FR2490041A1

FR2490041A1 - Circuit pour engendrer un signal periodique variant en dent de scie

Info

Publication number: FR2490041A1
Application number: FR8116936A
Authority: FR
Inventors: Gerrit Wolf; Godefridus Henricus Haenen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-09-08
Filing date: 1981-09-07
Publication date: 1982-03-12
Also published as: ES8207397A1; BE890250A; US4461999A; AU7498081A; GB2083721B; JPS5778214A; DE3135351C2; GB2083721A; DE3135351A1; FR2490041B1; NL8005054A; ES505202A0

Abstract

CIRCUIT POUR ENGENDRER UN SIGNAL PERIODIQUE EN DENT DE SCIE A L'AIDE D'UN OSCILLATEUR 3 POUVANT ETRE SYNCHRONISE DIRECTEMENT PAR DES IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION S LA FREQUENCE PROPRE DE L'OSCILLATEUR ETANT, EN L'ABSENCE D'UN SIGNAL DE SYNCHRONISATION, EGALE A LA FREQUENCE DE REPETITION DES IMPULSIONS. LORSQUE LA DIFFERENCE DE PHASE ENTRE LE SIGNAL EN DENT DE SCIE ET LE SIGNAL DE SYNCHRONISATION EST SUPERIEURE A UNE VALEUR DEFINIE D'AVANCE, L'APPORT D'IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION EST BLOQUE, ET UN CIRCUIT DE CORRECTION DE PHASE 6, AU MOYEN DUQUEL LA FREQUENCE PROPRE DE L'OSCILLATEUR EST MODIFIEE, EST MIS EN ACTION. LORSQUE LADITE DIFFERENCE DE PHASE EST INFERIEURE A LA VALEUR DEFINIE D'AVANCE, LA CORRECTION DE FREQUENCE EST RENDUE NON OPERANTE, ET L'APPORT D'IMPULSIONS DE SYNCHRONISATION ET DONC LA SYNCHRONISATION DIRECTE A LIEU. APPLICATION: RECEPTEURS DE TELEVISION.

Description

"circuit nour engendrer un signal périodique variant en dent de scie"

L'invention concerne un circuit pour engendrer un si-

gnal périodique variant en dent de scie et comportant un aller et un retour, ledit circuit comportant un oscillateur qui peut

être synchronisé directement par des impulsions de synchroni-

sation à fréquence de répétition pratiquement constante appli-

cables à travers un commutateur de passage et dont la fréquen-

ce propre, en l'absence d'un signal de synchronisation, est environ égale à ladite fréquence de répétition et, en présence d'un signal de synchronisation, peut être changée en une vaeur inférieure à ladite fréquence de répétition, la synchronisatbn directe lors de l'apparition dMne impulsin de synchronisalion ayantlieu dans

le vwÄnage d'e rvaleur maximaledu signal variant en dent de scie.

Dans les circuits de synchronisation, destinés par exemple à la synchronisation de ligne dans les récepteurs de

télévision, l'emploi de boucles de réglage de phase est prati-

quement général. Dans de telles boucles, la différence de pha-

se entre d'une part le signal de référence engendré par un os-

cillateur, et d'autre part l'impulsion de synchronisation en-

trante est terminée par un discriminateur de phase. La tension de sortie de ce discriminateur est nivelée et la tension ainsi obtenue ajuste en permanence la fréquence et/ou la phase de l'oscillateur de façon à rendre très petite la différence de

phase après un certain temps, appelé le temps d'accrochage.

Un tel procédé est connu sous le nom de "synchronisation indi-

recte". A cette occasion, l'oscillateur reçoit de façon conti-

nue un signal de réglage tandis que les impulsions de synchro-

nisation n'atteignent jamais directement l'oscillateur.

En cas de basses fréquences, par exemple la fréquenoe de trame dans les récepteurs de télévision, fréquence de trame pour laquelle la fréquence de répétition des impulsions de

synchronisation est égale à 50 Hz ou à 60 Hz; on n'utilise gé-

néralement pas de réglage de phase, pour la raison que la ré-

alisation d'un tel circuit de réglage est difficile. En effet, dans le cas d'une fréquence de trame de 50 Hz, la tension de

réglage doit rester constante durant au moins 20 ms. On cons-

tate en outre que la très longue constante de temps du filtre de nivellement qui est indispensable pour l'insensibilité convenable aux signaux parasites, donne lieu à toutes sortes de phénomènes lents gênants. C'est pourquoi dans la pratique l'on donne la préférence à des "circuits de synchronisation directe", dans lesquels les impulsions de synchronisation sont fournies de façon directe à l'oscillateur pour synchroniser le

fonctionnement de celui-ci.

Dans la demande de brevet européen No 79 200687.6 introduite par la Demanderesse, il est décrit un générateur de signal en dent de scie directement synchronisable et dont la fréquence propre en l'absence d'impulsions de synchronisation est pratiquement égale à la fréquence de répétition nominale de ces impulsions. Un avantage de cette façon de faire est que le sSgnan angnré par le circuit et destiné par excmple à la déviation verticale pour un tube de reproduction d'images dans un récepteur de télévision, est ajustable de façon nominale, c'est-à-dire peut être ajusté sur la fréquence des impulsions de synchronisation reçues, ce qui dans le cas o ces impulsions

font défaut, donne lieu à une image quelque peu stable.

Le circuit connu est synchronisable de façon symé-

trique, ce qui signifie que la synchronisation est possible si

la fréquence propre est un peu plus élevée ou un peu moins éle-

vée que celle des impulsions de synchronisation. En effet, un faible écart par rapport à la valeur nominale est possible en

conséquence de tolérances ou d'effets de température. Par con-

séquent, lorsqu'une impulsion de synchronisation se produit un court laps de temps avant l'instant final de l'aller o, après

cet instant final tel qu'il aura été obtenu en l'absence d'im-

pulsions de synchronisation, le retour débute immédiatement.

Dans ce but, la fréquence propre de l'oscillateur peut acquérir par commutation une valeur qui est inférieure à la fréquence nominale. Toutefois, lorsque l'impulsion de synchronisation se

produit plus longtemps audit instant, il en résulte que la du-

rée de l'accrochage de l'oscillateur est relativement longue, étant donné que le déphasage de l'impulsion par rapport au flanc de la dent de scie varie très lentement en raison des fréquences presque égales, et étant donné aussi du fait qu'en

raison de l'insensibilité souhaitée à l'égard de signaux para-

sites, l'impulsion de synchronisation n'influence pas l'oscil-

lateur avant que l'impulsion ne se produise dans le voisinage de l'instant auquel débute le retour de l'oscillation libre. L'invention a pour but de procurer un circuit qui

sert à engendrer un signal variant en dent de scie et dans le-

quel l'oscillateur en fonctionnement libre a une fréquence pro-

pre qui est pratiquement égale à la fréquence de répétition no-

minale des impulsions de synchronisation alors que ledit oscil-

lateur est synchronisable de façon symétrique par lesdites im-

pulsions, tandis qu'en toutes circonstances, la durée de l'ac-

crochage est notablement plus courte que celle du circuit con-

nu. A cet effet, le circuit conforme à l'invention est remar-

quable en ce qu'il comporte un étage de comparaison de phase

pour déterminer la différence de phase entre le signal engen-

dré en dent de scie et le signal de synchronisation, alors

qu'en présence d'une différence de phase supérieure à une va-

leur définie d'avance, ledit étage de comparaison de phase bloque le commutateur de passage et met en action un circuit de correction de fréquence pour modifier la fréquence propre de l'oscillateur, tandis qu'en présence d'une différence de phase inférieure à ladite valeur définie-d'avance, l'étage de

comparaison de phase met hors de service le circuit de correc-

tion de fréquence et rend conducteur leditcommuateurdepBsage.

Pour la mesure conforme à l'invention, la fréquence est en premier lieu modifiée pour diminuer la différence de

phase, après quoi la synchronisation symétrique a lieu de fa-

çon connue. Dans le cas o un changement se produit dans les

impulsîDns de synchronisation entrantes, il se produit immédia-

tement, c'est-à-dire sans effet de volant, un changement cor-

respondant dans la correction de fréquence. Il est à noter que le brevet allemand N0 973 223 préconise un oscillateur qui, dans le cas d'une souscoincidence entre le signal de l'oscillateur et le signal de synchronisation, est modulé en fréquence par une source de modulation à basse fréquence, et cela avec une excursion couvrant au moins toute la gamme de maintien. Cette correction nécessite une source additionnelle, et présente l'inconvénient que, en l'absence d'impulsions de

synchronisation, la fréquence de l'oscillateur continue à va-

rier, tandis que l'oscillateur conforme à l'invention présente

la fréquence nominale dans ces conditions.

De préférence, le circuit conforme à l'invention est

remarquable par une diminution de la fréquence propre de l'os-

cillateur lors de l'apparition d'une impulsion de synchroni-

sation dans une première partie de l'aller, et par une augmen-

tation de ladite fréquence propre lors de l'apparition d'une

impulsion de synchronisation dans la deuxième partie de l'al-

ler, cette deuxième partie étant postérieure à la première.

A cet effet, le circuit conforme à l'invention est remarquable en ce qu'il comporte un circuit de demi-valeur de

seuil pour engendrer un signal présentant un flanc à l'ins-

tant o dans l'aller,- le signal en dent de scie prend la va-

leur qui est environ égale à la moitié de l'amplitude dudit

signal, la première partie de l'aller étant-située avant le-

dit instant alors que la deuxième partie de l'aller est si-

tuée après cet instant.

Suivant un mode de réalisation préférentiel du cir-

cuit conforme à l'invention, l'étage de comparaison de phase comporte d'une part un premier discriminateur de phase pour terminer la différence de phase entre le signal engendré en dent de scie et le signal de synchronisation et pour mettre en action le circuit de correction de fréquence, et d'autre part un deuxième discriminateur de phase pour comparer ladite différence de phase à la valeur définie d'avance et pour mettre hors service le circuit de correction de fréquence et rendre

conducteur le commutateur du passage.

La description suivante, en regard des dessins an-

nexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre

comment l'invention peut être réalisée.

La figure 1 est un schéma synoptique du circuit con-

forme à l'invention.

La figure 2 illustre en détail la réalisation d'un étage de comparaison de phase et d'un circuit de correction de

fréquence qui peuvent faire partie du circuit selon la figure 1.

Les figures 3 et 4 illustrent l'allure de signaux

qui surviendraient dans le circuit de la figure 2 en l'ab-

sence d'une correction de fréquence.

Les figures 5 et 6 illustrent l'allure de signaux

qui surviennent dans le circuit selon la figure 2 en pré-

sence d'une correction de fréquence.

Sur la figure 1, la référence 1 indique un discri-

minateur de phase dont une borne d'entrée reçoit, à travers un commutateur 10 à décrire plus loin dans le texte, des impulsions de synchronisation de trame S en provenance d'un

étage de séparation d'impulsion de synchronisation, non re-

présenté. Une autre borne dudit discriminateur 1 reçoit un

train d'impulsions I, engendrées par un générateur d'impul-

sions 2. La référence 3 indique un oscillateur engendrant une tension périodique qui varie en dent de scie et qui, du moins dans son aller, est pratiquement linéaire; dans des

étages qui n'ont pas été dessinés, ladite tension périodi-

que est traitée de façon connue pour la déviation verticale

d'au moins un faisceau électronique dans un tube de repro-

duction d'images. Ladite tension endOnt de scie est appli-

quée également au générateur 2 dans lequel la dent de scie est transformée en impulsion, alors qu'un des flancs de l'impulsion se produit à un instant déterminé de la période de la dent de scie, par exemple à l'instant auquel débute

le retour de la dent de scie.

La fréquence de la tension en dent de scie et, par-

tant, des impulsions I diffère peu de la fréquence de trame.

La borne de sortie du discriminateur de phase 1 est le siè-

ge d'une impulsion Q dont le flanc avant coïncide avec le flanc avant de l'impulsion I, le flanc arrière de cette impulsion Q coïncidant avec le flanc avant de l'impulsion S. Pour simplifier l'exposé, on suppose ici que la durée des différents flancs est infiniment courte. Par conséquent, la durée de l'impulsion Q est une mesure de la différence de phase entre les impulsions S et I.

La tension en dent de scie engendrée par l'oscilla-

teur 3 est fournie également à un circuit de demi-valeur de seuil 4. Ce circuit 4 engendre un signal A qui présente

un flanc pratiquement à l'instant central de l'aller, c'est-

à-dire à l'instant auquel dans l'aller, la tension en dent de scie devient égale à la moitié de l'amplitude de cette tension. Ceci est valable dans le cas o l'oscillateur 3 est en fonctionnement libre et ne reçoit pas de signal de

correction de fréquence. Le signal A de même que l'impul-

sion Q sont fournis à un deuxième discriminateur de phase dont le signal de sortie T est fourni à un circuit de

correction de fréquence 6.

L'oscillateur 3 est ajusté de façon que sa propre fréquence, c'est-à-dire la fréquence en cas de fonctionnement

libre dans lequel il ne reçoit pas d'impulsions de synchro-

nisation, est égale à la fréquence de répétition nominale des impulsions de synchronisation, dans ce cas la fréquence de trame en correspondance à la norme de télévision auquel

convient le zéeapteuz de télévision dont fait partie le cir-

cuit selon la figure 1. Toutefois, par exemple en conséquen-

ce de tolérances ou d'effets de température, il peut arriver

que les deux fréquences diffèrent dans une certaine mesure.

En outre, en cas de fréquenceségales, la différence de phase

entre la tension en dent de scie et les impulsions de syn-

chronisation n'est généralement pas égale à zéro, par exem-

ple lors de la mise en service du récepteur ou lors de la

recherche d'un autre poste émetteur. Lorsque ladite diffé-

rence par contre est égale à zéro, il ne se produit aucun

signal sur la borne de sortie du discriminateur de phase 1.

Le discriminateur de phase 5 non plus e fournit aucun si-

gnal, et la fréquence propre de l'oscillateur n'est pas mo-

difiée. En l'absence d'impulsions de synchronisation, les

discriminateurs de phase 1 et 5 ne fournissent pas de si-

gnal non plus, et l'oscillateur 3 oscille librement sur la

fréquence nominale.

Dans le cas o ladite différence de phase n'est pas égale à zéro, c'est-àdire lorsque le début du retour ne coïncide pas avec l'impulsion de synchronisation, le circuit de correction de fréquence 6 reçoit une impulsion T tandis que les impulsions S n'atteignent pas l'oscillpteur 3. Le

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circuit de correction 6 influence la fréquence propre de l'oscillateur. Lorsque l'impulsion S se produit dans la première partie du signal A, à savoir la partie précédant le flanc du signal A, la fréquence propre de l'oscillateur 3 est abaissée. Cela signifie que la période devient plus longue, c'est-à-dire que le premier retour suivant survient

plus tard qu'il en aurait été autrement, de sorte que l'in-

tervalle de temps entre ce retour et l'impulsion de synchro-

nisation suivante est plus court. En conséquence de cela, la différence de phase mesurée par le discriminateur de

phase 1 au cours de l'aller suivant devient plus petite.

Comparativement à la tension variant en dent de scie, l'im-

pulsion de synchronisation est pour ainsi dire déplacée vers l'avant, tandis que l'image reproduite se déplace vers le

haut.

Lorsque ladite impulsion S se produit dans la deuxik-

me partie de l'aller de la tension en dent de scie, à savoir

la partie succédant au flanc du signal A, la fréquence pro-

pre de l'oscillateur 3 est augmentée sous l'action du cir-

cuit 6. Ceci veut dire que la période devient plus courte, autrement dit le premier retour suivant se produit plus tôt qu'il n'en était d'autrement, de sorte que l'intervalle de temps entre l'impulsion de synchronisation de ce retour est plus court. En conséquence de cela, la différence de phase mesurée par le discriminateur de phase 1 au-cours de l'aller suivant devient plus petite. Comparativement à la tension variant en dent de scie, l'impulsion de synchronisation est pour ainsi dire déplacée vers l'arrière, tandis que de son

côté l'image reproduite se déplace vers le bas.

De ce qui précède, il découle que la différence de phase entre la tension en dent de scie et les-impulsions de synchronisation devient toujours plus petite. La phase de l'oscillateur est ainsi déplacée'en suivant le trajet le

plus court et donc plus rapidement vers la phase des im-

pulsions que dans le cas o ce déplacement n'avait lieu que dans un seul sens. La correction de fréquence en question reste opérante jusqu'à l'instant o la différence de phase entre l'oscillateur et les impulsions devient inférieure à

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une valeur prédéterainéed'avance. Pour cela, les impulsions S

et les impulsions I sont fournies à un étage de cofnciden-

ce 7. Lorsque ladite différence de phase est devenue petite au point qu'une impulsion S et une impulsion I surviennent simultanément au moins en partie, une borne de sortie de l'étage 7 devient le siège d'un signal qui rend conducteur

un commutateur de passage commandable 8. Dans ces circons-

tances, ledit commutateur 8 offre une voie aux impulsions

S suivant laquelle ces impulsions sont fournies à un cir-

cuit de commande 9 qui chaque fois fournit une impulsion de commande à l'oscillateur 3. Le signal de sortie de l'étage

de coïncidence 7 est fourni également au circuit de correc-

tion de fréquence ou à la ligne qui de cet étage 6 conduit

à l'oscillateur 3, ce qui a comme conséquence que la correc-

tiondb fréquence est rendue non opérante. Avant que ne sur-

venait la coïncidence dans l'étage 7, la fréquence propre de l'oscillateur 3 était proche de celle des impulsions de synchronisation et approchait la valeur visée soit d'en haut soit d'en bas. A l'instant auquel le commutateur 8

transmet un signal de synchronisation, la fréquence de l'os-

cillateur 3 est, par exemple de la façon décrite dans la demande de brevet européen No 79 200687.6

portée à une valeur qui est inférieure à la fréquence nomi-

nale. Les impulsions de synchronisation assurent maintenant de façon directe la synchronisation, ce qui veut dire que le retour de la tension en dent de scie cfbute à l'instant

auquel se produit une impulsion de synchronisation. Dès-

à-présent, la fréquence et la phase de la tension engendrée en dent de scie sont pratiquement égales à la fréquence et

à la phase de ces impulsions.

On comprend sans peine que la durée de l'accrochage de l'oscillateur sera encore plus courte qu'il n'en était dans le cas d'un étage de coïncidence si l'on choisit une valeur plus élevée pour la différence de phase en présence

de laquelle la correction de fréquence est rendue non opéran-

te tandis qu'a lieu la synchronisation directe. Pour cela, l'étage de coïncidence 7 est remplacé par un discriminateur de phase qui fournit un signal si la différence de phase 2490oo1

mesurée dans ce discriminateur devient inférieure à une va-

leur êd4-terined'avano. Il est possible également d'omettre l'emploi de l'étage 7 si la tâche de celui-ci est remplie

par le discriminateur de phase 1.

En grande partie, le circuit détaillé selon la fi-

gure 2 est réalisé à l'aide de circuits logiques et d'ampli-

ficateurs opérationnels, et c'est pourquoi le circuit selon

la figure 2 convient pour être réalisé sous forme intégrée.

Les figures 3a et 4a illustrent l'allure de la tension en

dent de scie engendrée par l'oscillateur 3. A cette occa-

sion, la durée de retour est supposée être infiniment cour-

te. Le générateur d'impulsions 2 comporte un amplificateur

différentiel 21 dont la borne d'entrée non inverseuse re-

çoit la tension en dent de scie et dont la borne d'entrée inverseuse est le siège d'une tension continue. Le signal de sortie de l'amplificateur 21 est l'impulsion I. Le flanc avant de cette impulsion I coïncide avec le retour de la tension en dent de scie, et le flanc arrière de l'impulsion

I se produit à un instant qui dépend de ladite tension con-

tinue. Au besoin, il se peut que l'impulsion I ne soit dé-

duite de la tension en dent de scie engendrée par l'oscil-

lateur 3, mais provienne d'un étage non représenté, par

exemple l'amplificateur de sortie de trame auquel est rac-

cordée une bobine de déviation de trame, cet étage étant

couplé à l'oscillateur 3.

Le circuit de demi-valeur de seuil 4 comporte éga-

lement un amplificateur différentiel 41 dont la borne d'en-

trée non inverseuse reçoit la tension en dent de scie de l'oscillateur 3 tandis que sa borne d'entrée inverseuse est le siège d'une tension continue. A l'aide d'un diviseur de tension 42, 43 formé par des résistances, ladite tension continue est ajustée sur une valeur qui est environ égale à la moitié de l'amplitude de la tension en dent de scie

en situation non synchronisée et non corrigée de l'oscilla-

teur 3. Dans cette situation le signal de sortie A de l'am-

plificateur 41 s'identifie à une tension en forme de cré-

neaux symétriques qui est indiquée sur les figures 3b et - 249004'i

4b et qui a un flanc à l'instant central de l'aller. Si la-

dite situation n'a pas lieu, ce flanc se produit soit avant soit après ledit instant central. Le signal A est fourni à un étage inverseur 44 qui est réalisé à l'aide d'une porte

NON-ET et dont le signal de sortie A est fourni à une bas-

cule-bistable JK 45 fournissant un signal en forme de cre-

neaux P ayant la demi-fréquence de trame.(Voir les figures

3e et 4e).

La figure 3c montre les impulsions de synchronisa-

tion S dans le cas o l'apparition de celles-ci a lieu dans la première partie de l'aller, tandis que de son côté la figure 4c montre lesdites impulsions dans le cas o elles

se produisent dans la deuxième partie de l'aller. Le discri-

minateur de phase 1 comporte d'une pait deux étages inver-

seurs 11 et 12 réalisés comme portes NON-ET et servant à fournir les impulsions S à la borne d'entrée de remise à zéro C d'une bascule bistable-JK 13, et d'autre part deux D

étages inverseurs 14 et 15 réalisés également comme portes.

NON-ET et-servant à fournir les impulsions I à la borne d'en-

trée d'horloge CP de la bascule bistable 13. Les bornes d'en-

trée-J et K de la bascule bistable 13 sont le siège de la

tension d'alimentation positive, tandis que la borne d'en-

trée d'armement S de cette bascule est à la masse. Dans ces.

D conditions, le signal de sortie Q de la bascule 13 a un flanc descendant chaque fois que le flanc avant de l'impulsion S

se produit, tandis qu'un flanc montant coïncide avec le re-

tour. La figure 3d montre le signal Q dans le cas o l'im-

pulsion S se produit dans la première partie de l'aller, tandis que de son côté, la figure 4d montre le signal Q dans le cas o l'impulsion S se produit dans la deuxième

partie de l'aller.

Le discriminateur de phase 5 comporte une porte NON-

ET 51 qui reçoit le signal Q de la bascule 13, le signal de sortie A de la porte 44 ainsi que le signal P des figures 3e et 4e, une quatrième entrée de ladite porte 51 portant la tension d'alimentation. Ledit discriminateur 5 comporte une autre porte NON-ET 52 qui reçoit le signal Q, le signal

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A, l'autre signal de sortie P de la bascule 45 ainsi que le signal de sortie I de la porte 14. Les bornes de sortie des portes 51 et 52 sont raccordées à deux portes NON-ET

53 et 54 qui forment une bascule bistable. On peut se ren-

dre compte que dans le cas o l'impulsion S se produit dans la première partie de l'aller, le signal de sortie T de la porte 53 comporte un flanc montant (voir la figure 3f) qui coïncide avec le flanc descendant du signal Q. Dans l'autre cas, le signal T a un flanc descendant (voir la figure 4f)

au centre de l'aller.

Le circuit de correction de phase 6 comporte une porte NON-ET 61 qui reçoit les signaux T et Q de même que

le signal A et une autre porte NON-ET 62 qui reçoit le si-

gnal de sortie T de la porte 54, le signal Q, de même que le signal A. En outre, une quatrième borne de sortie des portes 61 et 62 porte la tension d'alimentation. La borne

de sortie de la porte 61 est raccordée à la base d'un tran-

sistor-npn 63, tandis que la borne de sortie de la porte 62 est raccordée à la base d'un transistor-npn 65 à travers un étage inverseur 64 réalisé comme porte NON-ET. L'émetteur du transistor 63 porte la tension d'alimentation positive à travers une résistance 66, tandis que de son côté l'émetteur du transistor 65 porte une tension négative à travers une résistance 67. Les collecteurs de ces deux transistors 63, 65 sont interconnectés. De façon connue, l'oscillateur 3 est réalisé à l'aide d'une source de courant constant 31 qui est représentée de façon schématique et qui au cours de l'aller

décharge un condensateur 32 que shunte une résistance 33.

Le point qui est commun aux composants 31, 32 et 33 est

raccordé à la borne d'entrée non inverseuse des amplifica-

teurs 21 et 41, tandis qu'à travers un interrupteur 68, le-

* dit point est encore raccordé aux collecteurs des transis-

tors 63 et 65.

Lorsque l'impulsion de synchronisation se produit dans la première partie de l'aller, le signal de sortie de la porte 64 s'identifie à la valeur logique zéro. Le signal de sortie de la porte 61 est la valeur logique 1, sauf au cours des allers qui surviennent après l'apparition de la première impulsion S et cela dans l'intervalle situé dans

-la première partie de l'aller avant l'apparition de l'impul-

sion S, o le signal de sortie est la valeur logique 0 (figure 3g). Dans ces circonstances, le transistor 65 reste non conducteur, tandis que le transistor 63 n'est conducteur durant lesdits intervalles o le condensateur 32 reçoit un

courant à intensité constante à travers le commutateur con-

ducteur 68. La décharge dudit condensateur 32 a donc lieu

plus lentement.

Les figures 3 et 4 illustrent les allures de signal en l'absence de correction. Sur la figure 5a la ligne en

pointillé montre la dent de scie non modifiée de l'oscilla-

teur 3, tandis que les traits pleins montrent la dent de scie en cas de correction de fréquence à l'aide du circuit

de la figure 2. La figure 5b montre les impulsions de syn-

chronisation de-durée supposée être infiniment courte, tan-

dis que la figure 5c représente les impulsions de courant du transistor 63. La figure 5a indique que la pente du flanc descendant de la dent de scie en conséquence du courant

fourni par le transistor 63 est plus petite avant l'appari-

tion d'une impulsion de synchronisation qu'elle ne l'est après. Après l'impulsion, la pente dudit flanc descendant

est égale à celle de la dent de scie figurée en pointillé.

La figure 5a permet de se rendre compte que sous l'action de la correction, la durée de l'aller est plus longue, ce

qui veut dire que la fréquence est abaissée. Comme la dif--

férence de phase entre d'une part le retour supposé infi-

niment court sur la figure et d'autre part l'impulsion de synchronisation devient toujours plus petite, la durée de

l'état de conduction du transistor 63 (figure 5c) est cha-

que fois plus courte. Après avoir atteint une valeur mini-

male, la fréquence augmente de nouveau et approche, d'en

bas, la valeur visée.

Après un certain nombre de périodes, la différence de phase devient très petite, tandis que la fréquence est devenue presque égale à la fréquence de répétition des

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impulsions de synchronisation. La réalisation de l'étage de

coïncidence 7 non représenté sur la figure 2 a lieu de fa-

çon connue, par exemple à l'aide d'une porte ET. A l'ins-

tant auquel est constatée dans celle-ci la coïncidence en- tre les impulsions S et les impulsions I, le commutateur 68 qui n'est

représenté que schématiquement sur la figure 2 est bloqué sous l'action de l'étage 7. Simultanément, les étages 8 et 9 sont mis en action, et le fonctionnement de l'oscillateur 3 est synchronisé de façon symétrique. Cette partie du circuit de la figure 1 est réalisable de façon

continue et n'a donc pas été dessinée sur la figure 2.

Dans le cas o l'impulsion de synchronisation se produit dans la deuxième partie de l'aller, le signal de sortie de la porte 61 a, à partir du deuxième aller qui survient après l'apparition de la première impulsion S, la valeur logique 1. Dans ce cas, le signal de sortie de la porte 64 est la valeur logique 0, sauf dans la deuxième partie de l'aller après l'apparition de l'impulsion S, o le signal est la valeur logique 1. (figure 4g). Dans ces

circonstances, le transistor 63 reste non conducteur, tan-

dis que de son côté, le transistor 65 n'est conducteur que durant lesdits intervalles, ce qui a comme conséquence qu'un courant à intensité constante est soutiré au condensateur 32. pendant ces intervalles. La décharge de celui-ci a donc

lieu rapidement.

De la même façon que les figues 5a, b et c, la fi-

gure 6a montre la dent de scie dans le cas de la deuxième partie de l'aller, tandis que la figure 6b représente les

impulsions de synchronisation et la figure 6c les impul-

sions de courant du transistor 65. En conséquence du courant fournit au transistor 65, la pente du flanc descendant de

la dent de scie de la figure 6a est plus grande après l'ap-

parition d'une impulsion de synchronisation qu'avant celle-

ci o la pente de flanc est égale à celle de la dent de scie non corrigée. Par l'effet de la correction, la durée

de l'aller devient plus courte, ce qui signifie que la fré-

quence est augmentée. La figure 6c permet de se rendre

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compte que la durée de l'état de conduction du transistor

est chaque fois plus courte. Après avoir atteint une va-

leur maximale, la fréquence rediminue et approche d'en haut la valeur visée, après quoi a lieu de façon symétrique la

synchronisation de la façon spécifiée ci-dessus.

Il découle des figures 3 et 4 que la correction de

fréquence ne débute pas immédiatement. Pour empêcher des ef-

fets gênants dans l'entretemps, il peut être avantageux de

brancher un élément à retard dans la ligne entre le discri-

minateur 5 et le circuit 6. A l'aide dudit élément, le si-

gnal de sortie du discriminateur 5 n'est fourni au circuit 6 qu'après au moins une période et demie consécutivement à l'instant auquel le signal Q est devenu non-nul. Ladite durée correspond à la durée jusqu'à l'apparition du flanc dans la figure 4lb, fanc qui précède immédiatement le flanc

de la figure 4f.

Lorsque le circuit selon la figure 2 ne reçoit pas

d'impulsion de synchronisation S, le signal Q de la bascu-

le 13 devient la valeur logique 1 tandis que le signal Q devient la valeur logique 0. Ceci a comme conséquence que

les transistors 63 et 65 restent non conducteurs, et l'os-

cillateur 3 ne subit pas de correction.

La correction à l'aide du circuit de la figure 2 a lieu du fait qu'un desdits transistors est conducteur durant

une partie du temps. On conçoit facilement que la réalisa-

tion du circuit peut être telle que le transistor envisagé est conducteur chaque fois durant un plus long intervalle

de temps ou même durant l'aller entier, de sorte que l'ac-

crochage a lieu de façon plus rapide dans une certaine me-

sure. Dans ce dernier cas, le coude qui est visble sur les figures 5a et 6a ne se produit pas, alors que durant la

durée entière de l'accrochage, l'oscillateur 3 a une fré-

quence constante avec un saut de fréquence vers ou à partir

de la fréquence nominale au début et à la fin de ladite du-

rée. En conséquence dudit coude, il peut être souhaitable

d'utiliser le signal de sortie de l'oscillateur 3 pour syn-

chroniser le fonctionnement d'un deuxième acnérateur de ten-

sion en dent de scie. Par ailleurs, un coude ne se produit pas si la correction de fréquence a lieu d'une façon connue autre que celle à l'aide de l'enclenchement d'une source de courant. Dans la pratique, toutes les variantes en question

ont leurs avantages et leurs inconvénients.

Un inconvénient du circuit décrit pourrait être le fait que des impulsions de synchronisation qui, au cours

de l'aller, surviennent à un instant quelconque, sont à mê-

me d'influencer la fréquence propre de l'oscillateur. Cela

donne lieu à une plus grande sensibilité aux signaux parasi-

tes. Cet inconvénient est éliminé si l'on utilise un circuit de suppression de son (muting circuit). A l'aide d'un tel

circuit, on obtient que dans le cas o le récepteur de télé-

vision ne reçoit pas de signal d'émetteur ou seulement un signal d'émetteur très faible, il est engendré un signal de suppression qui supprime le canal de son. Ce même signal de suppression peut également supprimer l'étage de séparation d'impulsion de synchronisation gui précède le discriminateur

de phase 1 sur la figure 1. Ledit signal peut être fouri éga-

lement à un commutateur 10 pour bloquer la ligne d'admission des impulsions de synchronisations vers les constituants 1, 7 et 8 de la figure 1. Dans ce cas, les signaux parasites n'ont pas la possibilité de pénétrer dans le circuit, et

l'oscillateur 3 oscille à la fréquence nominale.

Dans le-cas o le récepteur de télévision reçoit un signal de télévision convenable, le signal dé suppression n'est pas engendré. Le canal de son devient opérant tandis que le commutateur 10 est rendu conducteur. L'insensibilité

aux signaux parasites est encore meilleure lorsque les im-

pulsions S, du moins durant l'accrochage, ne proviennent pas d'un émetteur mais d'un circuit diviseur qui de façon

connue déduit la fréquence de trame de la fréquence de ligne.

Le circuit concerné par les figures 1 et 2 peut être

simplifié du fait d'omettre l'emploi du circuit 4 et du dis-

criminateur 5, de sorte qu'il n'y a pas de mesure de la pha-

se comparativement à l'instant correspondant à la moitié de

l'amplitude. Dans ce cas, c'est seulement une seule des fi-

gures 5 et 6 qui est valable, c'est-à-dire que la fréquence

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propre approche, au cours de l'accrochage toujours la valeur nominale dans le même sens, donc soit d'en haut, soit d'en bas. Cette simplification s'obtient évidemment au détriment d'un prolongement du moins dans certaines conditions de la

durée de l'accrochage.

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RL-V;NDT C>TICG^7Z:

1. Circuit pour engendrer un signal périodique variant en dent de scie et comportant un aller et un retour, ledit circuit comportant un oscillateur qui peut être synchronisé directement par des impulsions de synchronisation à fréquence de r'pétition pratiquement constante applicables à travers un

commutateur de passage et dont la fréquence propre, en l'ab-

sence d'un signal de synchronisation, est environ égale à la-

dite fréquence de répétition et, en présence d'un signal de synchronisation, peut être changée en une valeur inférieure à ladite fréquence de répétition, la synchronisation directe lors de l'apparition d'une impulsion de synchronisation ayant lieu dans le voisinage d'une valeur maximale du signal variant en dent de scie, caractérisé en ce que ledit circuit comporte un étag'e de comparaison de phase (1, 7) pour déterminer la différence de phase entre le signal engendré en dent de scie et le signal de synchronisation (S), alors qu'en présence

d'une différence de phase supérieure à une valeur définie d'a-

vance, ledit étage de comparaison de phase bloque le commu-

tateur de passage (8) et met en action un circuit de correc-

tion de fréquence (6) pour modifier la fréquence propre de l'oscillateur (3) tandis qu'en présence d'une différence de phase inférieure à ladite valeur définie d'avance, l'étage de comparaison de phase (1, 7) met hors service le circuit

de correction de fréquence-(6) et rend conducteur ledit commu-

tateur de passage (.8).

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce

qu'il se produit une diminution de la fréquence propre de l'os-

cillateur (3) lors de l'apparition d'une impulsion de synchro-

nisation dans une première partie de l'aller, et une augmen-

tation de ladite fréquence propre lors de l'apparition d'une impulsion de synchronisation dans la deuxième partie de l'aller

cette deuxième partie étant postérieure à la première.

3. Circuit selon la revendication 2,.caracté3isé en ce qu'il comporte un circuit de demi-valeur de seuil (4) pour engendrer un signal (A) présentant un flanc à l'instant

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o dans l'aller, le signal en dent de scie prend la valeur

qui est environ égale à la moitié de l'amplitude dudit si-

gnal, là première partie de l'aller étant située avant ledit instant alors que la deuxième partie de l'aller est située

après cet instant.

4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage de comparaison de phase comporte d'une part un premier discriminateur de phase (1) pour déterminer la différence de phase entre le signal engendré en dent de scie et le signal de synchronisation et pour mettre en action le circuit de correction de fréquence (6) et d'autre part un deuxième discriminateur de phase (7) pour comparer ladite différence de phase à la valeur définie d'avance et pour mettre hors service le circuit de correction de fréquence

(6> et rendre conducteur le commutateur de passage (8).

5. Circuit selon les revendications 3 et 4, caracté-

risé en ce qu'il comporte un troisième discriminateur de phase (5) pour déterminer la différence de phase entre le signal de synchronisation (S) et la flanc du signal (A) engendré par le circuit de demi-valeur de seuil (4), et pour

mettre en action le circuit de correction de phase (6).

6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'un signal d'entrée du troisième discriminateur de phase (5) est le signal de sortie du premier discriminateur

de phase (1) tandis que l'autre signal d'entrée dudit troi-

sième discriminateur de phase est le signal (A) engendré

par le circuit de demi-valeur de seuil (4).

7. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que le deuxième discriminateur de phase (7) est un étage

de coïncidence.

8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en

ce que durant le temps que le circuit de correction de fré-

quence (6) est actif, la fréquence de l'oscillateur (3) est constante. 9. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de correction de fréquence (6) comporte une source de signal (63, 65) pour modifier la fréquence propre de l'oscillateur (3), ladite source étant opérante

durant une partie de la période.

10. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en

ce qu'un élément à retard est branché entre l'étage de com-

paraison de phase (1, 7) et le circuit de correction de pha-

se (6).

11. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un commutateur (10) pour interrompre la fourniture du signal de synchronisation (5) à l'étage de comparaison de phase (1, 7) et au commutateur de passage (8).