替え
を、所定の規則にしたがって実施することで、最終的な
並べ替えパターンを生成する並べ替えパターン生成ステ
ップと、 前記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す
読み出しステップと、 を含むことを特徴とする通信方法。 - 【請求項５】 ターボ符号器内で情報ビット系列の並べ
替えを行う通信方法において、 Ｎ（自然数）行×Ｍ（自然数）列のバッファに、素数を
用いて生成されたランダム系列を配置し、行単位に、前
記ランダム系列を１列ずつシフトすることで、Ｎ種類の
ランダム系列を生成するランダム系列生成ステップと、 前記シフト後のＮ種類のランダム系列に、インタリーバ
長のデータ系列をマッピングするマッピングステップ
と、 前記マッピング後のデータ系列における行間の入れ替え
を、所定の規則にしたがって実施することで、最終的な
並べ替えパターンを生成する並べ替えパターン生成ステ
ップと、 前記生成された並べ替えパターンを、列単位に読み出す
読み出しステップと、 を含むことを特徴とする通信方法。 - 【請求項６】 さらに、前記ターボ符号器に２系統の情
報ビット系列が入力される場合、前記２系統の情報ビッ
ト系列の信号点間距離が０とならないように、それぞれ
並べ替えを行うことを特徴とする請求項４または５に記
載の通信方法。
Priority Applications (11)
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|---|---|---|---|
| JP2000099669A JP2001285077A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | 通信装置および通信方法 |
| CA002376049A CA2376049A1 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Communication apparatus and communication method |
| EP10011905A EP2285005A3 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Turbo coding for a multi-carrier communication system |
| EP10011907A EP2285006A3 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Turbo coding for a multi-carrier communication system |
| EP10011906A EP2299598A3 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Turbo coding for a multi-carrier communication system |
| PCT/JP2001/002259 WO2001076078A1 (fr) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Appareil et procede de communication |
| IL14674901A IL146749A0 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Communication apparatus and communication method |
| EP01915681A EP1184990A4 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | APPARATUS AND METHOD FOR COMMUNICATION |
| KR1020017015328A KR20020027331A (ko) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | 통신 장치 및 통신 방법 |
| US09/980,226 US20020166087A1 (en) | 2000-03-31 | 2001-03-22 | Communication apparatus and communication method |
| TW090107151A TW558875B (en) | 2000-03-31 | 2001-03-27 | Communication apparatus and communication method |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000099669A JP2001285077A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | 通信装置および通信方法 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010165742A Division JP4814388B2 (ja) | 2010-07-23 | 2010-07-23 | インタリーブ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001285077A true JP2001285077A (ja) | 2001-10-12 |
Family
ID=18613992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000099669A Pending JP2001285077A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | 通信装置および通信方法 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020166087A1 (ja) |
| EP (4) | EP2299598A3 (ja) |
| JP (1) | JP2001285077A (ja) |
| KR (1) | KR20020027331A (ja) |
| CA (1) | CA2376049A1 (ja) |
| IL (1) | IL146749A0 (ja) |
| TW (1) | TW558875B (ja) |
| WO (1) | WO2001076078A1 (ja) |
Cited By (2)
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|---|---|---|---|---|
| JP2008160169A (ja) * | 2006-11-29 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置、ターボ符号器および通信方法 |
| JP2009526445A (ja) * | 2006-02-02 | 2009-07-16 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 順列を生成するための方法および装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| US8296627B2 (en) * | 2007-07-20 | 2012-10-23 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Address generation apparatus and method of data interleaver/deinterleaver |
| CN102316059A (zh) * | 2010-07-05 | 2012-01-11 | 中国科学院微电子研究所 | 一种ofdm系统的交织方法和装置 |
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| JP2001197035A (ja) * | 1999-11-30 | 2001-07-19 | Nokia Mobile Phones Ltd | フレーム内インターリーブを実行する方法及び装置 |
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Family Cites Families (9)
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|---|---|---|---|---|
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| EP2302804B1 (en) * | 1995-02-01 | 2013-06-05 | Sony Corporation | Multi-channel transmission with interleaving through in-place addressing of RAM memory |
| WO1999012265A1 (fr) * | 1997-09-02 | 1999-03-11 | Sony Corporation | Codeur/decodeur turbo et procede de codage/decodage turbo |
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| CA2298919C (en) * | 1999-02-19 | 2006-04-18 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Interleaving and turbo encoding using prime number permutations |
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| US6543013B1 (en) * | 1999-04-14 | 2003-04-01 | Nortel Networks Limited | Intra-row permutation for turbo code |
| CN1271795C (zh) * | 1999-05-19 | 2006-08-23 | 三星电子株式会社 | 涡式交织方法 |
-
2000
- 2000-03-31 JP JP2000099669A patent/JP2001285077A/ja active Pending
-
2001
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