Nothing Special   »   [go: up one dir, main page]

EA030237B1 - Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала - Google Patents

Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала Download PDF

Info

Publication number
EA030237B1
EA030237B1 EA201500712A EA201500712A EA030237B1 EA 030237 B1 EA030237 B1 EA 030237B1 EA 201500712 A EA201500712 A EA 201500712A EA 201500712 A EA201500712 A EA 201500712A EA 030237 B1 EA030237 B1 EA 030237B1
Authority
EA
Eurasian Patent Office
Prior art keywords
signal
phase change
time
data
phase
Prior art date
Application number
EA201500712A
Other languages
English (en)
Other versions
EA201500712A1 (ru
Inventor
Ютака Мураками
Томохиро Кимура
Микихиро Оути
Original Assignee
Сан Пэтент Траст
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Сан Пэтент Траст filed Critical Сан Пэтент Траст
Publication of EA201500712A1 publication Critical patent/EA201500712A1/ru
Publication of EA030237B1 publication Critical patent/EA030237B1/ru

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F11/00—Error detection; Error correction; Monitoring
    • G06F11/07—Responding to the occurrence of a fault, e.g. fault tolerance
    • G06F11/08—Error detection or correction by redundancy in data representation, e.g. by using checking codes
    • G06F11/10—Adding special bits or symbols to the coded information, e.g. parity check, casting out 9's or 11's
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/0482—Adaptive codebooks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0682—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using phase diversity (e.g. phase sweeping)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H04L25/03898—Spatial equalizers codebook-based design
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)
  • Tires In General (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

Способ передачи, одновременно передающий первый модулированный сигнал и второй модулированный сигнал на общей частоте, выполняет предварительное кодирование для обоих сигналов с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и регулярно изменяет фазу по меньшей мере одного из сигналов, тем самым повышая качество принимаемого сигнала данных для приемного устройства.

Description

изобретение относится к передающему устройству и приемному устройству для связи с использованием нескольких антенн.
Уровень техники
Система ΜΙΜΟ (со многими входами и многими выходами) является примером традиционной системы связи с использованием нескольких антенн. В многоантенной связи, для которой ΜΙΜΟ-система является типичной, несколько передаваемых сигналов модулируются, и каждый модулированный сигнал одновременно передается из различной антенны, чтобы повышать скорость передачи данных.
Фиг. 23 иллюстрирует примерную конфигурацию приемопередающего устройства, имеющего две передающих антенны и две приемных антенны и использующего два передаваемых модулированных сигнала (передаваемых потока). В передающем устройстве кодированные данные перемежаются, перемеженные данные модулируются, и преобразование частоты и т.п. выполняется для того, чтобы формировать передаваемые сигналы, которые затем передаются из антенн. В этом случае схема для одновременной передачи различных модулированных сигналов из различных передающих антенн в одно время и на общей частоте является ΜΙΜΟ-системой с пространственным мультиплексированием.
В этом контексте патентный документ 1 предлагает использование передающего устройства, содержащего различный шаблон перемежения для каждой передающей антенны. Иными словами, передающее устройство из фиг. 23 должно использовать два различных шаблона перемежения, выполняемые посредством двух модулей перемежения (па и яь). Что касается приемного устройства, непатентный документ 1 и непатентный документ 2 описывают повышение качества приема посредством итеративного использования мягких значений для схемы обнаружения (посредством ΜΙΜΟ-детектора по фиг. 23).
Когда это происходит, модели фактических окружений распространения в беспроводной связи включают в себя ΝΚΟδ (не в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с рэлеевским затуханием, и Б-Οδ (в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с райсовским затуханием. Когда передающее устройство передает один модулированный сигнал, и приемное устройство выполняет комбинирование с максимальным отношением для сигналов, принимаемых посредством множества антенн, и затем демодулирует и декодирует результирующие сигналы, превосходное качество приема может достигаться в ΕΟδ-окружении, в частности, в окружении, в котором коэффициент распределения Райса является большим. Коэффициент распределения Райса представляет принимаемую мощность прямых волн относительно принимаемой мощности рассеянных волн. Тем не менее, в зависимости от системы передачи (например, ΜΙΜΟ-система с пространственным мультиплексированием), возникает проблема в том, что качество приема снижается по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Раиса (см. непатентный документ 3).
Фиг. 24А и 24В иллюстрируют пример результатов моделирования характеристик ВЕК (частоты ошибок по битам) (вертикальная ось: ВЕК, горизонтальная ось: δΝΚ (отношение "сигнал-шум") для данных, кодированных с помощью кодов ЬИРС (разреженного контроля по четности) и передаваемых по ΜΙΜΟ-системе с пространственным мультиплексированием 2x2 (две передающих антенны, две приемных антенны) в окружении с рэлеевским затуханием и в окружении с райсовским затуханием с коэффициентами распределения Райса К=3, 10 и 16 дБ. Фиг. 24А предоставляет ВЕК-характеристику на основе логарифмического отношения правдоподобия для максимальной логарифмической аппроксимации (максимальной логарифмической аппроксимации) без итеративного обнаружения (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2), тогда как фиг. 24В предоставляет ВЕК-характеристики на основе максимальной логарифмической аппроксимации с итеративным обнаружением (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2) (число итераций: пять). Фиг. 24А и 24В четко указывают, что независимо от того, выполняется или нет итеративное обнаружение, качество приема снижается в ΜΙΜΟ-системе с пространственным мультиплексированием по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Райса. Таким образом, проблема снижения качества приема после стабилизации окружения распространения в ΜΙΜΟ-системе с пространственным мультиплексированием, которая не возникает в традиционной системе с одним модулирующим сигналом, является уникальной для ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием.
Широковещательная или многоадресная связь является услугой, применяемой к различным окружениям распространения. Окружение распространения радиоволн между широковещательным передающим устройством и приемными устройствами, принадлежащими пользователям, зачастую является ΕΟδ-окружением. При использовании ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием, имеющей вышеуказанную проблему для широковещательной или многоадресной связи, может возникать случай, в котором принимаемая интенсивность электрического поля является высокой в приемном уст- 1 030237
ройстве, но в котором снижение качества приема затрудняет прием услуг. Другими словами, чтобы использовать ΜΙΜΟ-систему с пространственным мультиплексированием в широковещательной или многоадресной связи как в ЫЬО8-окружении, так и в ЬО8-окружении, требуется ΜΙΜΟ-система, которая предлагает определенную степень качества приема.
Непатентный документ 8 описывает схему для выбора таблицы кодирования, используемой в предварительном кодировании (т.е. матрицы предварительного кодирования, также упоминаемой как матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования) на основе информации обратной связи от стороны связи. Тем не менее, непатентный документ 8 вообще не раскрывает схему предварительного кодирования в окружении, в котором информация обратной связи не может быть обнаружена от другой стороны, к примеру, в вышеуказанной широковещательной или многоадресной связи.
С другой стороны, непатентный документ 4 раскрывает схему для переключения матрицы предварительного кодирования во времени. Эта схема является применимой, когда информация обратной связи недоступна. Непатентный документ 4 раскрывает использование унитарной матрицы в качестве матрицы предварительного кодирования и произвольное переключение унитарной матрицы, но вообще не раскрывает схему, применимую к снижению качества приема в вышеописанном ЬО8-окружении. Непатентный документ 4 просто излагает произвольный перескок между матрицами предварительного кодирования. Очевидно, непатентный документ 4 не упоминает о способе предварительного кодирования или структуре матрицы предварительного кодирования для исправления снижения качества приема в ЬО8окружении.
Список библиографических ссылок
Патентные документы.
Патентный документ 1:
публикация международной заявки на патент № АО2005/050885
Непатентные документы.
Непатентный документ 1:
"АсЫеушд иеаг-сарасйу оп Шс ти1йр1е-аи1еппа сйаппе1", ΙΕΕΕ Тгапзасйои оп соттишсайоиз, издание 51, номер 3, стр. 389-399, март 2003 года.
Непатентный документ 2:
"РегГогтаисе аиа1уз1з аиб без1ди орйпп/айоп оГ ЙОРС-собеб ΜIΜΟ ΟΡ^Μ зуз1етз", ΙΕΕΕ Тгапз. 8ί§иа1 Ргосеззшд, издание 52, номер 2, стр. 348-361, февраль 2004 года.
Непатентный документ 3:
"ΒΕΒ регГогтаисе еуа1иайои ш 2x2 ΜIΜΟ зрайа1 ти1йр1ехтд зуз1етз иибег Втаап Габшд сйаппе1з" ΙΕΙΤΈ Тгапз. Риибатейак, издание Ε91-Α, номер 10, стр. 2798-2807, октябрь 2008 года.
Непатентный документ 4:
"ТигЪо зрасе-йте собез уйй йте уагушд Ииеаг йаизГогтайоиз", ΙΕΕΕ Тгаиз. А1ге1езз соттитсайопз, издание 6, номер 2, стр. 486-493, февраль 2007 года.
Непатентный документ 5:
"Ыкеййооб Гиисбои Гог ΟΒ-ΜΕΩ зийаЪ1е Гог зой-бескюи 1игЪо бесобшд аиб йз регГогтаисе", ΙΕΙΤΈ Тгапз. Соттии., издание Ε88-Β, номер 1, стр. 47-57, январь 2004 года.
Непатентный документ 6:
"А 1йопа1 ои 'Рага11е1 сопса1епа1еб (ТигЪо) собшд', 'ТигЪо (йегайуе) бесобшд' апб гекйеб 1орюз", ΙΕΙίΕ, Тесйтса1 Верой ГТ98-51.
Непатентный документ 7:
"Абуаисеб зщпа1 ргосеззшд Гог РЬСз: Ааνе1еΐ-ΟΡ^Μ", Ргос. оГ ΙΕΕΕ Iиΐе^иайоиа1 зутрозшт ои КРЬС 2008, стр. 187-192, 2008 год.
Непатентный документ 8:
Ό. Т Ьоуе и В. А. Неа1й к, "Ытйеб ГеебЪаск ипйагу ргесобшд Гог зрайа1 ти1йр1ехтд зуз1етз", ΙΕΕΕ Тгапз. Шу Тйеогу, издание 51, номер 8, стр. 2967-2976, август 2005 года.
Непатентный документ 9:
ЭУВ Эоситей А122, "Ргатшд зйийиге, сйаппе1 собшд апб тоби1айоп Гог 1йе зесопб депегайоп 6ι§ι1а11еггез1па11е1еу1з1оп Ъгоабсазйпд зуз1ет (ЭУВ-Т2)", июнь 2008 года.
Непатентный документ 10:
Ь. Уаидейзй, N. Вепуепйо и 8. Тотазш, "Кеу (есйпокДез Гог пехкдепегайоп 1еггез1г1а1 б1дйа1 1е1е\азюп з1апбагб ЭУВ-Т2", ΙΕΕΕ Соттии. Μадаζ^пе, издание 47, номер 10, стр. 146-153, октябрь 2009 года.
Непатентный документ 11:
Т. Ойдапе, Т. №зЫтига и Υ. Одауа, "Аррйсайои оГ зрасе букюп ти1йр1ехшд аиб 1йозе регГогтаисе 1и 1йе ΜIΜΟ сйаппе1", ΙΕΙΤΈ Тгапз. Соттии., издание 88-В, номер 5, стр. 1843-1851, май 2005 года.
Непатентный документ 12:
В. О. Оайадег, "Ьоу-бепзйу рагйу сйеск собез", ΙΒΕ Тгаиз. Шогт. Тйеогу, П-8, стр. 21-28, 1962 год.
Непатентный документ 13:
Ό. Т С. Μаскау, "Оооб еггог-соггесйпд собез Ъазеб ои уегу зрагзе тайюез", ΙΕΕΕ Тгапз. Иогт. Тйеогу, издание 45, номер 2, стр. 399-431, март 1999 года.
- 2 030237
Непатентный документ 14:
ΕΤδΙ ΕΝ 302307, "8есопб депегайоп Ггатшд з1гис1иге, сКаппе! соШпд апО тобиЫтоп зуз!етз Гог Ьгоабсазйпд, Ыегасйуе зегуюез, пе^з §а1йепп§ апО о!йег ЬгоабЬапб 8а1еШ1е аррйсайопз", версия 1.1.2, июнь 2006 года.
Непатентный документ 15:
У.-Ь. Иеп§ и С.-С. Сйепд, "А ГазЕсопуегдепсе бесоШпд ше1йо4 апО шешогу-еГйстеп! УБ81 бесобег агсИкесШге Гог 1ггеди1аг БЕРС собез т Пзе ΙΕΕΕ 802.16е з!апбагбз", ΙΕΕΕ УТС-2007 Еа11, стр. 1255-1259.
Непатентный документ 16:
δ. М. А1ашоий, "А 81шр1е Цапзтб Шуегзйу 1есйтцие Гог \\зге1езз соттитсайопз", ΙΕΕΕ 1. δе1есΐ. Агеаз Сошшип., издание 16, номер 8, стр. 1451-1458, октябрь 1998 года.
Непатентный документ 17:
V. Тагокй, Н. .1аГгкИаш и А. К. СаМегЬапк "8расе-йше Ь1оск собтд Гог \уие!езз соттишсайопз: РегГогтапсе гезиНз", ΙΕΕΕ 1. 8е1еск Агеаз Соттип., издание 17, номер 3, номер 3, стр. 451-460, март 1999 года.
Сущность изобретения Техническая задача
Цель настоящего изобретения заключается в том, чтобы обеспечивать ΜΙΜΟ-систему, которая повышает качество приема в БО8-окружении.
Решение задачи
Настоящее изобретение обеспечивает способ передачи для передачи множества передаваемых сигналов с использованием множества антенн, причем способ передачит включает в себя этапы, на которых: формируют кодированный блок, состоящий из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок; формируют, для каждого из множества временных квантов, первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 из кодированного блока; и передают первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2, соответственно, из первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, формирование передаваемого сигнала включает в себя: формирование, для каждого из множества временных квантов, первого модулированного сигнала з1 и второго модулированного сигнала з2 из кодированного блока; применяют по отношению к первому модулированному сигналу з1 и второму модулированному сигналу з2 предварительное кодирование, выраженное фиксированной матрицей Е, и выполняют изменение фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов, матрица Е выражена как
1 < е]0 ахе]0Л
“л/ГАЦах®0 е” )
при кодировании, первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
Настоящее изобретение также обеспечивает устройство передачи, выполненное с возможностью передачи множества передаваемых сигналов с использованием множества антенн, содержащее: модуль кодирования, выполненный с возможностью формировать кодированный блок, состоящий из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок; модуль формирования передаваемого сигнала, выполненный с возможностью формировать, для каждого из множества временных квантов, первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 из кодированного блока; и модуль передачи, выполненный с возможностью передавать первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2, соответственно, из первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, причем указанный модуль формирования передаваемого сигнала включает в себя: модуль формирования модулированного сигнала, выполненный с возможностью формировать, для каждого из множества временных квантов, первый модулированный сигнал з1 и второй модулированный сигнал з2 из кодированного блока; модуль предварительного кодирования, выполненный с возможностью применять предварительное кодирование, выраженное фиксированной матрицей Е; и модуль изменения фазы, выполненный с возможностью выполнять изменение фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов, при этом предварительное кодирование и изменение фазы выполняют по отношению к первому модулированному сигналу з1 и второму модулированному сигналу з2, матрица Е выражена как:
1 [ е’’ ахеу
ξ/ΤΪΤίαχβ70
указанный модуль кодирования выполнен с возможностью формировать, как кодированный блок, первый кодированный блок и второй кодированный блок отличающийся от первого кодированного бло- 3 030237
ка, и схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
Кроме того, настоящее изобретение обеспечивает способ приема для приема множества передаваемых сигналов, переданных с использованием множества антенн, содержащий этапы, на которых: запрашивают принимающий сигнал, полученный путем приема первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2, соответственно, от первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, причем первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 сформированы путем предварительно определенного способа формирования; и получают данные приема, путем применения, к принимающему сигналу, способа демодуляции, соответствующего предварительно определенному способу формирования, указанный предварительно определенный способ формирования является способом для формирования, для каждого из множества временных квантов, первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2 из кодированного блока, сформированного путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок и состоящего из множества битов, и включает в себя: формирование, для каждого из множества временных квантов, первого модулированного сигнала §1 и второго модулированного сигнала δ2 из кодированного блока; применение, по отношению к первому модулированному сигналу §1 и второму модулированному сигналу §2, предварительного кодирования, выраженного фиксированной матрицей Р, и выполнение изменения фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов, причем матрица Р выражена как:
1 ( е10 аке’Л
при кодировании, первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
Настоящее изобретение также обеспечивает устройство для приема, выполненное с возможностью приема множества передаваемых сигналов, переданных с использованием множества антенн, содержащее модуль запроса, выполненный с возможностью запрашивать принимающий сигнал, полученный путем приема первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2, соответственно, от первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, причем первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 сформированы путем предварительно определенного способа формирования; и модуль демодуляции, выполненный с возможностью получать данные приема, путем применения, к принимающему сигналу, способа демодуляции, соответствующего предварительно определенному способу формирования, указанный предварительно определенный способ формирования является способом для формирования, для каждого из множества временных квантов, первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2 из кодированного блока, сформированного путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок и состоящего из множества битов, и включает в себя: формирование, для каждого из множества временных квантов, первого модулированного сигнала §1 и второго модулированного сигнала §2 из кодированного блока; применение, по отношению к первому модулированному сигналу §1 и второму модулированному сигналу §2, предварительного кодирования, выраженного фиксированной матрицей Р, и выполнение изменения фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов, причем матрица Р выражена как:
1 ί е}0
при кодировании, первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
Преимущества изобретения
Согласно вышеприведенной структуре, настоящее изобретение предоставляет схему формирования сигналов и устройство формирования сигналов, которые исправляют снижение качества приема в ЬО8окружении, тем самым предоставляя высококачественное обслуживание пользователям ЬО8 во время широковещательной или многоадресной связи.
Краткое описание чертежей
Фиг. 1 иллюстрирует пример приемо-передающего устройства в ΜΙΜΟ-системе с пространствен- 4 030237
ным мультиплексированием.
Фиг. 2 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 3 иллюстрирует пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.
Фиг. 4 иллюстрирует другой пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.
Фиг. 5 иллюстрирует другую примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 6 иллюстрирует примерную схему изменения фазы.
Фиг. 7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства.
Фиг. 8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.
Фиг. 9 иллюстрирует другую примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.
Фиг. 10 иллюстрирует схему итеративного декодирования.
Фиг. 11 иллюстрирует примерные состояния приема.
Фиг. 12 иллюстрирует дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.
Фиг. 13 иллюстрирует еще один дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.
Фиг. 14 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 15 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 16 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 17 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 18 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 19А и 19В иллюстрируют примеры схемы преобразования.
Фиг. 20А и 20В иллюстрируют дополнительные примеры схемы преобразования.
Фиг. 21 иллюстрирует примерную конфигурацию модуля взвешивания.
Фиг. 22 иллюстрирует примерную схему перекомпоновки символов.
Фиг. 23 иллюстрирует другой пример приемо-передающего устройства в ΜΙΜΟ-системе с пространственным мультиплексированием.
Фиг. 24А и 24В иллюстрируют примерные ВЕК-характеристики.
Фиг. 25 иллюстрирует другую примерную схему изменения фазы.
Фиг. 26 иллюстрирует еще одну другую примерную схему изменения фазы.
Фиг. 27 иллюстрирует дополнительную примерную схему изменения фазы.
Фиг. 28 иллюстрирует также дополнительную примерную схему изменения фазы.
Фиг. 29 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную схему изменения фазы.
Фиг. 30 иллюстрирует примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 31 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 32 иллюстрирует другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала,
предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 33 иллюстрирует еще одну другую примерную компоновку символов для модулированного
сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на
кодированный блок, когда используются блочные коды.
Фиг. 35 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на
пару кодированных блоков, когда используются блочные коды.
Фиг. 36 иллюстрирует общую конфигурацию цифровой широковещательной системы.
Фиг. 37 является блок-схемой, иллюстрирующей примерное приемное устройство.
Фиг. 38 иллюстрирует конфигурацию мультиплексированных данных.
Фиг. 39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей мультиплексирование кодированных данных в потоки.
Фиг. 40 является подробной схемой, иллюстрирующей видеопоток, содержащийся в последовательности РЕ8-пакетов.
Фиг. 41 является структурной схемой Τδ-пакетов и исходных пакетов в мультиплексированных данных.
Фиг. 42 иллюстрирует конфигурацию РМТ-данных.
Фиг. 43 иллюстрирует информацию, сконфигурированную в мультиплексированных данных.
Фиг. 44 иллюстрирует конфигурацию информации атрибутов потока.
Фиг. 45 иллюстрирует конфигурацию видеодисплея и устройства аудиовывода.
Фиг. 46 иллюстрирует примерную конфигурацию системы связи.
Фиг. 47А и 47В иллюстрируют разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.
- 5 030237
Фиг. 48А и 48В иллюстрируют другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 49А и 49В иллюстрируют еще одну другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 50А и 50В иллюстрируют дополнительную разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.
Фиг. 51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 52 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 53 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 54 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 55 иллюстрирует модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.
Фиг. 56 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 57 иллюстрирует примерные операции модуля распределения.
Фиг. 58 иллюстрирует дополнительные примерные операции модуля распределения.
Фиг. 59 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовыми
станциями и терминалами.
Фиг. 60 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов.
Фиг. 61 иллюстрирует другой пример выделения частот передаваемых сигналов.
Фиг. 62 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовой станцией, повторителями и терминалами.
Фиг. 63 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно базовой станции.
Фиг. 64 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно повторителей.
Фиг. 65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе.
Фиг. 66 иллюстрирует формат сигнальных данных, используемый для передачи посредством базовой станции.
Фиг. 67 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 68 иллюстрирует другой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.
Фиг. 69 иллюстрирует схему взвешивания, переключения сигналов в полосе модулирующих частот
и изменения фазы.
Фиг. 70 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства с использованием ΘΡΌΜ-схемы.
Фиг. 71А и 71В иллюстрируют дополнительные примерные конфигурации кадра.
Фиг. 72 иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие
схеме модуляции.
Фиг. 73 дополнительно иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции.
Фиг. 74 иллюстрирует общую конфигурацию кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательного передающего устройства с использованием ОУВ-Т2.
Фиг. 75 иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно.
Фиг. 76 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 77 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 78 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 79 иллюстрирует дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 80 иллюстрирует еще одну дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 81 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 82 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 83 иллюстрирует еще одну дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра.
Фиг. 84 дополнительно иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно.
Фиг. 85 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию передающего устройства.
Фиг. 86 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию приемного устройства.
Фиг. 87 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию приемного устройства. Фиг. 88 иллюстрирует еще одну другую альтернативную примерную конфигурацию приемного
устройства.
Фиг. 89А и 89В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 90А и 90В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 91А и 91В иллюстрируют дополнительно альтернативные примерные конфигурации кадра.
- 6 030237
Фиг. 92А и 92В иллюстрируют дополнительно альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 93А и 93В иллюстрируют дополнительные альтернативные примерные конфигурации кадра. Фиг. 94 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра, используемую, когда применяются пространственно-временные блочные коды.
Подробное описание вариантов осуществления изобретения
Варианты осуществления настоящего изобретения описываются ниже со ссылками на прилагаемые чертежи.
Вариант 1 осуществления
Далее подробно описываются схема передачи, передающее устройство, схема приема и приемное устройство, относящиеся к настоящему варианту осуществления изобретения.
До начала надлежащего описания, предоставляется структура схем передачи и схем декодирования в традиционной ΜΙΜΟ-системе с пространственным мультиплексированием. Фиг. 1 иллюстрирует структуру ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием Ν^Η. Информационный вектор ζ кодируется и перемежается. Кодированный битовый вектор и=(и1, ..., и№) получается в качестве вывода перемежения. Здесь, щ=(ип, ..., ιι,μ) (где М является числом передаваемых битов в расчете на символ). Для вектора передачи з=(з1? ..., δΝί) принимаемый сигнал 81=тар(щ) находится для передающей антенны #1. После нормализации энергии передачи это может выражаться как Ε{|δί|2}=Ε8/Νί (где Е8 является полной энергией в расчете на один канал). Вектор приема у=(у1, ..., уН)т выражается в нижеприведенной формуле 1 (математическое выражение 1).
Математическое выражение 1:
у = (νν* · эУлт-У
= Н„№«+П
(формула 1)
Здесь ΗΝί№ является канальной матрицей, п=(п1, ..., п№) является вектором шума, и среднее значение П является нулем для независимого и идентично распределенного (ΐ.ΐ.ά) комплексного гауссова шума дисперсии σ2. На основе взаимосвязи между передаваемыми символами, введенными в приемное устройство, и принимаемыми символами, распределение вероятностей принимаемых векторов может выражаться как нижеприведенная формула 2 для многомерного гауссова распределения.
Математическое выражение 2:
1
ехР| -^А|[у-Н8(и)||3
Р(У I и) =
(2πσ 2)ν
(формула 2)
Здесь рассматривается приемное устройство, выполняющее итеративное декодирование. Такое приемное устройство проиллюстрировано на фиг. 1, как состоящее из внешнего декодера с мягким вводом и мягким выводом и ΜΙΜΟ-детектора. Вектор логарифмического отношения правдоподобия (Бзначение) для фиг. 1 задается посредством формул 3-5 (математическое выражение 3 - математическое выражение 5) следующим образом.
Математическое выражение 3:
Математическое выражение 4:
л(и> =
(формула 3)
1(и) = Ли,и))
(формула 4)
Математическое выражение 5:
Р(.щ = +Р)
1(му) = 1п
Р(щ = -Г)
(формула 5)
Схема итеративного обнаружения
Далее описывается итеративное обнаружение ΜΙΜΟ-сигналов, выполняемое посредством ΜΙΜΟсистемы с пространственным мультиплексированием Ν^Ν
Логарифмическое отношение правдоподобия итп задается посредством формулы 6 (математическое выражение 6).
Математическое выражение 6:
Р(7, =+1|у)
Пт” Р(итп=-\\Г)
(формула б)
Через применение теоремы Байеса формула 6 (математическое выражение 6) может выражаться как
- 7 030237
формула 7 (математическое выражение 7). Математическое выражение 7:
(формула 7)
Следует отметить, что Итп,±1={и|итп=±1}. Посредством аппроксимации 1пЕар тах 1п а), формула 7 (математическое выражение 7) может аппроксимироваться в качестве формулы 8. Символ ~ в данном документе используется для того, чтобы обозначать аппроксимацию.
Математическое выражение 8:
(формула 8)
В формуле 8 (математическое выражение 8) Р может выражаться следующим образом (и|итп) и 1п Р(и|итп).
Математическое выражение 9:
Математическое выражение 10:
( λ
1пР^\ит,)^ И1пР(и1) -1пР(ит,)
Математическое выражение 11:
\ У У
(формула 10)
(формула 11)
Следует отметить, что логарифмическая вероятность формулы, заданная в формуле 2 (математическое выражение 2), может выражаться как формула 12 (математическое выражение 12).
Математическое выражение 12:
У < * 1 " 2
1пР(у | и) = ίη(2π ¢/)- ||у-Ηδ(ΐΐ)||
(формула 12)
Соответственно при условии формулы 7 (математическое выражение 7) и формулы 13 (математическое выражение 13), апостериорное Ь-значение для преобразования или аппроксимации (апостериорная вероятность) может выражаться следующим образом.
Математическое выражение 13:
(формула 13)
Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе аппроксимации. Кроме того,
- 8 030237
при условии формулы 8 (математическое выражение 8) и формулы 12 (математическое выражение 12), апостериорное Ь-значение для максимальной логарифмической аппроксимации может выражаться следующим образом.
Математическое выражение 14:
1(итп\У)« тах{т(и,у,Ци))}-тах{т(и,у,Ци))}
итп,+1 итп,-1
(формула 14)
Математическое выражение 15:
Ψ(π, у, Ци)) = - Л-_||у-Н8(и)||2 + Σ1ηρ(ιι,)
2σ "
(формула 15)
Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе максимальной логарифмической аппроксимации. В связи с этим, внешняя информация, запрошенная посредством системы итеративного декодирования, достижима посредством вычитания предыдущего ввода из формулы 13 (математическое выражение 13) или из формулы 14 (математическое выражение 14).
Модель системы
Фиг. 23 иллюстрирует базовую конфигурацию системы, связанную со следующими пояснениями. Проиллюстрированная система представляет собой ΜΙΜΟ-систему с пространственным мультиплексированием 2x2, имеющую внешний декодер для каждого из двух потоков А и В. Два внешних декодера выполняют идентичное ЬЭРС-кодирование. (Хотя настоящий пример рассматривает конфигурацию, в которой внешние кодеры используют ЬЭРС-коды, внешние кодеры не ограничены использованием ЬЭРС в качестве кодов с коррекцией ошибок. Пример также может быть реализован с использованием других кодов с коррекцией ошибок, таких как турбокоды, сверточные коды или сверточные ЬЭРС-коды. Дополнительно, в то время как внешние кодеры в настоящее время описываются как отдельно конфигурируемые для каждой передающей антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Один внешний кодер может использоваться для множества передающих антенн, или число внешних кодеров может превышать число передающих антенн. Система также имеет модули перемежения (па, пь) для каждого из потоков А и В. Здесь схема модуляции представляет собой 2Й-РАМ (т.е. й битов, передаваемых в расчете на символ).
Приемное устройство выполняет итеративное обнаружение (итеративное декодирование на основе аппроксимации (или максимальной логарифмической аппроксимации)) ΜΙΜΟ-сигналов, как описано выше. ЬЭРС-коды декодируются с использованием, например, декодирования на основе суммпроизведений.
Фиг. 2 иллюстрирует конфигурацию кадра и описывает порядок символов после перемежения. Здесь (1а,да) и (1ь,)ь) могут выражаться следующим образом.
Математическое выражение 16:
^1а ’ с) 7ΐа
(формула 16)
Математическое выражение 17:
(формула 17)
Здесь, 1а и 1ь представляют порядок символа после перемежения, ]а и )ь представляют позицию бита в схеме модуляции (где )а, )ь=1, ..., й), па и пь представляют модули перемежения потоков А и В, и Ω*^ и ^\ь^ь представляют порядок данных потоков А и В перед перемежением. Следует отметить, что фиг. 2 иллюстрирует случай, когда 1а=1ь.
Итеративное декодирование
Далее подробно описывается декодирование на основе сумм-произведений, используемое в декодировании ЬОРС-кодов, и в алгоритме итеративного обнаружения ΜΙΜΟ-сигналов, оба из которых используются посредством приемного устройства.
Декодирование на основе сумм-произведений
Двумерная матрица ΜχΝΗ={Η^} используется в качестве контрольной матрицы для ЬОРС-кодов, подвергнутых декодированию. Для набора [1,Ν]={1, 2, ..., Ν}, частичные наборы А(т) и В(п) задаются следующим образом.
Математическое выражение 18:
(формула 18)
Математическое выражение 19:
(формула 19)
- 9 030237
Здесь А(т) обозначает набор индексов столбцов, равных 1 для строки т контрольной матрицы Н, в то время как В(п) обозначает набор индексов строк, равных 1 для строки п контрольной матрицы Н. Алгоритм декодирования на основе сумм-произведений заключается в следующем.
Этап А-1 (инициализация): для всех пар (т,п), удовлетворяющих Нтп=1, задание предыдущего логарифмического отношения втп=1. Задание переменной цикла (числа итераций) 18ит=1 и задание максимального числа 18ит,тах циклов.
Этап А-2 (обработка): для всех пар (т,п), удовлетворяющих Нтп=1 в порядке т=1, 2, ..., М, обновление логарифмического отношения атп внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.
Математическое выражение 20:
п «г«(л,.+д„,.)К4 ς /(х+/и
\п'<ЕА(т)\п ) \η'εΑ(ηϊ)\η
(формула 20)
Математическое выражение 21:
Ы§и(х) =
Х>0 х < 0
(формула 21)
Математическое выражение 22:
ехр(л) + 1
/СО = 1п
ехр(л)-1
(формула 22)
где £ является функцией Галлагера. λ п затем может быть вычислен следующим образом.
Этап А-3 (столбцовые операции): для всех пар (т,п), удовлетворяющих Нтп=1 в порядке п=1, 2, ...,
Ν, обновление логарифмического отношения [Зтп внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.
Математическое выражение 23:
β„= Σα,„·„
т'^В(п)\т
(формула 23)
Этап А-4 (вычисление логарифмического отношения правдоподобия): для пе[1^], логарифмическое отношение Ьп правдоподобия вычисляется следующим образом. Математическое выражение 24
= Σα^λ,,
т'еВ(п-)\т
(формула 24)
Этап А-5 (подсчет итераций): если 1
пу А-2. Декодирование на основе сумм-произведений завершается, когда 18ит=1
Выше описана одна итерация операций декодирования на основе сумм-произведений. После этого
выполняется итеративное обнаружение ΜΙΜΟ-сигналов. Переменные т, п, атп, [Зтп, λη апб Ьп, используемые в вышеприведенном пояснении операций декодирования на основе сумм-произведений, выражаются как та, па, аатапа, βатапа, λ™и для потока А и как тЬ, пь, аЬтЬпЬ, 3ЬтЬпЬ, λ^ и Ьпь для потока В.
Итеративное обнаружение ΜΙΜΟ-сигналов Далее описывается вычисление λη для итеративного обнаружения ΜΙΜΟ-сигналов.
Следующая формула может получаться из формулы 1 (математическое выражение 1). Математическое выражение 25:
^)=(^,(0,+2(0/
=Η22θδ(ϋ+η(ο (формула 25)
С учетом конфигурации кадра, проиллюстрированной на фиг. 2, следующие функции могут получаться из формулы 16 (математическое выражение 16) и формулы 17 (математическое выражение 17).
Математическое выражение 26:
77я ^ίία^'α (формула 26)
Математическое выражение 27:
ТТъ
(формула 27)
где па,пЬе[1, Ν]. Для итерации к итеративного обнаружения ΜΙΜΟ-сигналов переменные λ^, Ьпа, λ* и ЬпЬ выражаются как λ^ Ск,па, λ^ и Бк,пЬ.
Этап В-1 (начальное обнаружение; к=0): для начального обнаружения волн λ0^ и /.0пЬ вычисляются
зит <1зит,тах, то 18ит увеличивается, и процесс возвращается к этай завершается когда 1§ит А§ит,тах·
- 10 030237
следующим образом.
Для итеративного декодирования на основе аппроксимации: Математическое выражение 28:
(формула 28)
Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации: Математическое выражение 29
= тах МЧрЫ/Д)!- тах (ψ(ιι(ρ),γ(ρ))}
О,
а.
(формула 29)
Математическое выражение 30
*("(ц)-у(ц))=--Э||у(а)-η22(ζο)8(π(ζ>))||2 ,
2СГ
(формула 30)
где Х=а,Ъ. Затем значение счетчика итераций для итеративного обнаружения ΜΙΜΟ-сигналов задается равным 1т1тО=0, при этом максимальное значение счетчика итераций равно 1т{то,тах.
Этап В-2 (итеративное обнаружение; итерация к): когда значение счетчика итераций равно к, формула 11 (математическое выражение 11), формулы 13-15 (математическое выражение 13 математическое выражение 15), формула 16 (математическое выражение 16) и формула 17 (математическое выражение 17) могут выражаться как нижеприведенные формулы 31-34 (математическое выражение 31 - математическое выражение 34). Следует отметить, что (Χ,Υ) = (а,Ъ)(Ъ,а).
Для итеративного декодирования на основе аппроксимации:
Математическое выражение 31
Математическое выражение 32
(формула 32)
Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации: Математическое выражение 33:
Л - Α-ιω; ,,<ад,) Д (формула 33)
Математическое выражение 34:
ψ(Η(ζ-ν),χ(ζ·ν)^(ζ/ίΧ )
(формула 34)
Этап В-3 (подсчет итераций и оценка кодовых слов): если 1т{то<1т{то,тах, то 1^то увеличивается, и процесс возвращается к этапу В-2. Когда 1т£то=1т£то,тах, оцененное кодовое слово находится следующим образом.
Математическое выражение 35:
(формула 35)
где Х=а,Ъ.
Фиг. 3 показывает примерную конфигурацию передающего устройства 300, относящегося к настоящему варианту осуществления. Кодер 302А принимает информацию (данные) 301А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость ко- 11 030237
дирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302А при кодировании с коррекцией ошибок данных, так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302А выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, БЭРС-кодирование, турбокодирование и т.п. и выводит кодированные данные 303А.
Модуль 304А перемежения принимает кодированные данные 303А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и затем выводит перемеженные данные 305А. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема перемежения).
Модуль 306А преобразования принимает перемеженные данные 305А и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как ОР5К (квадратурная фазовая манипуляция), 16-ОАМ (16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция) или 64-ОАМ (64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция), затем выводит сигнал 307А в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема модуляции).
Фиг. 19А и 19В иллюстрируют пример схемы преобразования с ОР5>К-модуляцией для сигнала в полосе модулирующих частот, состоящего из синфазного компонента I и квадратурного компонента О в 10-плоскости. Например, как показано на фиг. 19А, когда входные данные равняются 00, то вывод представляет собой 1=1,0, 0=1,0. Аналогично, когда входные данные равняются 01, вывод представляет собой 1=-1,0, 0=1,0 и т.д. Фиг. 19В иллюстрирует пример схемы преобразования с ОР8К-модуляцией в 10плоскости, отличающейся от фиг. 19А тем, что сигнальные точки по фиг. 19А циклически сдвинуты вокруг начала координат, чтобы получать сигнальные точки по фиг. 19В. Непатентный документ 9 и непатентный документ 10 описывают такую схему циклического сдвига по принципу созвездия. Альтернативно, также может приспосабливаться циклическая 0-задержка, описанная в непатентном документе 9 и непатентном документе 10. Альтернативный пример, отличный от фиг. 19А и 19В, показан на фиг. 20А и 20В, которые иллюстрируют схему размещения сигнальных точек для 16-ОАМ в 10-плоскости. Пример по фиг. 20А соответствует фиг. 19А, в то время как пример по фиг. 20В соответствует фиг. 19В.
Кодер 302В принимает информацию (данные) 301В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость кодирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302А при кодировании с коррекцией ошибок данных, так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302В выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, БЭРС-кодирование, турбокодирование и т.п., и выводит кодированные данные 303В.
Модуль 304В перемежения принимает кодированные данные 303В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и выводит перемеженные данные 305В. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема перемежения).
Модуль 306В преобразования принимает перемеженные данные 305В и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как ОР8К, 16-ОАМ или 64-ОАМ, затем выводит сигнал 307В в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра может быть переключена схема модуляции).
Формирователь 314 информации схемы обработки сигналов принимает сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и, соответственно, выводит информацию 315 схемы обработки сигналов. Информация 315 схемы обработки сигналов обозначает фиксированную матрицу предварительного кодирования, которая должна быть использована, и включает в себя информацию относительно шаблона изменений фазы, используемых для изменения фазы.
Модуль 308А взвешивания принимает сигнал 307А в полосе модулирующих частот, сигнал 307В в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307А и 307В в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 309А. Схема взвешивания подробно описывается ниже.
Беспроводной модуль 310А принимает взвешенный сигнал 309А в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311А. Передаваемый сигнал 311А затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312А.
Модуль 308В взвешивания принимает сигнал 307А в полосе модулирующих частот, сигнал 307В в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307А и 307В в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 316В.
Фиг. 21 иллюстрирует конфигурацию модулей 308А и 308В взвешивания. Область по фиг. 21, окруженная пунктирной линией, представляет один из модулей взвешивания. Сигнал 307А в полосе модулирующих частот умножается на ^11, чтобы получать ^11-81(1), и умножается на Ж21, чтобы получать
- 12 030237
\ν21 ·δ1(ΐ). Аналогично, сигнал 307В в полосе модулирующих частот умножается на \\12. чтобы получать \\Ί2+2(1), и умножается на \\22, чтобы получать ^22·δ2(ΐ). Затем получаются ζ1(ΐ)=^11·δ1(ΐ)+^12·δ2(ΐ) и ζ2(ΐ)=^21·δ1(ΐ)+^22·δ22(ΐ). Здесь, как пояснено выше, δ1(ΐ) и δ2(ΐ) являются сигналами в полосе модулирующих частот, модулированными согласно схеме модуляции, такой как ВР8К (двухпозиционная фазовая манипуляция), РР8К, 8Р8К (8-позиционная фазовая манипуляция), 16-рЛМ, 32-рЛМ (32позиционная квадратурная амплитудная модуляция), 64-рЛМ, 256-рЛМ, 16-ЛР8К (16-позиционная амплитудно-фазовая модуляция) и т.д.
Оба модуля взвешивания выполняют взвешивание с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Матрица предварительного кодирования использует, например, схему формулы 36 (математическое выражение 36) и удовлетворяет условиям формулы 37 (математическое выражение 37) или формулы 38 (математическое выражение 38), все из которых приводятся ниже. Тем не менее, это является только примером. Значение а не ограничивается формулой 37 (математическое выражение 37) и формулой 38 (математическое выражение 38) и может принимать другие значения, например, α=1.
Здесь матрица предварительного кодирования является следующей.
Математическое выражение 36:
+11 м2) 1 ί аке1}
Ш21 ^α 2 + ΐ{αχβ° е” )
(формула 36)
В формуле 36 (математическое выражение 36) α задается следующим образом. Математическое выражение 37:
(формула 37)
Альтернативно, в формуле 36 (математическое выражение 36) α может задаваться следующим образом.
Математическое выражение 38:
72 + 3 + 75 72+3-75
(формула 38)
Матрица предварительного кодирования не ограничена матрицей предварительного кодирования из формулы 36 (математическое выражение 36), но также может быть и такой, как указано посредством формулы 39 (математическое выражение 39).
Математическое выражение 39:
ΓήΤΙ тг12Л (а ΖΛ ^21 ιτ22^ ά}
(формула 39)
В формуле 39 (математическое выражение 39) допустим, что а=Ле’511, Ъ=Ве’512, с=Се’521 и ά=Όσ’δ22.
Дополнительно, одно из а, Ъ, с и ά может быть нулем. Например, возможны следующие конфигурации: (1) а может быть нулем, в то время как Ъ, с и ά являются ненулевыми, (2) Ъ может быть нулем, в то время как а, с и ά являются ненулевыми, (3) с может быть нулем, в то время как а, Ъ и ά являются ненулевыми, или (4) ά может быть нулем, в то время как а, Ъ и с являются ненулевыми.
Когда любое из их схемы модуляции, кодов с коррекцией ошибок и скорости кодирования изменяется, матрица предварительного кодирования также может задаваться, изменяться и фиксироваться для использования.
Модуль 317В изменения фазы принимает взвешенный сигнал 316В и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода, затем регулярно изменяет фазу сигнала 316В для вывода. Это регулярное изменение является изменением фазы, выполняемым согласно предварительно определенному шаблону изменения фазы, имеющему предварительно определенный период (цикл) (например, каждые η символов (η является целым числом, η>1) или с предварительно определенным интервалом). Подробности шаблона изменения фазы поясняются ниже в варианте 4 осуществления.
Беспроводной модуль 310В принимает сигнал 309В после изменения фазы в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311В. Передаваемый сигнал 311В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312В.
Фиг. 4 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства 400, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 3. Далее описываются точки расхождения фиг. 4 с фиг. 3.
Кодер 402 принимает информацию (данные) 401 и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода
- 13 030237
и, в соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, выполняет кодирование с коррекцией ошибок и выводит кодированные данные 402.
Модуль 404 распределения принимает кодированные данные 403 в качестве ввода, выполняет их распределение и выводит данные 405А и данные 405В. Хотя фиг. 4 иллюстрирует только один кодер, число кодеров не ограничивается как таковое. Настоящее изобретение также может быть реализовано с использованием т кодеров (т является целым числом, т>1), так что модуль распределения разделяет кодированные данные, созданные посредством каждого кодера, на две группы для распределения.
Фиг. 5 иллюстрирует пример конфигурации кадра во временной области для передающего устройства согласно настоящему варианту осуществления. Символ 500_1 служит для уведомления приемного устройства относительно схемы передачи. Например, символ 500_1 передает такую информацию, как схема коррекции ошибок, используемая для передачи символов данных, их скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных.
Символ 501_1 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1(1) (где 1 является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и символа (во временной области). Символ 503_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и+1 символа.
Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2(1) (где 1 является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ2(1) в качестве номера и символа (во временной области). Символ 503_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и+1 символа.
Здесь символы ζ1(1) и ζ2(1), имеющие одинаковое время (идентичную синхронизацию), передаются из передающей антенны с использованием идентичной (совместно используемой/общей) частоты.
Далее описываются взаимосвязи между модулированными сигналами ζ1(1) и ζ2(1), передаваемыми посредством передающего устройства, и принимаемыми сигналами г1(1) и г2(1), принимаемыми посредством приемного устройства.
На фиг. 5 504#1 и 504#2 указывают передающие антенны передающего устройства, в то время как 505#1 и 505#2 указывают приемные антенны приемного устройства. Передающее устройство передает модулированный сигнал ζ1(ΐ) из передающей антенны 504#1 и передает модулированный сигнал ζ2(1) из передающей антенны 504#2. Здесь модулированные сигналы ζ1(1) и ζ2(1) предположительно должны занимать идентичную (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Колебания канала в передающих антеннах передающего устройства и антеннах приемного устройства составляют йц(1), Η12(ΐ), Η2ι(ΐ) и й22(1), соответственно. При условии, что приемная антенна 505#1 приемного устройства принимает принимаемый сигнал г1(1) и что приемная антенна 505#2 приемного устройства принимает принимаемый сигнал г2(1), поддерживается следующая взаимосвязь.
Математическое выражение 40:
( ++Ι++) 1++ 1/ζ2ι(Ζ)
Λ+)Υ ++
(формула 40)
Фиг. 6 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования) и схеме изменения фазы по настоящему варианту осуществления. Модуль 600 взвешивания является комбинированной версией модулей 308А и 308В взвешивания из фиг. 67. Как показано, поток §1(1) и поток §2(1) соответствуют сигналам 307А и 307В в полосе модулирующих частот по фиг. 3. Иными словами, потоки §1(1) и §2(1) являются сигналами в полосе модулирующих частот, состоящими из синфазного компонента I и квадратурного компонента р, соответствующими преобразованию посредством схемы модуляции, такой как РРЗК, 16-РАМ и 64-рАМ. Как указано посредством конфигурации кадра по фиг. 6, поток §1(1) представляется как §1(и) в номере и символа, как §1(и+1) в номере и+1 символа и т.д. Аналогично, поток §2(1) представляется как §2(и) в номере и символа, как §2(и+1) в номере и+1 символа и т.д. Модуль 600 взвешивания принимает сигналы 307А(§1(1)) и 307В(§2(1)) в полосе модулирующих частот, а также информацию 315 схемы обработки сигналов из фиг. 3 в качестве ввода, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов и выводит взвешенные сигналы 309А^1(1)) и 316В^2'(1)) из фиг. 3. Модуль 317В изменения фазы изменяет фазу взвешенного сигнала 316В^2'(1)) и выводит сигнал 309В после изменения фазы (ζ2(1)).
Здесь, при условии вектора А1=(^11,^12) из первой строки фиксированной матрицы Р предварительного кодирования, ζ1(1) может выражаться как нижеприведенная формула 41 (математическое выражение 41).
Математическое выражение 41:
(формула 41)
Аналогично, при условии вектора А2=(^21, ^22) из второй строки фиксированной матрицы Р
- 14 030237
предварительного кодирования и посредством допущения того, что формула для изменения фазы, применяемая посредством модуля изменения фазы, представляет собой у(£), в таком случае ζ2(ΐ) может выражаться как нижеприведенная формула 42 (математическое выражение 42).
Математическое выражение 42:
”2(/) = у(1) χ 1Г2 х (у 1(/), ό'2(/))1
(формула 42)
Здесь у(£) является формулой для изменения фазы согласно предварительно определенной схеме. Например, с учетом периода (цикла) в четыре и времени и, формула для изменения фазы может выражаться как нижеприведенная формула 43 (математическое выражение 43).
Математическое выражение 43
у(и) = У0
(формула 43)
Аналогично, формула для изменения фазы для времени и+1 может быть, например, такой, как задано посредством формулы 44 (математическое выражение 44).
Математическое выражение 44
./г
у(и +1) = 22
(формула 44)
Иными словами, формула для изменения фазы для времени и+к может выражаться как формула 45 (математическое выражение 45).
Математическое выражение 45
кл
у(и + к) = е 2
(формула 45)
Следует отметить, что формулы 43-45 (математическое выражение 43 - математическое выражение 45) предоставляются только в качестве примера регулярного изменения фазы.
Регулярное изменение фазы не ограничивается периодом (циклом) в четыре. Улучшенные характеристики приема (характеристики коррекции ошибок, если точнее) потенциально могут стимулироваться в приемном устройстве посредством увеличения номера периода (цикла) (это не означает, что больший период (цикл) лучше, хотя недопущение небольших чисел, таких как два, вероятно, является идеальным).
Кроме того, хотя вышеприведенные формулы 43-45 (математическое выражение 43 - математическое выражение 45) представляют конфигурацию, в которой изменение фазы выполняется посредством циклического сдвига на последовательные предварительно определенные фазы (в вышеприведенной формуле, каждые π/2), изменение фазы не обязательно должно быть циклическим сдвигом на постоянную величину, и также может быть случайным. Например, в соответствии с предварительно определенным периодом (циклом) у(£), фаза может быть изменена через последовательное умножение, как показано в формуле 46 (математическое выражение 46) и формуле 47 (математическое выражение 47). Ключевой момент регулярного изменения фазы состоит в том, что фаза модулированного сигнала регулярно изменяется. Степень изменения фазы предпочтительно является максимально возможно равномерной, к примеру, от -π радиан до π радиан. Тем не менее, при условии, что это описывает распределение, также возможны случайные изменения.
Математическое выражение 46:
Математическое выражение 47:
(формула 47)
В связи с этим, модуль 600 взвешивания по фиг. 6 выполняет предварительное кодирование с использованием фиксированных, предварительно определенных весовых коэффициентов предварительного кодирования, и модуль 317В изменения фазы изменяет фазу сигнала, вводимого в него, при регулярном варьировании степени изменения фазы.
- 15 030237
Когда в ΕΟδ-окружении должна быть использована специализированная матрица предварительного кодирования, качество приема с большой вероятностью существенно повышается. Тем не менее, в зависимости от режимов прямых волн, фазовые и амплитудные компоненты прямой волны могут значительно отличаться от специализированной матрицы предварительного кодирования при приеме. ΕΟδокружение имеет определенные правила. Таким образом, качество приема данных существенно повышается через регулярное изменение, применяемое к передаваемому сигналу, которое подчиняется этим правилам. Настоящее изобретение предлагает схему обработки сигналов для улучшений ΕΟδ-окружения.
Фиг. 7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства 700, относящегося к настоящему варианту осуществления. Беспроводной модуль 703_Х принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Х, принимаемый посредством антенны 701_Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот.
Модуль 705_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ьп из формулы 40 (математическое выражение 40) и выводит сигнал 706_1 оценки канала.
Модуль 705_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ь12 из формулы 40 (математическое выражение 40) и выводит сигнал 706_2 оценки канала.
Беспроводной модуль 703_Υ принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Υ, принимаемый посредством антенны 701_Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот.
Модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение 501_1 из формулы 40 (математическое выражение 40) и выводит сигнал 708 1 оценки канала.
Модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ь22 из формулы 40 (математическое выражение 40) и выводит сигнал 708_2 оценки канала.
Декодер 709 управляющей информации принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот и сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, обнаруживает символ 500_1, который указывает схему передачи из фиг. 5, и выводит сигнал 710 информации схемы передачи для передающего устройства.
Процессор 711 сигналов принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот, сигналы 706_1, 706_2, 708_1 и 708_2 оценки канала и сигнал 710 информации схемы передачи в качестве ввода, выполняет обнаружение и декодирование и затем выводит принимаемые данные 712_1 и 712_2.
Далее подробно описываются операции процессора 711 сигналов из фиг. 7. Фиг. 8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора 711 сигналов, относящегося к настоящему варианту осуществления. Как показано, процессор 711 сигналов главным образом состоит из внутреннего ΜΙΜΟ-детектора, декодеров с мягким вводом и мягким выводом и формирователя коэффициентов. Непатентный документ 2 и непатентный документ 3 описывают схему итеративного декодирования с использованием этой структуры. ΜΙΜΟ-система, описанная в непатентном документе 2 и непатентном документе 3, является ΜΙΜΟ-системой с пространственным мультиплексированием, хотя настоящий вариант осуществления отличается от непатентного документа 2 и непатентного документа 3 описанием ΜΙΜΟ-системы, которая регулярно изменяет фазу во времени при одновременном использовании идентичной матрицы предварительного кодирования. При рассмотрении (канальной) матрицы Η(ΐ) формулы 36 (математическое выражение 36), затем посредством допущения того, что матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования из фиг. 6 представляет собой Р (здесь, фиксированную матрицу предварительного кодирования, остающуюся неизменной для данного принимаемого сигнала), и допущения того, что формула для изменения фазы, используемая посредством модуля изменения фазы из фиг. 6, представляет собой Υ(ΐ) (здесь, Υ(ΐ) изменяется во времени ΐ), затем вектор приема Κ(ΐ)=(τ1(ΐ),τ2(ΐ))τ и потоковый вектор δ(ΐ) = (δ1(ΐ),δ2(ΐ))τ, извлекается следующая функция:
Математическое выражение 48:
(формула 48)
Здесь приемное устройство может использовать схемы декодирования непатентного документа 2 и 3 для Κ(ΐ) посредством вычисления Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ.
- 16 030237
Соответственно, формирователь 819 коэффициентов из фиг. 8 принимает сигнал 818 информации схемы передачи (соответствующий 710 из фиг. 7), указываемый посредством передающего устройства (информацию для указания используемой фиксированной матрицы предварительного кодирования и шаблона изменения фазы, используемого, когда изменяется фаза), и выводит сигнал 820 информации схемы обработки сигналов.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал информации схемы обработки сигналов в качестве ввода и выполняет итеративное обнаружение и декодирование с использованием сигнала и своей взаимосвязи с формулой 48 (математическое выражение 48). Его операции описываются ниже.
Модуль обработки, проиллюстрированный на фиг. 8, использует схему обработки, как проиллюстрировано посредством фиг. 10, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение). Во-первых, выполняется обнаружение одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) к1 и одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) к2. Как результат, декодер с мягким вводом и мягким выводом получает логарифмическое отношение правдоподобия каждого бита кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) к1 и кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) к2. Затем логарифмическое отношение правдоподобия используется для того, чтобы выполнять второй раунд обнаружения и декодирования. Эти операции выполняются многократно (эти операции в дальнейшем называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением)). Следующее пояснение сосредоточено на схеме создания логарифмического отношения правдоподобия символа в конкретное время в одном кадре.
На фиг. 8 запоминающее устройство 815 принимает сигнал 801_Х в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Х в полосе модулирующих частот из фиг. 7), группу 802_Х сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 706_1 и 706_2 оценки канала из фиг. 7), сигнал 801_Υ в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Υ в полосе модулирующих частот из фиг. 7) и группу 802Υ сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 708_1 и 708_2 оценки канала из фиг. 7) в качестве ввода, выполняет (вычисляет) Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ из формулы 48 (математическое выражение 48), чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение), и сохраняет результирующую матрицу в качестве преобразованной группы сигналов канала. Запоминающее устройство 815 затем выводит вышеописанные сигналы по мере необходимости, в частности, в качестве сигнала 816_Х в полосе модулирующих частот, группы 817_Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнала 816_Υ в полосе модулирующих частот и группы 817_Υ преобразованных сигналов оценки канала.
Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения).
Начальное обнаружение
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал 801_Х в полосе модулирующих частот, группу 802_Х сигналов оценки канала, сигнал 801_Υ в полосе модулирующих частот и группу 802_Υ сигналов оценки канала в качестве ввода. Здесь, схема модуляции для модулированного сигнала (потока) к1 и модулированного сигнала (потока) к2 рассматривается как 16-0ΛΜ.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 сначала вычисляет Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ из групп 802_Х и 802_Υ сигналов оценки канала, тем самым вычисляя вариант сигнальной точки, соответствующий сигналу 801_Х в полосе модулирующих частот. Фиг. 11 представляет такое вычисление. На фиг. 11 каждая черная точка является вариантом сигнальной точки в ^-плоскости. При условии, что схема модуляции представляет собой 16-0ΛΜ. существуют 256 вариантов сигнальных точек. (Тем не менее, фиг. 11 является только представлением и не указывает все 256 вариантов сигнальных точек). Посредством допущения того, что четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале к1, представляют собой Ь0, Ы, Ь2 и Ь3, и четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале к2, представляют собой Ь4, Ь5, Ь6 и Ь7, варианты сигнальных точек, соответствующие (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), находятся на фиг. 11. Затем вычисляется квадрат евклидова расстояния между каждым вариантом сигнальной точки и каждой принимаемой сигнальной точкой 1101 (соответствующей сигналу 801_Х в полосе модулирующих частот). Квадрат евклидова расстояния между каждой точкой делится на дисперсию σ2 шума. Соответственно, вычисляется ЕХ(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7). Иными словами, ЕХ является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума. Здесь каждый из сигналов в полосе модулирующих частот и модулированных сигналов к1 и к2 является комплексным сигналом.
Аналогично, внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 вычисляет Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ из групп 802_Х и 802_Υ сигналов оценки канала, вычисляет варианты сигнальных точек, соответствующие сигналу 801_Υ в полосе модулирующих частот, вычисляет квадрат евклидова расстояния между каждым из вариантов сигнальных точек и принимаемыми сигнальными точками (соответствующими сигналу 801_Υ в полосе модулирующих частот) и делит квадрат евклидова расстояния на дисперсию σ2 шума. Соответственно, вычисляется Еу(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7). Иными словами, Еу является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума.
- 17 030237
Затем вычисляется Ех(Ь0, Ы, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7)+Еу(Ь0, Ы, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7)=Е(Ь0, Ы, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7).
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 выводит Е(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) в качестве сигнала 804.
Модуль 805А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь0, Ь1, Ь2 и Ь3 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формуле 28 (математическое выражение 28), формуле 29 (математическое выражение 29) и в формуле 30 (математическое выражение 30), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.
Аналогично, модуль 805А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь0, Ь1, Ь2 и Ь3 и выводит сигнал 806В логарифмического правдоподобия. Модуль (807А) обратного перемежения принимает сигнал 806А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304А) перемежения из фиг. 3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808А логарифмического правдоподобия.
Аналогично, модуль (807В) обратного перемежения принимает сигнал 806В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304В) перемежения из фиг. 3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808В логарифмического правдоподобия.
Модуль 809А вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302А из фиг. 3, и выводит сигнал 810А логарифмического отношения правдоподобия.
Аналогично, модуль 809В вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302В из фиг. 3, и выводит сигнал 810В логарифмического отношения правдоподобия.
Декодер 811А с мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810А логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812А правдоподобия.
Аналогично, декодер с 811В мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812В правдоподобия.
Итеративное декодирование (итеративное обнаружение) к итераций
Модуль (813А) перемежения принимает к-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812А правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814А правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813А) перемежения, является идентичным шаблону перемежения модуля (304А) перемежения из фиг. 3.
Другой модуль (813В) перемежения принимает к-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812В правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814В правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством другого модуля (813В) перемежения, является идентичным шаблону перемежения другого модуля (304В) перемежения из фиг. 3.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал 816_Х в полосе модулирующих частот, группу 817Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Υ в полосе модулирующих частот, группу 817Υ преобразованных сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814А правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814В правдоподобия в качестве ввода. Здесь сигнал 816Х в полосе модулирующих частот, группа 817Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Υ в полосе модулирующих частот и группа 817Υ преобразованных сигналов оценки канала используются вместо сигнала 801Х в полосе модулирующих частот, группы 802Х сигналов оценки канала, сигнала 801_Υ в полосе модулирующих частот и группы 802Υ сигналов оценки канала, поскольку последние вызывают задержки вследствие итеративного декодирования.
Операции итеративного декодирования внутреннего ΜΙΜΟ-детектора 803 отличаются от его операций начального обнаружения тем, что перемеженные логарифмические отношения 814А и 814В правдоподобия используются в обработке сигналов для первого. Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 сначала вычисляет Е(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) таким же образом, как для начального обнаружения. Помимо этого, коэффициенты, соответствующие формуле 11 (математическое выражение 11) и формуле 32 (математическое выражение 32), вычисляются из перемеженных логарифмических отношений 814А и 814В правдоподобия. Значение Е(Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) корректируется с использованием коэффициентов, вычисленных таким образом, чтобы получать Е'(Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), который выводится в качестве
- 18 030237
сигнала 804.
Модуль 805А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь0, Ы, Ь2 и Ь3 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формулах 31-35 (математическое выражение 31 - математическое выражение 35), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.
Аналогично, модуль 805В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь4, Ь5, Ь6 и Ь7 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия. Операции, выполняемые посредством модуля обратного перемежения после этого, являются аналогичными операциям, выполняемым для начального обнаружения.
Хотя фиг. 8 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов при выполнении итеративного обнаружения, эта структура не является полностью обязательной, поскольку улучшения для получения хорошего качества приема достижимы посредством только итеративного обнаружения. При условии, что присутствуют компоненты, необходимые для итеративного обнаружения, конфигурация не должна обязательно включать в себя модули 813А и 813В перемежения. В таком случае, внутренний ΜΙΜ0детектор 803 не выполняет итеративное обнаружение.
Ключевой момент для настоящего варианта осуществления заключается в вычислении Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ. Как показано в непатентном документе 5 и т.п., ОВ-раэложение также может быть использовано для того, чтобы выполнять начальное обнаружение и итеративное обнаружение.
Кроме того, как указано посредством непатентного документа 11, линейные операции на основе алгоритма ΜΜ8Ε (минимальной среднеквадратической ошибки) и ΖΡ (форсирования нуля) могут выполняться на основе Η(ΐ)χΥ(ΐ)χΡ при выполнении начального обнаружения.
Фиг. 9 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов, отличающегося от процессора по фиг. 8, который служит в качестве процессора сигналов для модулированных сигналов, передаваемых посредством передающего устройства из фиг. 4. Точка расхождения с фиг. 8 заключается в числе декодеров с мягким вводом и мягким выводом. Декодер 901 с мягким вводом и мягким выводом принимает сигналы 810А и 810В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Модуль 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода для распределения. В противном случае, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 8.
Как описано выше, когда передающее устройство согласно настоящему варианту осуществления с использованием ΜΙΜΟ-системы передает множество модулированных сигналов из множества антенн, изменение фазы во времени при умножении на матрицу предварительного кодирования с тем, чтобы регулярно изменять фазу, приводит к повышению качества приема данных для приемного устройства в Ь08-окружении, в котором прямые волны являются доминирующими, в отличие от традиционной ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием.
В настоящем варианте осуществления и, в частности, в конфигурации приемного устройства, число антенн ограничивается, и пояснения приводятся соответствующим образом. Тем не менее, вариант осуществления также может применяться к большему числу антенн. Другими словами, число антенн в приемном устройстве не влияет на операции или преимущества настоящего варианта осуществления.
Кроме того, хотя ЬПРС-коды описываются в качестве конкретного примера, настоящий вариант осуществления не ограничен таким образом. Кроме того, схема декодирования не ограничена примером декодирования на основе сумм-произведений, приведенным для декодера с мягким вводом и мягким выводом. Также могут быть использованы другие схемы декодирования с мягким вводом и мягким выводом, такие как ВСЖ-алгоритм, 80УА и алгоритм максимального логарифмического преобразования. Подробности предоставляются в непатентном документе 6.
Помимо этого, хотя настоящий вариант осуществления описывается с использованием схемы с одной несущей, ограничения в этом отношении не налагаются. Настоящий вариант осуществления также является применимым к передаче с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΟΡΌΜ (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов), 8С-Ρ^ΜА (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), 8ί'.'-ΟΡΌΜ (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов с одной несущей), вейвлет-ΟΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.
Далее описывается пример, в котором ΟΡΌΜ используется в качестве схемы с несколькими несущими.
Фиг. 12 иллюстрирует конфигурацию передающего устройства с использованием ΟΡΌΜ. На фиг.
- 19 030237
12 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 3, используют идентичные ссылки с номерами.
Связанный с ΟΡΌΜ процессор 1201А принимает взвешенный сигнал 309А в качестве ввода, выполняет связанную с ΘΡΌΜ обработку и выводит передаваемый сигнал 1202А. Аналогично, связанный с ΘΡΌΜ процессор 1201В принимает сигнал 309В после изменения фазы в качестве ввода, выполняет связанную с ΘΡΌΜ обработку и выводит передаваемый сигнал 1202А.
Фиг. 13 иллюстрирует примерную конфигурацию связанных с ΘΡΌΜ процессоров 7001А и 1201В и т.п. из фиг. 12. Компоненты 1301А-1310А соответствуют 1201А и 312А из фиг. 12, в то время как компоненты 1301В-1310В соответствуют 1201В и 312В.
Преобразователь 1302А из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301А (соответствующего взвешенному сигналу 309А из фиг. 12) и выводит параллельный сигнал 1303А.
Модуль 1304А переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303А в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305А. Переупорядочение подробно описывается ниже.
Модуль 1306А ΙΡΡΤ (обратного быстрого преобразования Фурье) принимает переупорядоченный сигнал 1305А в качестве ввода, применяет к нему ΙΡΡΤ и выводит сигнал 1307А после ΙΡΡΤ.
Беспроводной модуль 1308А принимает сигнал 1307А после ΙΡΡΤ в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309А. Модулированный сигнал 1309А затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310А.
Преобразователь 1302В из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301В (соответствующего сигналу 309В после изменения фазы из фиг. 12) и выводит параллельный сигнал 1303В.
Модуль 1304В переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303В в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305В. Переупорядочение подробно описывается ниже.
ΙΡΡΤ-модуль 1306В принимает переупорядоченный сигнал 1305В в качестве ввода, применяет к нему ΙΡΡΤ и выводит сигнал 1307В после ΙΡΡΤ.
Беспроводной модуль 1308В принимает сигнал 1307В после ΙΡΡΤ в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309В. Модулированный сигнал 1309В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310А.
Передающее устройство из фиг. 3 не использует схему передачи с несколькими несущими. Таким образом, как показано на фиг. 6, изменение фазы выполняется для того, чтобы достигать периода (цикла) в четыре, и символы после изменения фазы размещаются относительно временной области. Как показано на фиг. 12, когда используется передача с несколькими несущими, такая как ΘΡΌΜ, в таком случае, естественно, предварительно кодированные символы после изменения фазы могут размещаться относительно временной области, как показано на фиг. 3, и это применяется к каждой (под-)несущей. Тем не менее, для передачи с несколькими несущими, компоновка также может быть в частотной области либо в частотной области и временной области. Далее описываются эти компоновки.
Фиг. 14А и 14В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13. Частотные оси состоят из (под-)несущих 0-9. Модулированные сигналы ζ1 и ζ2 совместно используют единые времена (синхронизацию) и используют общую полосу частот. Фиг. 14А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 14В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Относительно символов взвешенного сигнала 1301А, вводимого в преобразователь 1302А из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, #0, #1, #2 и #3 являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, #4п, #4п+1, #4п+2 и #4η+3 (п является ненулевым положительным целым числом) также являются эквивалентными одному периоду (циклу).
Как показано на фиг. 14А, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой. Следует отметить, что модулированные сигналы ζ1 и ζ2 являются комплексными сигналами.
Аналогично, относительно символов взвешенного сигнала 1301В, вводимого в преобразователь 1302В из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, различное изменение фазы применяется к каждому из #0, #1, #2 и #3, которые являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, различное изменение фазы применяется к каждому из #4п, #4п+1, #4п+2 и #4п+3 (п является ненулевым положительным целым числом), которые также являются эквивалентными одному периоду (циклу).
Как показано на фиг. 14В, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей
- 20 030237
0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой.
Группа 1402 символов, показанная на фиг. 14В, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг. 6. Символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время и на фиг. 6, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1 на фиг. 6, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2 на фиг. 6, и символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3 на фиг. 6. Соответственно, для любого символа #х, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и на фиг. 6, когда х той 4 равняется 0 (т.е. когда остаток х, деленного на 4, равен 0, где той является оператором по модулю), символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1 на фиг. 6, когда х той 4 равняется 1, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2 на фиг. 6, когда х той 4 равняется 2, и символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3 на фиг. 6, когда х той 4 равняется 3.
В настоящем варианте осуществления модулированный сигнал ζ1, показанный на фиг. 14А, не подвергнут изменению фазы.
В связи с этим, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, ΘΡΏΜ, и в отличие от передачи с одной несущей символы могут размещаться относительно частотной области. Конечно, схема компоновки символов не ограничена схемами, проиллюстрированными посредством фиг. 14А и 14В. Дополнительные примеры показаны на фиг. 15А, 15В, 16А и 16В.
Фиг. 15А и 15В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14А и 14В. Фиг. 15А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 15В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Фиг. 15А и 15В отличаются от фиг. 14А и 14В тем, что различные схемы упорядочения применяются к символам модулированного сигнала ζ1 и к символам модулированного сигнала ζ2. На фиг. 15В символы #0-#5 размещаются в несущих 4-9, символы #6-#9 размещаются в несущих 0-3, и эта компоновка повторяется для символов #10-#19. Здесь, как показано на фиг. 14В, группа 1502 символов, показанная на фиг. 15В, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг. 6.
Фиг. 16А и 16В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14А и 14В. Фиг. 16А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 16В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Фиг. 16А и 16В отличаются от фиг. 14А и 14В тем, что тогда как фиг. 14А и 14В показывают символы, размещаемые в последовательных несущих, фиг. 16А и 16В не размещают символы в последовательных несущих. Очевидно, для фиг. 16А и 16В различные схемы упорядочения могут применяться к символам модулированного сигнала ζ1 и к символам модулированного сигнала ζ2, аналогично фиг. 15А и 15В.
Фиг. 17А и 17В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схем переупорядочения символов из фиг. 14А-16В. Фиг. 17А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, и фиг. 17В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Хотя фиг. 14А-16В показывают символы, размещаемые относительно частотной оси, фиг. 17А и 17В совместно используют частотные и временные оси в одной компоновке.
Хотя фиг. 6 описывает пример, в котором изменение фазы выполняется в периоде (цикле) в четыре временных кванта, следующий пример описывает период (цикл) в восемь временных квантов. На фиг. 17А и 17В группа 1702 символов является эквивалентной одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы (т.е. восьми символам), так что символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время и, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2, символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3, символ #4 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+4, символ #5 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+5, символ #6 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+6, и символ #7 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+7. Соответственно, для любого символа #х, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и, когда х той 8 равняется 0, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1, когда х той 8 равняется 1, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2, когда х той 8 равняется 2, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3, когда х той 8 равняется 3, символ #х является
- 21 030237
символом, полученным посредством использования фазы во время и+4, когда х той 8 равняется 4, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+5, когда х той 8 равняется 5, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+6, когда х той 8 равняется 6, и символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+7, когда х той 8 равняется 7. На фиг. 17А и 17В четыре временных кванта вдоль временной оси и два временных кванта вдоль частотной оси используются всего для 4x2=8 временных квантов, в которых размещается один период (цикл) символов. Здесь, при условии тхп символов в расчете на каждый период (цикл) (т.е. тхп различных фаз доступны для умножения), в таком случае п временных квантов (несущих) в частотной области и т временных квантов во временной области должны быть использованы для того, чтобы размещать символы каждого периода (цикла), так что т>п. Это обусловлено тем, что фаза прямых волн медленно колеблется во временной области относительно частотной области. Соответственно, настоящий вариант осуществления выполняет регулярное изменение фазы, которое уменьшает влияние устойчивых прямых волн. Таким образом, период (цикл) изменения фазы должен предпочтительно уменьшать колебания прямых волн. Соответственно, т должен превышать п. С учетом вышеизложенного, совместное использование временной и частотной областей для переупорядочения, как показано на фиг. 17А и 17В, является предпочтительным для использования любой одной из частотной области или временной области вследствие большой вероятности становления прямых волн регулярными. Как результат, преимущества настоящего изобретения получаются проще. Тем не менее, переупорядочение в частотной области может приводить к выигрышу от разнесения вследствие такого факта, что колебания в частотной области являются резкими. В связи с этим, совместное использование частотной и временной областей для переупорядочения не всегда является идеальным.
Фиг. 18А и 18В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 17А и 14В. Фиг. 18А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 18В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Подобно фиг. 17А и 17В, фиг. 18А и 18В иллюстрируют совместное использование временной и частотной областей. Тем не менее, в отличие от фиг. 17А и 17В, на которых приоритезируется частотная область, а временная область используется для вторичной компоновки символов, фиг. 18А и 18В приоритезируют временную область и используют частотную область для вторичной компоновки символов. На фиг. 18В группа 1802 символов соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы.
На фиг. 17А, 17В, 18А и 18В схема упорядочения, применяемая к символам модулированного сигнала ζ1 и символам модулированного сигнала ζ2, может быть идентичной или может отличаться, аналогично фиг. 15А и 15В. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема. Кроме того, на фиг. 17А, 17В, 18А и 18В символы могут размещаться непоследовательно, аналогично фиг. 16А и 16В. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема.
Фиг. 22 указывает частоту на горизонтальной оси и время на вертикальной оси и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от вышеприведенной. Фиг. 22 иллюстрирует схему регулярного изменения фазы с использованием четырех временных квантов, аналогичных временам и=и+3 из фиг. 6. Отличительный признак фиг. 22 заключается в том, что хотя символы переупорядочиваются относительно частотной области, при считывании вдоль временной оси периодический сдвиг в п (п=1 в примере по фиг. 22) символов является очевидным. Группа 2210 символов частотной области на фиг. 22 указывает четыре символа, к которым изменение фазы применяется во времена и=и+3 из фиг. 6.
Здесь символ #0 получается через изменение фазы во время и, символ #1 получается через изменение фазы во время и+1, символ #2 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #3 получается через изменение фазы во время и+3.
Аналогично, для группы 2220 символов частотной области, символ #4 получается через изменение фазы во время и, символ #5 получается через изменение фазы во время и+1, символ #6 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #7 получается через изменение фазы во время и+3.
Вышеописанное изменение фазы применяется к символу во время $1. Тем не менее, чтобы применять периодический сдвиг во временной области, следующие изменения фазы применяются к группам 2201, 2202, 2203 и 2204 символов.
Для группы 2201 символов временной области символ #0 получается через изменение фазы во время и, символ #9 получается через изменение фазы во время и+1, символ #18 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #27 получается через изменение фазы во время и+3.
Для группы 2202 символов временной области символ #28 получается через изменение фазы во время и, символ #1 получается через изменение фазы во время и+1, символ #10 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #19 получается через изменение фазы во время и+3.
Для группы 2203 символов временной области символ #20 получается через изменение фазы во
- 22 030237
время и, символ #29 получается через изменение фазы во время и+1, символ #2 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #11 получается через изменение фазы во время и+3.
Для группы 2204 символов временной области символ #12 получается через изменение фазы во время и, символ #21 получается через изменение фазы во время и+1, символ #30 получается через изменение фазы во время и+2, и символ #3 получается через изменение фазы во время и+3.
Отличительный признак фиг. 22 наблюдается в том, что при рассмотрении символа #11 в качестве примера два его соседних символа, имеющие одинаковое время в частотной области (#10 и #12), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11, и два его соседних символа, имеющие идентичную несущую во временной области (#2 и #20), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11. Это поддерживается не только для символа #11, но также и для любого символа, имеющего два соседних символа в частотной области и временной области. Соответственно, фактически выполняется изменение фазы. Это с очень высокой вероятностью повышает качество приема данных, поскольку влияние от регуляризации прямых волн в меньшей степени относится к приему.
Хотя фиг. 22 иллюстрирует пример, в котором п=1, изобретение не ограничено таким образом. То же самое может применяться к случаю, в котором п=3. Кроме того, хотя фиг. 22 иллюстрирует реализацию вышеописанных преимуществ посредством размещения символов в частотной области и усовершенствования во временной области таким образом, чтобы достигать характерного преимущества придания периодического сдвига порядку компоновки символов, символы также могут размещаться произвольно (или регулярно) для идентичной цели.
Вариант 2 осуществления
В варианте 1 осуществления, описанном выше, изменение фазы применяется к взвешенному (предварительно кодированному с помощью фиксированной матрицы предварительного кодирования) сигналу ζ(ί). Следующие варианты осуществления описывают различные схемы изменения фазы, посредством которых могут быть получены преимущества варианта 1 осуществления.
В вышеописанном варианте осуществления, как показано на фиг. 3 и 6, модуль 317В изменения фазы выполнен с возможностью осуществлять изменение фазы только для одного из сигналов, выводимых посредством модуля 600 взвешивания.
Тем не менее, изменение фазы также может применяться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля 600 взвешивания. В дополнение к компонентам, проиллюстрированным на фиг. 6, передающее устройство также может показывать модуль 600 взвешивания перед модулем 317В изменения фазы, как показано на фиг. 25.
В таких случаях возможна следующая конфигурация. Модуль 317В изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы относительно сигнала §2(ΐ) в полосе модулирующих частот, для которого выполнено преобразование согласно выбранной схеме модуляции, и выводит §2'(1)=§2(1)у(1) (где у(1) варьируется во времени ί). Модуль 600 взвешивания выполняет предварительное кодирование для §2'ί, выводит ζ2(ί)=Α2§2'(ί) (см. формулу 42 (математическое выражение 42)), и затем передается результат.
Альтернативно, изменение фазы может выполняться для обоих модулированных сигналов §1(ΐ) и §2(1). В связи с этим передающее устройство выполнено с возможностью включать в себя модуль изменения фазы, принимающий оба сигнала, выводимых посредством модуля 600 взвешивания, как показано на фиг. 26.
Аналогично модулю 317В изменения фазы, модуль 317А изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы для сигнала, вводимого в него, и по сути изменяет фазу сигнала ζ1'(ί), предварительно кодированного посредством модуля взвешивания. Сигнал ζ1(ί) после изменения фазы затем выводится в передающее устройство.
Тем не менее, скорость изменения фазы, применяемая посредством модулей 317А и 317В изменения фазы, варьируется одновременно, чтобы выполнять изменение фазы, показанное на фиг. 26. (Далее описывается неограничивающий пример схемы изменения фазы). Для времени и модуль 317А изменения фазы из фиг. 26 выполняет изменение фазы так, что ζΕΙ^^ΙΙζΓΟ:), в то время как модуль 317В изменения фазы выполняет изменение фазы так, что ζ2(1^2(ί)ζ2'(ί). Например, как показано на фиг. 26, для времени и, ух(и)=е’0 и \'2(и)=с-|п'2. для времени и+1, У|(и+1)=е|п/4 и у2(и+1)=с-|3,п"1. и для времени и+к, у1(и+к)=е|кп"1 и у2(и+к)=е’(к3я"4-я"2). Здесь период (цикл) регулярного изменения фазы может быть идентичным для обоих модулей 317А и 317В изменения фазы либо может варьироваться для каждого из них.
Кроме того, как описано выше, изменение фазы может выполняться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля взвешивания. В таком случае, передающее устройство должно быть сконфигурировано так, как проиллюстрировано на фиг. 27.
Когда выполняется изменение фазы для обоих модулированных сигналов, каждый из передаваемых сигналов представляет собой, например, управляющую информацию, которая включает в себя информацию относительно шаблона изменения фазы. Посредством получения управляющей информации приемное устройство знает схему изменения фазы, посредством которой передающее устройство регулярно варьирует изменение, т.е. шаблон изменения фазы, и тем самым имеет возможность корректно демоду- 23 030237
лировать (декодировать) сигналы.
Затем разновидности примерных конфигураций, показанных на фиг. 6 и 25, описываются со ссылкой на фиг. 28 и 29. Фиг. 28 отличается от фиг. 6 включением информации 2800 активации/деактивации изменения фазы, а также тем, что изменение фазы выполняется только для одного из ζ1'(ί) и ζ2'(ΐ) (т.е. выполняется для одного из ζ1'(ΐ) и ζ2'(ΐ), которые имеют идентичное время или общую частоту). Соответственно, чтобы выполнять изменение фазы для одного из ζ1'(ΐ) и ζ2'(ΐ), модули 317А и 317В изменения фазы, показанные на фиг. 28, могут быть активированными и выполнять изменение фазы или деактивированными и не выполнять изменение фазы. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы является управляющей информацией для вышеозначенного. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы выводится посредством формирователя 314 информации схемы обработки сигналов, показанного на фиг. 3.
Модуль 317А изменения фазы по фиг. 28 изменяет фазу, чтобы формировать ζ1(ΐ)=γι(ΐ)ζ1'(ΐ), в то время как модуль 317В изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать ζ2(ΐ)=γ2(ΐ)ζ2'(ΐ).
Здесь изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к ζ1'(ΐ). (Между тем, фаза ζ2'(ΐ) не изменяется). Соответственно, для времени и, у1(и)=е)0 и у2(и)=1, для времени и+1, уДи+1)=е^/2 и у2(и+1)=1, для времени и+2, у1(и.+2)=е’п и у2(и+2)=1, и для времени и+3, ух(и+3)=е’3п/2 и У2(и+3)=1.
Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к ζ2'(ΐ). (Между тем, фаза ζ1'(ΐ) не изменяется). Соответственно, для времени и+4, у3(и+4)=1 и у2(и+4)=е,С1, для времени и+5, у1(и+5)=1 и у2(и+5)=е’я/2, для времени и+6, у4(и+6)=1 и у2(и+6)=еи и для времени и+7, у1(и+7)=1 и у2 (и+7)=е’3п/2.
Соответственно, с учетом вышеприведенных примеров, для любого времени 8к, у1(8к)=е’0 и у2(8к)=1, для любого времени 8к+1, у1(8к+1)=е|п2 и у2(8к+1)=1, для любого времени 8к+2, у|(8к+2)=е|п и у2(8к+2)=1, для любого времени 8к+3, у1(8к+3)=е’3я/2 и у2(8к+3)=1, для любого времени 8к+4, у^8к+4)=1 и у2(8к+4)=е’0, для любого времени 8к+5, у3(8к+3)=1 и у2(8к+5) =е’я/2, для любого времени 8к+6, у3(8к+6)=1 и у2(8к+6) =е|п и для любого времени 8к+7, у1(8к+7)=1 и у2(8к+7) =е’3я/2
Как описано выше, существует два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только для ζ1'(ΐ), и один, в котором изменение фазы выполняется только для ζ2'(ΐ). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для ζ1'(ΐ), и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для ζ2'(ΐ), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для ζ1'(ΐ), и затем выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для ζ2'(ΐ), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для ζ1'(ΐ) и для ζ2'(ΐ) в любом порядке (например, изменение фазы может чередоваться между выполнением для ζ1'(ΐ) и для ζ2'(ΐ) или может выполняться в произвольном порядке).
Модуль 317А изменения фазы по фиг. 29 изменяет фазу, чтобы формировать 81'(4)=у1(4)81(4), в то время как модуль 317В изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать 82' (1)=у2(1)82(1).
Здесь, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к ζ1'(ΐ). (Между тем, δ2(ΐ) остается неизменным). Соответственно, для времени и, уДи^е10 и у2(и)=1, для времени и+1, у!(и+1)=е’я/2 и у2(и+1)=1, для времени и+2, у1(и+2)=е’я и у2(и+2)=1, и для времени и+3, у3(и+3)=е^3п/2 и у2(и+3)=1.
Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к 82(1). (Между тем, 81(ΐ) остается неизменным). Соответственно, для времени и+4, уДи+4)=1 и у2(и+4)=е,С1, для времени и+5, у1(и+5)=1 и у2(и+5)=е-’я/2, для времени и+6, у1(и+6)=1 и у2(и+6)=е-’я, и для времени и+7, у1(и+7)=1 и у2(и+7)=^3п/2.
Соответственно, с учетом вышеприведенных примеров, для любого времени 8к, у1(8к)=е-)0 и у2(8к)=1, для любого времени 8к+1, у^8к+1) =е|п'2 и у2(8к+1)=1, для любого времени 8к+2, у1(8к+2)=с|п и у2(8к+2)=1, для любого времени 8к+3, у1(8к+3)=ее’3я/2 и у2(8к+3)=1, для любого времени 8к+4, у3(8к+4)=1 и у2(8к+4)=е-’0, для любого времени 8к+5, у^8к+5)=1 и у2(8к+5) =е’я/2, для любого времени 8к+6, у^8к+6)=1 и у2(8к+6)=с|п, и для любого времени 8к+7, у1(8к+7)=1 и у2(8к+7)=с|3п/2.
Как описано выше, существует два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только
- 24 030237
для 51(1), и один, в котором изменение фазы выполняется только для 52(1). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для 51(1). и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для 52(1), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для 51(1), и затем выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для 52(1), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для 51(1) и для 52(1) в любом порядке (например, могут чередоваться между выполнением для 51(1) и для 52(1) или могут выполняться в произвольном порядке).
Соответственно, состояния приема, при которых приемное устройство принимает каждый передаваемый сигнал ζ1(1) и ζ2(1), уравновешиваются. Посредством периодического переключения фазы символов в принимаемых сигналах ζ1(1) и ζ2(1) может быть повышена способность кодов с коррекцией ошибок корректировать ошибки, тем самым повышая качество принимаемого сигнала в ΕΟδ-окружении.
Соответственно, вариант 2 осуществления, как описано выше, позволяет получать результаты, идентичные результатам вышеописанного варианта 1 осуществления.
Хотя настоящий вариант осуществления использует схему с одной несущей, т.е. изменение фазы во временной области, в качестве примера, ограничения в этом отношении не налагаются. Идентичные преимущества также являются достижимыми с использованием передачи с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΟΡΌΜ, δΟ-ΡΌΜΑ (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), δϋ-ΟΡΌΜ, вейвлет-ΟΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы в качестве изменения фазы относительно временной области 1, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение схемы изменения фазы во временной области 1, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена 1 на ί (причем ί является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы относительно временной области и частотной области.
Соответственно, хотя фиг. 6, 25, 26 и 27 иллюстрируют изменения фазы во временной области, замена времени 1 на несущую ί на каждом из фиг. 6, 25, 26 и 27 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (1) на (1, ί), где 1 является временем, а ί является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков.
Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.
Вариант 3 осуществления
Варианты 1 и 2 осуществления, описанные выше, поясняют регулярные изменения фазы. Вариант 3 осуществления описывает схему предоставления возможности приемному устройству получать хорошее качество принимаемого сигнала для данных, независимо от расположения приемного устройства, посредством учета местоположения приемного устройства относительно передающего устройства.
Вариант 3 осуществления относится к компоновке символов в сигналах, получаемых через изменение фазы.
Фиг. 31 иллюстрирует пример конфигурации кадра для части символов в сигнале в частотновременной области с учетом схемы передачи, в которой регулярное изменение фазы выполняется для схемы с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ.
Во-первых, поясняется пример, в котором изменение фазы выполняется для одного из двух сигналов в полосе модулирующих частот, предварительно кодированных так, как пояснено в варианте 1 осуществления (см. фиг. 6).
(Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение фазы во временной области, переключение времени 1 на несущую ί на фиг. 6 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (1) на (1,ί), где 1 является временем, а ί является частотой, соответствует выполнению изменений фазы для частотно-временных блоков).
Фиг. 31 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2', который вводится в модуль 317В изменения фазы из фиг. 12. Каждый квадрат представляет один символ (хотя оба сигнала 51 и 52 включаются для целей предварительного кодирования, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, может быть использован только один из сигналов 51 и 52).
Рассмотрим символ 3100 в несущей 2 и во время $2 по фиг. 31. Несущая, описанная в данном документе, альтернативно может называться поднесущей.
В несущей 2 существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних во временной области символов относительно времени $2, т.е. для символа 3013 во время $1 и символа 3101 во время $3 в не- 25 030237
сущей 2.
Аналогично, для времени $2, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних в частотной области символов относительно несущей 2, т.е. для символа 3104 в несущей 1, время $2, и символа 3104 во время $2, несущая 3.
Как описано выше, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 и характеристиками канала для символов 3101, 3102, 3103 и 3104.
Настоящее описание рассматривает N различных фаз (Ν является целым числом, N>2) для умножения в схеме передачи, в которой регулярно изменяется фаза. Символы, проиллюстрированные на фиг. 31, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является сигналом ζ2' из фиг. 6, подвергнутым изменению фазы через умножение на е10. Иными словами, значения, указываемые на фиг. 31 для каждого из символов, являются значениями у(1) из формулы 42 (математическое выражение 42), которые также являются значениями ζ2(1^2(ΐ)ζ2 '(1), описанными в варианте 2 осуществления.
Настоящий вариант осуществления использует преимущество высокой корреляции в характеристиках канала, существующей между соседними символами в частотной области и/или соседними символами во временной области в компоновке символов, обеспечивающей получение высокого качества приема данных посредством приемного устройства, принимающего символы с измененной фазой.
Чтобы достигать этого высокого качества приема данных, требуются условия #1 и #2.
Условие #1.
Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, ΘΡΌΜ, время X, несущая Υ являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ.
Условие #2.
Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, ΘΡΌΜ, время X, несущая Υ являются символом данных, соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Υ-1 и во время X, несущая Υ+1 также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время X, несущая Υ-1 и во время X, несущая Υ+1.
В идеале, символы данных, удовлетворяющие условию #1, должны присутствовать. Аналогично, символы данных, удовлетворяющие условию #2, должны присутствовать.
Причины поддержки условий #1 и #2 заключаются в следующем.
Очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А во временной области, как описано выше.
Соответственно, когда три соседних символа во временной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в ЬО3-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения 3ΝΚ) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.
Аналогично, очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А в частотной области, как описано выше.
Соответственно, когда три соседних символа в частотной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в ЬО3-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения 3ΝΚ.) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.
При комбинировании условий #1 и #2 наилучшее качество приема данных является, вероятно, достижимым для приемного устройства. Соответственно, может извлекаться следующее условие #3.
Условие #3.
Как показано на фиг. 6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, вы- 26 030237
полняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, ΘΡΌΜ, время X, несущая Υ являются символом данных, соседние символы во временной области, т.е. во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ также являются символами данных, и соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Υ-1 и во время X, несущая Υ+1 также являются символами данных, и различное изменение по фазе должно выполняться для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из пяти символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время X, несущая Υ-1, во время X, несущая Υ+1, во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ.
Здесь различные изменения по фазе заключаются в следующем. Изменения по фазе задаются от 0 радиан до 2π радиан. Например, для времени X, несущей Υ, изменение фазы ο'θ'0' применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, для времени Х-1, несущей Υ, изменение фазы е,1Ж-1’- применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, для времени Х+1, несущей Υ, изменение фазы е,1Ж-1’- применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, так что 0< 0<θ^
1>Υ<2π и 0<^+1,¥<2п, при этом все единицы задаются в радианах. Соответственно, для условия #1 из этого следует, что θχ-^θ^,-τ, θχ-^θχ+ι,Ύ- и что θ^,'^θχ+ц'. Аналогично, для условия #2 из этого следует, что θχ-^θχ'-μ θχγ^θχγ+ι и что θχ'.^θχ'+μ Также, для условия #3 из этого следует, что θχ-^θ^,-ν, θх,γ^θх+1,γ, θх.γ>θх.γ-1· θх-1,γ^θх,γ-1, θ'-;-1 у>Т-му· Т-;-1У>Т-;-1У· Т-;лу>Т-;ул и что
Υυ-ΒΥ-υι.
В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #3.
Фиг. 31 иллюстрирует пример условия #3, когда символ А соответствует символу 3100. Символы размещаются так, что фаза, на которую умножается предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот из фиг. 6, отличается для символа 3100, для его обоих соседних символов 3101 и 3102 во временной области и для его обоих соседних символов 3102 и 3104 в частотной области. Соответственно, несмотря на снижение качества принимаемого сигнала символа 3100 для приемного устройства, хорошее качество сигнала очень вероятно для соседних сигналов, тем самым гарантируя хорошее качество сигнала после коррекции ошибок.
Фиг. 32 иллюстрирует компоновку символов, полученную через изменения фазы при этих условиях.
Как видно из фиг. 32, относительно любого символа данных, различное изменение по фазе применяется к каждому соседнему символу во временной области и в частотной области. В связи с этим может быть повышена способность приемного устройства корректировать ошибки.
Другими словами, на фиг. 32, когда все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #1 удовлетворяется для всех X и всех Υ.
Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, условие #2 удовлетворяется для всех X и всех Υ.
Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, а все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #3 удовлетворяется для всех X и всех Υ.
Далее описывается пример, в котором изменение фазы выполняется для двух предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, как пояснено в варианте 2 осуществления (см. фиг. 26).
Когда выполняется изменение фазы для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот и предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, как показано на фиг. 26, возможны несколько схем изменения фазы. Подробности поясняются ниже.
Схема 1 заключает в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в 10, применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #1, #2 и #3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, варьируется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять, также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг. 33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. На фиг. 33, для периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $1, значение изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, составляет е10 Затем для следующего периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сиг- 27 030237
нала ζ2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $2, значение изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, составляίπ/9
ет е , и т.д.
Символы, проиллюстрированные на фиг. 33, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является сигналом ζ1' из фиг. 26, для которого применено изменение по фазе через умножение на е10 Иными словами, значения, указываемые на фиг. 33 для каждого из символов, являются значениями ζ1'(ί)=γ2(ί)ζ1'(ί), описанными в варианте 2 осуществления для уЩ).
Как показано на фиг. 33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, так что значение после изменения фазы меняется в зависимости от номера каждого периода (цикла). (Как описано выше, на фиг. 33, значение составляет е10 для первого периода (цикла), е|п'9' для второго периода (цикла) и т.д.).
Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета изменения по фазе, применяемого к предварительно кодированному сигналу ζ1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
Схема 2 заключает в себе изменение по фазе предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32 изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #1, #2 и #3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, варьируется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять, также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг. 30, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, отличается от изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, наличием периода (цикла) в три, а не в десять.
Символы, проиллюстрированные на фиг. 30, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является сигналом ζ1' из фиг. 26, для которого применено изменение по фазе через умножение на е10 Иными словами, значения, указываемые на фиг. 30 для каждого из символов, являются значениями ζ^Γ^^ζΤ^:), описанными в варианте 2 осуществления для У|(1).
Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но посредством учета изменений по фазе, применяемых к предварительно кодированному сигналу ζ1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот, период (цикл) может быть фактически задан равным эквивалентным 30 для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Эффективный способ применять схему 2 состоит в том, чтобы выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в N и выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в Μ, так что N и Μ являются взаимно-простыми. В связи с этим, посредством учета обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот период (цикл) в ΝχΜ является легко достижимым, фактически задавая период (цикл) большим, когда N и Μ являются взаимно простыми.
Выше описан пример схемы изменения фазы, относящейся к варианту 3 осуществления. Настоящее изобретение не ограничено таким образом. Как пояснено для вариантов 1 и 2 осуществления, изменение по фазе может выполняться относительно частотной области или временной области либо для частотновременных блоков. Аналогичное повышение качества приема данных может быть получено для приемного устройства во всех случаях.
То же самое также применяется к кадрам, имеющим конфигурацию, отличную от конфигурации, описанной выше, в которой пилотные символы (§Р (рассеянный пилотный сигнал) и символы, передающие управляющую информацию, вставляются между символами данных. Подробности изменения по фазе в таких случаях следующие.
Фиг. 47А и 47В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 47А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 47В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирую- 28 030237
щих частот). На фиг. 47А и 47В 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.
Фиг. 47А и 47В, аналогично фиг. 6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала ζ1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени 1 на несущую Г на фиг. 6 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (1) на (ΐ,ί), где ΐ является временем, а Г является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 47А и 47В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов предварительно кодированного сигнала ζ1'(ζ1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.
Ключевой момент фиг. 47А и 47В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа з1 и з2). Соответственно, изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 48А и 48В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 48А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 47В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 48А и 48В, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.
Фиг. 48А и 48В, аналогично фиг. 26, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу ζ1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг. 26 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени ΐ на несущую Г на фиг. 26 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (ΐ) на (ΐ,ί), где ΐ является временем, а Г является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотновременных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 48А и 48В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.
Ключевой момент по фиг. 47 состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа з1 и з2). Соответственно, изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в ζ1', ни для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 49А и 49В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 49А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 49В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 49А и 49В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот Ι=0 и квадратурный компонент 0=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 49А и 49В отличаются от фиг. 47А и 47В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ1'.
Фиг. 49А и 49В, аналогично фиг. 6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала ζ1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 6 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени ΐ на несущую Г на фиг. 6 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Дру- 29 030237
гими словами, замена (ΐ) на (ί,ί), где ΐ является временем, а £ является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 49А и 49В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот после того, как выполняется изменение фазы. Значения для символов предварительно кодированного сигнала ζ1'(ζ1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку не выполняется изменение фазы.
Ключевой момент фиг. 49А и 49В состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа к1 и к2). Соответственно, изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 50А и 50В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 50А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζΐ' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 50В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг. 50А и 50В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот Ι=0 и квадратурный компонент р=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами, для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение фазы. Фиг. 50А и 50В отличаются от фиг. 48А и 48В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ1'.
Фиг. 50А и 50В, аналогично фиг. 26, указывают компоновку символов, когда изменение фазы применяется к предварительно кодированному сигналу ζ1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу ζ2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг. 26 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени ΐ на несущую £ на фиг. 26 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Другими словами, замена (ΐ) на (ΐ,£), где ΐ является временем, а £ является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 50А и 50В для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы.
Ключевой момент фиг. 50А и 50В состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа к1 и к2). Соответственно, изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в ζ1', ни для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 47А, 47В, 49А и 49В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям по фиг. 4, используют идентичные опорные символы.
На фиг. 51 модули 308А и 308В взвешивания и модуль 317В изменения фазы работают только в моменты времени, указываемые посредством сигнала 313 конфигурации кадра, соответствующие символам данных.
На фиг. 51 формирователь 5101 пилотных символов (который также формирует нулевые символы) выводит сигналы 5102А и 5102В в полосе модулирующих частот для пилотного символа каждый раз, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ).
Хотя не указано в конфигурациях кадра из фиг. 47А-50В, когда не выполняется предварительное кодирование (или сдвиг фаз), к примеру, при передаче модулированного сигнала с использованием только одной антенны (так что другая антенна не передает сигнал), или при использовании схемы передачи с пространственно-временным кодированием (в частности, пространственно-временным блочным кодированием), чтобы передавать символы управляющей информации, в таком случае сигнал 313 конфигурации кадра принимает символы 5104 управляющей информации и управляющую информацию 5103 в качестве ввода. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ управляющей информации, выводятся его сигналы 5102А и 5102В в полосе модулирующих частот.
Беспроводные модули 310А и 310В по фиг. 51 принимают множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирают требуемый сигнал в полосе модулирующих частот согласно сигналу 313 конфигурации кадра. Беспроводные модули 310А и 310В затем применяют обработку
- 30 030237
ΘΡΌΜ-сигналов и выводят модулированные сигналы 311А и 311В, соответствующие конфигурации кадра.
Фиг. 52 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 48А, 48В, 50А и 50В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям из фиг. 4 и 51, используют идентичные опорные символы. Фиг. 51 показывает дополнительный модуль 317А изменения фазы, который работает только тогда, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных. Во все другие моменты времени операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 51.
Фиг. 53 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 51. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг. 53, модуль 317В изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317В изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 316В в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317В изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Модуль 5301 выбора принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирает сигнал в полосе модулирующих частот, имеющий символ, указанный посредством сигнала 313 конфигурации кадра, для вывода.
Фиг. 54 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 52. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг. 54, модуль 317В изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317В изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 316В в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317В изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Аналогично, как показано на фиг. 54, модуль 5201 изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 309А в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 5201 изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Вышеприведенные пояснения приводятся с использованием пилотных символов, управляющих символов и символов данных в качестве примеров. Тем не менее, настоящее изобретение не ограничено таким образом. Когда символы передаются с использованием схем, отличных от предварительного кодирования, таких как одноантенная передача или передача с использованием пространственно-временного блочного кодирования, невыполнение изменения фазы является важным. Наоборот, выполнение изменения фазы для символов, которые предварительно кодированы, является ключевым моментом настоящего изобретения.
Соответственно, отличительный признак настоящего изобретения заключается в том, что изменение фазы не выполняется для всех символов в конфигурации кадра в частотно-временной области, а выполняется только для сигналов, которые предварительно кодированы.
Вариант 4 осуществления
Варианты 1 и 2 осуществления, описанные выше, поясняют регулярное изменение фазы. Тем не менее, вариант 3 осуществления раскрывает выполнение различного изменения фазы для соседних символов.
Настоящий вариант осуществления описывает схему изменения фазы, которая варьируется согласно схеме модуляции и скорости кодирования кодов с коррекцией ошибок, используемых посредством передающего устройства.
Нижеприведенная таблица 1 является списком настроек схемы изменения фазы, соответствующих настройкам и параметрам передающего устройства.
- 31 030237
Таблица 1
Число модулированных передаваемых сигналов Схема модуляции Скорость кодирования Шаблон изменения фазы
2 #1: <2РЗК, #2: ОРЗК #1: 1/2, #2 2/3 #1: -, #2:А
2 #1: <2Р5К, #2: ОРЗК #1: 1/2, #2: 3/4 #1: А, #2: В
2 #1: <2РЗК, #2: ОРЗК #1: 2/3, #2: 3/5 #1: А, #2: С
2 #1: <2РЗК, #2: <2РЗК #1: 2/3, #2: 2/3 #1: С, #2: -
2 #1: <2РЗК, #2: <2РЗК #1: 3/3, #2: 2/3 #1: ϋ, #2: Е
2 #1: <2РЗК, #2: 16-фАМ #1: 1/2, #2: 2/3 #1: В, #2: А
2 #1: <2РЗК, #2: 16-0АМ #1: 1/2, #2: 3/4 #1: А, #2: С
2 #1: <2РЗК, #2: 16-фАМ #1: 1/2, #2: 3/5 #1: -, #2: Е
2 #1: <2РЗК, #2: 16-0АМ #1: 2/3, #2: 3/4 #1: ϋ, #2: -
2 #1: <2РЗК, #2: 16-0АМ #1: 2/3, #2: 5/6 #1: ϋ, #2: В
2 #1: 16-<2АМ, #2: 16-0АМ #1: 1/2, #2: 2/3 #1: -, #2: Е
В табл. 1 #1 обозначает модулированный сигнал 81 из варианта 1 осуществления, описанного выше (сигнал 81 в полосе модулирующих частот, модулированный с помощью схемы модуляции, заданной посредством передающего устройства), а #2 обозначает модулированный сигнал з2 (сигнал з2 в полосе модулирующих частот, модулированный с помощью схемы модуляции, заданной посредством передающего устройства). Столбец скорости кодирования таблицы 1 указывает скорость кодирования кодов с коррекцией ошибок для схем #1 и #2 модуляции. Столбец шаблона изменения фазы таблицы 1 указывает схему изменения фазы, применяемую к предварительно кодированным сигналам ζ1(ζ1') и ζ2(ζ2') в полосе модулирующих частот, как пояснено в вариантах 1-3 осуществления. Хотя шаблоны изменения фазы помечаются А, В, С, Ώ, Е и т.д., это означает степень изменения фазы, применяемую, например, в шаблоне изменения фазы, заданном посредством вышеприведенных формулы 46 (математическое выражение 46) и формулы 47 (математическое выражение 47). В столбце шаблона изменения фазы табл. 1 черточка обозначает, что изменение фазы не применяется.
Комбинации схемы модуляции и скорости кодирования, перечисленные в табл. 1, являются примерам. Другие схемы модуляции (к примеру, 128-РАМ и 256-РАМ) и скорости кодирования (к примеру, 7/8), не перечисленные в табл. 1, также могут быть включены. Кроме того, как описано в варианте 1 осуществления, коды с коррекцией ошибок, используемые для з1 и 82, могут отличаться (табл. 1 приводится для случаев, в которых используется один тип кодов с коррекцией ошибок, как показано на фиг. 4). Кроме того, идентичная схема модуляции и скорость кодирования могут быть использованы с различными шаблонами изменения фазы. Передающее устройство передает информацию, указывающую шаблоны изменения фазы, в приемное устройство. Приемное устройство указывает шаблон изменения фазы
посредством перекрестного обращения к информации и табл. 1, затем выполняет демодуляцию и декодирование. Когда схема модуляции и схема коррекции ошибок определяют уникальный шаблон изменения фазы, в таком случае при условии, что передающее устройство передает схему модуляции и информацию, связанную со схемой коррекции ошибок, приемное устройство знает шаблон изменения фазы посредством получения этой информации. В связи с этим информация, относящаяся к шаблону
- 32 030237
изменения фазы, не является строго обязательной.
В вариантах 1-3 осуществления изменение фазы применяется к предварительно кодированным сигналам в полосе модулирующих частот. Тем не менее, амплитуда также может быть модифицирована наряду с фазой, чтобы применять периодические регулярные изменения. Соответственно, шаблон модификации усиления, регулярно модифицирующий амплитуду модулированных сигналов, также может быть выполнен с возможностью соответствовать табл. 1. В таких случаях передающее устройство должно включать в себя модуль модификации усиления, который модифицирует усиление, после модуля 308А взвешивания или модуля 308В взвешивания из фиг. 3 или 4. Помимо этого модификация усиления может выполняться только для одного или для обоих из предварительно кодированных сигналов ζ1(1) и ζ2(ΐ) в полосе модулирующих частот (в первом случае, модуль модификации усиления требуется только после одного из модуля 308А и 308В взвешивания).
Кроме того, хотя не указано в вышеприведенной табл. 1, схема преобразования также может регулярно модифицироваться посредством модуля преобразования без регулярного изменения фазы.
Иными словами, когда схема преобразования для модулированного сигнала 81(1) представляет собой 16-0ΛΜ. и схема преобразования для модулированного сигнала з2(1) также представляет собой 160ΛΜ. схема преобразования, применяемая к модулированному сигналу 82(1), может регулярно изменяться следующим образом: с 16-ρΧΜ на 16-АР8К, на 16-ρΧΜ в ΙΟ-плоскости, на первую схему преобразования, формирующую схему размещения сигнальных точек, отличную от 16-АР8К, на 16-ρΧΜ в ΙΟплоскости, на вторую схему преобразования, формирующую схему размещения сигнальных точек, отличную от 16-АР8К, и т.д. В связи с этим может быть повышено качество приема данных для приемного устройства, подобно результатам, полученным посредством регулярного изменения фазы, описанного выше.
Помимо этого настоящее изобретение может использовать любую комбинацию схем для регулярного изменения фазы, схемы преобразования и амплитуды, и передаваемый сигнал может передаваться с учетом всего означенного.
Настоящий вариант осуществления может быть реализован с использованием схем с одной несущей, а также схем с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΘΡΌΜ, δϋ-ΡΌΜ, δϋ-ΘΡΌΜ, вейвлет-ΘΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, настоящий вариант осуществления описывает изменение фазы, амплитуды и схем преобразования посредством выполнения модификаций фазы, амплитуды и схемы преобразования относительно временной области 1. Тем не менее, подобно варианту 1 осуществления, идентичные изменения могут выполняться относительно частотной области. Иными словами, рассмотрение модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования во временной области 1, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена 1 на £ (причем £ является ((под-)несущей) частотой) приводят к модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования, применимой к частотной области. Кроме того, модификация фазы, амплитуды и схемы преобразования настоящего варианта осуществления также является применимой к модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования во временной области и частотной области.
Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.
Вариант А1 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как ОС (квазициклические) ЬИРС-коды (могут быть использованы не только ОС-БОРС-, но также и ЬПРС-коды), конкатенированные ЬИРС-коды и коды ВСН (Бозе-Чоудхури-Хоквингема), турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока 81 и 82. Тем не менее, когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и не требуется управляющая информация и т.п., число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п. и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры передачи СКС (контроля циклическим избыточным кодом) ), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока 81 и 82, как указано посредством передающего устройства из фиг. 4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ).
Как показано на фиг. 34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих
- 33 030237
один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для ΟΡδΚ. 1500 символов для 16-0ΑΜ и 1000 символов для 64-ΡΑΜ.
Затем, при условии, что передающее устройство из фиг. 4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой ΟΡδΚ, назначаются 81, а другие 1500 символов назначаются 82. В связи с этим 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из 81 и 82.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-0ΑΜ, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-ΟΑΜ, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) подготовлены для модуля изменения фазы передающего устройства из фиг. 4 (эквивалентных периоду (циклу) из вариантов 1-4 осуществления). (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как ΡΗΑδΕ[0], ΡΗΑδΕ[1], ΡΗΑδΕ[2], ΡΗΑδΕ[3] и ΡΗΑδΕ[4].
Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой ΟΡδΚ, ΡΗΑδΕ[0] используется в 300 временных квантах, ΡΗΑδΕ[1] используется в 300 временных квантах, ΡΗΑδΕ[2] используется в 300 временных квантах, ΡΗΑδΕ[3] используется в 300 временных квантах, и ΡΗΑδΕ[4] используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Аналогично, для вышеописанных 700 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16ΟΑΜ, ΡΗΑδΕ[0] используется в 150 временных квантах, ΡΗΑδΕ[1] используется в 150 временных квантах, ΡΗΑδΕ[2] используется в 150 временных квантах, ΡΗΑδΕ[3] используется в 150 временных квантах, и ΡΗΑδΕ[4] используется в 150 временных квантах.
Кроме того, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64ΟΑΜ, ΡΗΑδΕ[0] используется в 100 временных квантах, ΡΗΑδΕ[1] используется в 100 временных квантах, ΡΗΑδΕ[2] используется в 100 временных квантах, ΡΗΑδΕ[3] используется в 100 временных квантах, и ΡΗΑδΕ[4] используется в 100 временных квантах.
Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как ΡΗΑδΕ[0], ΡΗΑδΕ[1], ΡΗΑδΕ[2], ..., ΡΗΑδΕ[Ν-2], ΡΗΑδΕ[Ν-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, ΡΗΑδΕ[0] используется в Ко временных квантов, ΡΗΑδΕ[1] используется в К! временных квантов, ΡΗΑδΕ[ί] используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и ΡΗΑδΕ[Ν-1] используется в ΚΝ-ι временных квантов, так что удовлетворяется условие #Α01.
Условие #Α01.
Κ0=Κι...=Κ1=...ΚΝ-ι. Т.е., Ка=КЬ (Vа и УЬ где а, Ь,=0, 1, 2 ... Ν-1, т.е. 0<а, ϋ<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, а+Ь).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему модуляции для использования, условие #Α01 предпочтительно удовлетворяется для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #Α01 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае следующее условие применяется вместо условия #Α01.
- 34 030237
Условие #А02.
Разность между Ка и Кь удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 (^а, Уь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., N-1, т.е. 0<а, Ъ<Ы-1, а и Ь являются целыми числами, а±Ь).
Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока к1 и к2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 3 и фиг. 12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ).
Как показано на фиг. 35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок.
Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для ОР8К, 1500 символов для 16^ΛΜ и 1000 символов для 64РАМ.
Передающее устройство из фиг. 3 и передающее устройство из фиг. 12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой ОР8К. два кодированных блока, извлеченных из к1 и к2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из к1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из к2. В связи с этим требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-ОАМ, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, а когда схема модуляции представляет собой 64-ОАМ, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) подготовлены для модулей изменения фазы передающих устройств из фиг. 3 и 12 (эквивалентных периоду (циклу) из вариантов 1-4 осуществления). (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как РНА8Е[0], РНА8Е[1], РНА8Е[2], РНА8Е[3] и РНА8Е[4].
Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, РНА8Е[0] используется в 600 временных квантах, РНА8Е[1] используется в 600 временных квантах, РНА8Е[2] используется в 600 временных квантах, РНА8Е[3] используется в 600 временных квантах, и РНА8Е[4] используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 600 раз, и РНА8Е[4] используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 600 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 600 раз, и РНА8Е[4] используется во временных квантах 600 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 16ОАМ, РНА8Е[0] используется в 300 временных квантах, РНА8Е[1] используется в 300 временных квантах, РНА8Е[2] используется в 300 временных квантах, РНА8Е[3] используется в 300 временных квантах, и РНА8Е[4] используется в 300 временных квантах.
Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 300 раз, и РНА8Е[4] использует- 35 030237
ся во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 300 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 300 раз, и РНА8Е[4] используется во временных квантах 300 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000χ 2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64ΡΛΜ. РНА8Е[0] используется в 200 временных квантах, РНА8Е[1] используется в 200 временных квантах, РНА8Е[2] используется в 200 временных квантах, РНА8Е[3] используется в 200 временных квантах, и РНА8Е[4] используется в 200 временных квантах.
Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 200 раз, и РНА8Е[4] используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА8Е[0] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[1] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[2] используется во временных квантах 200 раз, РНА8Е[3] используется во временных квантах 200 раз, и РНА8Е[4] используется во временных квантах 200 раз.
Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), выражаемых как РНА8Е[0], РНА8Е[1], РНА8Е[2], ..., РНА8ЕЩ-2], РНА8ЕЩ-1]. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, РНА8Е[0] используется в К0 временных квантов, РНА8Е[1] используется в К! временных квантов, РНА8Е[1] используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., N-1, т.е. 0<ί??Ν-1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется в ΚΝ-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #Ό1-6.
Условие #А03.
К0=К1... =К=... ΚΝ-1. Т.е., Ка=КЬ (Vа и Уь где а, Ь,=0, 1, 2 ... Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, РНА8Е[0] используется К0,1 раз, РНА8Е[1] используется К1Д раз, РНА8ЕЩ используется К1Д раз (где 1=0, 1, 2, ..., Ν1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется К№1Д раз, так что удовлетворяется условие #А04.
Условие #А04.
К0,1=К1,1... =К1,1=... К№1>1. Т.е., Ка>1=КЬД (Уа и Уь где а, Ь,=0, 1, 2 ... Ν-1, т.е. 0<а, ϋ<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, РНА8Е[0] используется К0,2 раз, РНА8Е[1] используется К1>2 раз, РНА8Е[Г| используется К1>2 раз (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется К№1>2 раз, так что удовлетворяется условие #А05.
Условие #А05.
Ко,2=К1,2... =К1>2=... К^1,2. Т.е., Ка,2=КЬ,2 (У а и УЬ где а, Ь,=0, 1, 2 ... Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему модуляции для использования, условия #А03, #А04 и #А05 предпочтительно должны удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условия #А03, #А04 и #А05 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #А03, #А04 и #А05.
Условие #А06.
Разность между К, и Кь удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-Кь| удовлетворяет 0 или 1 (У а, УЬ где а Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Условие #А07 Разность между Ка,1 и КЬД удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка,1-Кь,1| удовлетворяет 0 или 1 (У а, Уь, где а, Ь=0, 1, 2 ..., Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Условие #А08 Разность между Ка,2 и КЬ,2 удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка,2-КЬ,2| удовлетворяет 0 или 1 (Уа, УЬ, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, аьЬ).
Как описано выше, смещение между фазами, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и фазой умножения. В связи с этим может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
В настоящем варианте осуществления Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в Ν, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются Ν значений РНА8Е[0],
- 36 030237
РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е^-2] и РНА§Е^-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для переупорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотновременной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в Ν, идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не всегда требуются для регулярного периода (цикла). При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.
Кроме того, с учетом наличия режимов для ΜΙΜΟ-схем с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы (схем передачи, описанных в вариантах осуществления 1-4), передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.
Как описано в непатентном документе 3, ΜΙΜΟ-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов к1 и к2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. Как описано в вариантах 1-4 осуществления, ΜΙΜΟсхемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы). Дополнительно схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала к1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.
Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру ΟΡΏΜ, заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из ΜΙΜΟ-схем с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.
Когда выполняется изменение фазы, в таком случае, например, значение изменения фазы для РНА§Е[1] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы по фиг. 3, 4, 5, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е,х. Затем, для изменения фазы, например, посредством набора для изменения фазы для РНА8ЕЩ в X радиан и Υ радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг. 26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е,х и умножают предварительно кодированный сигнал ζ1' в полосе модулирующих частот на еО
Вариант В1 осуществления
Далее описывается примерная конфигурация варианта применения схем передачи и схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления, и системы с использованием варианта применения.
Фиг. 36 иллюстрирует конфигурацию системы, которая включает в себя устройства, выполняющие схемы передачи и схемы приема, описанные в вышеописанных вариантах осуществления. Как показано на фиг. 36, устройства, выполняющие схемы передачи и схемы приема, описанные в вышеописанных вариантах осуществления, включают в себя различные приемные устройства, такие как широковещательное передающее устройство, телевизионный приемник 3611, записывающее БУБ-устройство 3612, 8ТВ (абонентская приставка) 3613, компьютер 3620, установленный в транспортном средстве телевизионный приемник 3641, мобильный телефон 3630 и т.д. в цифровой широковещательной системе 3600. В частности, широковещательное передающее устройство 3601 использует схему передачи, поясненную в вышеописанных вариантах осуществления, чтобы передавать мультиплексированные данные, в которых мультиплексируются видео, аудио и другие данные, по предварительно определенной полосе частот передачи.
Сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства 3601, принимаются посредством антенны (к примеру, антенны 3660 или 3640), встроенной или внешне подключенной к каждому из приемных устройств. Каждое приемное устройство получает мультиплексированные данные посредством использования схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществле- 37 030237
ния, чтобы демодулировать сигналы, принятые посредством антенны. Соответственно, цифровая широковещательная система 3600 позволяет реализовывать преимущества настоящего изобретения, как пояснено в вышеописанных вариантах осуществления.
Видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, кодируются с помощью способа кодирования видео, совместимого с таким стандартом, как МРЕС-2 (стандарт Экспертной группы по киноизображению), МРЕС4-АУС (усовершенствованное кодирование видео), УС-1 и т.п. Аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, кодируются с помощью способа кодирования аудио, совместимого с таким стандартом, как Эо1Ъу АС-3 (кодирование аудио), Эо1Ъу Οίβίΐηΐ Р1и8, МЬР (формат сжатия без потерь МспШан). ΌΤδ (система цифрового кинотеатра), ΌΤδ-ΗΌ, РСМ (импульсно-кодовая модуляция) и т.п.
Фиг. 37 иллюстрирует конфигурацию приемного устройства 7900, которое выполняет схему приема, описанную в вышеописанных вариантах осуществления. Приемное устройство 3700 соответствует приемному устройству, включенному в одно из телевизионного приемника 3611, записывающего ЭУЭустройства 3612, §ТВ 3613, компьютера 3620, установленного в транспортном средстве телевизионного приемника 3641, мобильного телефона 3630 и т.д. из фиг. 36. Приемное устройство 3700 включает в себя тюнер 3701, преобразующий высокочастотный сигнал, принимаемый посредством антенны 3760, в сигнал в полосе модулирующих частот, и демодулятор 3702, демодулирующий сигнал в полосе модулирующих частот, преобразованный таким образом, чтобы получать мультиплексированные данные. Демодулятор 3702 выполняет схему приема, поясненную в вышеописанных вариантах осуществления, и тем самым достигает преимуществ настоящего изобретения, как пояснено выше.
Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя потоковый интерфейс 3720, который демультиплексирует аудио- и видеоданные в мультиплексированных данных, полученных посредством демодулятора 3702, процессор 3704 сигналов, который декодирует видеоданные, полученные из демультиплексированных видеоданных, в видеосигнал посредством применения способа декодирования видео, соответствующего ему, и декодирует аудиоданные, полученные из демультиплексированных аудиоданных, в аудиосигнал посредством применения способа декодирования аудио, соответствующего ему, модуль 3706 аудиовывода, который выводит декодированный аудиосигнал через динамик и т.п., и модуль 3707 отображения видео, который выводит декодированный видеосигнал на дисплей и т.п.
Когда, например, пользователь использует пульт 3750 дистанционного управления, информация для выбранного канала (выбранная (телевизионная) программа или широковещательная передача аудио) передается в модуль 3710 функционального ввода. Затем приемное устройство 3700 выполняет обработку для принимаемого сигнала, принимаемого посредством антенны 3760, которая включает в себя демодуляцию сигнала, соответствующего выбранному каналу, выполнение декодирования с коррекцией ошибок и т.д., чтобы получать принимаемые данные. В этот момент приемное устройство 3700 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (схему передачи, схему модуляции, схему коррекции ошибок и т.д. из вышеописанных вариантов осуществления) (как описано с использованием фиг. 5 и 41), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим приемное устройство 3700 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции). Хотя вышеприведенное описание приводится для примера использования пользователем пульта 3750 дистанционного управления, идентичные операции применяются, когда пользователь нажимает клавишу выбора, встроенную в приемное устройство 3700, чтобы выбирать канал.
Согласно этой конфигурации пользователь имеет возможность смотреть программы, принятые посредством приемного устройства 3700.
Приемное устройство 3700, относящееся к настоящему варианту осуществления дополнительно, включает в себя накопитель 3708, который может быть магнитным диском, оптическим диском, энергонезависимым полупроводниковым запоминающим устройством или аналогичным носителем записи. Приемное устройство 3700 сохраняет данные, включенные в демультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок (в некоторых случаях данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702, могут не подвергаться коррекции ошибок. Кроме того, приемное устройство 3700 может выполнять последующую обработку после коррекции ошибок. То же самое в дальнейшем применяется к аналогичным утверждениям относительно других компонентов), данные, соответствующие таким данным (например, данные, полученные посредством сжатия таких данных), данные, полученные через аудио- и видеообработку и т.д., на накопителе 3708. Здесь оптический диск является таким носителем записи, как ЭУЭ (универсальный цифровой диск) или ВО (В1и-Кау-диск), который является считываемым и записываемым с использованием лазерного луча. Магнитный диск является гибким диском, жестким диском или аналогичным носителем записи, на котором может сохраняться информация с помощью магнитного потока, чтобы намагничивать магнитное тело. Энергонезависимое полупроводниковое запоминающее устройство является таким носителем записи, как флэш-память или сегнетоэлектрическое оперативное за- 38 030237
поминающее устройство, состоящее из полупроводникового элемента(ов). Конкретные примеры энергонезависимого полупроводникового запоминающего устройства включают в себя δΌ-карту с использованием флэш-памяти и флэш-δδΌ (полупроводниковый накопитель). Естественно, определенные типы носителей записи, упомянутых в данном документе, являются просто примерами. Также могут быть использованы другие типы носителей записи.
Согласно этой структуре пользователь имеет возможность записывать и сохранять программы, принятые посредством приемного устройства 3700, и тем самым имеет возможность смотреть программы в любой момент времени после широковещательной передачи посредством считывания записанных данных.
Хотя вышеприведенные пояснения описывают приемное устройство 3700, сохраняющее мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, на накопителе 3708, часть данных, включенная в мультиплексированные данные, вместо этого может извлекаться и записываться. Например, когда контент услуг широковещательной передачи данных или аналогичный контент включается наряду с аудио- и видеоданными в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, аудио- и видеоданные могут быть извлечены из мультиплексированных данных, демодулированных посредством демодулятора 3702, и сохранены в качестве новых мультиплексированных данных. Кроме того, накопитель 3708 может сохранять аудиоданные или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, в качестве новых мультиплексированных данных. Вышеуказанный контент услуг широковещательной передачи данных, включенный в мультиплексированные данные, также может быть сохранен на накопителе 3708.
Кроме того, когда телевизионный приемник, устройство записи (например, записывающее ΌνΌустройство, записывающее ВЭ-устройство. записывающее ΗΌΌ-устройство, δΌ-карта и т.п.) или мобильный телефон, содержащий приемное устройство 3700 по настоящему изобретению, принимает мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, которые включают в себя данные для коррекции ошибок в программном обеспечении, используемые для того, чтобы управлять телевизионным приемником или устройством записи для коррекции ошибок в программном обеспечении для недопущения утечки персональной информации и записанных данных и т.д., такие программные ошибки могут быть скорректированы посредством установки данных в телевизионном приемнике или устройстве записи. В связи с этим ошибки в приемном устройстве 3700 корректируются посредством включения данных для коррекции ошибок в программном обеспечении приемного устройства 3700. Соответственно, телевизионный приемник, устройство записи или мобильный телефон, содержащий приемное устройство 3700, может быть настроен на более надежную работу.
Здесь процесс извлечения части данных, включенной в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, СРИ. Потоковый интерфейс 3703 затем извлекает и мультиплексирует только указываемые демультиплексированные данные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Данные, которые должны быть извлечены из демультиплексированных данных, могут быть определены пользователем или могут быть определены заранее согласно типу носителя записи.
Согласно такой структуре приемное устройство 3700 имеет возможность извлекать и записывать только данные, необходимые для того, чтобы смотреть записанную программу. В связи с этим может быть уменьшен объем данных, которые должны быть записаны.
Хотя вышеприведенное пояснение описывает накопитель 3708 как сохраняющий мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные таким образом, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, с тем, чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Накопитель 3708 затем может сохранять преобразованные видеоданные в качестве новых мультиплексированных данных. Здесь способ кодирования видео, используемый для того, чтобы формировать новые видеоданные, может соответствовать стандарту, отличному от стандарта, используемого для того, чтобы формировать исходные видеоданные. Альтернативно, идентичный способ кодирования видео может быть использован с различными параметрами. Аналогично, аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования аудио, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Накопитель 3708
- 39 030237
затем может сохранять преобразованные аудиоданные в качестве новых мультиплексированных данных.
Здесь процесс, посредством которого преобразуются аудио- или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703 или процессора 3704 сигналов. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, СРИ. Процессор 3704 сигналов затем выполняет обработку, чтобы преобразовывать видеоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, и выполняет обработку, чтобы преобразовывать аудиоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к нему. Как инструктировано посредством контроллера, потоковый интерфейс 3703 затем мультиплексирует преобразованные аудио- и видеоданные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Процессор 3704 сигналов может, в соответствии с инструкциями из контроллера, выполнять обработку преобразования только для видеоданных или для аудиоданных либо может выполнять обработку преобразования для обоих типов данных. Помимо этого, объемы видеоданных и аудиоданных или их скорость передачи битов, которая должна быть получена посредством преобразования, могут указываться пользователем или определяться заранее согласно типу носителя записи.
Согласно такой структуре приемное устройство 3700 имеет возможность модифицировать объем данных или скорость передачи битов аудио- и видеоданных для хранения согласно емкости хранения данных носителя записи либо согласно скорости считывания или записи данных накопителя 3708. Следовательно, программы могут быть сохранены на накопителе несмотря на то, что емкость хранения носителя записи меньше объема мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, либо скорость считывания или записи данных накопителя ниже скорости передачи битов демультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702. В связи с этим пользователь имеет возможность смотреть программы в любой момент времени после широковещательной передачи посредством считывания записанных данных.
Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя интерфейс 3709 потокового вывода, который передает мультиплексированные данные, демультиплексированные посредством демодулятора 3702, во внешние устройства через среду 3730 связи. Интерфейс 3709 потокового вывода может быть, например, устройством беспроводной связи, передающим модулированные мультиплексированные данные во внешнее устройство с использованием схемы беспроводной передачи, соответствующей стандарту беспроводной связи, такому как ^ί-Ρί™ (ΙΕΕΕ 802.11а, ΙΕΕΕ 802.11Ь, ΙΕΕΕ 802.11д, ΙΕΕΕ 802.11п и т.д.)., ^ίθί& ^1ге1е55НО, технология В1ие1оо1Ь, 21§Вее и т.д., через беспроводную среду (соответствующую среде 3730 связи). Интерфейс 3709 потокового вывода также может быть устройством проводной связи, передающим модулированные мультиплексированные данные во внешнее устройство с использованием схемы связи, соответствующей стандарту проводной связи, такому как Е1йегпе1™, ЦЬВ (универсальная последовательная шина), РЬС (связь по линиям электросети), ΗΌΜΙ (стандарт мультимедийного интерфейса высокой четкости) и т.д., через тракт проводной передачи (соответствующий среде 3730 связи), подключенный к интерфейсу 3709 потокового вывода.
Согласно этой конфигурации пользователь имеет возможность использовать внешнее устройство с мультиплексированными данными, принимаемыми посредством приемного устройства 3700 с использованием схемы приема, описанной в вышеописанных вариантах осуществления.
Использование мультиплексированных данных пользователем здесь включает в себя использование мультиплексированных данных для просмотра в реальном времени на внешнем устройстве, запись мультиплексированных данных посредством модуля записи, включенного во внешнее устройство, и передачу мультиплексированных данных из внешнего устройства в еще одно другое внешнее устройство.
Хотя вышеприведенные пояснения описывают приемное устройство 3700, выводящее мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, через интерфейс 3709 потокового вывода, часть данных, включенная в мультиплексированные данные, вместо этого может быть извлечена и выведена. Например, когда контент услуг широковещательной передачи данных или аналогичный контент включается наряду с аудиои видеоданными в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, аудио- и видеоданные могут быть извлечены из мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, мультиплексированы и выведены посредством интерфейса 3709 потокового вывода в качестве новых мультиплексированных данных. Помимо этого интерфейс
- 40 030237
3709 потокового вывода может сохранять аудиоданные или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, в качестве новых мультиплексированных данных.
Здесь процесс извлечения части данных, включенной в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, СРИ. Потоковый интерфейс 3703 затем извлекает и мультиплексирует только указываемые демультиплексированные данные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Данные, которые должны быть извлечены из демультиплексированных данных, могут быть определены пользователем или могут быть определены заранее согласно типу интерфейса 3709 потокового вывода.
Согласно этой структуре приемное устройство 3700 имеет возможность извлекать и выводить только требуемые данные во внешнее устройство. В связи с этим меньше мультиплексированных данных выводятся с использованием меньшей полосы пропускания линий связи.
Хотя вышеприведенное пояснение описывает интерфейс 3709 потокового вывода как выводящий мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные таким образом, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Интерфейс 3709 потокового вывода затем может выводить преобразованные видеоданные в качестве новых мультиплексированных данных. Здесь способ кодирования видео, используемый для того, чтобы формировать новые видеоданные, может соответствовать стандарту, отличному от стандарта, используемого для того, чтобы формировать исходные видеоданные. Альтернативно, идентичный способ кодирования видео может быть использован с различными параметрами. Аналогично, аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования аудио, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Интерфейс 3709 потокового вывода затем может выводить преобразованные аудиоданные в качестве новых мультиплексированных данных.
Здесь процесс, посредством которого преобразуются аудио- или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703 или процессора 3704 сигналов. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера. Процессор 3704 сигналов затем выполняет обработку, чтобы преобразовывать видеоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, и выполняет обработку, чтобы преобразовывать аудиоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к нему. Как инструктировано посредством контроллера, потоковый интерфейс 3703 затем мультиплексирует преобразованные аудио- и видеоданные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Процессор 3704 сигналов может, в соответствии с инструкциями из контроллера, выполнять обработку преобразования только для видеоданных или для аудиоданных либо может выполнять обработку преобразования для обоих типов данных. Помимо этого объемы видеоданных и аудиоданных или их скорость передачи битов, которая должна быть получена посредством преобразования, могут указываться пользователем или определяться заранее согласно типу интерфейса 3709 потокового вывода.
Согласно этой структуре приемное устройство 3700 имеет возможность модифицировать скорость передачи битов видео- и аудиоданных для вывода согласно скорости связи с внешним устройством. Таким образом, несмотря на то, что скорость связи с внешним устройством меньше скорости передачи битов мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, посредством вывода новых мультиплексированных данных из интерфейса потокового вывода во внешнее устройство пользователь имеет возможность использовать новые мультиплексированные данные с другими устройствами связи.
Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя интерфейс 3711 аудиовизуального вывода, который выводит аудио- и видеосигналы, декодированные посредством процессора 3704 сигналов,
- 41 030237
во внешнее устройство через внешнюю среду связи. Интерфейс 3711 аудиовизуального вывода может быть, например, устройством беспроводной связи, передающим модулированные аудиовизуальные данные во внешнее устройство с использованием схемы беспроводной передачи, соответствующей стандарту беспроводной связи, такому как Αί-Ρί™ (ΙΕΕΕ 802.11а, ΙΕΕΕ 802.11Ь, ΙΕΕΕ 802.11§, ΙΕΕΕ 802.11п и т.д.)., ΑίΟίβ, Апе1姧НИ, технология В1ие1оо1к, 21§Вее и т.д., через беспроводную среду. Интерфейс 3709 потокового вывода также может быть устройством проводной связи, передающим модулированные аудиовизуальные данные во внешнее устройство с использованием схемы связи, соответствующей стандарту проводной связи, такому как Εί^Γ^ί™, И8В, РЬС, ΗΌΜΙ и т.д., через тракт проводной передачи, подключенный к интерфейсу 3709 потокового вывода. Кроме того, интерфейс 3709 потокового вывода может быть терминалом для подключения кабеля, который выводит аналоговые аудиосигналы и видеосигналы как есть.
Согласно такой структуре пользователь имеет возможность использовать аудиосигналы и видеосигналы, декодированные посредством процессора 3704 сигналов, во внешнем устройстве.
Дополнительно, приемное устройство 3700 включает в себя модуль 3710 функционального ввода, который принимает пользовательские операции в качестве ввода. Приемное устройство 3700 работает в соответствии с управляющими сигналами, вводимыми посредством модуля 3710 функционального ввода согласно пользовательским операциям, к примеру, посредством включения или выключения питания, изменения принимаемого канала, включения или выключения отображения субтитров, переключения между языками, изменения громкости, выводимой посредством модуля 3706 аудиовывода, и различных других операций, включающих в себя модификацию настроек для принимаемых каналов и т.п.
Приемное устройство 3700 дополнительно может включать в себя функциональность для отображения антенного уровня, представляющего качество принимаемого сигнала, в то время как приемное устройство 3700 принимает сигнал. Антенный уровень может быть, например, индексом, отображающим качество принимаемого сигнала, вычисленное согласно ΚδδΙ (индикатор интенсивности принимаемого сигнала), напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, отношению С/Ν (мощность-несущейк-шуму"), ВΕΚ, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д., принимаемым посредством приемного устройства 3700 и указывающим уровень и качество принимаемого сигнала. В таких случаях демодулятор 3702 включает в себя калибратор качества сигнала, который измеряет ΚδδΙ, напряженность магнитного поля принимаемого сигнала, С^-отношение, ВΕΚ, частоту ошибок по пакетам, частоту ошибок по кадрам, информацию состояния канала и т.д. В ответ на пользовательские операции приемное устройство 3700 отображает антенный уровень (уровень сигнала, качество сигнала) в распознаваемом пользователем формате на модуле 3707 отображения видео. Формат отображения для антенного уровня (уровня сигнала, качества сигнала) может быть числовым значением, отображаемым согласно ΚδδΙ, напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, С^-отношению, ВΕΚ, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д., или может быть отображением изображений, которое варьируется согласно ΚδδΙ, напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, С^-отношению, ВΕΚ, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д. Приемное устройство 3700 может отображать несколько антенных уровней (уровней сигнала, качеств сигнала), вычисленных для каждого потока §1, §2 и т.д., демультиплексированного с использованием схемы приема, поясненной в вышеописанных вариантах осуществления, или может отображать один антенный уровень (уровень сигнала, качество сигнала), вычисленный для всех таких потоков. Когда видеоданные и аудиоданные, составляющие программу, передаются иерархически, уровень сигнала (качество сигнала) также может отображаться для каждого иерархического уровня.
Согласно вышеуказанной структуре, пользователю дается понимание антенного уровня (уровня сигнала, качества сигнала) в цифровой форме или визуально в ходе приема с использованием схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления.
Хотя вышеприведенный пример описывает приемное устройство 3700 как включающее в себя модуль 3706 аудиовывода, модуль 3707 отображения видео, накопитель 3708, интерфейс 3709 потокового вывода и интерфейс 3711 аудиовизуального вывода, все эти компоненты не являются строго обязательными. При условии, что приемное устройство 3700 включает в себя, по меньшей мере, один из вышеописанных компонентов, пользователь имеет возможность использовать мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок. Любое приемное устройство может быть свободно комбинировано с вышеописанными компонентами согласно схеме использования.
Мультиплексированные данные
Ниже приводится подробное описание примерной конфигурации мультиплексированных данных. Конфигурация данных, типично используемая в широковещательной передаче, является транспортным потоком (Τδ) ΜΡΕΟ-2. Следовательно, нижеприведенное описание описывает пример, связанный с ΜΡΕΟ2-ΤΞ. Тем не менее, конфигурация данных для мультиплексированных данных, передаваемых посредством схем передачи и приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления, не ограни- 42 030237
чивается МРЕС2-Т8. Преимущества вышеописанных вариантов осуществления также являются достижимыми с использованием любой другой структуры данных.
Фиг. 38 иллюстрирует примерную конфигурацию для мультиплексированных данных. Как показано, мультиплексированные данные являются элементами, составляющими программы (или события, которые являются их частью), в данный момент предоставляемые посредством различных услуг. Например, один или более видеопотоков, аудиопотоков, потоков презентационной графики (РС), потоков интерактивной графики (1С) и других таких потоков элементов мультиплексируются, чтобы получать мультиплексированные данные. Когда широковещательная программа, предоставляемая посредством мультиплексированных данных, является фильмом, видеопотоки представляют основное видео и субвидео фильма, аудиопотоки представляют основное аудио фильма и субаудио, которое должно смешиваться с основным аудио, а потоки презентационной графики представляют субтитры для фильма. Основное видео означает видеоизображения, нормально представляемые на экране, тогда как субвидео означает видеоизображения (например, изображения текста, поясняющего оглавление фильма), которые должны представляться в небольшом окне, вставленном внутри видеоизображений. Потоки интерактивной графики представляют интерактивное отображение, состоящее из компонентов СШ (графического пользовательского интерфейса), представляемых на экране.
Каждый поток, включенный в мультиплексированные данные, идентифицируется посредством идентификатора, называемого РГО, уникально назначаемого потоку. Например, РГО 0x1011 назначается видеопотоку, используемому для основного видео фильма, РГО 0x1100-0x111? назначаются аудиопотокам, РГО 0x1200-0x121? назначаются презентационной графике, РГО 0х1400-0х141? назначаются интерактивной графике, РГО 0x1800-0x181? назначаются видеопотокам, используемым для субвидео фильма, и РГО 0x1X00-0x1X1? назначаются аудиопотокам, используемым в качестве субаудио, которое должно смешиваться с основным аудио фильма.
Фиг. 39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей пример мультиплексируемых мультиплексированных данных. Во-первых, видеопоток 3901, состоящий из множества кадров, и аудиопоток 3904, состоящий из множества аудиокадров, соответственно, преобразуются в последовательность 3902 и 3905 РЕ8-пакетов, затем дополнительно преобразуются в Т8-пакеты 3903 и 3906. Аналогично, поток 3911 презентационной графики и поток 3914 интерактивной графики, соответственно, преобразуются в последовательность 3912 и 3915 РЕ8-пакетов, затем дополнительно преобразуются в Т8-пакеты 3913 и 3916. Мультиплексированные данные 3917 состоят из Т8-пакетов 3903, 3906, 3913 и 3916, мультиплексированных в один поток.
Фиг. 40 иллюстрирует более подробную информацию относительно последовательности РЕ8пакетов, содержащейся в видеопотоке. Первый уровень по фиг. 40 показывает последовательность видеокадров в видеопотоке. Вторая строка показывает последовательность РЕ8-пакетов. Стрелки уу1, уу2, уу3 и уу4 указывают множество единиц видеопредставления, которые являются 1-изображениями, Визображениями и Р-изображениями в видеопотоке, разделенными и по отдельности сохраненными в качестве рабочих данных РЕ8-пакета. Каждый РЕ8-пакет имеет РЕ8-заголовок. РЕ8-заголовок содержит РТ8 (временную метку представления), в которой должно отображаться изображение, ЭТ8 (временную метку декодирования), в которой должно быть декодировано изображение, и т.д.
Фиг. 41 иллюстрирует структуру Т8-пакета, в конечном счете записываемого в мультиплексированные данные. Т8-пакет является 188-байтовым пакетом фиксированной длины, состоящим из 4байтового РГО, идентифицирующего поток, и из 184-байтовых рабочих Т8-данных, содержащих данные.
Вышеописанные РЕ8-пакеты разделяются и по отдельности сохраняются в качестве рабочих Т8данных. Для ВО-КОМ каждый Т8-пакет имеет присоединенный 4-байтовый ТР Ех!га Неайег, чтобы компоновать 192-байтовый исходный пакет, который должен записываться в качестве мультиплексированных данных. ТР Ех!га Неайег хранит такую информацию, как Атуа1 Тине §1атр (АТ8). АТ8 указывает время для начала передачи Т8-пакета в РГО-фильтр декодера. Мультиплексированные данные состоят из исходных пакетов, размещаемых, как указано на нижнем уровне фиг. 41. 8РЫ (номер исходного пакета) увеличивается для каждого пакета с началом в заголовке мультиплексированных данных.
В дополнение к видеопотокам, аудиопотокам, потокам презентационной графики и т.п., Т8-пакеты, включенные в мультиплексированные данные, также включают в себя РАТ (таблицу ассоциаций программ), РМТ (таблицу структуры программ), РСК (временную отметку программ) и т.д. РАТ указывает РГО РМТ, используемой в мультиплексированных данных, и РГО самого РАТ регистрируется как 0. РМТ включает в себя РГО, идентифицирующие соответствующие потоки, к примеру видео, аудио и субтитры, содержащиеся в мультиплексированных данных, и информацию атрибутов (частоту кадров, соотношение сторон и т.п.) потоков, идентифицированных посредством соответствующих РГО. Помимо этого, РМТ включает в себя различные типы дескрипторов, связанных с мультиплексированными данными. Один такой дескриптор может быть информацией управления копированием, указывающей то, разрешается или нет копирование мультиплексированных данных. РСК включает в себя информацию для синхронизации АТС (таймера поступления), выступающего в качестве хронологической оси АТ8. с 8ТС (системным таймером), выступающим в качестве хронологической оси РТ8 и ЭТ8. Каждый РСК-пакет
- 43 030237
включает в себя 3ТС-время, соответствующее АТ3, в которой пакет должен быть передан декодеру.
Фиг. 42 иллюстрирует подробную конфигурацию данных РМТ. РМТ начинается с РМТ-заголовка, указывающего длину данных, содержащихся в РМТ. После РМТ-заголовка размещаются дескрипторы, относящиеся к мультиплексированным данным. Один пример дескриптора, включенного в РМТ, является информацией управления копированием, описанной выше. После дескрипторов размещается информация потока, относящаяся к соответствующим потокам, включенным в мультиплексированные данные. Каждый фрагмент информации потока состоит из дескрипторов потоков, указывающих тип потока, идентифицирующий кодек сжатия, используемый для соответствующего потока, РГО для потока и информации атрибутов (частоты кадров, соотношения сторон и т.п.) потока. РМТ включает в себя число дескрипторов потоков, идентичное числу потоков, включенных в мультиплексированные данные.
Если записаны на носитель записи и т.п., мультиплексированные данные записываются наряду с файлом информации мультиплексированных данных.
Фиг. 43 иллюстрирует примерную конфигурацию для файла информации мультиплексированных данных. Как показано, файл информации мультиплексированных данных является управляющей информацией для мультиплексированных данных, предоставляется в соответствии "один-к-одному" с мультиплексированными данными и состоит из информации мультиплексированных данных, информации атрибутов потока и карты вхождений.
Информация мультиплексированных данных состоит из системной скорости, времени начала воспроизведения и времени окончания воспроизведения. Системная скорость указывает максимальную скорость передачи мультиплексированных данных в РГО-фильтр нижеописанного декодера системных целевых объектов. Мультиплексированные данные включают в себя АТ3 в интервале, заданном так, что он не превышает системную скорость. Время начала воспроизведения задается равным времени, указываемому посредством РТ3 первого видеокадра в мультиплексированных данных, тогда как время окончания воспроизведения задается равным времени, вычисленному посредством прибавления длительности воспроизведения одного кадра к РТ3 последнего видеокадра в мультиплексированных данных.
Фиг. 44 иллюстрирует примерную конфигурацию для информации атрибутов потока, включенной в файл информации мультиплексированных данных. Как показано, информация атрибутов потока является информацией атрибутов для каждого потока, включенного в мультиплексированные данные, зарегистрированные для каждого РГО. Иными словами, различные фрагменты информации атрибутов предоставляются для различных потоков, а именно для видеопотоков, аудиопотоков, потоков презентационной графики и потоков интерактивной графики. Информация атрибутов видеопотока указывает кодек сжатия, используемый для того, чтобы сжимать видеопоток, разрешение отдельных изображений, составляющих видеопоток, соотношение сторон, частоту кадров и т.д. Информация атрибутов аудиопотока указывает кодек сжатия, используемый для того, чтобы сжимать аудиопоток, число каналов, включенное в аудиопоток, язык аудиопотока, частоту дискретизации и т.д. Эта информация используется для того, чтобы инициализировать декодер перед воспроизведением посредством проигрывателя.
В настоящем варианте осуществления тип потока, включенный в РМТ, используется в информации, включенной в мультиплексированные данные. Кроме того, когда мультиплексированные данные записываются на носителе записи, используется информация атрибутов видеопотока, включенная в информацию мультиплексированных данных. В частности, способ и устройство кодирования видео, описанный в любом из вышеописанных вариантов осуществления, может быть модифицирован, чтобы дополнительно включать в себя этап или модуль задания конкретного фрагмента информации в типе потока, включенном в РМТ или в информацию атрибутов видеопотока. Конкретный фрагмент информации служит для указания того, что видеоданные формируются посредством способа и устройства кодирования видео, описанных в варианте осуществления. Согласно такой структуре, видеоданные, сформированные посредством способа и устройства кодирования видео, описанных в любом из вышеописанных вариантов осуществления, являются отличимыми от видеоданных, совместимых с другими стандартами.
Фиг. 45 иллюстрирует примерную конфигурацию устройства 4500 аудиовизуального вывода, которое включает в себя приемное устройство 4504, принимающее модулированный сигнал, который включает в себя аудио- и видеоданные, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции), или данные, предназначенные для широковещательной передачи. Конфигурация приемного устройства 4504 соответствует приемному устройству 3700 из фиг. 37.
Устройство 4500 аудиовизуального вывода включает, например, ОС (операционную систему) или включает устройство 4506 связи для подключения к Интернету (например, устройство связи, предназначенное для беспроводной ΕΛΝ (локальной вычислительной сети) или для Е1йегие1™). В связи с этим модуль 4501 отображения видео имеет возможность одновременно отображать аудио- и видеоданные либо видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502 и гипертекст 4503 (из Всемирной паутины), предоставляемый по Интернету. Посредством осуществления действий с пультом 4507 дистанционного управления (альтернативно, мобильным телефоном или клавиатурой), любое из видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502 и гипертекста 4503, предоставляемого по Интернету, может быть выбрано для того, чтобы изменять операции. Например, когда выбирается гипертекст 4503, предоставляемый по Интернету, отображаемый веб-узел может быть изменен посредством действий с пультом
- 44 030237
дистанционного управления. Когда выбираются аудио- и видеоданные либо видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502, информация из выбранного канала (выбранная (телевизионная) программа или широковещательная передача аудио) может быть передана посредством пульта 4507 дистанционного управления. В связи с этим интерфейс 4505 получает информацию, передаваемую посредством пульта дистанционного управления. Приемное устройство 4504 выполняет такую обработку, как демодуляция и коррекция ошибок, соответствующая выбранному каналу, тем самым получая принимаемые данные. В этот момент, приемное устройство 4504 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (как описано с использованием фиг. 5), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим приемное устройство 4504 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции). Хотя вышеприведенное описание приводится для примера использования пользователем пульта 4507 дистанционного управления, идентичные операции применяются, когда пользователь нажимает клавишу выбора, встроенную в устройство 4500 аудиовизуального вывода, чтобы выбирать канал.
Помимо этого устройство 4500 аудиовизуального вывода может работать с использованием Интернета. Например, устройство 4500 аудиовизуального вывода может быть выполнено с возможностью записывать (сохранять) программу через другой терминал, подключенный к Интернету. (Соответственно, устройство 4500 аудиовизуального вывода должно включать в себя накопитель 3708 из фиг. 37). Канал выбирается до того, как начинается запись. В связи с этим приемное устройство 4504 выполняет такую обработку, как демодуляция и коррекция ошибок, соответствующая выбранному каналу, тем самым получая принимаемые данные. В этот момент приемное устройство 4504 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (схему передачи, схему модуляции, схему коррекции ошибок и т.д. из вышеописанных вариантов осуществления) (как описано с использованием фиг. 5), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим приемное устройство 4504 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции).
Дополнение
Настоящее описание рассматривает устройство связи/широковещательной передачи, такое как широковещательное передающее устройство, базовая станция, точка доступа, терминал, мобильный телефон и т.п., содержащее передающее устройство, и устройство связи, такое как телевизионный приемник, радиостанция, терминал, персональный компьютер, мобильный телефон, точка доступа, базовая станция и т.п., содержащее приемное устройство. Передающее устройство и приемное устройство, относящиеся к настоящему изобретению, являются устройствами связи в форме, позволяющей выполнять приложения, такими как телевизионный приемник, радиостанция, персональный компьютер, мобильный телефон и т.п., через подключение по некоторому интерфейсу (например, И8В).
Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (а именно, преамбула, уникальное слово, постамбула, опорные символы, рассеянные пилотные символы и т.д.)., символы, предназначенные для управляющей информации и т.д., могут свободно размещаться в кадре. Хотя в настоящее время называются пилотными символами и символами, предназначенными для управляющей информации, такие символы могут свободно называться по-иному, поскольку их функция остается важным вопросом.
При условии, что пилотный символ, например, является известным символом, модулированным с помощью Р§К-модуляции в передающем устройстве и приемном устройстве (альтернативно, приемное устройство может синхронизироваться таким образом, что приемное устройство знает символы, передаваемые посредством передающего устройства), приемное устройство имеет возможность использовать этот символ для частотной синхронизации, временной синхронизации, оценки канала (оценки на основе Ο8Ι (информации состояния канала) для каждогомодулированного сигнала), обнаружения сигналов и т.п.
Символы, предназначенные для управляющей информации, являются символами, передающими информацию (такую как схема модуляции, схема кодирования с коррекцией ошибок, скорость кодирования кодов с коррекцией ошибок и информация настроек для верхнего уровня, используемого в связи), передаваемую в приемную сторону, чтобы выполнять передачу не данных (т.е. приложений).
Настоящее изобретение не ограничено вариантами осуществления и также может быть реализовано различными другими способами. Например, хотя вышеописанные варианты осуществления описывают устройства связи, настоящее изобретение не ограничено такими устройствами и может быть реализовано как программное обеспечение для соответствующей схемы связи.
Хотя вышеописанные варианты осуществления описывают схемы изменения фазы для схем передачи двух модулированных сигналов из двух антенн, ограничения в этом отношении не налагаются. Предварительное кодирование и изменение фазы может выполняться для четырех сигналов, которые преобразованы, чтобы формировать четыре модулированных сигнала, передаваемые с использованием
- 45 030237
четырех антенн. Иными словами, настоящее изобретение является применимым к выполнению изменения фазы для N сигналов, которые преобразованы и предварительно кодированы, чтобы формировать N модулированных сигналов, передаваемых с использованием N антенн.
Хотя вышеописанные варианты осуществления описывают примеры систем, в которых два модулированных сигнала передаются из двух антенн и принимаются посредством двух соответствующих антенн в ΜΙΜΟ-системе, настоящее изобретение не ограничено в этом отношении и также является применимым к системам ΜΙδΟ (со многими входами и одним выходом). В ΜΙδΟ-системе приемное устройство не включает в себя антенну 701_Υ, беспроводной модуль 703_Υ, модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1 и модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2 из фиг. 7. Тем не менее, обработка, описанная в варианте 1 осуществления, по-прежнему может выполняться для того, чтобы оценивать г1 и г2. Технология для приема и декодирования множества сигналов, передаваемых одновременно на общей частоте, принимаемых посредством одной антенны, широко известна. Настоящее изобретение представляет собой дополнительную обработку, дополняющую традиционную технологию для возврата посредством процессора сигналов фазы, измененной посредством передающего устройства.
Хотя настоящее изобретение описывает примеры систем, в которых два модулированных сигнала передаются из двух антенн и принимаются посредством двух соответствующих антенн в ΜΙΜΟ-системе, настоящее изобретение не ограничено в этом отношении и также является применимым к ΜΙδΟсистемам. В ΜΙδΟ-системе передающее устройство выполняет предварительное кодирование и изменение фазы, так что моменты, описанные выше, являются применимыми. Тем не менее, приемное устройство не включает в себя антенну 701_Υ, беспроводной модуль 703_Υ, модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1 и модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2 из фиг. 7. Тем не менее, обработка, описанная в настоящем описании, по-прежнему может выполняться для того, чтобы оценивать данные, передаваемые посредством передающего устройства. Технология для приема и декодирования множества сигналов, передаваемых одновременно на общей частоте, принимаемых посредством одной антенны, широко известна (одноантенное приемное устройство может применять ΜΤ-операции (максимальная логарифмическая аппроксимация и т.п.)). Настоящее изобретение может иметь процессор 711 сигналов из фиг. 7, чтобы выполнять демодуляцию (обнаружение) посредством учета предварительного кодирования и изменения фазы, применяемого посредством передающего устройства.
Настоящее описание использует такие термины, как предварительное кодирование, весовые коэффициенты предварительного кодирования, матрица предварительного кодирования и т.д. Сам термин может быть иным (например, альтернативно может называться "таблицей кодирования"), поскольку ключевым моментом настоящего изобретения является сама обработка сигналов.
Кроме того, хотя настоящее описание поясняет примеры, главным образом, с использованием ΟΡΌΜ в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от ΟΡΌΜ, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.
Помимо этого, хотя настоящее описание поясняет использование ΜΡ-операций, аппроксимации, максимальной логарифмической аппроксимации, ΖΡ, ΜΜδΕ и т.д. посредством приемного устройства, эти операции могут быть обобщены как обнаружение волн, демодуляция, обнаружение, оценка и демультиплексирование, поскольку мягкие результаты (логарифмическое правдоподобие и логарифмическое отношение правдоподобия) и жесткие результаты (нули и единицы), полученные посредством них, представляют собой отдельные биты данных, передаваемых посредством передающего устройства.
Различные данные могут быть переданы посредством каждого потока з1(1) и з2(1) (з1(1), з2(1)). или идентичные данные могут быть переданы посредством них.
Два потоковых сигнала з1(1) и з2(1) в полосе модулирующих частот (где ί указывает последовательность (относительно времени или (несущей) частоты)) подвергаются предварительному кодированию и регулярному изменению фазы (порядок операций может быть свободно изменен на противоположное), чтобы формировать два сигнала ζ1(ϊ) и ζ2(ί) в полосе модулирующих частот после обработки. Для сигнала ζ1(ί) в полосе модулирующих частот после обработки синфазный компонент Ι представляет собой Ιι(ί), в то время как квадратурный компонент представляет собой Οι(ί), а для сигнала ζ2(ϊ) в полосе модулирующих частот после обработки синфазный компонент представляет собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент представляет собой 02(ί). Компоненты в полосе модулирующих частот могут быть переключены при условии, что поддерживается следующее.
Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот представляют собой Ιι(ΐ) и 02(ί), а синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот представляют собой Ι2(ί) и Οι(ί). Модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу τ1(ί) в полосе модулирующих частот, передается посредством передающей антенны 1, и модулированный сигнал, соответствую- 46 030237
щий переключенному сигналу τ2(ί) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 2, одновременно на общей частоте. В связи с этим модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу τ1(ί) в полосе модулирующих частот, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу τ2(ί) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте.
Альтернативно.
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01(ί). в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 02(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 02(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί)· и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01 (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 02(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ОД), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01 (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01 (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01 (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 02(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 02(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ρ2(ί), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой φ1(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 02(ί)· и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 01 (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί).
Для переключенного сигнала τ2(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φ2(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала τ1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 01(ί).
- 47 030237
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φ2(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ΐ), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой О, (ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί). Альтернативно, хотя вышеприведенное описание поясняет выполнение двух типов обработки сигналов для обоих потоковых сигналов таким образом, чтобы переключать синфазный компонент и квадратурный компонент двух сигналов, изобретение не ограничено таким образом. Два типа обработки сигналов могут выполняться более чем для двух потоков таким образом, чтобы переключать синфазный компонент и квадратурный компонент.
Альтернативно, хотя вышеприведенные примеры описывают переключение сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту), переключаемые сигналы в полосе модулирующих частот не должны обязательно иметь единое время. Например, возможно любое из следующего.
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ((ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+γ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ((ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+γ), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φι(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+γ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φι(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ((ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+γ), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ΙΟ+ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φι(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+γ).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ((ί+ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), и для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φι(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φ1(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ΙΟ+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φ1(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιι(ί+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ί+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Οι(ί+ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может
- 48 030237
представлять собой Ι1(ι+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρ2(ΐ+^), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ΐ+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ρ1(ΐ+ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι1(ι+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ο2(ϊ+νν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ρ1(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ΐ+^).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο2(ϊ+νν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι1(ι+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ι2(ϊ+\ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ρ1(ΐ+ν).
Для переключенного сигнала γ2(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρ2(ΐ+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι1(ι+ν), и для переключенного сигнала γ1(ι) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ρ1(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ι2(ϊ+\ν).
Фиг. 55 иллюстрирует модуль 5502 переключения сигналов в полосе модулирующих частот с пояснением вышеописанного. Как показано, двух обработанных сигналов ζί(ΐ) 5501_1 и ζ2(ι) 5501_2 в полосе модулирующих частот, обработанный сигнал ζ^ΐ) 5501_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ι^ΐ) и квадратурный компонент ρ1(ΐ), в то время как обработанный сигнал ζ2(ι) 5501_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ι2(ι) и квадратурный компонент <32(ΐ). Затем, после переключения, переключенный сигнал γ1(ϊ) 5503_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ιγ1(ι) и квадратурный компонент <Зг1(1), в то время как переключенный сигнал γ2(ι) 5503_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ιγ2(ι) и квадратурный компонент Ργ2(ι). Синфазный компонент Ιγ1(ι) и квадратурный компонент ΡΓ1(ΐ) переключенного сигнала γ1(ϊ) 5503_1 в полосе модулирующих частот и синфазный компонент Ιγ2(ι) и квадратурный компонент ΡΓ2(ΐ) переключенного сигнала γ2(ι) 5503_2 в полосе модулирующих частот могут выражаться как любое из вышеприведенного. Хотя этот пример описывает переключение, выполняемое для сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту) и подвергнутых двум типам обработки сигналов, то же самое может применяться к сигналам в полосе модулирующих частот, подвергнутым двум типам обработки сигналов, но имеющим различные времена (различные ((под-)несущие) частоты).
Каждая из передающих антенн передающего устройства и каждая из приемных антенн приемного устройства, показанных на чертежах, могут формироваться посредством множества антенн.
Настоящее описание использует символ V, который является квантором всеобщности, и символ 3, который является квантором существования.
Кроме того, настоящее описание использует радиан в качестве единицы фазы в комплексной плоскости, например, для аргумента.
При рассмотрении комплексной плоскости координаты комплексных чисел могут выражаться посредством полярных координат. Для комплексного числа ζ=а+^Ь (где а и Ь являются вещественными числами, а з является мнимой единицей), соответствующая точка (а, Ь) на комплексной плоскости выражается полярными координатами [г, θ], преобразованными следующим образом:
а=гхсо80;
Ь=ГХ8Ш0.
Математическое выражение 49:
(формула 49)
где г является абсолютным значением ζ(τ=|ζ|), и θ является его аргументом. В связи с этим ζ=а+^Ь может выражаться как ге^.
В настоящем изобретении сигналы 81, 82, ζ1 и ζ2 в полосе модулирующих частот описываются как комплексные сигналы. Комплексный сигнал, состоящий из синфазного сигнала Ι и квадратурного сигнала Р, также может выражаться как комплексный сигнал Ι+)Ρ. Здесь любой из Ι и Р может быть равным нулю.
Фиг. 46 иллюстрирует примерную широковещательную систему с использованием схемы изменения фазы, описанной в настоящем описании. Как показано, видеокодер 4601 принимает видео в качестве ввода, выполняет кодирование видео и выводит кодированные видеоданные 4602. Аудиокодер принимает аудио в качестве ввода, выполняет кодирование аудио и выводит кодированные аудиоданные 4604. Кодер 4605 данных принимает данные в качестве ввода, выполняет кодирование данных (например, сжатие данных) и выводит кодированные данные 4606. В целом, эти компоненты формируют кодер 4600 исходной информации. Передающее устройство 4607 принимает кодированные видеоданные 4602, кодированные аудиоданные 4604 и кодированные данные 4606 в качестве ввода, выполняет кодирование с
- 49 030237
коррекцией ошибок, модуляцию, предварительное кодирование и изменение фазы (например, обработку сигналов посредством передающего устройства из фиг. 3) для поднабора или всех из них и выводит передаваемые сигналы 4608_1-4608_Ν. Передаваемые сигналы 4608_1-4608_Ν затем передаются посредством антенн 4609_1-4609_Ν в качестве радиоволн.
Приемное устройство 4612 получает принимаемые сигналы 4611_1-4611_М, принятые посредством антенн 4610_1-4610_М, в качестве ввода, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, изменение фазы, декодирование из предварительного кодирования, вычисление логарифмического отношения правдоподобия и декодирование с коррекцией ошибок (например, обработку посредством приемного устройства из фиг. 7), и выводит принимаемые данные 4613, 4615 и 4617. Декодер 4619 исходной информации получает принимаемые данные 4613, 4615 и 4617 в качестве ввода. Видеодекодер 4614 получает принимаемые данные 4613 в качестве ввода, выполняет декодирование видео и выводит видеосигнал. Видео затем отображается на телевизионном дисплее. Аудиодекодер 4616 получает принимаемые данные 4615 в качестве ввода. Аудиодекодер 4616 выполняет декодирование аудио и выводит аудиосигнал. Аудио затем воспроизводится через динамики. Декодер 4618 данных получает принимаемые данные 4617 в качестве ввода, выполняет декодирование данных и выводит информацию.
В вышеописанных вариантах осуществления, относящихся к настоящему изобретению, число кодеров в передающем устройстве с использованием схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, ОЕЭМ может быть любым числом, как описано выше. Следовательно, как показано на фиг. 4, например, передающее устройство может иметь только один кодер и применять схему для распределения вывода к схеме передачи с несколькими несущими, такой как ОЕЭМ. В таких случаях беспроводные модули 310А и 310В из фиг. 4 должны заменять связанные с ОКОМ процессоры 1301А и 1301В из фиг. 12. Описание связанных с ОКОМ процессоров является таким, как задано для варианта 1 осуществления.
Хотя вариант 1 осуществления предоставляет формулу 36 (математическое выражение 36) в качестве примера матрицы предварительного кодирования, также может быть использована другая матрица предварительного кодирования, когда применяется следующая схема.
Математическое выражение 50:
У11 νιΊ2® 1 ί е'° «χΕ’Ί γι е )
(формула 50)
В матрицах предварительного кодирования формулы 36 (математическое выражение 36) и формулы 50 (математическое выражение 50), значение а задается как предоставленное посредством формулы 37 и формулы 38. Тем не менее, ограничения на это не налагаются. Простая матрица предварительного кодирования достижима посредством задания α=1, которое также является допустимым значением.
В варианте А1 осуществления модули изменения фазы из фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение РНА8Е[1] изменения фазы (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-2, Ν-1, т.е. 0<ι<Ν-1, ΐ является целым числом), чтобы достигать периода (цикла) в Ν (значение, достигаемое при условии, что фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29 и 51), а именно для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Здесь РНА8Е[к] вычисляется следующим образом.
Математическое выражение 51:
(формула 51)
где к=0, 1, 2 ... Ν-2, Ν-1, т.е. ()<1<<Ν-1, к является целым числом. Когда Ν=5, 7, 9, 11 или 15, приемное устройство имеет возможность получать хорошее качество приема данных.
Хотя настоящее описание поясняет подробности схем изменения фазы, заключающих в себе два модулированных сигнала, передаваемые посредством множества антенн, ограничения в этом отношении не налагаются. Предварительное кодирование и изменение фазы может выполняться для трех или более сигналов в полосе модулирующих частот, для которых выполнено преобразование согласно схеме модуляции, после чего выполнена предварительно определенная обработка для сигналов в полосе модулирующих частот после изменения фазы и передача с использованием множества антенн, чтобы реализовывать идентичные результаты.
Программы для выполнения вышеуказанной схемы передачи могут, например, заранее сохраняться в КОМ (постоянном запоминающем устройстве) и считываться для операции посредством СРИ.
Кроме того, программы для выполнения вышеуказанной схемы передачи могут быть сохранены на машиночитаемом носителе записи, программы, сохраненные на носителе записи, могут загружаться в КАМ (оперативное запоминающее устройство) компьютера, и компьютер может работать в соответствии с программами.
- 50 030237
Компоненты вышеописанных вариантов осуществления типично могут собираться как Ι.δΙ (большая интегральная схема), тип интегральной схемы. Отдельные компоненты, соответственно, могут быть выполнены в дискретных кристаллах, либо поднабор или все компоненты могут быть выполнены в однокристальной схеме. Хотя Ι.δΙ упоминается выше, также могут применяться термины ГС (интегральная схема), системная ΕδΙ, супер-ΕδΙ или ультра-ΕδΙ, в зависимости от степени интеграции. Кроме того, способ сборки интегральных схем не ограничивается Ι.δΙ. Может быть использована специализированная схема или процессор общего назначения. После сборки ΕδΙ может быть использована ГРОА (программируемая пользователем вентильная матрица) или переконфигурируемый процессор.
Кроме того, если прогресс в области техники полупроводников или новые технологии приводят к замене Ι.δΙ на другие способы на основе интегральных схем, то такая технология, конечно, может быть использована для того, чтобы интегрировать функциональные блоки. Также возможны варианты применения в биотехнологии.
Вариант С1 осуществления
Вариант 1 осуществления поясняет, что используемая матрица предварительного кодирования может быть переключена, когда изменяются параметры передачи. Настоящий вариант осуществления описывает подробный пример такого случая, когда, как описано выше (в "Дополнении"), параметры передачи изменяются так, что потоки 81(1) и 82(1) переключаются между передачей различных данных и передачей идентичных данных, и матрица предварительного кодирования и используемая схема изменения фазы переключаются соответствующим образом.
Пример настоящего варианта осуществления описывает случай, когда два модулированных сигнала, передаваемые из двух различных передающих антенн, чередуются между модулированными сигналами, включающими в себя идентичные данные, и модулированными сигналами, включающими в себя различные данные.
Фиг. 56 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, переключающегося между схемами передачи, как описано выше. На фиг. 56 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 54, используют идентичные ссылки с номерами. Как показано, фиг. 56 отличается от фиг. 54 тем, что модуль 404 распределения принимает сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода. Операции модуля 404 распределения описываются с использованием фиг. 57.
Фиг. 57 иллюстрирует операции модуля 404 распределения при передаче идентичных данных и при передаче различных данных. Как показано, с учетом кодированных данных х1, х2, х3, х4, х5, х6 и т.д., при передаче идентичных данных распределенные данные 405 задаются как х1, х2, х3, х4, х5, х6 и т.д., в то время как распределенные данные 405В аналогично задаются как х1, х2, х3, х4, х5, х6 и т.д.
С другой стороны, при передаче различных данных распределенные данные 405А задаются как х1, х3, х5, х7, х9 и т.д., в то время как распределенные данные 405В задаются как х2, х4, х6, х8, х10 и т.д.
Модуль 404 распределения определяет, согласно сигналу 313 конфигурации кадра, принятому в качестве ввода, то, представляет режим передачи собой передачу идентичных данных или передачу различных данных.
Альтернатива вышеприведенному показана на фиг. 58. Как показано, при передаче идентичных данных модуль 404 распределения выводит распределенные данные 405А в качестве х1, х2, х3, х4, х5, х6 и т.д., при этом ничего не выводя в качестве распределенных данных 405В. Соответственно, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает передачу идентичных данных, модуль 404 распределения работает, как описано выше, в то время как модуль 304В перемежения и модуль 306В преобразования из фиг. 56 не работают. Таким образом, только сигнал 307А в полосе модулирующих частот, выводимый посредством модуля 306А преобразования из фиг. 56, является допустимым и принимается как вводимый посредством обоих модулей 308А и 308В взвешивания.
Один отличительный признак настоящего варианта осуществления заключается в том, что когда режим передачи переключается с передачи идентичных данных на передачу различных данных, также может быть переключена матрица предварительного кодирования. Как указано посредством формулы 36 (математическое выражение 36) и формулы 39 (математическое выражение 39) в варианте 1 осуществления, при условии матрицы, состоящей из М1, ^12, \\21 и ^22, матрица предварительного кодирования, используемая для того, чтобы передавать идентичные данные, может быть следующей.
Математическое выражение 52:
^т21 4/22^0 а)
г
(формула 52)
где а является вещественным числом (а также может быть комплексным числом, но при условии, что сигнал в полосе модулирующих частот, вводимый как результат предварительного кодирования, подвергается изменению фазы, вещественное число является предпочтительным из соображений уменьшения размера схем и сложности). Кроме того, когда а равно единице, модули 308А и 308В взвешивания не выполняют взвешивание и выводят входной сигнал как есть.
Соответственно, при передаче идентичных данных, взвешенные сигналы 309А и 316В в полосе мо- 51 030237
дулирующих частот являются идентичными сигналами, выводимыми посредством модулей 30 8А и 308В взвешивания.
Когда сигнал конфигурации кадра указывает идентичный режим передачи, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы для взвешенного сигнала 309А в полосе модулирующих частот и выводит сигнал 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы. Аналогично, когда сигнал конфигурации кадра указывает идентичный режим передачи, модуль 317В изменения фазы выполняет изменение фазы для взвешенного сигнала 316В в полосе модулирующих частот и выводит сигнал 309В в полосе модулирующих частот после изменения фазы. Изменение фазы, выполняемое посредством модуля 5201 изменения фазы, представляет собой е|Л''" (альтернативно, е|А< Г) или е|А<1£’) (где 1 является временем, а £ является частотой) (соответственно, е|А " (альтернативно, е|А 1)1 или е^О)
является значением, на которое
умножается входной сигнал в полосе модулирующих частот), и изменение фазы, выполняемое посредством модуля 317В изменения фазы, представляет собой е|1А' (альтернативно, е|1А'' или е’В(1,£)) (где 1 является временем, а £ является частотой) (соответственно, е|1А' (альтернативно, е^В(£) или еЖЕ)
является значением, на которое умножается входной сигнал в полосе модулирующих частот). В связи с этим удовлетворяется следующее условие.
Математическое выражение 53:
(формула 53)
Некоторое время 1 удовлетворяет
е7Л<) +
(Альтернативно, некоторая (несущая) частота £ удовлетворяет е>л(П ψ
(Альтернативно, некоторая (несущая) частота £ и время 1 удовлетворяют
в связи с этим передаваемый сигнал может уменьшать влияние многолучевого распространения и тем самым повышать качество приема данных для приемного устройства. (Тем не менее, изменение фазы также может выполняться посредством только одного из взвешенных сигналов 309А и 316В в полосе модулирующих частот).
На фиг. 56, когда используется ΟΡΌΜ, такая обработка, как 1РРТ и преобразование частоты, выполняется для сигнала 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы, и результат передается посредством передающей антенны. (См. фиг. 13). (Соответственно, сигнал 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы может считаться идентичным сигналу 1301А из фиг. 13). Аналогично, когда используется ΟΡΌΜ, такая обработка, как 1РРТ и преобразование частоты, выполняется для сигнала 309В в полосе модулирующих частот после изменения фазы, и результат передается посредством передающей антенны. (См. фиг. 13). (Соответственно, сигнал 309В в полосе модулирующих частот после изменения фазы может считаться идентичным сигналу 1301В из фиг. 13).
Когда выбранный режим передачи указывает передачу различных данных, то может применяться любая из формулы 36 (математическое выражение 36), формулы 39 (математическое выражение 39) и формулы 50 (математическое выражение 50), заданных в варианте 1 осуществления. Важно, что модули 5201 и 317В изменения фазы из фиг. 56 используют схему изменения фазы, отличную от схемы изменения фазы при передаче идентичных данных. В частности, как описано в варианте 1 осуществления, например, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы, в то время как модуль 317В изменения фазы не выполняет, или модуль 317В изменения фазы выполняет изменение фазы, в то время как модуль 5201 изменения фазы не выполняет. Только один из двух модулей изменения фазы выполняет изменение фазы. В связи с этим приемное устройство получает хорошее качество приема данных в ЬО8-окружении, а также ΝΡΟδ-окружении.
Когда выбранный режим передачи указывает передачу различных данных, матрица предварительного кодирования может быть такой, как задано в формуле 52 (математическое выражение 52) или как задано в любой из формулы 36 (математическое выражение 36), формулы 50 (математическое выражение 50) и формулы 39 (математическое выражение 39), или может быть матрицей предварительного кодирования, отличной от матрицы, заданной в формуле 52 (математическое выражение 52). Таким образом, приемное устройство с очень высокой вероятностью должно испытывать повышение качества приема данных в ЬО8-окружении.
Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием ΟΡΌΜ в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от ΟΡΌΜ, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.
Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в
- 52 030237
настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).
Вариант С2 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему конфигурации для базовой станции, соответствующей варианту С1 осуществления.
Фиг. 59 иллюстрирует взаимосвязь базовых станций (широковещательных передающих устройств) с терминалами. Терминал Р (5907) принимает передаваемый сигнал 5903А, передаваемый посредством антенны 5904А, и передаваемый сигнал 5905А, передаваемый посредством антенны 5906А широковещательного передающего устройства А (5902А), затем выполняет их предварительно определенную обработку, чтобы получать принимаемые данные.
Терминал О (5908) принимает передаваемый сигнал 5903А, передаваемый посредством антенны 5904А базовой станции А (5902А), и передаваемый сигнал 593В, передаваемый посредством антенны 5904В базовой станции В (5902В), затем выполняет их предварительно определенную обработку, чтобы получать принимаемые данные.
Фиг. 60 и 61 иллюстрируют выделение частот базовой станции А (5902А) для передаваемых сигналов 5903А и 5905А, передаваемых посредством антенн 5904А и 5906А, и выделение частот базовой станции В (5902В) для передаваемых сигналов 5903В и 5905В, передаваемых посредством антенн 5904В и 5906В. На фиг. 60 и 61 частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.
Как показано, передаваемые сигналы 5903А и 5905А, передаваемые посредством базовой станции А (5902А), и передаваемые сигналы 5903В и 5905В, передаваемые посредством базовой станции В (5902В), используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Υ частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Υ частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.
Соответственно, терминал Р (5907) принимает передаваемый сигнал 5903А, передаваемый посредством антенны 5904А, и передаваемый сигнал 5905А, передаваемый посредством антенны 5906А базовой станции А (5902А), извлекает полосу X частот из них, выполняет предварительно определенную обработку и тем самым получает данные первого канала. Терминал О (5908) принимает передаваемый сигнал 5903А, передаваемый посредством антенны 5904А базовой станции А (5902А), и передаваемый сигнал 5903В, передаваемый посредством антенны 5904В базовой станции В (5902В), извлекает полосу Υ частот из них, выполняет предварительно определенную обработку и тем самым получает данные второго канала.
Далее описывается конфигурация и операции базовой станции А (5902А) и базовой станции В (5902В).
Как описано в варианте С1 осуществления, как базовая станция А (5902А), так и базовая станция В (5902В) включают передающее устройство, сконфигурированное так, как проиллюстрировано посредством фиг. 56 и 13. При передаче, как проиллюстрировано посредством фиг. 60, базовая станция А (5902А) формирует два различных модулированных сигнала (для которых выполняется предварительное кодирование и изменение фазы) относительно полосы X частот, как описано в варианте С1 осуществления. Два модулированных сигнала, соответственно, передаются посредством антенн 5904А и 5906А. Относительно полосы Υ частот базовая станция А (5902А) управляет модулем 304А перемежения, модулем 306А преобразования, модулем 308А взвешивания и модулем изменения фазы из фиг. 56, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310А из фиг. 13, т.е. посредством антенны 5904А из фиг. 59. Аналогично, базовая станция В (5902В) управляет модулем 304А перемежения, модулем 306А преобразования, модулем 308А взвешивания и модулем 5201 изменения фазы из фиг. 56, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310А из фиг. 13, т.е. посредством антенны 5904В из фиг. 59.
Создание кодированных данных в полосе Υ частот может заключать в себе, как показано на фиг. 56, формирование кодированных данных в отдельных базовых станциях или может заключать в себе необходимость для одной из базовых станций формировать такие кодированные данные для передачи в другие базовые станции. В качестве альтернативной схемы одна из базовых станций может формировать модулированные сигналы и быть выполнена с возможностью передавать модулированные сигналы, сформированные таким образом, в другие базовые станции.
Кроме того, на фиг. 59, сигнал 5901 включает в себя информацию, относящуюся к режиму передачи (передача идентичных данных или передача различных данных). Базовые станции получают этот сигнал и тем самым переключаются между схемами формирования для модулированных сигналов в каждой полосе частот. Здесь сигнал 5901 указывается на фиг. 59 как вводимый из другого устройства или из сети.
- 53 030237
Тем не менее, также возможны конфигурации, в которых, например, базовая станция А (5902) является ведущей станцией, передающей сигнал, соответствующий сигналу 5901, в базовую станцию В (5902В).
Как пояснено выше, когда базовая станция передает различные данные, матрица предварительного кодирования и схема изменения фазы задаются согласно схеме передачи, чтобы формировать модулированные сигналы.
С другой стороны, чтобы передавать идентичные данные, две базовых станции, соответственно, формируют и передают модулированные сигналы. В таких случаях базовые станции, каждая из которых формирует модулированные сигналы для передачи из общей антенны, могут рассматриваться как две комбинированных базовых станции с использованием матрицы предварительного кодирования, заданной посредством формулы 52 (математическое выражение 52). Схема изменения фазы является такой, как, например, пояснено в варианте С1 осуществления и удовлетворяет условиям формулы 53 (математическое выражение 53).
Помимо этого, схема передачи полосы X частот и полосы Υ частот может варьироваться во времени. Соответственно, как проиллюстрировано на фиг. 61, со временем выделение частот изменяется с выделения частот, указываемого на фиг. 60, на выделение частот, указываемое на фиг. 61.
Согласно настоящему варианту осуществления, не только приемное устройство может получать повышенное качество приема данных для передачи идентичных данных, а также передачи различных данных, но и передающие устройства также могут совместно использовать модуль изменения фазы.
Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием ΘΡΌΜ в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от ΘΡΌΜ, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.
Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).
Вариант С3 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему конфигурации для повторителя, соответствующей варианту С1 осуществления. Повторитель также может называться повторяющей станцией.
Фиг. 62 иллюстрирует взаимосвязь базовых станций (широковещательных передающих устройств) с повторителями и терминалами. Как показано на фиг. 63, базовая станция 6201, по меньшей мере, передает модулированные сигналы на полосе X частот и полосе Υ частот. Базовая станция 6201 передает соответствующие модулированные сигналы по антенне 6202А и антенне 6202В. Схема передачи, используемая здесь, описывается ниже со ссылкой на фиг. 63.
Повторитель А (6203А) выполняет такую обработку, как демодуляция для принимаемого сигнала 6205А, принимаемого посредством приемной антенны 6204А, и для принимаемого сигнала 6207А, принимаемого посредством приемной антенны 6206А, тем самым получая принимаемые данные. Затем, чтобы передавать принимаемые данные в терминал, повторитель А (6203А) выполняет обработку передачи, чтобы формировать модулированные сигналы 6209А и 6211А для передачи по соответствующим антеннам 6210А и 6212А.
Аналогично, повторитель В (6203В) выполняет такую обработку, как демодуляция для принимаемого сигнала 6205В, принимаемого посредством приемной антенны 6204В, и для принимаемого сигнала 6207В, принимаемого посредством приемной антенны 6206В, тем самым получая принимаемые данные. Затем, чтобы передавать принимаемые данные в терминал, повторитель В (6203В) выполняет обработку передачи, чтобы формировать модулированные сигналы 6209В и 6211В для передачи по соответствующим антеннам 6210В и 6212В. Здесь повторитель В (6203В) является ведущим повторителем, который выводит управляющий сигнал 6208. Повторитель А (6203А) принимает управляющий сигнал в качестве ввода. Ведущий повторитель не является строго обязательным. Базовая станция 6201 также может передавать отдельные управляющие сигналы в повторитель А (6203А) и в повторитель В (6203В).
Терминал Р (5907) принимает модулированные сигналы, передаваемые посредством повторителя А (6203А), тем самым получая данные. Терминал О (5908) принимает сигналы, передаваемые посредством повторителя А (6203А) и посредством повторителя В (6203В), тем самым получая данные. Терминал К (6213) принимает модулированные сигналы, передаваемые посредством повторителя В (6203В), тем самым получая данные.
Фиг. 63 иллюстрирует выделение частот для модулированного сигнала, передаваемого посредством антенны 6202А, из передаваемых сигналов, передаваемых посредством базовой станции, и выделение
- 54 030237
частот модулированных сигналов, передаваемых посредством антенны 6202В. На фиг. 63 частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.
Как показано, модулированные сигналы, передаваемые посредством антенны 6202А и посредством антенны 6202В, используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Υ частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Υ частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.
Как описано в варианте С1 осуществления, данные первого канала передаются с использованием полосы X частот в режиме передачи различных данных. Соответственно, как показано на фиг. 63, модулированные сигналы, передаваемые посредством антенны 6202А и посредством антенны 6202В, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством повторителя А и посредством повторителя В. Соответственно, как описано в варианте 1 осуществления и в варианте С1 осуществления, модулированные сигналы в полосе X частот являются сигналами, для которых выполнено преобразование и к которым применяется предварительное кодирование (взвешивание) и изменение фазы.
Как показано на фиг. 62, данные второго канала передаются посредством антенны 6202А по фиг. 2, и передает данные в компонентах полосы Υ частот. Эти компоненты полосы Υ частот принимаются посредством повторителя А и посредством повторителя В.
Фиг. 64 иллюстрирует выделение частот для передаваемых сигналов, передаваемых посредством повторителя А и повторителя В, в частности, для модулированного сигнала 6209А, передаваемого посредством антенны 6210А, и модулированного сигнала 6211А, передаваемого посредством антенны 6212А, повторителя 6210А, и для модулированного сигнала 6209В, передаваемого посредством антенны 6210В, и модулированного сигнала 6211В, передаваемого посредством антенны 6212В, повторителя В. На фиг. 64 частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.
Как показано, модулированный сигнал 6209А, передаваемый посредством антенны 6210А, и модулированный сигнал 6211А, передаваемый посредством антенны 6212А, используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Υ частот. Кроме того, модулированный сигнал 6209В, передаваемый посредством антенны 6210В, и модулированный сигнал 6211В, передаваемый посредством антенны 6212В, аналогично используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Υ частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Υ частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.
Как описано в варианте С1 осуществления, данные первого канала передаются с использованием полосы X частот в режиме передачи различных данных. Соответственно, как показано на фиг. 64, модулированный сигнал 6209А, передаваемый посредством антенны 6210А, и модулированный сигнал 6211А, передаваемый посредством антенны 6212В, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством терминала Р. Аналогично, как показано на фиг. 64, модулированный сигнал 6209В, передаваемый посредством антенны 6210В, и модулированный сигнал 6211В, передаваемый посредством антенны 6212В, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством терминала К. Соответственно, как описано в варианте 1 осуществления и в варианте С1 осуществления, модулированные сигналы в полосе X частот являются сигналами, для которых выполнено преобразование и к которым применяется предварительное кодирование (взвешивание) и изменение фазы.
Как показано на фиг. 64, данные второго канала переносятся посредством модулированных сигналов, передаваемых посредством антенны 6210А повторителя А (6203А) и посредством антенны 6210В повторителя В (6203) из фиг. 62, и передают данные в компонентах полосы Υ частот. Здесь компоненты полосы Υ частот в модулированном сигнале 6209А, передаваемом посредством антенны 6210А повторителя А (6203А), и компоненты полосы Υ частот в модулированном сигнале 6209В, передаваемом посредством антенны 6210В повторителя В (6203В), используются в режиме передачи, который заключает в себе передачу идентичных данных, как пояснено в варианте С1 осуществления. Эти компоненты полосы Υ частот принимаются посредством терминала О.
Далее описывается конфигурация повторителя А (6203А) и повторителя В (6203В) из фиг. 62 со ссылкой на фиг. 65.
Фиг. 65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе. Компоненты, работающие идентично компонентам по фиг. 56, используют идентичные ссылки с номерами. Приемное устройство 6203Х получает принимаемый сигнал 6502А, принимаемый посредством приемной антенны 6501А, и принимаемый сигнал 6502В, принимаемый посредством приемной антенны 6501В, в качестве ввода, выполняет обработку сигналов (демультиплексирование или комбинирование, декодирование с коррекцией ошибок сигналов и т.д.) для их компонентов полосы X частот, чтобы получать данные 6204Х, передаваемые посредством базовой станции с использованием полосы X частот, выводит данные в модуль 404 распределения и получает информацию схемы передачи, включенную в управляющую информацию (и информацию схемы передачи, когда передается посредством повторителя), и выводит сигнал 313 конфигурации кадра.
- 55 030237
Приемное устройство 6203Х и т.п. составляют процессор для формирования модулированного сигнала для передачи полосы X частот. Дополнительно, приемное устройство, описанное в данном документе, является не только приемным устройством для полосы X частот, как показано на фиг. 65, но также и включает приемные устройства для других полос частот. Каждое приемное устройство формирует процессор для формирования модулированных сигналов для передачи соответствующей полосы частот.
Операции модуля 404 распределения являются полностью идентичными операциям модуля распределения в базовой станции, описанного в варианте С2 осуществления.
При передаче, как указано на фиг. 64, повторитель А (6203А) и повторитель В (6203В) формируют два различных модулированных сигнала (для которых выполняется предварительное кодирование и изменение фазы) в полосе X частот, как описано в варианте С1 осуществления. Два модулированных сигнала, соответственно, передаются посредством антенн 6210А и 6212А повторителя А (6203) из фиг. 62 и посредством антенн 6210В и 6212В повторителя В (6203В) из фиг. 62.
Что касается полосы Υ частот, повторитель А (6203А) управляет процессором 6500, относящимся к полосе Υ частот и соответствующим процессору 6500 сигналов, относящемуся к полосе X частот, показанному на фиг. 65 (процессор 6500 сигналов является процессором сигналов, относящимся к полосе X частот, но с учетом того, что идентичный процессор сигналов включается для полосы Υ частот, это описание использует идентичные ссылки с номерами), модулем 304А перемежения, модулем 306А преобразования, модулем 308А взвешивания и модулем 5201 изменения фазы, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, затем передается посредством антенны 1301А из фиг. 13, т.е. посредством антенны 6210А из фиг. 62. Аналогично, повторитель В (6203В) управляет модулем 304А перемежения, модулем 306А преобразования, модулем 308А взвешивания и модулем 5201 изменения фазы из фиг. 62, относящимися к полосе Υ частот, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310А из фиг. 13, т.е. посредством антенны 6210В из фиг. 62.
Как показано на фиг. 66 (фиг. 66 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала, передаваемого посредством базовой станции, при этом время указано на горизонтальной оси, а частота - на вертикальной оси), базовая станция передает информацию 6601 схемы передачи, информацию 6602 применяемого повторителем изменения фазы и символы 6603 данных. Повторитель получает и применяет информацию 6601 схемы передачи, информацию 6602 применяемого повторителем изменения фазы и символы 6603 данных к передаваемому сигналу, тем самым определяя схему изменения фазы. Когда информация 6602 применяемого повторителем изменения фазы из фиг. 66 не включается в сигнал, передаваемый посредством базовой станции, в таком случае, как показано на фиг. 62, повторитель В (6203В) является ведущим устройством и указывает схему изменения фазы повторителю А (6203А).
Как пояснено выше, когда повторитель передает различные данные, матрица предварительного кодирования и схема изменения фазы задаются согласно схеме передачи, чтобы формировать модулированные сигналы.
С другой стороны, чтобы передавать идентичные данные, два повторителя, соответственно, формируют и передают модулированные сигналы. В таких случаях повторители, каждый из которых формирует модулированные сигналы для передачи из общей антенны, могут рассматриваться как два комбинированных повторителя с использованием матрицы предварительного кодирования, заданной посредством формулы 52 (математическое выражение 52). Схема изменения фазы является такой, как, например, пояснено в варианте С1 осуществления и удовлетворяет условиям формулы 53 (математическое выражение 53).
Кроме того, как пояснено в варианте С1 осуществления для полосы X частот, базовая станция и повторитель могут иметь две антенны, которые передают соответствующие модулированные сигналы, и две антенны, которые принимают идентичные данные. Операции такой базовой станции или повторителя являются такими, как описано для варианта С1 осуществления.
Согласно настоящему варианту осуществления, не только приемное устройство может получать повышенное качество приема данных для передачи идентичных данных, а также передачи различных данных, но и передающие устройства также могут совместно использовать модуль изменения фазы.
Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием ОЕЭМ в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от ОРЭМ, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.
Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в
- 56 030237
кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).
Вариант С4 осуществления
Настоящий вариант осуществления относится к схеме изменения фазы, отличающейся от схем изменения фазы, описанных в варианте 1 осуществления и в "Дополнении".
В варианте 1 осуществления формула 36 (математическое выражение 36) предоставляется в качестве примера матрицы предварительного кодирования, и в "Дополнении" формула 50 (математическое выражение 50) аналогично предоставляется в качестве другого такого примера. В варианте А1 осуществления модули изменения фазы из фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение РНА8Е[1] изменения фазы (где 1=0, 1, 2, ..., N-2, N-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), чтобы достигать периода (цикла) в N (значение, достигаемое при условии, что фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29 и 51) а именно для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Здесь РНАЗЕ[к] вычисляется следующим образом.
Математическое выражение 54:
РНА8Е[к\=^
N радианы
(формула 54)
где к=0, 1, 2 ... N-2, N-1, т.е. 0<к<№1, к является целым числом.
Соответственно, приемное устройство имеет возможность достигать повышения качества приема данных в ЬО8-окружении и, в частности, в окружении распространения радиоволн. В ЬО8-окружении, когда не выполняется изменение фазы, поддерживается регулярное соотношение фаз. Тем не менее, когда выполняется изменение фазы, соотношение фаз модифицируется, в свою очередь исключая плохие условия в окружении пакетного распространения. В качестве альтернативы формуле 54 (математическое выражение 54) РНАЗЕ[к] может вычисляться следующим образом.
Математическое выражение 55:
РШЗЕ[к] = ~—
V
ν радианы
(формула 55)
где к=0, 1, 2 ... N-2, N-1, т.е. 0<к<№1, к является целым числом.
В качестве дополнительной альтернативной схемы изменения фазы РНАЗЕ[к] может вычисляться следующим образом. Математическое выражение 56
РНА8Е \к]=—+г
Ν радианы
(формула 56)
где к=0, 1, 2 ... N-2, N-1, т.е.0<к<№1, к является целым числом и Ζ является фиксированным значением.
В качестве дополнительной альтернативной схемы изменения фазы РНАЗЕ[к] может вычисляться следующим образом.
Математическое выражение 57:
РНА8Е [£] = - —+Ζ
Ν радианы
(формула 57)
где к=0, 1, 2 ... N-2, N-1, т.е. 0<к<№1, к является целым числом и Ζ является фиксированным значением.
В связи с этим, посредством выполнения изменения фазы согласно настоящему варианту осуществления приемное устройство с большей вероятностью получает хорошее качество приема.
Изменение фазы по настоящему варианту осуществления является применимым не только к схемам с одной несущей, но также и к схемам с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΟΡΌΜ, 8С-ГОМА, ЗС-ΟΡΌΜ, вейвлет-ΟΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы посредством изменения фазы относительно временной области 1, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение изменения фазы во временной области 1, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена 1 на ί (причем ί является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы во временной области и частотной области. Дополнительно, когда схема изменения фазы, описанная в настоящем варианте осуществ- 57 030237
ления, удовлетворяет условиям, указываемым в варианте А1 осуществления, приемное устройство с очень высокой вероятностью получает хорошее качество данных.
Вариант С5 осуществления
Настоящий вариант осуществления относится к схеме изменения фазы, отличающейся от схем изменения фазы, описанных в варианте 1 осуществления, в "Дополнении" и в варианте С4 осуществления.
В варианте 1 осуществления формула 36 (математическое выражение 36) предоставляется в качестве примера матрицы предварительного кодирования, и в "Дополнении" формула 50 (математическое выражение 50) аналогично предоставляется в качестве другого такого примера. В варианте А1 осуществления модули изменения фазы из фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение РНА8Е[1] изменения фазы (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-2, Ν-1, т.е. 0<ΐ<Ν-1, ΐ является целым числом), чтобы достигать периода (цикла) в Ν (значение, достигаемое при условии, что фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53) а именно, для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот.
Отличительный признак схемы изменения фазы, относящейся к настоящему варианту осуществления, заключается в периоде (цикле) в Ν=2η+1. Чтобы достигать периода (цикла) в Ν=2η+1, подготавливаются п+1 различных значений изменения фазы. Из этих п+1 различных значений изменения фазы, п значений изменения фазы используются два раза в расчете на каждый период (цикл), а одно значение изменения фазы используется только один раз в расчете на каждый период (цикл), тем самым достигая периода (цикла) в ^2п+1. Далее подробно описываются эти значения изменения фазы.
Ν+1 различных значений изменения фазы, требуемых для того чтобы достигать схемы изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в №2п+1, выражаются как РНА8Е[0], РНА8Е[1], РНА8Е[1], ..., РНА8Е[п-1], РНА8Е[п] (где 1=0, 1, 2, ..., п-2, п-1, п, т.е. 0<1<п, ΐ является целым числом). Здесь, п+1 различных значений РНА8Е[0], РНА8Е[1], РНА8Е[1], ..., РНА8Е[п-1], РНА8Е[п] изменения фазы выражаются следующим образом.
Математическое выражение 58:
РНА8Е [£] =
+ 1 радианы
(формула 58)
где к=0, 1, 2 ... п-2, п-1, п, т.е. 0<к<п-1, к является целым числом. п+1 различных значений РНА8Е[0], РНА8Е[1], ..., РНА8Е[1], ..., РНА8Е[п-1], РНА8Е[п] изменения фазы задаются посредством формулы 58 (математическое выражение 58). РНА8Е[0] используется один раз, в то время как РНА8Е[1]РНА8Е[п] используются два раза (т.е. РНА8Е[1] используется два раза, РНА8Е[2] используется два раза и т.д., вплоть до РНА8Е[п-1] используется два раза и РНА8Е[п] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в ^2п+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство. Согласно вышеприведенному, приемное устройство имеет возможность достигать повышения качества приема данных в ^Ο8-окружении и, в частности, в окружении распространения радиоволн. В ^Ο8-окружении, когда не выполняется изменение фазы, возникает регулярное соотношение фаз. Тем не менее, когда выполняется изменение фазы, соотношение фаз модифицируется, в свою очередь исключая плохие условия в окружении пакетного распространения. В качестве альтернативы формуле 54 (математическое выражение 54), РНА8Е[к] может вычисляться следующим образом.
Математическое выражение 59:
2£;г
РНАЕЕ [/с] 2п +1
(формула 59)
радианы
где к=0, 1, 2 ... п-2, п-1, п, т.е. 0<к<п-1, к является целым числом.
п+1 различных значений РНА8Е[0], РНА8Е[1], ..., РНА8ЕЩ, ..., РНА8Е[п-1], РНА8Е[п] изменения фазы задаются посредством формулы 59 (математическое выражение 59). РНА8Е[0] используется один раз, в то время как РНА8Е[1]-РНА8Е[п] используются два раза (т.е. РНА8Е[1] используется два раза, РНА8Е[2] используется два раза и т.д., вплоть до РНА8Е[п-1] используется два раза и РНА8Е[п] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в №2п+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на пере- 58 030237
дающее устройство и приемное устройство.
В качестве дополнительной альтернативы РИА8Е[к] может вычисляться следующим образом. Математическое выражение 60:
Э + 77"
РНА8Е [£] = -^^+Ζ
+ радианы
(формула 60)
где к=0, 1, 2 ... п-2, п-1, п, т.е. 0<к<п-1, к является целым числом и Ζ является фиксированным значением.
п+1 различных значений РИА8Е[0], РИА8Е[1], ..., РИА8ЕЩ, ..., РИА8Е[п-1], РИА8Е[п] изменения фазы задаются посредством формулы 60 (математическое выражение 60). РИА8Е[0] используется один раз, в то время как РИА8Е[1]-РИА8Е[п] используются два раза (т.е. РИА8Е[1] используется два раза, РИА8Е[2] используется два раза и т.д., вплоть до РИА8Е[п-1] используется два раза и РИА8Е[п] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в К=2п+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство.
В качестве дополнительной альтернативы РИА8Е[к] может вычисляться следующим образом.
Математическое выражение 61:
(формула 61)
Е 7Г
РНА5Е [£] =--+Ζ
+ 1 радианы,
где к=0, 1, 2 ... п-2, п-1, п, т.е. 0<к<п, к является целым числом и Ζ является фиксированным значением.
п+1 различных значений РИА8Е[0], РИА8Е[1], ..., РИА8Е[1], ..., РИА8Е[п-1], РИА8Е[п] изменения фазы задаются посредством формулы 61 (математическое выражение 61). РИА8Е[0] используется один раз, в то время как РИА8Е[1]-РИА8Е[п] используются два раза (т.е. РИА8Е[1] используется два раза, РИА8Е[2] используется два раза и т.д., вплоть до РИА8Е[п-1] используется два раза и РИА8Е[п] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в К=2п+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство.
В связи с этим, посредством выполнения изменения фазы согласно настоящему варианту осуществления приемное устройство с большей вероятностью получает хорошее качество приема.
Изменение фазы по настоящему варианту осуществления является применимым не только к схемам с одной несущей, но также и к передаче с использованием схем с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΟΡΌΜ, 8С-РЭМА, 8С-ОРЭМ, вейвлет-ΟΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы в качестве изменения фазы относительно временной области ί, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение изменения фазы относительно временной области ί, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена ί на Р (причем Р является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы относительно временной области и частотной области.
Вариант С6 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, в частности, схему для регулярного изменения фазы по варианту С5 осуществления, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как РС-ЬОРСкоды (могут быть использованы не только РС-ЬЭРС-, но также и ЬЭРС-коды), конкатенированные (блочные) ЬЭРС- и ВСН-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока 81 и 82. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требует- 59 030237
ся управляющая информация и т.п. (например, параметры СКС-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока §1 и §2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ).
Как показано на фиг. 34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для ΟΡδΚ, 1500 символов для 16-0ΛΜ и 1000 символов для 64-^ΛΜ.
Затем, при условии, что передающее устройство из фиг. 4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой ΟΡδΚ, назначаются §1, а другие 1500 символов назначаются §2. В связи с этим 1500 временных квантов для передачи 1500 символов требуются для каждого из §1 и §2.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-^ΛΜ. требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-^ΛΜ. требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг. 4 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, как описано в варианте С5 осуществления, присутствуют три различных значения изменения фазы. Соответственно, некоторые из пяти значений изменения фазы, необходимых для периода (цикла) в пять, являются идентичными. (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), необходимых для периода (цикла) в пять, выражаются как Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4].
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой ОР5К, значение Р[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Аналогично, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16^ΛΜ. значение Р[0] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 150 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 150 временных квантах.
Кроме того, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64^ΛΜ. значение Р[0] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 100 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 100 временных квантах.
Как описано выше, схема изменения фазы для регулярного изменения значения изменения фазы,
- 60 030237
заданная в варианте С5 осуществления, требует подготовки Ν=2η+1 значений Р[0], Р[1], ..., Р[2п-1], Р[2п] изменения фазы (где Р[0], Р[1], ..., Р[2п-1], Р[2п] выражаются как РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е[п-1], РНА§Е[п] (см. вариант С5 осуществления)). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется в К0 временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К! временных квантов, значение Р[т] изменения фазы используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п, т.е. 0<1<2п, ί является целым числом), и значение Р[2п] изменения фазы используется в К2п временных квантов, так что удовлетворяется условие #С01.
Условие #С01.
К0=К1...=К;=...К2п. Т.е., Ка=КЬ (Vа и У Ь где а, Ь=0, 1, 2... 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а>Ь).
Схема изменения фазы для регулярного изменения значения изменения фазы, заданная в варианте С5 осуществления, имеющая период (цикл) в Ν=2π+1, требует подготовки значений РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е[п-1], РНА§Е[п] изменения фазы. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение РНА§Е[0] изменения фазы используется в С0 временных квантов, значение РНА§Е[1] изменения фазы используется в Οι временных квантов, значение РНА8ЕЩ изменения фазы используется в С! временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., п-1, п, т.е. 0<1<п, ί является целым числом), и значение РНА§Е[п] изменения фазы используется в Сп временных квантов, так что удовлетворяется условие #С01. Условие #С01 может быть модифицировано следующим образом.
Условие #С02.
2χΟ0=Οι...=Ο1=...ΟΙ1. Иными словами, 2хС0=Са А а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #С01 (или условие #С02) предпочтительно должно удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #С01 (или условие #С02) может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае следующее условие применяется вместо условия #С01.
Условие #С03.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 (У а, Уь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а>Ь). Альтернативно, условие #С03 может выражаться следующим образом.
Условие #С04.
Разность между Са и СЬ удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |Са-СЬ| удовлетворяет 0, 1 или 2 (У а, УЬ, где а, Ь=1, 2, ..., п-1, п (а и Ь являются целыми числами между 1 и п) а>Ь) и
разность между 2χΟ0 и Са удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2χΟ0-Ο,,| удовлетворяет 0, 1
или 2 (7 а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п)).
Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока к1 и к2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 3 и фиг. 12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ).
Как показано на фиг. 35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для ОР8К, 1500 для 16-^ΛΜ и 1000 для 64-^ΛΜ.
Передающее устройство из фиг. 3 и передающее устройство из фиг. 12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим, два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, два кодированных блока, извлеченных из к1 и к2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из к1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из к2. В связи с этим требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-^ΛΜ. требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-^ΛΜ. требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
- 61 030237
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг. 4 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, как описано в варианте С5 осуществления, присутствуют три различных значения изменения фазы. Соответственно, некоторые из пяти значений изменения фазы, необходимых для периода (цикла) в пять, являются идентичными. (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), необходимых для периода (цикла) в пять, выражаются как Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4].
Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой ΟΓδΚ, значение Р[0] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 6100 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение РΗАδΕ[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 169ΛΜ, значение Р[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах.
Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз.
Кроме того, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64^ΛΜ, значение Р[0] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 200 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 200 временных квантах.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во времен- 62 030237
ных квантах 200 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение Р [4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз.
Как описано выше, схема изменения фазы для регулярного варьирования значения изменения фазы, заданная в варианте С5 осуществления, требует подготовки Ν=2η+1 значений Р[0], Р[1], ..., Р[2п-1], Р[2п] изменения фазы (где Р[0], Р[1], ..., Р[2п-1], Р[2п] выражаются как РНА3Е[0], РНА3Е[1], РНА3Е[2], ..., РНА3Е[п-1], РНА3Е[п] (см. вариант С5 осуществления)). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение Р[0] изменения фазы используется в К0 временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К! временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п, т.е. 0<1<2п, ί является целым числом, и значение Р[2п] изменения фазы используется в К2п временных квантов, так что удовлетворяется условие #С01.
Условие #С05.
К0=К1...=К1=...К2п. Т.е., Ка=КЬ (Vа и УЬ где а, Ь=0, 1, 2 ... 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а>Ь). Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется К0,1 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1;1 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1,1 (где 1=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п, т.е. 0<1<2п, ί является целым числом), и значение Γ|Ν-1| изменения фазы используется К2п,1 раз.
Условие #С06.
К0,1=К1,1...=К1,1=... К2п,1. Т.е., Ка,1=КЬ,1 (V а н УЬ, где а, Ь=0, 1, 2 ... 2п-1, 2п (а, Ь являются целыми числами между 0 и 2п, а^Ь). Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется К0,2 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1;2 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1>2 (где 1=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п, т.е. 0<1<2п, ί является целым числом), и значение Р[2п] изменения фазы используется К2п,2 раз.
Условие #С07.
К0>2=К1>2...=К1>2=... К2п,2. Т.е., Ка,2=КЬ,2 (Уа н УЬ, где а, Ь=0, 1, 2... 2п-1, 2п (а, Ь являются целыми числами между 0 и 2п, а^Ь). Схема изменения фазы для регулярного варьирования значения изменения фазы, заданная в варианте С5 осуществления, имеющая период (цикл) в N=24+1, требует подготовки значений РНА3Е[0], РНА3Е[1], РНА3Е[2], ..., РНА3Е[п-1], РНА3Е[п] изменения фазы. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение РНА3Е[0] изменения фазы используется в О0 временных квантов, значение РНА3Е[1] изменения фазы используется в Οι временных квантов, значение РНА3Е[1] изменения фазы используется в О1 временных квантов (где ί=0, 1, 2, ..., п-1, п, т.е. 0<1<п, ί является целым числом), и значение РНА3Е[п] изменения фазы используется в Оп временных квантов, так что удовлетворяется условие #С05.
Условие #С08.
2χΟ0=Οι... =О;=...Оп. Иными словами, 2хО0=Оа (У а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п). Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение РНА3Е[0] изменения фазы используется О0д раз, значение РНА3Е[1] изменения фазы используется Ο1=1 раз, значение РНА3Е[1] изменения фазы используется Оц (где 1=0, 1, 2, ..., п-1, п, т.е. 0<1<п, ί является целым числом), и значение РНА3Е[п] изменения фазы используется Оп,1 раз.
Условие #С09.
2χΟ0,ι=Οι,ι...=Ο1,ι=... Опд. Иными словами, 2хО0д=Оад О а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п). Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение РНА3Е[0] изменения фазы используется О0,2 раз, значение РНА3Е[1] изменения фазы используется О1;2 раз, значение РНА3ЕЩ изменения фазы используется О1>2 (где 1=0, 1, 2, ..., п-1, п, т.е. 0<1<п, ί является целым числом), и значение РНА3Е[п] изменения фазы используется Оа1 раз.
Условие #С10.
2χΟο,2=θι,2···=θι,2=··· θη,2· Иными словами, 2хОо,2=Оа>2 (У а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п). Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #С05, условие #С06 и условие #С07 (или условие #С08, условие #С09 и условие #С10) предпочтительно должны удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции. Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #С05, условие #С06 и условие #С07 (или условие #С08, условие #С09 и условие #С10) могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #С05, условия #С06 и условия #С07.
Условие #С11.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 (Vа, УЬ, где а, Ь=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а+Ь).
Условие #С12.
- 63 030237
Разность между Ка>1 и КЬ>1 удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка>1-КЬ>1| удовлетворяет 0 или 1 (^а, УЬ где а, Ь=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а>Ь).
Условие #С13.
Разность между Ка,2 и КЬ,2 удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка,2-КЬ,2| удовлетворяет 0 или 1 (^а, УЬ, где а, Ь=0, 1, 2, ..., 2п-1, 2п (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а>Ь). Альтернативно, условие #С11, условие #С12 и условие #С13 могут выражаться следующим образом.
Условие #С14.
Разность между Оа и СЬ удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |Са-СЬ| удовлетворяет 0, 1 или 2 а' ^Ь, где а, Ь=1, 2, ..., п-1, п (а и Ь являются целыми числами между 1 и п) а>Ь) и разность между 2хО0 и Са удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2хО0-Оа| удовлетворяет 0, 1 или 2 (У а, где а=1, 2, ...,
п-1, п (а является целым числом между 1 и п)).
Условие #С15.
Разность между Оад и ОЬд удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |Оад-ОЬд| удовлетворяет 0, 1 или 2 ра' ХЬ, где а, Ь=1, 2, ..., п-1, п (а и Ь являются целыми числами между 1 и п) а>Ь) и разность между 2хО0д и Оад удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2χθ0,ι_θ3,ι| удовлетворяет 0, 1 или 2 (У а, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п)).
Условие #С16.
Разность между Оа>2 и СЬ>2 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |Са>2-СЬ>2| удовлетворяет 0, 1 или 2 (У а, У Ь, где а,Ь=1, 2,п-1, и (а и Ь являются целыми числами между 1 и и) а>Ь) и разность между 2хС0>2 и Са>2 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2хС0>2-Са>2| удовлетворяет 0, 1 или 2 Аа, где а=1, 2, ..., п-1, п (а является целым числом между 1 и п)).
Как описано выше, смещение между значениями изменения фазы, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и значениями изменения фазы. В связи с этим может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
В настоящем варианте осуществления N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в N с помощью схемы регулярного изменения фазы. В связи с этим подготавливаются N значений Р[0], Р[1], Р[2], ..., РЩ-2] и РЩ-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений РНАδΕ[0], РНАδΕ[1], РНАδΕ[2], ..., РНАδΕ[N-2] и РНАδΕ[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в N идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.
Кроме того, с учетом наличия режимов для ΜΙΜΟ-схем с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.
Как описано в непатентном документе 3, ΜΙΜΟ-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов з1 и з2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. ΜΙΜΟ-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы).
Дополнительно, схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала з1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.
Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, ΟΡΌΜ заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из ΜΙΜΟ-схем с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпоч- 64 030237
тительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.
Когда изменение фазы, например, посредством значения изменения фазы для Р[1] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е,х. Затем, когда изменение фазы, например, посредством набора для изменения фазы для Р[1] в X радиан и Υ радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг. 26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е,х и умножают предварительно кодированный сигнал ζ1' в полосе модулирующих частот на еД
Вариант С7 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, в частности, выполняемую в варианте А1 осуществления и варианте С6 осуществления, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как РСБПРС-коды (могут быть использованы не только РС-БЭРС-, но также и (блочные) ЬПРС-коды), конкатенированные БПРС- и ВСН-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока §1 и §2. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п. и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры СВС-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в одном кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока §1 и §2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΠΜ).
Как показано на фиг. 34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для РР8К, 1500 символов для 16-^ΛΜ и 1000 символов для 64-^ΛΜ.
Затем, при условии, что передающее устройство из фиг. 4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой РР8К, назначаются §1, а другие 1500 символов назначаются §2. В связи с этим 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из §1 и §2.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой Ш-рА!^ требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-^ΛΜ. требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Значения изменения фазы (или наборы для изменения фазы), подготовленные для того, чтобы регулярно изменять фазу с периодом (циклом) в пять, представляют собой Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4]. Тем не менее, Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях).
Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой РР8К, значение Р[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значе- 65 030237
ние Р[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Кроме того, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16ΘΛΜ. значение Р[0] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 150 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 150 временных квантах.
Дополнительно, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64ОАМ, значение Р[0] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 100 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 100 временных квантах.
Как описано выше, значения изменения фазы, используемые в схеме изменения фазы, регулярно переключающейся между значениями изменения фазы с периодом (циклом) в Ν, выражаются как Р[0], Р[1], ..., РЩ-2], РЩ-1]. Тем не менее, Р[0], Р[1], ..., РЩ-2], РЩ-1] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. Р[0], Р[1], ..., РЩ-2], РЩ-1] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). Чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется в Ко временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К1 временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и значение РЩ-1] изменения фазы используется в ΚΝ-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #С17.
Условие #С17.
К0=К1...=К;=... ΚΝ-1. Т.е., Ка=КЬ (/а н У Ь где а, Ь=0, 1, 2 ... Ν-1 (а и Ь являются целыми числами между 0 и Ν-1), а^Ь).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #С17 предпочтительно должно удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #С17 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае следующее условие применяется вместо условия #С17.
Условие #С18.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 (У а, У Ь, где а, Ь=0, 1, 2,..., Ν-1, (а и Ь являются целыми числами между 0 и 2п), а^Ь).
Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока к1 и к2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 3 и фиг. 12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как Ο?ΌΜ).
Как показано на фиг. 35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для ОР8К, 1500 символов для 16-ОАМ и 1000 символов для 64-рАМ.
Передающее устройство из фиг. 3 и передающее устройство из фиг. 12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, два кодированных блока, извлеченных из к1 и к2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из к1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из к2. В связи с этим требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16ЮАМ, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-рАМ, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
- 66 030237
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг. 4 использует пять значений Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4] изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4] должны включать в себя по меньшей мере два различных значения изменения фазы (т.е. Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). (Как показано на фиг. 6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала ζ2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг. 26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов ζ1' и ζ2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), необходимых для периода (цикла) в пять, выражаются как Р[0], Р[1], Р[2], Р[3] и Р[4].
Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой ОРЗК, значение Р[0] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 600 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 16РЛМ, значение Р[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 64ОАМ, значение Р[0] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[1] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[2] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение Р[3] изменения фазы используется в 200 временных квантах, и значение Р[4] изменения фазы используется в 200 временных квантах.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение Р[2] изменения фазы используется во времен- 67 030237
ных квантах 200 раз, значение Р[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение Р[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз.
Как описано выше, значения изменения фазы, используемые в схеме изменения фазы, регулярно переключающейся между значениями изменения фазы с периодом (циклом) в Ν, выражаются как Р[0], Р[1], ..., Ρ[Ν-2], Ρ[Ν-1]. Тем не менее, Р[0], Р[1], ..., РЩ-2], Р^-1] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. Р[0], Р[1], ..., Р^-2], Р^-1] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). Чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение Р[0] изменения фазы используется в Ко временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К, временных квантов, значение Р[1] изменения фазы используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и значение Р^-1] изменения фазы используется в ΚΝ-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #С19.
Условие #С19.
К0=К1...=К;=... ΚΝ-1. Т.е., Ка=КЬ (Vа и УЬ где а, Ь=0, 1, 2 ... Ν-1 (а и Ь являются целыми числами между 0 и Ν-1), а+Ь).
Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется Ко,, раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1Д раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1Д (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и значение Р^-1] изменения фазы используется КМ-1Д раз.
Условие #С20.
К0,1=К1Д=... Кц=... КМ.1Д. Т.е., КзД=КьД (У а и Уь где а,Ь=0, 1, 2 ... Ν-1, а+Ь).
Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение Р[0] изменения фазы используется Ко,2 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1>2 раз, значение Р[1] изменения фазы используется К1>2 (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и значение Р^-1] изменения фазы используется Км-1>2 раз.
Условие #С21.
К0,2=К1>2=... К1>2=... Κν.1>2. Т.е., Ка>2=Кь>2 (У а И Уь где а, Ь=0, 1, 2 ... Ν-1, а+Ь).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #С19, условие #С20 и условие #С21 предпочтительно удовлетворяются для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #С19, условие #С20 и условие #С21 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #С19, условия #С20 и условия #С21.
Условие #С22.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., | Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 На' ^ь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, (а и Ь являются целыми числами между 0 и Ν-1), а+Ь). Условие #С23 Разность между Ка,1 и КЬ,1 удовлетворяет 0 или 1 Т.е., |КаД-КЬД| удовлетворяет 0 или 1 (У а, Уь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, (а и Ь являются целыми числами между 0 и Ν-1), а+Ь). Условие #С24 Разность между Ка,2 и КЬ,2 удовлетворяет 0 или 1 Т.е., |Ка,2-КЬ,2| удовлетворяет 0 или 1 (^а, УЬ, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, (а и Ь являются целыми числами между 0 и Ν-1), а+Ь).
Как описано выше, смещение между значениями изменения фазы, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и значениями изменения фазы. В связи с этим может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
В настоящем варианте осуществления Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в Ν, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются Ν значений Р[0], Р[1], Р[2], ..., Р^-2] и Р^-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. Ν значений РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е^-2] и РНА§Е^-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в Ν, идентичные преимущества достижимы с использованием Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.
Кроме того, с учетом наличия режимов для ΜΙΜΟ-схем с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем про- 68 030237
странственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.
Как описано в непатентном документе 3, М1МО-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов 81 и 82, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. М1МО-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы).
Дополнительно схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала 81, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.
Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру ОРЭМ, заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из М1МО-схем с пространственным мультиплексированием, М1МО-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.
Когда изменение фазы, например, посредством значения изменения фазы для Р[1] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг. 3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е^. Затем, когда изменение фазы, например, посредством набора для изменения фазы для Р[1] в X радиан и Υ радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг. 26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал ζ2' в полосе модулирующих частот на е^ и умножают предварительно кодированный сигнал ζΐ' в полосе модулирующих частот на е’-.
Вариант Б1 осуществления
Настоящий вариант осуществления сначала описывается как разновидность варианта 1 осуществления. Фиг. 67 иллюстрирует примерное передающее устройство, относящееся к настоящему варианту осуществления. Компоненты, работающие идентично компонентам по фиг. 3, используют идентичные ссылки с номерами, и их описание опускается для простоты ниже. Фиг. 67 отличается от фиг. 3 вставкой модуля 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот непосредственно после модулей взвешивания. Соответственно, следующее пояснение главным образом сосредоточено на модуле 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот.
Фиг. 21 иллюстрирует конфигурацию модулей 308А и 308В взвешивания. Область по фиг. 21, окруженная пунктирной линией, представляет один из модулей взвешивания. Сигнал 307А в полосе модулирующих частот умножается на ^11, чтобы получать ^11-81(1), и умножается на м21, чтобы получать ^21-81(1). Аналогично, сигнал 307В в полосе модулирующих частот умножается на а12, чтобы получать ^12-82(1), и умножается на м22, чтобы получать ^22-82(1). Затем получаются ζ1(1)=^11 -81(1)+^12-82(1) и ζ2(1)=^21 -81(1)+^22-822(1). Здесь, как пояснено в варианте 1 осуществления, 81(1) и 82(1) являются сигналами в полосе модулирующих частот, модулированными согласно схеме модуляции, такой как ВР8К, РР8К, 8Р8К, 16-РАМ, 32-РАМ, 64-РАМ, 256-РАМ, 16-АР8К и т.д. Оба модуля взвешивания выполняют взвешивание с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Матрица предварительного кодирования использует, например, схему формулы 62 (математическое выражение 62) и удовлетворяет условиям формулы 63 (математическое выражение 63) или формулы 64 (математическое выражение 62), все из которых приводятся ниже. Тем не менее, это является только примером. Значение а не ограничивается формулой 63 (математическое выражение 63) и формулой 64 (математическое выражение 64) и может быть равно, например, 1 или может быть равно 0 (а предпочтительно является вещественным числом, превышающим или равным 0, но также может быть мнимым числом).
Здесь матрица предварительного кодирования является следующей:
Математическое выражение 62:
Η1 ή42Α_ 1 Г е 7° 6ΖΧβ7°Ί
уи/21 >^22^1 д/а 2+пахе ° ёп
(формула 62)
В формуле 62 (математическое выражение 62) а задается следующим образом: Математическое выражение 63:
7Σ+4 72+2
- 69 030237
(формула 63)
Альтернативно, в формуле 62 (математическое выражение 62) а может задаваться следующим образом.
Математическое выражение 64:
72+3 +Л β_72+3-75
(формула 64)
Альтернативно, матрица предварительного кодирования не ограничена матрицей предварительного кодирования из формулы 62 (математическое выражение 62), но также может быть и следующей:
Математическое выражение 65:
Ги41 тг12Л ία ΖΛ 1^21 ν^22^ с
(формула 65)
где а=Ае’511, Ь=Ве’512, е=Се’521 и 0=Оее’522. Дополнительно, одно из а, Ь, с и ά может быть равным нулю. Например: (1) а может быть нулем, в то время как Ь, с и ά являются ненулевыми, (2) Ь может быть нулем, в то время как а, с и ά являются ненулевыми, (3) с может быть нулем, в то время как а, Ь и ά являются ненулевыми, или (4) ά может быть нулем, в то время как а, Ь и с являются ненулевыми.
Альтернативно, любые два из а, Ь, с и ά могут быть равными нулю. Например, (1) а и ά могут быть нулем, в то время как Ь и с являются ненулевыми, или (2) Ь и с могут быть нулем, в то время как а и ά являются ненулевыми.
Когда любое из их схемы модуляции, кодов с коррекцией ошибок и скорости кодирования изменяется, используемая матрица предварительного кодирования также может задаваться и изменяться, либо идентичная матрица предварительного кодирования может быть использована как есть.
Далее описывается модуль 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот из фиг. 67. Модуль 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот принимает взвешенный сигнал 309А и взвешенный сигнал 316В в качестве ввода, выполняет переключение сигналов в полосе модулирующих частот и выводит переключенный сигнал 6701А в полосе модулирующих частот и переключенный сигнал 6701В в полосе модулирующих частот. Подробности переключения сигналов в полосе модулирующих частот являются такими, как описано со ссылкой на фиг. 55. Переключение сигналов в полосе модулирующих частот, выполняемое в настоящем варианте осуществления, отличается от переключения сигналов в полосе модулирующих частот по фиг. 55 с точки зрения сигнала, используемого для переключения. Далее описывается переключение сигналов в полосе модулирующих частот настоящего варианта осуществления со ссылкой на фиг. 68.
На фиг. 68 взвешенный сигнал 309А(р1(1)) имеет синфазный компонент I Ιρ1(ι) и квадратурный компонент Θ Ρρι(ΐ), в то время как взвешенный сигнал 316Ь(р2(1)) имеет синфазный компонент I Ιρ2(ι) и квадратурный компонент Θ Ρρ2(ΐ). Напротив, переключенный сигнал 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I Ι4ι(ί) и квадратурный компонент Θ Ρςι(ΐ), в то время как переключенный сигнал 6701В(ц2(1) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I Ις2(ΐ) и квадратурный компонент Θ Ρς2(ΐ). (Здесь ι представляет (порядок времени или (несущей)частоты). В примере по фиг. 67ι представляет время, хотя ι также может представлять (несущую) частоту, когда фиг. 67 применяется к ΘΡΌΜ-схеме, как показано на фиг. 12. Эти моменты прорабатываются ниже).
Здесь компоненты в полосе модулирующих частот переключаются посредством модуля 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот, так что
для переключенного сигнала ς1(ΐ) в полосе модулирующих частот синфазный компонент I может представлять собой ^^ί), в то время как квадратурный компонент Θ может представлять собой Ρρ2(ΐ), и для переключенного сигнала ς2(ΐ) в полосе модулирующих частот синфазный компонент I может представлять собой ^^ί), в то время как квадратурный компонент Θ может представлять собой Ρρ1(ΐ). Модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу ς1(ΐ) в полосе модулирующих частот, передается посредством передающей антенны 1, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу ς2(ΐ) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 2, одновременно на общей частоте. В связи с этим модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу ς1(ΐ) в полосе модулирующих частот, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу ς2(ΐ) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте.
Альтернативно.
Для переключенного сигнала ς1(ΐ) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ^^ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ^^ί), и для переключенного сигнала ς2(ΐ) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρρι(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρρ2(ΐ).
Для переключенного сигнала ς1(ΐ) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой ^^ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой ^^ΐ), и для
- 70 030237
переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρρ2(ί).
Для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ϊ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0|)1(ί).
Для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0,,1(ί).
Для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί).
Для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0|)2(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0ρ1(ί).
Для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0|)2(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0|)2(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0|)2(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0,,1(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0|)1(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0ρ1(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ρρ2(ί), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0|,2(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0ρ1(ί).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0|)2(ί)· в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ), и для переключенного сигнала с]1(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ1(ί)- в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί).
Альтернативно, взвешенные сигналы 309А и 316В не ограничены вышеописанным переключением синфазного компонента и квадратурного компонента. Переключение может выполняться для синфазных компонентов и квадратурных компонентов, больших, чем синфазные компоненты и квадратурные компоненты двух сигналов.
Кроме того, хотя вышеприведенные примеры описывают переключение, выполняемое для сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту), переключаемые сигналы в полосе модулирующих частот не должны обязательно иметь единое время (общую (под)несущую) частоту). Например, возможно любое из следующего.
- 71 030237
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0ρ2(ί+^), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρι(ί+ν), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 0ρ,2(ί+^), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]1(й) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), и для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ορ2(ί+\ν).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ο|.ι2(ί+Μ·), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ+ν), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+№), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+№), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+^).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 0ρ,2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ΐ+ν), и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+№), в то время как квадратурный компонент может представлять собой 9ρι(ί+ν).
Для переключенного сигнала с]2(1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой 9ρ2(ί+^), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ1(ί+ν),
- 72 030237
и для переключенного сигнала η1(ί) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой φρ1(ί+ν), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Ιρ2(ί+Υ).
Здесь взвешенный сигнал 309А(р1(1)) имеет синфазный компонент I Ιρ1(ί) и квадратурный компонент О φρ1(ί), в то время как взвешенный сигнал 316В(р2(1)) имеет синфазный компонент I Ιρ2(ί) и квадратурный компонент О φρ2(ί). Напротив, переключенный сигнал 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I Ις1(ί) и квадратурный компонент О φς1(ί), в то время как переключенный сигнал 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент [42(ί) и квадратурный компонент О φς2(ί).
На фиг. 68, как описано выше, взвешенный сигнал 309Λ(ρ1(ί)) имеет синфазный компонент I ЦЕ) и квадратурный компонент О φρ1(ί), в то время как взвешенный сигнал 316Вф2(1)) имеет синфазный компонент I [,,-2(1) и квадратурный компонент О φρ2(ί). Напротив, переключенный сигнал 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I ЦЕ) и квадратурный компонент О φς1(ί), в то время как переключенный сигнал 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент 1|2(ί) и квадратурный компонент О φς2(ί).
В связи с этим синфазный компонент I ЦЕ) и квадратурный компонент О φς1(ί) переключенного сигнала 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот и синфазный компонент 1|2(ί) и квадратурный компонент О φς2(ί) сигнала 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот могут выражаться как любое из вышеприведенного.
В связи с этим модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 312А, в то время как модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 312В, причем оба из них передаются одновременно на общей частоте. Таким образом, модулированные сигналы, соответствующие переключенному сигналу 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот и переключенному сигналу 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте.
Модуль 317В изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701В в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и регулярно изменяет фазу переключенного сигнала 6701В в полосе модулирующих частот для вывода. Это регулярное изменение является изменением фазы, выполняемым согласно предварительно определенному шаблону изменения фазы, имеющему предварительно определенный период (цикл) (например, каждые η символов (п является целым числом, п>1) или с предварительно определенным интервалом). Шаблон изменения фазы подробно описывается в варианте 4 осуществления.
Беспроводной модуль 310В принимает сигнал 309В после изменения фазы в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311В. Передаваемый сигнал 311В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312В.
Фиг. 67, подобно фиг. 3, описывается как имеющий множество кодеров. Тем не менее, фиг. 67 также может иметь кодер и модуль распределения, аналогично фиг. 4. В таком случае сигналы, выводимые посредством модуля распределения, являются соответствующими входными сигналами для модуля перемежения, в то время как последующая обработка остается, как описано выше, для фиг. 67, несмотря на изменения, требуемые тем самым.
Фиг. 5 иллюстрирует пример конфигурации кадра во временной области для передающего устройства согласно настоящему варианту осуществления. Символ 500_1 является символом для уведомления приемного устройства относительно схемы передачи. Например, символ 500_1 передает такую информацию, как схема коррекции ошибок, используемая для передачи символов данных, их скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных.
Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2(1) (где 1 является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и символа (во временной области). Символ 503_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и+1 символа.
Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2(1) (где 1 является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ2(1) в качестве номера и символа. Символ 503_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала ζ1(1) в качестве номера и+1 символа.
Здесь символы ζ1(1) и ζ2(1), имеющие одинаковое время (идентичную синхронизацию), передаются из передающей антенны с использованием идентичной (совместно используемой/общей) частоты.
Далее описываются взаимосвязи между модулированными сигналами ζ1(1) и ζ2(1), передаваемыми посредством передающего устройства, и принимаемыми сигналами г1(1) и г2(1), принимаемыми посредством приемного устройства.
На фиг. 5 504#1 и 504#2 указывают передающие антенны передающего устройства, в то время как
- 73 030237
505#1 и 505#2 указывают приемные антенны приемного устройства. Передающее устройство передает модулированный сигнал ζ1(1) из передающей антенны 504#1 и передает модулированный сигнал ζ2(ί) из передающей антенны 504#2. Здесь модулированные сигналы ζ1(1) и ζ2(ί) предположительно должны занимать идентичную (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Колебания канала в передающих антеннах передающего устройства и антеннах приемного устройства составляют й11(1), Η12(ί), й21(1) и й22(1), соответственно. При условии, что приемная антенна 505#1 приемного устройства принимает принимаемый сигнал г1(1) и что приемная антенна 505#2 приемного устройства принимает принимаемый сигнал г2(1), поддерживается следующая взаимосвязь.
Математическое выражение 66:
ρ2(ΰ) 1/ζ2ι (О /ζ22(θΑζ2(^
(формула 66)
Фиг. 69 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования), схеме переключения в полосе модулирующих частот и схеме изменения фазы по настоящему варианту осуществления. Модуль 600 взвешивания является комбинированной версией модулей 308А и 308В взвешивания из фиг. 67. Как показано, поток з1(1) и поток з2(1) соответствуют сигналам 307А и 307В в полосе модулирующих частот по фиг. 3. Иными словами, потоки з1(1) и з2(1) являются сигналами в полосе модулирующих частот, состоящими из синфазного компонента I и квадратурного компонента Р, соответствующими преобразованию посредством схемы модуляции, такой как РР8К, 16-РАМ и 64-РАМ. Как указано посредством конфигурации кадра по фиг. 69, поток з1(1) представляется как з1(и) в номере и символа, как з1(и+1) в номере и+1 символа и т.д. Аналогично, поток з2(1) представляется как з2(и) в номере и символа, как з2(и+1) в номере и+1 символа и т.д. Модуль 600 взвешивания принимает сигналы 307А(з1(1)) и 307В(з2(1)) в полосе модулирующих частот, а также информацию 315 схемы обработки сигналов из фиг. 67 в качестве ввода, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов и выводит взвешенные сигналы 309А(р1(1)) и 316В(р2(1)) из фиг. 67.
Здесь, при условии вектора ^1=(^11, ^12) из первой строки фиксированной матрицы Р предварительного кодирования, р1(1) может выражаться как нижеприведенная формула 67 (математическое выражение 67).
Математическое выражение 67
ρ1(ί) = РГЫ(0
(формула 67)
Здесь, при условии вектора ^2=(^21, ^22) из первой строки фиксированной матрицы Р предварительного кодирования, р2(1) может выражаться как нижеприведенная формула 68 (математическое выражение 68).
Математическое выражение 68Л
ρ2(ί) = 172^2(0
(формула 68)
Соответственно, матрица Р предварительного кодирования может выражаться следующим образом. Математическое выражение 69:
Μ2Ί
14/22^1
(формула 69)
После того, как сигналы в полосе модулирующих частот переключены, переключенный сигнал 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I 1д1(1) и квадратурный компонент О Ρρ1(ΐ), и переключенный сигнал 6701В(ц2(1)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I 1д2(1) и квадратурный компонент О Рд2(1). Взаимосвязи между всеми ними являются такими, как указано выше. Когда модуль изменения фазы использует формулу у(1) для изменения фазы, сигнал 309В в полосе модулирующих частот после изменения фазы (ς'2(ΐ)) задается посредством нижеприведенной формулы 70 (математическое выражение 70).
Математическое выражение 70:
^2'(0 = Χ0?2(ϋ
(формула 70)
Здесь у(1) является формулой для изменения фазы, подчиняющейся предварительно определенной схеме. Например, с учетом периода (цикла) в четыре и времени и, формула для изменения фазы может выражаться как нижеприведенная формула 71 (математическое выражение 71).
Математическое выражение 71:
у(и) = е}0
(формула 71)
Аналогично, формула для изменения фазы для времени и+1 может быть, например, такой, как задано посредством формулы 72 (математическое выражение 72).
- 74 030237
Математическое выражение 72:
у (и + 1) = е 2 (формула 72)
Иными словами, формула для изменения фазы для времени и+к обобщается в формулу 73 (математическое выражение 73).
Математическое выражение 73:
. кп
у(и + к) - е 2
(формула 73)
Следует отметить, что формулы 71-73 (математическое выражение 71 - математическое выражение 73) предоставляются только в качестве примера регулярного изменения фазы.
Регулярное изменение фазы не ограничивается периодом (циклом) в четыре. Улучшенные характеристики приема (характеристики коррекции ошибок, если точнее) потенциально могут стимулироваться в приемном устройстве посредством увеличения номера периода (цикла) (это не означает, что больший период (цикл) лучше, хотя недопущение небольших чисел, таких как два, вероятно, является идеальным).
Кроме того, хотя вышеприведенные формулы 71-73 (математическое выражение 71 - математическое выражение 73) представляют конфигурацию, в которой изменение фазы выполняется посредством циклического сдвига на последовательные предварительно определенные фазы (в вышеприведенной формуле, каждые π"2), изменение фазы не обязательно должно быть циклическим сдвигом на постоянную величину, и также может быть случайным. Например, в соответствии с предварительно определенным периодом (циклом) у(0, фаза может быть изменена через последовательное умножение, как показано в формуле 74 (математическое выражение 74) и формуле 75 (математическое выражение 75). Ключевой момент регулярного изменения фазы состоит в том, что фаза модулированного сигнала регулярно изменяется. Скорость дисперсии степени изменения фазы предпочтительно является максимально возможно равномерной, к примеру, от -π радиан до щп радиан. Тем не менее, с учетом того, что это связано с распределением, также возможна случайная дисперсия.
Математическое выражение 74
Математическое выражение 75
(формула 75)
В связи с этим модуль 600 взвешивания по фиг. 6 выполняет предварительное кодирование с использованием фиксированных предварительно определенных весовых коэффициентов предварительного кодирования, модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот выполняет переключение сигналов в полосе модулирующих частот, как описано выше, и модуль изменения фазы изменяет фазу сигнала, вводимого в него, при регулярном варьировании степени изменения.
Когда в ЬОБ-окружении должна быть использована специализированная матрица предварительного кодирования, качество приема с большой вероятностью существенно повышается. Тем не менее, в зависимости от режимов прямых волн, фазовые и амплитудные компоненты прямой волны могут значительно отличаться от специализированной матрицы предварительного кодирования при приеме. ЬОБокружение имеет определенные правила. Таким образом, качество приема данных существенно повышается через регулярное изменение фазы передаваемого сигнала, которое подчиняется этим правилам. Настоящее изобретение предлагает схему обработки сигналов для улучшения ЬОБ-окружения.
Фиг. 7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства 700, относящегося к настоящему варианту осуществления. Беспроводной модуль 703_Х принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Х, принимаемый посредством антенны 701_Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот.
Модуль 705_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Би из формулы 66 (математическое выражение 66) и выводит сигнал 706_1 оценки канала.
Модуль 705_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2, передаваемого посредст- 75 030237
вом передающего устройства, принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ь12 из формулы 66 (математическое выражение 66) и выводит сигнал 706_2 оценки канала.
Беспроводной модуль 703_Υ принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Υ, принимаемый посредством антенны 701_Х, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п., и выводит сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот.
Модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ь21 из формулы 66 (математическое выражение 66) и выводит сигнал 708_1 оценки канала.
Модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала ζ2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг. 5, оценивает значение Ь22 из формулы 66 (математическое выражение 66) и выводит сигнал 708_2 оценки канала.
Декодер 709 управляющей информации принимает сигнал 704_Х в полосе модулирующих частот и сигнал 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, обнаруживает символ 500_1, который указывает схему передачи из фиг. 5, и выводит сигнал 710 информации схемы передачи передающего устройства.
Процессор 711 сигналов принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот, сигналы 706_1, 706_2, 708_1 и 708_2 оценки канала и сигнал 710 информации схемы передачи в качестве ввода, выполняет обнаружение и декодирование и затем выводит принимаемые данные 712_1 и 712_2.
Далее подробно описываются операции процессора 711 сигналов из фиг. 7. Фиг. 8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора 711 сигналов, относящегося к настоящему варианту осуществления. Как показано, процессор 711 сигналов главным образом состоит из внутреннего ΜΙΜΟ-детектора, декодера с мягким вводом и мягким выводом и формирователя коэффициентов. Непатентный документ 2 и непатентный документ 3 описывают схему итеративного декодирования при такой структуре. ΜΙΜΟсистема, описанная в непатентном документе 2 и непатентном документе 3, является ΜΙΜΟ-системой с пространственным мультиплексированием, хотя настоящий вариант осуществления отличается от непатентного документа 2 и непатентного документа 3 описанием ΜΙΜΟ-системы, которая регулярно изменяет фазу во времени при одновременном использовании матрицы предварительного кодирования и выполнении переключения сигналов в полосе модулирующих частот. При рассмотрении (канальной) матрицы Η(ΐ) формулы 66 (математическое выражение 66), затем посредством допущения того, что матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования из фиг. 69 представляет собой Р (здесь фиксированную матрицу предварительного кодирования, остающуюся неизменной для данного принимаемого сигнала), и допущения того, что формула для изменения фазы, используемая посредством модуля изменения фазы из фиг. 69, представляет собой Υ(ΐ) (здесь Υ(ΐ) изменяется во времени ΐ), затем с учетом переключения сигналов в полосе модулирующих частот, вектор приема Κ(ΐ)=(τ1(ΐ),Γ2(ΐ))τ и потоковый вектор δ(ΐ)=(81(ΐ),82(ΐ))τ приводят к способу декодирования непатентного документа 2 и непатентного документа 3, тем самым обеспечивая ΜΙΜΟ-обнаружение.
Соответственно, формирователь 819 коэффициентов из фиг. 8 принимает сигнал 818 информации схемы передачи (соответствующий 710 из фиг. 7), указываемый посредством передающего устройства (информацию для указания используемой фиксированной матрицы предварительного кодирования и шаблона изменения фазы, используемого, когда изменяется фаза), и выводит сигнал 820 информации схемы обработки сигналов.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал 820 информации схемы обработки сигналов в качестве ввода и выполняет итеративное обнаружение и декодирование с использованием сигнала. Операции описываются ниже.
Модуль обработки, проиллюстрированный на фиг. 8, использует схему обработки, как проиллюстрировано на фиг. 10, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение). Вопервых, выполняется обнаружение одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) 81 и одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) 82. Как результат, логарифмическое отношение правдоподобия каждого бита кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) 81 и кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) 82 получается из декодера с мягким вводом и мягким выводом. Затем логарифмическое отношение правдоподобия используется для того, чтобы выполнять второй раунд обнаружения и декодирования. Эти операции (называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением)) выполняются многократно. Следующее пояснение сосредоточено на создании логарифмического отношения правдоподобия символа в конкретное время в одном кадре.
На фиг. 8 запоминающее устройство 815 принимает сигнал 801Х в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Х в полосе модулирующих частот из фиг. 7), группу 802Х сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 706_1 и 706_2 оценки канала из фиг. 7), сигнал 801_Υ в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Υ в полосе модулирующих частот из фиг. 7)
- 76 030237
и группу 802Υ сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 708_1 и 708_2 оценки канала из фиг. 7) в качестве ввода, выполняет итеративное декодирование (итеративное обнаружение) и сохраняет результирующую матрицу в качестве преобразованной группы сигналов канала. Запоминающее устройство 815 затем выводит вышеописанные сигналы по мере необходимости, в частности, в качестве сигнала 816Х в полосе модулирующих частот, группы 817Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнала 816Υ в полосе модулирующих частот и группы 817Υ преобразованных сигналов оценки канала.
Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения).
Начальное обнаружение
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал 801Х в полосе модулирующих частот, группу 802Х сигналов оценки канала, сигнал 801_Υ в полосе модулирующих частот и группу 802Υ сигналов оценки канала в качестве ввода. Здесь схема модуляции для модулированного сигнала (потока) §1 и модулированного сигнала (потока) §2 описывается как 16-ΘΛΜ.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 сначала вычисляет вариант сигнальной точки, соответствующий сигналу 801Х в полосе модулирующих частот, из групп 802Х и 802Υ сигналов оценки канала. Фиг. 11 представляет такое вычисление. На фиг. 11 каждая черная точка является вариантом сигнальной точки в Щ-плоскости. При условии, что схема модуляции представляет собой ^-РАЖ существуют 256 вариантов сигнальных точек. (Тем не менее, фиг. 11 является только представлением и не указывает все 256 вариантов сигнальных точек). Посредством допущения того, что четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале §1, представляют собой Ь0, Ь1, Ь2 и Ь3, и четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале §2, представляют собой Ь4, Ь5, Ь6 и Ь7, варианты сигнальных точек, соответствующие (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), находятся на фиг. 11. Затем вычисляется квадрат евклидова расстояния между каждым вариантом сигнальной точки и каждой принимаемой сигнальной точкой 1101 (соответствующей сигналу 801Х в полосе модулирующих частот). Квадрат евклидова расстояния между каждой точкой делится на дисперсию σ2 шума. Соответственно, вычисляется Ех(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7). Иными словами, квадрат евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), и принимаемой сигнальной точкой делится на дисперсию шума. Здесь каждый из сигналов в полосе модулирующих частот и модулированных сигналов §1 и §2 является комплексным сигналом.
Аналогично, внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 вычисляет варианты сигнальных точек, соответствующие сигналу 801Υ в полосе модулирующих частот, из группы 802Х сигналов оценки канала и группы 802Υ сигналов оценки канала, вычисляет квадрат евклидова расстояния между каждым из вариантов сигнальных точек и принимаемыми сигнальными точками (соответствующими сигналу 801Υ в полосе модулирующих частот) и делит квадрат евклидова расстояния на дисперсию σ2 шума. Соответственно, вычисляется Еу(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7). Иными словами, ЕΥ является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума.
Затем вычисляется Ех(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7)+Еу(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7)=Е(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7).
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 выводит Е(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) в качестве сигнала 804.
Модуль 805А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь0, Ь1, Ь2 и Ь3 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Вычисление является таким, как показано в формуле 28 (математическое выражение 28), формуле 29 (математическое выражение 29) и в формуле 30 (математическое выражение 30), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.
Аналогично, модуль 805В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь4, Ь5, Ь6 и Ь7 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия.
Модуль (807А) обратного перемежения принимает сигнал 806А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304А) перемежения из фиг. 67), и выводит обратно перемеженный сигнал 808А логарифмического правдоподобия.
Аналогично, модуль (807В) обратного перемежения принимает сигнал 806В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304В) перемежения из фиг. 67), и выводит обратно перемеженный сигнал 808В логарифмического правдоподобия.
Модуль 809В вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808А логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302А из фиг. 67, и выводит сигнал 810А логарифмического отношения правдоподобия.
- 77 030237
Аналогично, модуль 809В вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808В логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302В из фиг. 67, и выводит сигнал 810В логарифмического отношения правдоподобия.
Декодер 811А с мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810А логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812А правдоподобия.
Аналогично, декодер с 811В мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812В правдоподобия.
Итеративное декодирование (итеративное обнаружение) к итераций
Модуль (813А) перемежения принимает к-1-вое декодированное логарифмическое отношение 812А правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814А правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813А) перемежения, является идентичным шаблону перемежения модуля (304А) перемежения из фиг. 67.
Другой модуль (813В) перемежения принимает к-1-вое декодированное логарифмическое отношение 812В правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814В правдоподобия. Здесь шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813В) перемежения, является идентичным шаблону перемежения другого модуля (304В) перемежения из фиг. 67.
Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 принимает сигнал 816Х в полосе модулирующих частот, группу 817Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Υ в полосе модулирующих частот, группу 817Υ преобразованных сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814А правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814В правдоподобия в качестве ввода. Здесь сигнал 816Х в полосе модулирующих частот, группа 817Х преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Υ в полосе модулирующих частот и группа 817Υ преобразованных сигналов оценки канала используются вместо сигнала 801Х в полосе модулирующих частот, группы 802Х сигналов оценки канала, сигнала 801Υ в полосе модулирующих частот и группы 802Υ сигналов оценки канала, поскольку последние вызывают задержки вследствие итеративного декодирования.
Операции итеративного декодирования внутреннего ΜΙΜΟ-детектора 803 отличаются от его операций начального обнаружения тем, что перемеженные логарифмические отношения 814А и 814В правдоподобия используются в обработке сигналов для первого. Внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 сначала вычисляет Е(Ь0, Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) таким же образом, как для начального обнаружения. Помимо этого, коэффициенты, соответствующие формуле 11 (математическое выражение 11) и формуле 32 (математическое выражение 32), вычисляются из перемеженных логарифмических отношений 814А и 914В правдоподобия. Значение Е(Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7) корректируется с использованием коэффициентов, вычисленных таким образом, чтобы получать Е'(Ь1, Ь2, Ь3, Ь4, Ь5, Ь6, Ь7), который выводится в качестве сигнала 804.
Модуль 805А вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь0, Ь1, Ь2 и Ь3 и выводит сигнал 806А логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Вычисление является таким, как показано в формулах 31-35 (математическое выражение 31 - математическое выражение 35), и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.
Аналогично, модуль 805В вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов Ь4, Ь5, Ь6 и Ь7 и выводит сигнал 806В логарифмического правдоподобия. Операции, выполняемые посредством модуля обратного перемежения после этого, являются аналогичными операциям, выполняемым для начального обнаружения.
Хотя фиг. 8 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов при выполнении итеративного обнаружения, эта структура не является полностью обязательной, поскольку улучшения для получения хорошего качества приема достижимы посредством только итеративного обнаружения. При условии, что присутствуют компоненты, необходимые для итеративного обнаружения, конфигурация не должна обязательно включать в себя модули 813А и 813В перемежения. В таком случае внутренний ΜΙΜΟ-детектор 803 не выполняет итеративное обнаружение.
Как показано в непатентном документе 5 и т.п., рК-разложение также может быть использовано для того, чтобы выполнять начальное обнаружение и итеративное обнаружение. Кроме того, как указано посредством непатентного документа 11, линейные ΜΜ5Ξ- и ΖΡ-операции могут выполняться при выполнении начального обнаружения.
Фиг. 9 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов, отличающегося от процессора сигналов по фиг. 8, который служит в качестве процессора сигналов для модулированных сигналов, передаваемых
- 78 030237
посредством передающего устройства из фиг. 4, используемого на фиг. 67. Точка расхождения с фиг. 8 заключается в числе декодеров с мягким вводом и мягким выводом. Декодер 901 с мягким вводом и мягким выводом принимает сигналы 810А и 810В логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Модуль 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода для распределения. В противном случае операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 8.
Как описано выше, когда передающее устройство согласно настоящему варианту осуществления с использованием ΜΙΜΟ-системы передает множество модулированных сигналов из множества антенн, изменение фазы во времени при умножении на матрицу предварительного кодирования с тем, чтобы регулярно изменять фазу, приводит к повышению качества приема данных для приемного устройства в ^Ο8-окружении, в котором прямые волны являются доминирующими, по сравнению с традиционной ΜΙΜΟ-системой с пространственным мультиплексированием.
В настоящем варианте осуществления и, в частности, в конфигурации приемного устройства, число антенн ограничивается, и пояснения приводятся соответствующим образом. Тем не менее, вариант осуществления также может применяться к большему числу антенн. Другими словами, число антенн в приемном устройстве не влияет на операции или преимущества настоящего варианта осуществления.
Дополнительно, в настоящих вариантах осуществления кодирование не ограничено конкретным образом ЬБРС-кодамн. Аналогично, схема декодирования не ограничена реализацией посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом с использованием декодирования на основе суммпроизведений. Схема декодирования, используемая посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, также может быть, например, ВСЖ-алгоригмом, 8ΟVА и алгоритмом максимального логарифмического преобразования. Подробности предоставляются в непатентном документе 6.
Помимо этого, хотя настоящий вариант осуществления описывается с использованием схемы с одной несущей, ограничения в этом отношении не налагаются. Настоящий вариант осуществления также является применимым к передаче с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, ΟΡΌΜ, 8С-Ρ^ΜА, 8ΟΟΡΌΜ, вейвлет-ΟΡΌΜ, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Кроме того, в настоящем варианте осуществления символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.
Далее описывается пример, в котором ΟΡΌΜ используется в качестве схемы с несколькими несущими.
Фиг. 70 иллюстрирует конфигурацию передающего устройства с использованием ΟΡΌΜ. На фиг. 70 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 3, используют идентичные ссылки с номерами.
Связанный с ΟΡΌΜ процессор 1201А принимает взвешенный сигнал 309А в качестве ввода, выполняет связанную с ΟΡΌΜ обработку и выводит передаваемый сигнал 1202А. Аналогично, связанный с ΟΡΌΜ процессор 1201В принимает сигнал 309В после изменения фазы в качестве ввода, выполняет связанную с ΟΡΌΜ обработку и выводит передаваемый сигнал 1202В.
Фиг. 13 иллюстрирует примерную конфигурацию связанных с ΟΡΌΜ процессоров 7001А и 1201В и т.п. из фиг. 70. Компоненты 1301А-1310А соответствуют 1201А и 312А из фиг. 70, в то время как компоненты 1301В-1310В соответствуют 1201В и 312В.
Преобразователь 1302А из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для переключенного сигнала 1301А в полосе модулирующих частот (соответствующего переключенному сигналу 6701А в полосе модулирующих частот из фиг. 70) и выводит параллельный сигнал 1303 А.
Модуль 1304А переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303А в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305А. Переупорядочение подробно описывается ниже.
ΙΡΡΤ-модуль 1306А принимает переупорядоченный сигнал 1305А в качестве ввода, применяет к нему ΙΡΡΤ и выводит сигнал 1307А после ΙΡΡΤ.
Беспроводной модуль 1308А принимает сигнал 1307А после ΙΡΡΤ в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309А. Модулированный сигнал 1309А затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310А.
Преобразователь 1302В из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для сигнала 1301В после изменения фазы (соответствующего сигналу 309В после изменения фазы из фиг. 12) и выводит параллельный сигнал 1303В.
Модуль 1304В переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303В в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305В. Переупорядочение подробно описывается ниже.
ΙΡΡΤ-модуль 1306В принимает переупорядоченный сигнал 1305В в качестве ввода, применяет к
- 79 030237
нему ΙΡΈΓ и выводит сигнал 1307В после ШРТ.
Беспроводной модуль 1308В принимает сигнал 1307В после ШРТ в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309В. Модулированный сигнал 1309В затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310А.
Передающее устройство из фиг. 67 не использует схему передачи с несколькими несущими. Таким образом, как показано на фиг. 69, изменение фазы выполняется для того, чтобы достигать периода (цикла) в четыре, и символы после изменения фазы размещаются во временной области. Как показано на фиг. 70, когда используется передача с несколькими несущими, такая как ΟΡ^Μ, в таком случае, естественно, символы в предварительно кодированных сигналах в полосе модулирующих частот, подвергнутых переключению и изменению фазы, могут размещаться во временной области, как показано на фиг. 67, и это может применяться к каждой (под-)несущей. Тем не менее, для передачи с несколькими несущими, компоновка также может быть в частотной области либо в частотной области и временной области. Далее описываются эти компоновки.
Фиг. 14А и 14В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13. Частотные оси состоят из (под-)несущих 0-9. Модулированные сигналы ζ1 и ζ2 совместно используют единые времена (синхронизацию) и используют общую полосу частот. Фиг. 14А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 14В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Относительно символов переключенного сигнала 1301А в полосе модулирующих частот, вводимого в преобразователь 1302А из последовательной формы в параллельную, упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, #0, #1, #2 и #3 являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, #4и, #4и+1, #4и+2 и #4и+3 (и является ненулевым положительным целым числом) также являются эквивалентными одному периоду (циклу).
Как показано на фиг. 14А, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой. Здесь модулированные сигналы ζ1 и ζ2 являются комплексными сигналами.
Аналогично, относительно символов взвешенного сигнала 1301В, вводимого в преобразователь 1302В из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, различное изменение по фазе применяется к каждому из #0, #1, #2 и #3, которые являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, различное изменение по фазе применяется к каждому из #4и, #4и+1, #4и+2 и #4и+3 (и является ненулевым положительным целым числом), которые также являются эквивалентными одному периоду (циклу).
Как показано на фиг. 14В, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой.
Группа 1402 символов, показанная на фиг. 14В, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг. 69. Символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время и на фиг. 69, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1 на фиг. 69, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2 на фиг. 69, и символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3 на фиг. 69. Соответственно, для любого символа #х, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и на фиг. 69, когда х тоб 4 равняется 0 (т.е. когда остаток х, деленного на 4, равен 0, где тоб является оператором по модулю), символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время х+1 на фиг. 69, когда х тоб 4 равняется 1, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время х+2 на фиг. 69, когда х тоб 4 равняется 2, и символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время х+3 на фиг. 69, когда х тоб 4 равняется 3.
В настоящем варианте осуществления модулированный сигнал ζ1, показанный на фиг. 14А, не подвергнут изменению фазы.
В связи с этим, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру ΟΡ^Μ, и в отличие от передачи с одной несущей, символы могут размещаться в частотной области. Конечно, схема компоновки символов не ограничена схемами, проиллюстрированными посредством фиг. 14А и 14В. Дополнительные примеры показаны на фиг. 15А, 15В, 16А и 16В.
Фиг. 15А и 15В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14А и 14В. Фиг. 15А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 15В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Фиг. 15А и 15В отличаются от фиг. 14А и 14В схемой упорядочения, применяемой к символам модулирован- 80 030237
ного сигнала ζ1 и символам модулированного сигнала ζ2. На фиг. 15В символы #0-#5 размещаются в несущих 4-9, символы #6-#9 размещаются в несущих 0-3, и эта компоновка повторяется для символов #10-#19. Здесь, как показано на фиг. 14В, группа 1502 символов, показанная на фиг. 15В, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг. 6.
Фиг. 16А и 16В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 14А и 14В. Фиг. 16А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 16В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Фиг. 16А и 16В отличаются от фиг. 14А и 14В тем, что тогда как фиг. 14А и 14В показывают символы, размещаемые в последовательных несущих, фиг. 16А и 16В не размещают символы в последовательных несущих. Очевидно, для фиг. 16А и 16В различные схемы упорядочения могут применяться к символам модулированного сигнала ζ1 и к символам модулированного сигнала ζ2, аналогично фиг. 15А и 15В.
Фиг. 17А и 17В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схем переупорядочения символов из фиг. 14А-16В. Фиг. 17А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 17В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Хотя фиг. 14А-16В показывают символы, размещаемые относительно частотной оси, фиг. 17А и 17В совместно используют частотные и временные оси в одной компоновке.
Хотя фиг. 69 описывает пример, в котором изменение фазы выполняется в периоде (цикле) в четыре временных кванта, следующий пример описывает период (цикл) в восемь временных квантов. На фиг. 17А и 17В группа 1702 символов является эквивалентной одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы (т.е. для восьми символов), так что символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время и, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2, символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3, символ #4 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+4, символ #5 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+5, символ #6 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+6, и символ #7 является символом, полученным посредством использования фазы во время и+7. Соответственно, для любого символа #х, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и, когда х той 8 равняется 0, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+1, когда х той 8 равняется 1, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+2, когда х той 8 равняется 2, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+3, когда х той 8 равняется 3, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+4, когда х той 8 равняется 4, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+5, когда х той 8 равняется 5, символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+6, когда х той 8 равняется 6, и символ #х является символом, полученным посредством использования фазы во время и+7, когда х той 8 равняется 7. На фиг. 17А и 17В четыре временных кванта вдоль временной оси и два временных кванта вдоль частотной оси используются всего для 4x2=8 временных квантов, в которых размещается один период (цикл) символов. Здесь, при условии тxη символов в расчете на каждый период (цикл) (т.е. тxη различных фаз доступны для умножения), в таком случае п временных квантов (несущих) в частотной области и т временных квантов во временной области должны быть использованы для того, чтобы размещать символы каждого периода (цикла), так что т>п. Это обусловлено тем, что фаза прямых волн медленно колеблется во временной области относительно частотной области. Соответственно, настоящий вариант осуществления выполняет регулярное изменение фазы, которое уменьшает влияние устойчивых прямых волн. Таким образом, период (цикл) изменения фазы должен предпочтительно уменьшать колебания прямых волн. Соответственно, т должен превышать п. С учетом вышеизложенного, совместное использование временной и частотной областей для переупорядочения, как показано на фиг. 17А и 17В, является предпочтительным для использования любой одной из частотной области или временной области вследствие большой вероятности становления прямых волн регулярными. Как результат, преимущества настоящего изобретения получаются проще. Тем не менее, переупорядочение в частотной области может приводить к выигрышу от разнесения вследствие такого факта, что колебания в частотной области являются резкими. В связи с этим, совместное использование частотной и временной областей для переупорядочения не всегда является идеальным.
Фиг. 18А и 18В указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг. 17А и 17В. Фиг. 18А иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ1, то- 81 030237
гда как фиг. 18В иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала ζ2. Подобно фиг. 17А и 17В, фиг. 18А и 18В иллюстрируют совместное использование временной и частотной осей. Тем не менее, в отличие от фиг. 17А и 17В, на которых приоритезируется частотная ось, а временная ось используется для вторичной компоновки символов, фиг. 18А и 18В приоритезируют временную ось и используют частотную ось для вторичной компоновки символов. На фиг. 18В группа 1802 символов соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы.
На фиг. 17А, 17В, 18А и 18В схема упорядочения, применяемая к символам модулированного сигнала ζ1 и символам модулированного сигнала ζ2, может быть идентичной или может отличаться, как и на фиг. 15А и 15В. Любой подход дает возможность получения хорошего качества приема. Кроме того, на фиг. 17А, 17В, 18А и 18В символы могут размещаться непоследовательно, аналогично фиг. 16А и 16В. Любой подход дает возможность получения хорошего качества приема.
Фиг. 22 указывает частоту на горизонтальной оси и время на вертикальной оси и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301А и 1301В переупорядочения из фиг. 13, которая отличается от вышеприведенной. Фиг. 22 иллюстрирует схему регулярного изменения фазы с использованием четырех временных квантов, аналогичных временам и=и+3 из фиг. 69. Отличительный признак фиг. 22 заключается в том, что хотя символы переупорядочиваются относительно частотной области, при считывании вдоль временной оси периодический сдвиг в п (п=1 в примере по фиг. 22) символов является очевидным. Группа 2210 символов частотной области на фиг. 22 указывает четыре символа, к которым применяются изменения фазы во времена и=и+3 из фиг. 6.
Здесь символ #0 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #1 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #2 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #3 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Аналогично, для группы 2220 символов частотной области, символ #4 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #5 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #6 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #7 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Вышеописанное изменение фазы применяется к символу во время $1. Тем не менее, чтобы применять периодический сдвиг относительно временной области, следующее изменение фаз применяется к группам 2201, 2202, 2203 и 2204 символов.
Для группы 2201 символов временной области символ #0 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #9 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #18 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #27 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Для группы 2202 символов временной области символ #28 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #1 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #10 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #19 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Для группы 2203 символов временной области символ #20 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #29 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #2 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #11 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Для группы 2204 символов временной области символ #12 получается с использованием изменения фазы во время и, символ #21 получается с использованием изменения фазы во время и+1, символ #30 получается с использованием изменения фазы во время и+2, и символ #3 получается с использованием изменения фазы во время и+3.
Отличительный признак фиг. 22 наблюдается в том, что при рассмотрении символа #11 в качестве примера два его соседних символа вдоль частотной оси (#10 и #12) являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11, и два его соседних символа, имеющие идентичную несущую во временной области (#2 и #20), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11. Это поддерживается не только для символа #11, но также и для любого символа, имеющего два соседних символа в частотной области и временной области. Соответственно, фактически выполняется изменение фазы. Это с очень высокой вероятностью повышает качество приема данных, поскольку влияние от регуляризации прямых волн в меньшей степени относится к приему.
Хотя фиг. 22 иллюстрирует пример, в котором п=1, изобретение не ограничено таким образом. То же самое может применяться к случаю, в котором п=3. Кроме того, хотя фиг. 22 иллюстрирует реализацию вышеописанных преимуществ посредством размещения символов в частотной области и усовершенствования во временной области таким образом, чтобы достигать характерного преимущества придания периодического сдвига порядку компоновки символов, символы также могут размещаться произвольно (или регулярно) для идентичной цели.
Хотя настоящий вариант осуществления описывает разновидность варианта 1 осуществления, в которой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот вставляется перед изменением
- 82 030237
фазы, настоящий вариант осуществления также может быть реализован в качестве комбинации с вариантом осуществления 2, так что модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот вставляется перед изменением фазы на фиг. 26 и 28. Соответственно, на фиг. 26 модуль 317А изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701А(ц1(1)) в полосе модулирующих частот в качестве ввода, и модуль 317В изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701В(с]2(1)) в полосе модулирующих частот в качестве ввода. То же самое применяется к модулям 317А и 317В изменения фазы из фиг. 28.
Далее описывается схема для предоставления возможности приемному устройству получать хорошее качество принимаемого сигнала для данных, независимо от расположения приемного устройства, посредством учета местоположения приемного устройства относительно передающего устройства.
Фиг. 31 иллюстрирует пример конфигурации кадра для части символов в сигнале в частотновременных областях с учетом схемы передачи, в которой регулярное изменение фазы выполняется для схемы с несколькими несущими, такой как ОЕЭМ.
Фиг. 31 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2', соответствующего переключенному сигналу в полосе модулирующих частот, вводимому в модуль 317В изменения фазы из фиг. 67. Каждый квадрат представляет один символ (хотя оба сигнала 81 и 82 включаются для целей предварительного кодирования, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, может быть использован только один из сигналов 81 и 82).
Рассмотрим символ 3100 в несущей 2 и во время $2 по фиг. 31. Несущая, описанная в данном документе, альтернативно может называться поднесущей.
В несущей 2 существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 610А в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних во временной области символов относительно времени $2, т.е. для символа 3013 во время $1 и символа 3101 во время $3 в несущей 2.
Аналогично, для времени $2, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних в частотной области символов относительно несущей 2, т.е. для символа 3104 в несущей 1, время $2, и символа 3104 во время $2, несущая 3.
Как описано выше, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 и характеристиками канала для каждого символа 3101, 3102, 3103 и 3104.
Настоящее описание рассматривает N различных фаз (Ν является целым числом, N>2) для умножения в схеме передачи, в которой регулярно изменяется фаза. Символы, проиллюстрированные на фиг. 31, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является сигналом ζ2' из фиг. 6, подвергнутым изменению по фазе через умножение на е10 Иными словами, значения, заданные для символов на фиг. 31, являются значением у(1), заданным посредством формулы 70 (математическое выражение 70).
Настоящий вариант осуществления использует преимущество высокой корреляции в характеристиках канала, существующей между соседними символами в частотной области и/или соседними символами во временной области в компоновке символов, обеспечивающей получение высокого качества приема данных посредством приемного устройства, принимающего символы после изменения фазы.
Чтобы достигать этого высокого качества приема данных, предпочтительно должны удовлетворяться условия #Ό1-1 и #Ό1-2.
Условие #Ό1-1.
Как показано на фиг. 69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, ОРЭМ, время X, несущая Υ являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ.
Условие #Ό1-2.
Как показано на фиг. 69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, ОРЭМ, время X, несущая Υ являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X, несущая Υ+1 и во время X, несущая Υ-1 также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время X, несущая Υ-1 и во время X, несущая Υ+1.
В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #Ό1-1. Аналогично, символы данных должны удовлетворять условию #Ό1-2.
Причины поддержки условий #Ό1-1 и #Ό1-2 заключаются в следующем.
- 83 030237
Очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А во временной области, как описано выше.
Соответственно, когда три соседних символа во временной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в ΕΟδ-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения δNК) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.
Аналогично, очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (символа А) и характеристиками канала символов, соседних с символом А в частотной области, как описано выше.
Соответственно, когда три соседних символа в частотной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в ΕΟδ-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения δNК) для символа А, два оставшихся символа, соседних с символом А, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.
При комбинировании условий #Ό1-1 и #Ό1-2 наилучшее качество приема данных является, вероятно, достижимым для приемного устройства. Соответственно, может извлекаться следующее условие #Ό1-3.
Условие #Ό1-3.
Как показано на фиг. 69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, ΟΡΌΜ, время X, несущая Υ являются символом для передачи данных (символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время Х-1, несущая Υ и во время Х+1, несущая Υ также являются символами данных, и соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Υ-1 и во время X, несущая Υ+1 также являются символами данных, так что различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из пяти символов данных, т.е. для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Υ, во время X, несущая Υ-1, во время X, несущая Υ+1, во время X-!, несущая Υ и во время /+1, несущая Υ. Здесь, различные изменения по фазе заключаются в следующем. Изменения фазы задаются от 0 радиан до 2π радиан. Например, для времени X, несущей Υ, изменение фазы е1®'2 Υ применяется к предварительно кодированному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот из фиг. 69 для времени /-1, несущей Υ, изменение фазы е^-1^ применяется к предварительно кодированному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот из фиг. 69 для времени /+1, несущей Υ, изменение фазы е1®^1^ применяется к предварительно кодированному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот из фиг. 69, так что θ^θ^-^Σπ, 0^0^,^2:^ и 0^0^,^2^ при этом все единицы задаются в радианах. Также, для условия #Ό1-1 из этого следует, что 0^40^,, 0^40^1,, и что θ^^^θχ+^ι^. Аналогично, для условия #Ό1-2 из этого следует, что 0^40^1, 0^4®^+! и что θ^^^θ^χ^+ι- Так же, для условия #Ω1-3 из этого следует, что 4/.-,-4 4-1.-,-. 4/.-,-4)./.,.-,-. 4/.-,4)./.-,--]. 4/.-,4)./.-,-.]. 4/-,.-,4)./.].-,·. 0χ.1,γ^0χ,γ.1, Щ1,Υ^θX,Υ+1, θX+1,Υ^θX,Υ-1, 0/+1,,^0/,,+1 и что Υ+1.
В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #Ό1-1.
Фиг. 31 иллюстрирует пример условия #Ό1-3, когда символ А соответствует символу 3100. Символы размещаются так, что фаза, на которую умножается переключенный сигнал с|2 в полосе модулирующих частот из фиг. 69, отличается для символа 3100, для его обоих соседних символов 3101 и 3102 во временной области и для его обоих соседних символов 3102 и 3104 в частотной области. Соответственно, несмотря на снижение качества принимаемого сигнала символа 3100 для приемного устройства, хорошее качество сигнала очень вероятно для соседних сигналов, тем самым гарантируя хорошее качество сигнала после коррекции ошибок.
Фиг. 32 иллюстрирует компоновку символов, полученную через изменения фазы при этих условиях.
Как видно из фиг. 32, относительно любого символа данных, различное изменение по фазе применяется к каждому соседнему символу во временной области и в частотной области. В связи с этим может быть повышена способность приемного устройства корректировать ошибки.
Другими словами, на фиг. 32, когда все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #Ό1-1 удовлетворяется для всех X и всех Υ.
Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, условие #Ό1-2 удовлетворяется для всех X и всех Υ.
Аналогично, на фиг. 32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, а все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #Ό1-3 удовле- 84 030237
творяется для всех X и всех Υ.
Далее поясняется вышеописанный пример для случая, в котором изменение фазы выполняется для двух переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот (см. фиг. 68).
Несколько схем изменения фазы являются применимыми к выполнению изменения фазы для двух переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот. Подробности поясняются ниже.
Схема 1 заключает в себе изменение фазы переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения фазы, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32 изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #Ό1-1, #Ό1-2 и #Ό1-3, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, изменяется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять, другие схемы изменения фазы также являются применимыми). Затем, как показано на фиг. 33, степень изменения фазы, выполняемая для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот. На фиг. 33 для периода (цикла) (изменения фазы, выполняемого для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $1, значение изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот, составляет е10 Затем, для следующего периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $2, значение степени изменения фазы, выполняемой для предварительно кодированного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот, составляет е129', и т.д.
Символы, проиллюстрированные на фиг. 33, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является сигналом С|1 из фиг. 26, подвергнутым изменению фазы через умножение на е10
Как показано на фиг. 33, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу С|1 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, так что значение после изменения фазы меняется в зависимости от номера каждого периода (цикла).
(Как описано выше, на фиг. 33, значение составляет е'0 для первого периода (цикла), е|п'9' для второго периода (цикла) и т.д.).
Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета степени изменения фазы, применяемого к переключенному сигналу с|1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
Схема 2 заключает в себе изменение по фазе переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг. 32. На фиг. 32 изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #Ό1-1, #Ό1-2 и #Ό1-3, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, изменяется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг. 32 с периодом (циклом) в десять, другие схемы изменения фазы также являются применимыми). Затем, как показано на фиг. 33, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот.
Символы, проиллюстрированные на фиг. 30, указываются, например, как е10 Это означает, что данный символ является переключенным сигналом С|1 в полосе модулирующих частот, подвергнутым изменению фазы через умножение на е10
Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета изменений по фазе, применяемых к переключенному сигналу С|1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Эффективный способ применять схему 2 состоит в том, чтобы выполнять изменение по фазе для переключенного сигнала с|1 в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в Ν и выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в Μ, так что Ν и Μ являются взаимно-простыми. В связи с этим, посредством учета обоих переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот период (цикл) в ΝχΜ является легко достижимым, фактически задавая период (цикл) большим, когда Ν и Μ являются взаимно-простыми.
Хотя выше пояснен пример вышеописанной схемы изменения фазы, настоящее изобретение не ог- 85 030237
раничено таким образом. Изменение по фазе может выполняться относительно частотной области, временной области или для частотно-временных блоков. Аналогичное повышение качества приема данных может быть получено для приемного устройства во всех случаях.
То же самое также применяется к кадрам, имеющим конфигурацию, отличную от конфигурации, описанной выше, в которой пилотные символы (§Р-символы) и символы, передающие управляющую информацию, вставляются между символами данных. Подробности изменения по фазе в таких случаях следующие.
Фиг. 47А и 47В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 47А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 47В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот). На фиг. 47А и 47В 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены переключение или переключение и изменение по фазе.
Фиг. 47А и 47В, аналогично фиг. 69, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот (при этом изменение по фазе не выполняется для переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 69 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени ί на несущую £ на фиг. 69 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (ί) на (ί,£), где ί является временем, а £ является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 47А и 47В для каждого из символов, являются значениями переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов переключенного сигнала С|1 (ζ1) в полосе модулирующих частот из фиг. 47А и 47В не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.
Важный момент фиг. 47А и 47В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, т.е. для символов, подвергнутых предварительному кодированию либо предварительному кодированию и переключению. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа §1 и §2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 48А и 48В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 48А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 48В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот). На фиг. 48А и 48В 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.
Фиг. 48А и 48В указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу С|1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 48А и 48В для каждого из символов, являются значениями переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.
Важный момент фиг. 48А и 48В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов, и для символов данных переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа §1 и §2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в ζ1', ни для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 49А и 49В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 49А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 49В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот). На фиг. 49А и 49В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот Ι=0 и квадратурный компонент р=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 49А и 49В отличаются от фиг. 47А и 47В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы встав- 86 030237
ляются в модулированный сигнал ζ2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ1'.
Фиг. 49А и 49В, аналогично фиг. 69, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот (при этом изменение по фазе не выполняется для переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг. 69 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени ΐ на несущую £ на фиг. 6 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (ΐ) на (ΐ,£), где ΐ является временем, а £ является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 49А и 49В для каждого из символов, являются значениями переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот из фиг. 49А и 49В не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.
Важный момент фиг. 49А и 49В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, т.е. для символов, подвергнутых предварительному кодированию либо предварительному кодированию и переключению. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа з1 и з2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 50А и 50В иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов ζ1 или ζ1' и ζ2' (переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг. 50А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1 или ζ1' (переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг. 50В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2' (переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот). На фиг. 50А и 50В 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот Ι=0 и квадратурный компонент р=0. В связи с этим символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг. 50А и 50В отличаются от фиг. 48А и 48В схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал ζ2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале ζ1'.
Фиг. 50А и 50В указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу С|1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу с|2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг. 50А и 50В для каждого из символов, являются значениями переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.
Важный момент фиг. 50А и 50В состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала С|1 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов, и для символов данных переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа з1 и з2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в ζ1', ни для пилотных символов, вставленных в ζ2'.
Фиг. 51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 47А, 47В, 49А и 49В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям по фиг. 4, используют идентичные опорные символы. Фиг. 51 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг. 67 и 70. Тем не менее, фиг. 51 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулями взвешивания и модулями изменения фазы, подобно фиг. 67 и 70.
На фиг. 51 модули 308А и 308В взвешивания, модуль 317В изменения фазы и модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот работают только в моменты времени, указываемые посредством сигнала 313 конфигурации кадра, соответствующие символам данных.
На фиг. 51, формирователь 5101 пилотных символов (который также формирует нулевые символы) выводит сигналы 5102А и 5102В в полосе модулирующих частот для пилотного символа каждый раз, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (и нулевой символ).
Хотя не указано в конфигурациях кадра из фиг. 47А-50В, когда не выполняется предварительное кодирование (и сдвиг фаз), к примеру, при передаче модулированного сигнала с использованием только одной антенны (так что другая антенна не передает сигнал), или при использовании схемы передачи с пространственно-временным кодированием (в частности, пространственно-временным блочным кодированием), чтобы передавать символы управляющей информации, в таком случае сигнал 313 конфигурации кадра принимает символы 5104 управляющей информации и управляющую информацию 5103 в качестве ввода. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ управляющей информации, выводятся
- 87 030237
его сигналы 5102Α и 5102В в полосе модулирующих частот.
Беспроводные модули 310Α и 310В по фиг. 51 принимают множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирают требуемый сигнал в полосе модулирующих частот согласно сигналу 313 конфигурации кадра. Беспроводные модули 310Α и 310В затем применяют обработку ΟΓΌΜ-сигналов и выводят модулированные сигналы 311Α и 311В, соответствующие конфигурации кадра.
Фиг. 52 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг. 48Α, 48В, 50Α и 50В. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям из фиг. 4 и 51, используют идентичные опорные символы. Фиг. 52 показывает дополнительный модуль 317Α изменения фазы, который работает только тогда, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных. Во все другие моменты времени операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 51. Фиг. 52 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг. 67 и 70. Тем не менее, фиг. 52 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг. 67 и 70.
Фиг. 53 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 51. Фиг. 53 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг. 67 и 70. Тем не менее, фиг. 53 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг. 67 и 70. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг. 53, модуль 317В изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317В изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 316В в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317В изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Модуль 5301 выбора принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирает сигнал в полосе модулирующих частот, имеющий символ, указанный посредством сигнала 313 конфигурации кадра, для вывода.
Фиг. 54 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг. 52. Фиг. 54 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг. 67 и 70. Тем не менее, фиг. 54 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг. 67 и 70. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг. 54, модуль 317В изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317В изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 316В в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317В изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Аналогично, как показано на фиг. 54, модуль 5201 изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 309Α в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 5201 изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего е10).
Вышеприведенные пояснения приводятся с использованием пилотных символов, управляющих символов и символов данных в качестве примеров. Тем не менее, настоящее изобретение не ограничено таким образом. Когда символы передаются с использованием схем, отличных от предварительного кодирования, таких как одноантенная передача или передача с использованием пространственно-временного блочного кодирования, отсутствие изменения по фазе является важным. Наоборот, выполнение изменения фазы для символов, которые предварительно кодированы, является ключевым моментом настоящего изобретения.
Соответственно, отличительный признак настоящего изобретения заключается в том, что изменение по фазе не выполняется для всех символов в конфигурации кадра в частотно-временной области, а выполняется только для сигналов в полосе модулирующих частот, которые предварительно кодированы
- 88 030237
и подвергнуты переключению.
Далее описывается схема для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как ОС-БЭРС-коды (могут быть использованы не только ОС-БОРС-. но также и БЭРС-коды). конкатенированные БЭРС- и ВСН-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока з1 и 82. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п. и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры СКС-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. В отличие от фиг. 69 и 70, например, фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока з1 и з2, как указано на фиг. 4, с помощью кодера и модуля распределения. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ΟΡΌΜ).
Как показано на фиг. 34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для ОР8К, 1500 для 16-0ΛΜ и 1000 для 64-0ΆΜ.
Затем, при условии, что вышеописанное передающее устройство передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, назначаются з1, а другие 1500 символов назначаются 82. В связи с этим 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из з1 и 82.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-^ΛΜ, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-^ΛΜ, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы. Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, модуль изменения фазы вышеописанного передающего устройства использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. (Как показано на фиг. 69, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот. Аналогично, чтобы выполнять изменение по фазе для обоих переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, здесь, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, должны быть подготовлены пять таких наборов для изменения фазы). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], РНА§Е[3] и РНА8Е [4].
Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, РНА§Е[0] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[1] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[2] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[3] используется в 300 временных квантах, и РНА§Е[4] используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Кроме того, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16^ΛΜ, РНА§Е[0] используется в 150 временных квантах, РНА§Е[1] используется в 150 временных квантах, РНА§Е[2] используется в 150 временных квантах, РНА§Е[3] используется в 150 временных квантах, и РНА§Е[4] используется в 150 временных квантах.
Также дополнительно, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64-^ΛΜ, РНА§Е[0] используется в 150 временных квантах, РНА§Е[1] используется в 100 временных квантах, РНА§Е[2] используется в 100 временных квантах, РНА§Е[3] используется в 100 временных квантах, и РНА§Е[4] используется в 100 временных квантах.
Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки Ν значений измене- 89 030237
ния фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как РНА3Е[0], РНА3Е[1], РНА3Е[2], ..., РНА3Е^-2], РНА3Е^-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, РНА3Е[0] используется в К0 временных квантов, РНА3Е[1] используется в К! временных квантов, РНА3Е[1] используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<ί<Ν-1, ί является целым числом), и РНА3Е^-1] используется в К№1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #Ό1-4.
Условие #Ό1-4.
К0=К1...=К£=... Ки. Т.е., Ка=КЬ (для Уа и Уь, где а, Ь=0, 1, 2 ... Ν-1, а^Ь).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #Ό1-4 предпочтительно удовлетворяется для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #Ό1-4 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае следующее условие применяется вместо условия #Ό1-4.
Условие #Ό1-5.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 (У а, Уь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, Η<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, а+Ь).
Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг. 35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока к1 и к2, как указано посредством передающего устройства из фиг. 67 и фиг. 70, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ОРЭМ).
Как показано на фиг. 35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для ОР3К, 1500 для 16-рАМ и 1000 для 64ЮАМ.
Передающее устройство из фиг. 67 и передающее устройство из фиг. 70 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой ОР3К. два кодированных блока, извлеченных из к1 и к2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из к1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из к2. В связи с этим требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой Ш-ОАМ, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, а когда схема модуляции представляет собой 64-ОАМ, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока.
Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.
Здесь пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг. 67 и фиг. 67 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. (Как показано на фиг. 69, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для переключенного сигнала с|2 в полосе модулирующих частот. Аналогично, чтобы выполнять изменение по фазе для обоих переключенных сигналов С|1 и с|2 в полосе модулирующих частот, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, здесь, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, должны быть подготовлены пять таких наборов для изменения фазы). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как РНА3Е[0], РНА3Е[1], РНА3Е[2], РНА3Е[3] и РНА3Е [4].
Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000х2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой ОР3К, РНА3Е[0] используется в 600 временных квантах, РНА3Е[1] используется в 600 временных квантах, РНА3Е[2] используется в 600 временных квантах, РНА3Е[3] используется в 600 временных квантах, и РНА3Е[4] используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА3Е[0] используется во временных квантах 600 раз, РНА3Е[1] используется во временных квантах 600 раз, РНА3Е[2] используется во временных квантах 600 раз, РНА3Е[3] используется во временных квантах 600 раз, и РНА3Е[4] исполь- 90 030237
зуется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА§Е[0] используется во временных квантах 600 раз, РНА§Е[1] используется во временных квантах 600 раз, РНА§Е[2] используется во временных квантах 600 раз, РНА§Е[3] используется во временных квантах 600 раз, и РНА§Е[4] используется во временных квантах 600 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 16РАЖ РНА§Е[0] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[1] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[2] используется в 300 временных квантах, РНА§Е[3] используется в 300 временных квантах, и РНА§Е[4] используется в 300 временных квантах.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА§Е[0] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[1] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[2] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[3] используется во временных квантах 300 раз, и РНА§Е[4] используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА§Е[0] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[1] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[2] используется во временных квантах 300 раз, РНА§Е[3] используется во временных квантах 300 раз, и РНА§Е[4] используется во временных квантах 300 раз.
Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000x2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64РАЖ РНА§Е[0] используется в 200 временных квантах, РНА§Е[1] используется в 200 временных квантах, РНА§Е[2] используется в 200 временных квантах, РНА§Е[3] используется в 200 временных квантах, и РНА8Е [4] используется в 200 временных квантах.
Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, РНА§Е[0] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[1] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[2] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[3] используется во временных квантах 200 раз, и РНА§Е[4] используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, РНА§Е[0] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[1] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[2] используется во временных квантах 200 раз, РНА§Е[3] используется во временных квантах 200 раз, и РНА§Е[4] используется во временных квантах 200 раз.
Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА8ЕЩ-2], РНА8ЕЩ-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, РНА§Е[0] используется в Ко временных квантов, РНА§Е[1] используется в К! временных квантов, РНА8ЕЩ используется в К1 временных квантов (где 1=0, 1, 2, ..., N-1, т.е. 0<1<^1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется в К№1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #Ό1-6.
Условие #Ό1-6.
К0=К1...=К1=... К№1. Т.е., Ка=КЬ (для Vа и Уь, где а, Ь=0, 1, 2 ... N-1, а*Ь).
Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, РНА§Е[0] используется К0,1 раз, РНА§Е[1] используется К1Д раз, РНА8ЕЩ используется Кц раз (где 1=0, 1, 2, ..., N 1, т.е. 0<1<^1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется К№1Д раз, так что удовлетворяется условие #Ό1-7.
Условие #Ό1-7.
К0Д=К1Д..=К1Д=... К№1>1. Т.е., Ка,1=КЬ,1 (для и уь, где а, Ь=0, 1, 2 ... N-1, а±Ь).
Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, РНА§Е[0] используется Ко,2 раз, РНА§Е[1] используется К1>2 раз, РНА8ЕЩ используется К1>2 раз (где 1=0, 1, 2, ..., N 1, т.е. 0<1<^1, ί является целым числом), и РНА8ЕЩ-1] используется К№1,2 раз, так что удовлетворяется условие #Ό1-8.
Условие #Ό1-8.
К0>2=К1,2...=К1>2=... К№1,2. Т.е., Ка,2=КЬ,2 (Уа и Уь, где а, Ь=0, 1, 2 ... N-1, т.е. 0<а, Ь<№1, а и Ь являются целыми числами, а±Ь).
Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #Ό1-6, условие #Ό1-7 и условие #Ό1-8 предпочтительно удовлетворяются для поддерживаемой схемы модуляции.
Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #Ό1-7 условия #Ό1-6 и условие #Ό1-8 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #Ό1-7 условия #Ό1-6 и условия #Ό1-8.
Условие #Ό1-9.
Разность между Ка и КЬ удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка-КЬ| удовлетворяет 0 или 1 Ра' Ά где а,
- 91 030237
Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, ϋ<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, а+Ь).
Условие #Ό1-10.
Разность между Кад и КЬд удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка,1-КЬд| удовлетворяет 0 или 1 (>а, >ь, где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, а+Ь). Условие #01-11 Разность между Ка,2 и КЬ,2 удовлетворяет 0 или 1. Т.е., |Ка,2-КЬ,2| удовлетворяет 0 или 1 (νа, Υ где а, Ь=0, 1, 2, ..., Ν-1, т.е. 0<а, 6<Ν-1, а и Ь являются целыми числами, а+Ь).
Как описано выше, смещение между фазами, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и фазой умножения. В связи с этим может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.
Как описано выше, Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в Ν, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим подготавливаются Ν значений РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е^-2] и РНА§Е^-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. Ν значений РНА§Е[0], РНА§Е[1], РНА§Е[2], ..., РНА§Е^-2] и РНА§Е^-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в Ν, идентичные преимущества достижимы с использованием Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, Ν значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.
Кроме того, с учетом наличия режимов для М1МО-схем с пространственным мультиплексированием, М1МО-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.
Как описано в непатентном документе 3, М1МО-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов 81 и 82, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. М1МО-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения по фазе). Дополнительно схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала 81, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.
Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру ОРЭМ, заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из М1МО-схем с пространственным мультиплексированием, М1МО-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать вышеприведенное.
Хотя настоящее описание описывает настоящий вариант осуществления в качестве передающего устройства, применяющего предварительное кодирование, переключение сигнала в полосе модулирующих частот и изменение по фазе, все они могут быть по-разному комбинированы. В частности, модуль изменения фазы, поясненный для настоящего варианта осуществления, может быть свободно комбинирован с изменением по фазе, поясненным во всех других вариантах осуществления.
Вариант ϋ2 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему инициализации изменения фазы для регулярного изменения фазы, описанного в настоящем описании. Эта схема инициализации является применимой к передающему устройству из фиг. 4 при использовании схемы с несколькими несущими, к примеру, ОРЭМ, и к передающим устройствам фиг. 67 и 70 при использовании одного кодера и модуля распределения, аналогично фиг. 4.
Нижеприведенное также применимо к схеме для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как ОС-БЭРС-коды (могут быть использованы не только ОС-БЭРС-, но также и ЬОРС-коды), конкатенированные БЭРС- и ВСН-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д.
Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока 81 и 82. Когда кодиро- 92 030237
вание выполнено с использованием блочных кодов и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п. и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры СКС-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.
Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг. 34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока к1 и к2, как указано посредством вышеописанного передающего устройства, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как ОРЭМ).
Как показано на фиг. 34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для ОР8К, 1500 для 16-рАМ и 1000 для 64-рАМ.
Затем, при условии, что вышеописанное передающее устройство передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой ОР8К, назначаются к1, а другие 1500 символов назначаются к2. В связи с этим 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из к1 и 82.
По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-рАМ, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие каждый кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-рАМ, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие каждый кодированный блок.
Далее описывается передающее устройство, передающее модулированные сигналы, иллюстрирующие конфигурацию кадра посредством фиг. 71А и 71В. Фиг. 71А иллюстрирует конфигурацию кадра для модулированного сигнала ζ1' или ζ1 (передаваемого посредством антенны 312А) во временной и в частотной областях. Аналогично, фиг. 71В иллюстрирует конфигурацию кадра для модулированного сигнала ζ2 (передаваемого посредством антенны 312В) во временной и в частотной областях. Здесь частота (полоса частот), используемая посредством модулированного сигнала ζ1' или ζ1, и частота (полоса частот), используемая для модулированного сигнала ζ2, являются идентичными, перенося модулированные сигналы ζ1' или ζ1 и ζ2 одновременно.
Как показано на фиг. 71А, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала А. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать первый и второй кодированный блок. Передающее устройство передает первый кодированный блок во время интервала В. Передающее устройство затем передает второй кодированный блок во время интервала С.
Дополнительно, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала Ό. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать третий или четвертый кодированный блок и т.д. Передающее устройство передает третий кодированный блок во время интервала Е. Передающее устройство затем передает четвертый кодированный блок во время интервала Ό.
Кроме того, как показано на фиг. 71В, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала А. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать первый и второй кодированный блок. Передающее устройство передает первый кодированный блок во время интервала В. Передающее устройство затем передает второй кодированный блок во время интервала С.
Дополнительно передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала Ό. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать третий или четвертый кодированный блок и т.д. Передающее устройство передает третий кодированный блок во время интервала Е. Передающее устройство затем передает четвертый кодированный блок во время интервала Ό.
Фиг. 72 указывает число временных квантов, используемых при передаче кодированных блоков из фиг. 34, в частности, с использованием 16-ОАМ в качестве схемы модуляции для первого кодированного блока. Здесь требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать первый кодированный блок.
Аналогично, фиг. 72 также указывает число временных квантов, используемых для того, чтобы передавать второй кодированный блок, с использованием ОР8К в качестве схемы модуляции для него.
- 93 030237
Здесь требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать второй кодированный блок.
Фиг. 73 указывает временные кванты, используемые при передаче кодированных блоков из фиг. 34, в частности, с использованием ЦР8К в качестве схемы модуляции для третьего кодированного блока. Здесь требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать кодированный блок.
Как пояснено в этом описании, модулированный сигнал ζ1, т.е. модулированный сигнал, передаваемый посредством антенны 312А, не подвергается изменению по фазе, в то время как модулированный сигнал ζ2, т.е. модулированный сигнал, передаваемый посредством антенны 312В, подвергается изменению по фазе. Следующая схема изменения фазы используется для фиг. 72 и 73.
До того, как может возникать изменение по фазе, подготавливаются семь различных значений изменения фазы. Семь значений изменения фазы помечаются #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6 и #7. Изменение по фазе является регулярным и периодическим. Другими словами, значения изменения фазы применяются регулярно и периодически, так что порядок представляет собой #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6 и т.д.
Как показано на фиг. 72, при условии, что 750 временных квантов требуются для первого кодированного блока, значение #0 изменения фазы используется первоначально, так что #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, ..., #3, #4, #5, #6 используются последовательно, при этом 750-ый временной квант использует #0 в конечной позиции.
Изменение по фазе затем применяется к каждому временному кванту для второго кодированного блока. Настоящее описание предполагает варианты применения в многоадресной и широковещательной передаче. В связи с этим, приемный терминал может не иметь потребности в первом кодированном блоке и извлекать только второй кодированный блок. В таких случаях, при условии, что конечный временной квант, используемый для первого кодированного блока, использует значение #0 изменения фазы, значение изменения начальной фазы, используемое для второго кодированного блока, равно #1. В связи с этим возможны следующие схемы:
(a) вышеуказанный терминал отслеживает передачу первого кодированного блока, т.е. отслеживает шаблон значений изменения фазы через конечный временной квант, используемый для того, чтобы передавать первый кодированный блок, и затем оценивает значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта второго кодированного блока;
(b) (а) не возникает, и передающее устройство передает информацию относительно используемых значений изменения фазы в начальном временном кванте второго кодированного блока. Схема (а) приводит к большему энергопотреблению посредством терминала вследствие необходимости отслеживать передачу первого кодированного блока. Тем не менее, схема (Ь) приводит к уменьшенной эффективности передачи данных.
Соответственно, существует необходимость улучшать выделение значений изменения фазы, описанное выше. Рассмотрим схему, в которой значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант каждого кодированного блока, является фиксированным. Таким образом, как указано на фиг. 72, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант второго кодированного блока, и значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант первого кодированного блока, являются идентичными, при этом они равны #0.
Аналогично, как указано на фиг. 73, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант третьего кодированного блока, не равно #3, а вместо этого является идентичным значению изменения фазы, используемому для того, чтобы передавать начальный временной квант первого и второго кодированных блоков, при этом они равны #0.
В связи с этим проблемы, сопутствующие обеим схемам (а) и (Ь), описанным выше, могут ограничиваться при сохранении их преимуществ.
В настоящем варианте осуществления схема, используемая для того, чтобы инициализировать значение изменения фазы для каждого кодированного блока, т.е. значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта каждого кодированного блока, фиксированно задается равной #0. Тем не менее, другие схемы также могут использоваться для однокадровых единиц. Например, значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта символа, передающего информацию после того, как передана преамбула или управляющий символ, может быть фиксированно задано равным #0.
Вариант ϋ3 осуществления
Вышеописанные варианты осуществления поясняют модуль взвешивания с использованием матрицы предварительного кодирования, выражаемой в комплексных числах для предварительного кодирования. Тем не менее, матрица предварительного кодирования также может выражаться в вещественных числах.
Иными словами, допустим, что два сигнала 81(ί) и 82(ϊ) в полосе модулирующих частот (где ί является временем или частотой) преобразованы (с использованием схемы модуляции) и предварительно кодированы, чтобы получать предварительно кодированные сигналы ζ1(ί) и ζ2(ί) в полосе модулирующих частот. В связи с этим преобразованный сигнал 81(ί) в полосе модулирующих частот имеет синфаз- 94 030237
ный компонент ^1(1) и квадратурный компонент рз1(1), и преобразованный сигнал з2(1) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ι^ΐ) и квадратурный компонент рз2(1), в то время как предварительно кодированный сигнал ζί(ί) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ιζ1(ΐ) и квадратурный компонент ρζ1(ί), и предварительно кодированный сигнал ζ2(ί) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент Ιζ2(ί) и квадратурный компонент Ρζ2(ί), что предоставляет следующую матрицу Нг предварительного кодирования, когда все значения являются вещественными числами.
Математическое выражение 76:
(формула 76)
Матрица Нг предварительного кодирования также может выражаться следующим образом, при этом все значения являются вещественными числами.
Математическое выражение 77:
$13
$23 $32 $33
Нл
«ίί «12
$21 $22
\$41 $42 $4
$14
$24
$34
$44/
(формула 77)
где а11, а12, а13, а14, а21, а22, а23, а24, а31, а32, а33, а34, а41, а42, а43 и а44 являются вещественными числами. Тем не менее, ни одно из следующего не может поддерживаться: {ап=0, а12=0, а13=0 и а14=0}, {а21=0, а22=0, а23=0 и а24=0}, {а31=0, а32=0, а33=0 и а34=0} и {а41=0, а42=0, а43=0 и а44=0}. Кроме того, ни одно из следующего не может поддерживаться: {ап=0, а21=0, а31=0 и а41=0}, {а12=0, а22=0, а32=0 и а42=0}, {а13=0, а23=0, а33=0 и а43=0} и {а,.,=0, а24=0, а34=0 и а44=0}.
Вариант Е1 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему передачи в качестве применения изменения по фазе к предварительно кодированным сигналам (или предварительно кодированным сигналам с переключенными полосами модулирующих частот) для широковещательной системы с использованием стандарта ЭУВ-Т2 (цифровой широковещательной передачи видео для цифровой наземной телевизионной широковещательной системы второго поколения). Во-первых, описывается конфигурация кадра в широковещательной системе с использованием ЭУВ-Т2-стандарта.
Фиг. 74 иллюстрирует общую конфигурацию кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательного передающего устройства с использованием ЭУВ-Т2-стандарта. При условии, что ЭУВ-Т2 использует ΟΡ^Μ-схему, кадр конфигурируется в частотно-временной области. Таким образом, фиг. 74 иллюстрирует конфигурацию кадра в частотно-временной области. Кадр включает в себя служебные данные (7401) Р1, априорные служебные данные (7402) М, апостериорные служебные данные (7403) Ы, общий РБР (конвейер физического уровня) (7404) и РБР #1-#Ν (7405_1-7405_Ν). (Здесь априорные служебные данные (7402) М и апостериорные служебные данные (7403) Ы называются Р2-символами). В связи с этим служебные данные (7401) Р1, априорные служебные данные (7402) М, апостериорные служебные данные (7403) Ы, общий РБР (конвейер физического уровня) (7404) и РБР #1-#Ν (7405_17405_Ν) формируют кадр, который называется Т2-кадром, тем самым составляя единицу конфигурации кадра.
Служебные данные (7401) Р1 являются символом, используемым посредством приемного устройства для обнаружения сигналов и частотной синхронизации (включающей в себя оценку сдвига частоты), который одновременно служит для того, чтобы передавать такую информацию, как ТТТ-размер, а также то, передается или нет модулированный сигнал посредством 8^О- или ΜI8Ο-схемы. (При использовании 8^О-схем передается только один модулированный сигнал, тогда как при использовании ΜI8Οсхем передается множество модулированных сигналов. Помимо этого могут быть использованы пространственно-временные блоки, описанные в непатентных документах 9, 16 и 17).
Априорные служебные данные (7402) Ы используются для того, чтобы передавать информацию, связанную со схемами, используемыми для того, чтобы передавать кадр относительно защитного интервала, информацию схемы обработки сигналов, используемую для того, чтобы уменьшать РАРВ (отношение пиковой мощности к средней мощности), схему модуляции, используемую для того, чтобы передавать апостериорные служебные данные Ы, ТБС-схему, скорость ее кодирования, длину и размер апостериорных служебных данных Ы, шаблон их рабочих данных, конкретные для соты (частотной области) числа, а также то, используется обычный режим или расширенный режим (при этом обычный режим и расширенный режим отличаются с точки зрения номеров поднесущих, используемых для того, чтобы передавать данные).
Апостериорные служебные данные (7403) Ы используются для того, чтобы передавать такую информацию, как число РБР, используемая частотная область, конкретные для РБР числа, схема модуля- 95 030237
ции, используемая для того, чтобы передавать РЬР, РЕС-схема, скорость ее кодирования, число блоков, передаваемых посредством каждого РЬР, и т.д.
Общий РЬР (7404) и РЬР #1-#N (7405_1-7405_№) представляют собой области, используемые для передачи данных.
Конфигурация кадра из фиг. 74 иллюстрирует служебные данные (7401) Р1, априорные служебные данные (7402) Ь1, апостериорные служебные данные (7403) Ь1, общий РЬР (конвейер физического уровня) (7404) и РЬР #1-#N (7405_1-7405_Щ, разделенные относительно временной области для передачи. Тем не менее, два или более из этих сигналов могут возникать одновременно. Фиг. 75 иллюстрирует такой случай. Как показано, априорные служебные данные Ь1, апостериорные служебные данные Ь1 и общий РЬР возникают одновременно, в то время как РЬР #1 и РЬР #2 возникают одновременно в другое время. Иными словами, каждый сигнал может сосуществовать в одной точке относительно временной или частотной области в конфигурации кадра.
Фиг. 76 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства (например, широковещательного передающего устройства), применяющего схему передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), соответствующих ОУВ-Т2-стандарту.
Формирователь 7602 РЬР-сигналов принимает передаваемые РЬР-данные 7601 (данные для РЬР) и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет кодирование с коррекцией ошибок согласно информации кодов с коррекцией ошибок для РЬР, включенных в управляющий сигнал 7609, и выполняет преобразование согласно схеме модуляции, аналогично включенной в управляющий сигнал 7609, и затем выводит (квадратурный) РЬР-сигнал 7603 в полосе модулирующих частот.
Формирователь 7605 сигналов Р2-символов принимает передаваемые данные 7604 Р2-символов и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет кодирование с коррекцией ошибок согласно информации кодов с коррекцией ошибок для Р2-символа, включенного в управляющий сигнал 7609, и выполняет преобразование согласно схеме модуляции, аналогично включенной в управляющий сигнал 7609, и затем выводит (квадратурный) сигнал 7606 в полосе модулирующих частот Р2-символа.
Формирователь управляющих сигналов 7808 принимает передаваемые данные 7607 Р1-символов и передаваемые данные 7604 Р2-символов в качестве ввода и выводит управляющий сигнал 7609 для группы символов из фиг. 74 (служебные данные (7401) Р1, априорные служебные данные (7402) Ь1, апостериорные служебные данные (7403) Ь1, общий РЬР (7404) и РЬР #1-#N (7405_1-7405_Щ). Управляющий сигнал 7609 состоит из информации схемы передачи (такой как коды с коррекцией ошибок и скорость их кодирования, схема модуляции, длина блока, конфигурация кадра, выбранная схема передачи, в которой матрица предварительного кодирования регулярно изменяется, схема вставки пилотных символов, 1РРТ/РРТ-информация, схема уменьшения РАРК и схема вставки защитных интервалов) для группы символов.
Конфигуратор 7610 кадров принимает РЬР-сигнал 7612 в полосе модулирующих частот, сигнал 7606 в полосе модулирующих частот Р2-символа и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет переупорядочение относительно временной и частотной областей согласно информации конфигурации кадра, включенной в управляющий сигнал, и, соответственно, выводит (квадратурный) сигнал 7611_1 в полосе модулирующих частот для потока 1 (преобразованный сигнал, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот, в котором использована схема модуляции) и (квадратурный) сигнал 7611_2 в полосе модулирующих частот для потока 2 (также преобразованный сигнал, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот, в котором использована схема модуляции).
Процессор 7612 сигналов принимает сигнал в полосе модулирующих частот для потока 1 7611_1, сигнал в полосе модулирующих частот для потока 2 7611_2 и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода и затем выводит модулированные сигналы 1 (7613_1) и 2 (7613_2), обработанные согласно схеме передачи, включенной в управляющий сигнал 7609.
Здесь отличительный признак заключается в том, что когда выбирается схема передачи для выполнения изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), процессор сигналов выполняет изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), как указано на фиг. 6, 25-29 и 69. Сигналы, обработанные таким образом, выводятся в качестве обработанного модулированного сигнала 1 (7613_1) и обработанного модулированного сигнала 2 (7613_2).
Модуль 7614_1 вставки пилотных сигналов принимает обработанный модулированный сигнал 1 (7613_1) и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, вставляет пилотные символы в обработанный модулированный сигнал 1 (7613_1) согласно информации схемы вставки пилотных символов, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит модулированный сигнал 7615_1 после вставки пилотных символов.
Другой модуль 7614_2 вставки пилотных сигналов принимает обработанный модулированный сигнал 2 (7613_2) и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, вставляет пилотные символы в обработанный модулированный сигнал 2 (7613_2) согласно информации схемы вставки пилотных символов, вклю- 96 030237
ченной в управляющий сигнал 7609, и выводит модулированный сигнал 7615_2 после вставки пилотных символов.
ΙΡΡΤ-модуль 7616_1 принимает модулированный сигнал 7615_1 после вставки пилотных символов и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, применяет ΙΡΡΤ согласно информации ΙΡΡΤ-способа, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7616_1 после ΙΡΡΤ.
Другой ΙΡΡΤ-модуль 7616_2 принимает модулированный сигнал 7615_2 после вставки пилотных символов и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, применяет ΙΡΡΤ согласно информации ΙΡΡΤспособа, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7617_2 после ΙΡΡΤ.
Модуль 7618_1 уменьшения РАРК принимает сигнал 7617 1 после ΙΡΡΤ и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, применяет обработку уменьшения РАРК к сигналу 7617_1 после ΙΡΡΤ согласно информации уменьшения РАРК, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7619_1 после уменьшения РАРК.
Модуль 7618_2 уменьшения РАРК принимает сигнал 7617_2 после ΙΡΡΤ и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, применяет обработку уменьшения РАРК к сигналу 7617_2 после ΙΡΡΤ согласно информации уменьшения РАРК, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7619_2 после уменьшения РАРК.
Модуль 7620_1 вставки защитных интервалов принимает сигнал 7619_1 после уменьшения РАРК и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, вставляет защитные интервалы в после уменьшения РАРК 7619_1 согласно информации схемы вставки защитных интервалов, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7621_1 после вставки защитных интервалов.
Модуль 7620_2 вставки защитных интервалов принимает сигнал 7619_2 после уменьшения РАРК и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, вставляет защитные интервалы в после уменьшения РАРК 7619_2 согласно информации схемы вставки защитных интервалов, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7621_2 после вставки защитных интервалов.
Модуль 7622 вставки Р1-символов принимает передаваемые данные 7607 Р1-символов и сигналы 7621_1 и 7621_2 после вставки защитных интервалов в качестве ввода, формирует сигналы Р1-символов из передаваемых данных 7607 Р1-символов, добавляет Р1-символы к соответствующим сигналам 7621_1 и 7621_2 после вставки защитных интервалов и выводит сигналы 7623_1 и 7623_2 после добавления Р1символов. Сигналы Р1-символов могут добавляться одному или обоим из сигналов 7621_1 и 7621_2 после вставки защитных интервалов. В первом случае сигнал, к которому ничего не добавляется, имеет нулевые сигналы в качестве сигнала в полосе модулирующих частот в интервале, в котором символы добавляются к другому сигналу.
Беспроводной процессор 7624_1 принимает сигнал 7623_1 после добавления Р1-символов в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит передаваемый сигнал 7625_1. Передаваемый сигнал 7625_1 затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 7626_1.
Беспроводной процессор 7624_2 принимает сигнал 7623_2 после добавления Р1-символов в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит передаваемый сигнал 7625_2. Передаваемый сигнал 7625_2 затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 7626_2.
Фиг. 77 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра в частотно-временной области, когда множество РЬР передается после того, как переданы Р1-символ, Р2-символ и общий РЬР. Как показано, относительно частотной области, поток 1 (преобразованный сигнал, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот, в котором использована схема модуляции) использует поднесущие #1-#Μ, как и поток 2 (также преобразованный сигнал, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот, в котором использована схема модуляции). Соответственно, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на одной частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Как показано на фиг. 77, интервал 1 используется для того, чтобы передавать группу 7701 символов РЬР #1 с использованием потока 81 и потока 82. Данные передаются с использованием ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования ΜΙΜΟ-системы с фиксированной матрицей предварительного кодирования (в которой не выполняется изменение по фазе).
Интервал 2 используется для того, чтобы передавать группу 7702 символов РЬР #2 с использованием потока 81. Данные передаются с использованием одного модулированного сигнала.
Интервал 3 используется для того, чтобы передавать группу 7703 символов с использованием потока 81 и потока 82. Данные передаются с использованием схемы передачи, в которой изменение по фазе
- 97 030237
выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот).
Интервал 4 используется для того, чтобы передавать группу 7704 символов с использованием потока 81 и потока 82. Данные передаются с использованием пространственно-временных блочных кодов, описанных в непатентных документах 9, 16 и 17.
Когда широковещательное передающее устройство передает РЬР, как проиллюстрировано посредством фиг. 77, приемное устройство, принимающее передаваемые сигналы, должно знать схему передачи каждого РЬР. Соответственно, как описано выше, апостериорные служебные данные Ь1 (7403 из фиг. 74), которые являются Р2-символом, должны передавать схему передачи для каждого РЬР. Далее описывается пример схемы конфигурации для Р1- и Р2-символов в таких случаях.
Табл. 2 перечисляет конкретные примеры управляющей информации, передаваемой с использованием Р1-символа.
Таблица 2
51 (3-битовый) Управляющая информация
000 Т2 5Ι5Ο (передача одного модулированного сигнала в ВУВ-Т2-стандарте)
001 Т2 ΜΙ5Ο (передача с использованием пространственно-временных блочных кодов в ΌνΒ-Τ2-стандарте)
010 ΝΟΤ Т2 (с использованием стандарта, отличного от ΌΥΒ-Τ2)
В ^VВ-Τ2-стандарте управляющая δ1-информация (три бита данных) используется посредством приемного устройства с тем, чтобы определять то, используется или нет ^VВ-Τ2, и в случае подтверждения определять схему передачи.
Как указано в вышеприведенной табл. 2, 3-битовые δ1-данные задаются равными 000, чтобы указывать то, что передаваемые модулированные сигналы соответствуют передаче одного модулированного сигнала в ^VВ-Τ2-стандарте.
Альтернативно, 3-битовые δ1-данные задаются равными 001, чтобы указывать то, что передаваемые модулированные сигналы соответствуют использованию пространственно-временных блочных кодов в ^VВ-Τ2-стандарте.
В Γ)νΐ3-Τ2 010-111 зарезервированы для будущего использования. Чтобы применять настоящее изобретение при сохранении совместимости с ^VВ-Τ2, 3-битовые δ1-данные должны задаваться, например, равными 010 (может использоваться что-либо, отличное от 000 и 001), и должны указывать то, что для модулированных сигналов используется стандарт, отличный от ^VВ-Τ2. Таким образом, приемное устройство или терминал имеет возможность определять то, что широковещательное передающее устройство передает с использованием модулированных сигналов, соответствующих стандарту, отличному от ^VВ-Τ2, посредством обнаружения того, что данные считывают 010.
Далее описывается пример схемы конфигурации для Р2-символа, используемого, когда модулированные сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, соответствуют стандарту, отличному от ^VВ-Τ2. В первом примере схема с использованием Р2-символа в ЭУВΤ2-стандарте.
Табл. 3 перечисляет первый пример управляющей информации, передаваемой посредством апостериорных служебных данных Ь1 в Р2-символе.
Таблица 3
РЪР МОРЕ (2-битовый) Управляющая информация
00 5Ι5Ο/ΜΙΜΟ
01 ΜΙ5Ο/ΜΙΜΟ (пространственно-временные блочные коды)
10 ΜΙΜΟ (выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов
(или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот))
11 ΜΙΜΟ (с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, или с использованием пространственного мультиплексирования)
Вышеприведенные таблицы используют следующие сокращения.
δΙδΟ: с одним входом и одним выходом (один модулированный сигнал передается и принимается
- 98 030237
посредством одной антенны).
δΓΜΟ: с одним входом и многими выходами (один модулированный сигнал передается и принимается посредством нескольких антенн).
ΜΡδΟ: со многими входами и одним выходом (несколько модулированных сигналов передаются посредством нескольких антенн и принимаются посредством одной антенны).
ΜΓΜΟ: со многими входами и многими выходами (несколько модулированных сигналов передаются и принимаются посредством нескольких антенн).
Двухбитовые данные, перечисленные в табл. 3, являются информацией РЬР ΜΟΌΕ. Как показано на фиг. 77, эта информация является управляющей информацией для сообщения терминалу относительно схемы передачи (группой символов РЬР #1-#4 на фиг. 77; в дальнейшем в этом документе, группой символов). Информация РЬР ΜΟΌΕ присутствует в каждом РЬР. Иными словами, на фиг. 77 информация РЬР ΜΟΌΕ для РЬР #1, для РЬР #2, для РЬР #3, для РЬР #4 и т.д. передается посредством широковещательного передающего устройства. Естественно, терминал подтверждает прием схемы передачи, используемой посредством широковещательного передающего устройства для РЬР, посредством демодуляции (или посредством выполнения декодирования с коррекцией ошибок для) этой информации.
Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 00, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передается один модулированный сигнал. Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 01, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передаются несколько модулированных сигналов с использованием пространственно-временных блочных кодов. Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 10, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных (или предварительно кодированных и переключенных) сигналов. Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 11, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой используется фиксированная матрица предварительного кодирования или в которой используется ΜΓΜΟ-система с пространственным мультиплексированием.
Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным любому из 01-11, широковещательное передающее устройство предпочтительно должно передавать конкретную обработку (например, конкретную схему передачи, посредством которой изменение по фазе применяется к предварительно кодированным сигналам (или предварительно кодированным сигналам с переключенными полосами модулирующих частот), схему кодирования пространственно-временных блочных кодов или конфигурацию матрицы предварительного кодирования) в терминал. Далее описывается альтернатива табл. 3, в качестве схемы конфигурации для управляющей информации, которая включает в себя управляющую информацию, требуемую посредством таких случаев.
Табл. 4 перечисляет второй пример управляющей информации, передаваемой посредством апостериорных служебных данных Ь1 в Р2-символе, отличающейся от управляющей информации из табл. 3.
- 99 030237
Таблица 4
Название Число битов Управляющая информация
РПР МОРЕ 0 5Ι5Ο/5Ι5Ο
(1-битовый) 1 ΜΙΜΟ/ΜΙΜΟ, с использованием одного из следующего: (ί) пространственно-временные блочные коды; (ϋ) изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот); (ίίί) фиксированная матрица предварительного кодирования; и (ίν) пространственное мультиплексирование
ΜΙΜΟ_ΜΟϋΕ 0 Изменение по фазе для
(1-битовый) предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот) деактивировано
1 Изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот) активировано
ΜΙΜΟ РАТТЕР 00 Пространственно-временные блочные
N#1 (2- коды
битовый) 01 Фиксированная матрица #1 предварительного кодирования
10 Фиксированная матрица #2 предварительного кодирования
11 Пространственное мультиплексирование
М1МО_РАТТЕН N#2 (2битовый) 00 Изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), версия #1
01 Изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), версия #2
10 Изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), версия #3
11 Изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), версия #4
- 100 030237
Как указано в табл. 4, возможны четыре типа управляющей информации: 1-битовая информация РЬР МОЭЕ, 1-битовая информация М1МО МОЭЕ, 2-битовая информация М1МО РАТТЕКШ1 и 2битовая информация М1МО РАТТЕК№2. Как показано на фиг. 77, терминал уведомляется относительно схемы передачи для каждого РЬР (а именно, РЬР #1-#4) посредством этой информации. Четыре типа управляющей информации присутствуют в каждом РЬР. Иными словами, на фиг. 77 информация РЬР МОЭЕ, информация М1МО МОЭЕ, информация М1МО РАТТЕКШ1 и информация М1МО РАТТЕКШ2 для РЬР #1, для РЬР #2, для РЬР #3, для РЬР #4 и т.д. передается посредством широковещательного передающего устройства. Естественно, терминал подтверждает прием схемы передачи, используемой посредством широковещательного передающего устройства для РЬР, посредством демодуляции (или посредством выполнения декодирования с коррекцией ошибок для) этой информации.
Когда РЬР МОЭЕ задается равным 0, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передается один модулированный сигнал. Когда РЬР МОЭЕ задается равным 1, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой применяется любое из следующего: (ί) используются пространственно-временные блочные коды; (ίί) используется М1МО-система, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот); (ίίί) используется М1МО-система, в которой используется фиксированная матрица предварительного кодирования; и (ίν) используется пространственное мультиплексирование.
Когда РЬР МОЭЕ задается равным 1, информация М1МО МОЭЕ является допустимой. Когда информация М1МО МОЭЕ задается равной 0, данные передаются без выполнения изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация М1МО МОЭЕ задается равной 1, данные передаются с использованием выполнения изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот).
Когда РЬР МОЭЕ задается равным 1 и информация М1МО МОЭЕ задается равной 0, информация М1МО РАТТЕРЖ1 является допустимой. Когда информация М1МО РАТТЕРЖ1 задается равной 00, данные передаются с использованием пространственно-временных блочных кодов. Когда информация М1МО РАТТЕКШ1 задается равной 01, данные передаются с использованием фиксированной матрицы #1 предварительного кодирования для взвешивания. Когда информация М1МО РАТТЕК№1 задается равной 10, данные передаются с использованием фиксированной матрицы #2 предварительного кодирования для взвешивания. (Матрица #1 предварительного кодирования и матрица #2 предварительного кодирования являются различными матрицами). Когда информация М1МО РАТТЕР№1 задается равной 11, данные передаются с использованием пространственного мультиплексирования.
Когда РЬР МОЭЕ задается равным 1 и информация М1МО МОЭЕ задается равной 1, информация М1МО РАТТЕРЖ2 является допустимой. Когда информация М1МО РАТТЕРЖ2 задается равной 00, данные передаются с использованием версии #1 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация М1МО РАТТЕК.Ш2 задается равной 01, данные передаются с использованием версии #2 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация М1МО РАТТЕР№2 задается равной 10, данные передаются с использованием версии #3 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация М1МО РАТТЕР№2 задается равной 11, данные передаются с использованием версии #4 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Хотя изменение по фазе выполняется в четырех различных версиях #1-4, возможны следующие три подхода при условии двух различных схем #А и #В:
изменения фазы, выполняемые с использованием схемы #А и выполняемые с использованием схемы #В, включают в себя идентичные и различные изменения;
значение изменения фазы, включенное в схему #А, не включается в схему #В; и несколько изменений фазы, используемых в схеме #А, не включаются в схему #В.
Управляющая информация, перечисленная в вышеприведенных табл. 3 и табл. 4, передается посредством апостериорных служебных данных Ь1 в Р2-символе. Тем не менее, в ОУВ-Т2-стандарте объем информации, допускающей передачу в качестве Р2-символа, ограничен. Соответственно, информация, перечисленная в табл. 3 и 4, добавляется к информации, передаваемой посредством Р2-символа в ЭУВТ2-стандарте. Когда это приводит к превышению ограничения относительно информации, допускающей передачу в качестве Р2-символа, в таком случае, как показано на фиг. 78, может быть подготовлен служебный РЬР (7801) для того, чтобы передавать необходимую управляющую информацию (по меньшей мере, частично, т.е. передавать апостериорные служебные данные Ь1 и служебный РЬР), не включенную в ПУВ-Т2-спецификацию. Хотя фиг. 78 иллюстрирует конфигурацию кадра, идентичную конфигурации кадра по фиг. 74, ограничения в этом отношении не налагаются. Конкретное время и конкретная область несущих также могут выделяться в частотно-временной области для служебного РЬР, как показано на
- 101 030237
фиг. 75. Иными словами, служебный РЬР может свободно выделяться в частотно-временной области.
Как описано выше, выбор схемы передачи, которая использует схему с несколькими несущими, к примеру, ΟΡ^Μ, и сохраняет совместимость с БУВ-Т2-стандартом, и в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), обеспечивает преимущества в отношении лучшего качества приема в ЬО3-окружении и больших скоростей передачи. Хотя настоящее изобретение описывает возможные схемы передачи для несущих как представляющие собой ΜIΜΟ с пространственным мультиплексированием, ΜIΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток §1, ограничения на это не налагаются.
Кроме того, хотя описание указывает, что широковещательное передающее устройство выбирает одну из вышеуказанных схем передачи, не все из этих схем передачи обязательно должны быть доступны для выбора. Другие наборы альтернатив включают в себя:
ΜIΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток §1;
ΜIΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и пространственно-временные блочные коды;
ΜIΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и схемы передачи, передающие только поток §1;
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток §1;
ΜIΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов;
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и пространственно-временные блочные коды;
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и схемы передачи, передающие только поток §1.
В связи с этим, посредством включения схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, достигаются преимущества в отношении больших скоростей передачи данных в ЬО3-окружении и лучшего качества приема для приемного устройства.
Здесь, при условии, что, как описано выше, 31 должен задаваться для Р1-символа, возможна другая схема конфигурации для управляющей информации (связанной со схемой передачи для каждого РЬР), отличающаяся от схемы конфигурации из табл. 3. Например, см. нижеприведенную табл. 5.
Т аблица 5
РЪР_МОРЕ (2битовый) Управляющая информация
00 5Ι5Ο/ΜΙΜΟ
01 ΜΙ5Ο/ΜΙΜΟ (пространственно-временные блочные коды)
10 ΜΙΜΟ (изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот))
11 Зарезервировано
Табл. 5 отличается от табл. 3 тем, что задание информации РЬР Μί)Ι)Ε равной 11 зарезервировано. В связи с этим, когда схема передачи для РЬР является такой, как описано в одном из вышеприведенных примеров, число битов, формирующих информацию РЬР ΜΟ^Ε, как указано в примерах табл. 3 и 5, может быть задано больше или меньше согласно схемам передачи, доступным для выбора.
Аналогично, для табл. 4, когда, например, ΜIΜΟ-схема используется со схемой передачи, которая не поддерживает изменение по фазе предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), управляющая информация
- 102 030237
ΜΙΜΟ ΜΟΌΕ не необходима. Кроме того, когда, например, не поддерживаются ΜΙΜΟ-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, в таком случае ΜΙΜΟ ΡΑΤΤΕΚΝ#1 не необходим. Кроме того, когда несколько матриц предварительного кодирования не необходимы, 1битовая информация может быть использована вместо 2-битовой информации. Кроме того, могут быть использованы два или более битов, когда доступно множество матриц предварительного кодирования.
Идентичные принципы применяются к информации ΜΙΜΟ ΡΑΤΤΕΚΝ#2. Когда схема передачи не требует множества схем для выполнения изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), 1битовая информация может быть использована вместо 2-битовой информации. Кроме того, могут быть использованы два или более битов, когда доступно множество схем изменения фазы.
Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления описывает передающее устройство, имеющее две антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Управляющая информация также может быть передана таким же образом с использованием более чем двух антенн. В таких случаях число битов в каждом типе управляющей информации может быть увеличено при необходимости, чтобы реализовывать передачу с использованием четырех антенн. Передача управляющей информации согласно вышеприведенному описанию в Ρ1- и Ρ2-символе также применяется к таким случаям.
Хотя фиг. 77 иллюстрирует конфигурацию кадра для групп ΡΕΡ-символов, передаваемых посредством широковещательного передающего устройства как разделенные относительно временной области, также возможна следующая разновидность.
В отличие от фиг. 77, фиг. 79 иллюстрирует пример схемы для размещения потока 81 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Ρ1-символ, Ρ2-символ и общий ΡΕΡ. На фиг. 79 символы, помеченные #1, являются символами группы символов ΡΕΡ #1 из фиг. 77. Аналогично, символы, помеченные #2, являются символами группы символов ΡΕΡ #2, символы, помеченные #3, являются символами группы символов ΡΕΡ #3, и символы, помеченные #4, являются символами группы символов ΡΕΡ #4, причем все из них из фиг. 77. Как показано на фиг. 77, ΡΕΡ #1 используется для того, чтобы передавать данные с использованием ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования ΜΙΜΟ-системы с фиксированной матрицей предварительного кодирования. ΡΕΡ #2 используется для того, чтобы передавать данные с использованием только одного модулированного сигнала. ΡΕΡ #3 используется для того, чтобы передавать данные с использованием схемы передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). ΡΕΡ #4 используется для того, чтобы передавать данные с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 79, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей (заданной как несущая на фиг. 79), символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Как описано выше, фиг. 79 отличается от фиг. 77 тем, что ΡΕΡ разделяются относительно временной области. Помимо этого фиг. 79 имеет множество ΡΕΡ, разделенных относительно временной и частотной областей. Иными словами, например, символы ΡΕΡ #1 и ΡΕΡ #2 задаются во время 1, тогда как символы ΡΕΡ #3 и ΡΕΡ #4 задаются во время 3. В связи с этим ΡΕΡ-символы, имеющие различный индекс (#Х, где Х=1, 2 и т.д.), могут выделяться каждому символу (состоящему из времени и поднесущей).
Хотя для простоты фиг. 79 перечисляет только #1 и #2 во время 1, ограничения в этом отношении не налагаются. Индексы ΡΕΡ-символов, отличные от #1 и #2, могут задаваться во время #1. Кроме того, взаимосвязь между ΡΕΡ-индексами и поднесущими во время 1 не ограничивается взаимосвязью, проиллюстрированной посредством фиг. 79. Индексы любых ΡΕΡ-символов могут назначаться любой поднесущей. То же самое применяется к другим моментам времени, в которые могут назначаться индексы любых ΡΕΡ-символов.
В отличие от фиг. 77, фиг. 80 иллюстрирует пример схемы для размещения потока 81 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Ρ1-символ, Ρ2-символ и общий ΡΕΡ. Отличительный признак фиг. 80 заключается в том, что при условии, что использование множества антенн для передачи является основой схемы ΡΕΡ-передачи, в таком случае передача с использованием только потока 1 не является альтернативой для Т2-кадра.
Соответственно, на фиг. 80 группа 8001 символов ΡΕΡ #1 передает данные с использованием ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием или ΜΙΜΟ-систему с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Кроме того, группа 8002 символов ΡΕΡ #2 передает данные с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов. Дополнительно группа
- 103 030237
8003 символов РЬР #3 передает данные с использованием пространственно-временных блочных кодов. Группы РЬР-символов после группы 8003 символов РЬР#3 передают данные с использованием одной из этих схем, а именно, с использованием М1МО-системы с пространственным мультиплексированием или М1МО-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, или с использованием пространственновременных блочных кодов.
В отличие от фиг. 79, фиг. 81 иллюстрирует пример схемы для размещения потока 81 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Р1-символ, Р2-символ и общий РЬР. На фиг. 81 символы, помеченные #1, являются символами группы символов РЬР #1 из фиг. 80. Аналогично, символы, помеченные #2, являются символами группы символов РЬР #2, символы, помеченные #3, являются символами группы символов РЬР #3, и символы, помеченные #4, являются символами группы символов РЬР #4, причем все из них из фиг. 80. Как показано на фиг. 80, РЬР #1 используется для того, чтобы передавать данные с использованием М1МО-системы с пространственным мультиплексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования М1МО-системы с фиксированной матрицей предварительного кодирования. РЬР #2 используется для того, чтобы передавать данные с использованием схемы передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). РЬР #3 используется для того, чтобы передавать данные с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 81, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей (заданной как несущая на фиг. 81), символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Фиг. 81 отличается от фиг. 80 тем, что РЬР разделяются относительно временной и частотной областей. Иными словами, например, символы РЬР #1 и РЬР #2 задаются во время 1. В связи с этим РЬРсимволы, имеющие различный индекс (#Х, где Х=1, 2 и т.д.)/ могут выделяться каждому символу (состоящему из времени и поднесущей).
Хотя для простоты фиг. 81 перечисляет только #1 и #2 во время 1, ограничения в этом отношении не налагаются. Индексы РЬР-символов, отличные от #1 и #2, могут задаваться во время #1. Кроме того, взаимосвязь между РЬР-индексами и поднесущими во время 1 не ограничивается взаимосвязью, проиллюстрированной посредством фиг. 81. Индексы любых РЬР-символов могут назначаться любой поднесущей. То же самое применяется к другим моментам времени, в которые могут назначаться индексы любых РЬР-символов. С другой стороны, одно время также может иметь символы только одного РЬР, назначенного ему, как в случае для времени 3. Другими словами, любое назначение РЬР-символов в частотно-временной области допустимо.
Таким образом, при условии, что Т2-кадр не включает в себя РЬР с использованием схем передачи, передающих только поток 81, динамический диапазон сигналов, принимаемых посредством терминала, может ограничиваться, что с большой вероятностью приводит к повышенному качеству принимаемого сигнала.
Хотя фиг. 81 описывается с использованием примеров выбора одного из передачи данных с использованием М1МО-системы с пространственным мультиплексированием или М1МО-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов, выбор схемы передачи не ограничивается как таковой. Другие возможности включают в себя:
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов и передачи данных с использованием М1МО-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования;
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов; и
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием М1МО-системы с использованием фиксированной матрицы
- 104 030237
предварительного кодирования.
Хотя вышеприведенное пояснение приводится для Т2-кадра, имеющего несколько РЬР, далее описывается Т2-кадр, имеющий только один РЬР.
Фиг. 82 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для потока з1 и потока з2 в частотновременной области, когда Т2-кадр имеет только один РЬР. Хотя фиг. 82 указывает управляющие символы, они являются эквивалентными вышеописанным символам, таким как Р1- и Р2-символы. На фиг. 82 интервал 1 используется для того, чтобы передавать первый Т2-кадр, интервал 2 используется для того, чтобы передавать второй Т2-кадр, интервал 3 используется для того, чтобы передавать третий Т2-кадр, и интервал 4 используется для того, чтобы передавать четвертый Т2-кадр.
Кроме того, первый Т2-кадр на фиг. 82 передает группу 8101 символов РЬР #1-1. Выбранная схема передачи является ΜΙΜΟ с пространственным мультиплексированием или ΜΙΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования.
Второй Т2-кадр передает группу 8102 символов РЬР #2-1. Схема передачи является передачей с использованием одного модулированного сигнала.
Третий Т2-кадр передает группу 8103 символов РЬР #3-1.
Схема передачи является передачей, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов.
Четвертый Т2-кадр передает группу 8104 символов РЬР #4-1. Схема передачи является передачей с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 82, когда как з1, так и з2 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
В связи с этим схема передачи может задаваться с учетом скорости передачи данных и скорости приема данных терминала для каждого РЬР. Это приводит к двойным преимуществам в виде предоставления возможности повышения скорости передачи данных, а также обеспечения высокого качества приема данных. Схема конфигурации для управляющей информации, относящейся к схеме передачи и т.д. для Р1- и Р2-символов (и служебного РЬР, если применимо), может быть такой, как задано посредством табл. 2-5, тем самым получая идентичные преимущества. Фиг. 82 отличается от фиг. 7 тем, что тогда как конфигурация кадра из фиг. 77 и т.п. включает несколько РЬР в один Т2-кадр, тем самым требуя управляющей информации, относящейся к схеме передачи и т.д. каждого РЬР, конфигурация кадра по фиг. 82 включает в себя только один РЬР в расчете на Т2-кадр. В связи с этим требуется только управляющая информация для информации передачи и т.д., относящейся к одному РЬР.
Хотя вышеприведенное описание поясняет схемы для передачи информации, относящейся к схеме передачи РЬР с использованием Р1- и Р2-символов (и служебного РЬР, если применимо), далее описывается схема для передачи информации, относящейся к схеме передачи РЬР без использования Р2-символа.
Фиг. 83 иллюстрирует конфигурацию кадра в частотно-временной области, применимую, когда терминал, принимающий данные, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, не является совместимым с ЬУВ-Т2-стандартом. На фиг. 83 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 74, используют идентичные ссылки с номерами. Кадр по фиг. 83 включает в себя служебные данные (7401) Р1, первые служебные данные (8301), вторые служебные данные (8302), общий РЬР (7404) и РЬР #1-#Ν (7405_1-7405_Ν). В связи с этим служебные данные (7401) Р1, первые служебные данные (8301), вторые служебные данные (8302), общий РЬР (7404) и РЬР #1-#Ν (7405_17405_Ν) формируют кадр, тем самым составляя единицу кадра.
Служебные данные (7401) Р1 являются символом, используемым для приема сигналов посредством приемного устройства и для частотной синхронизации (включающей в себя оценку сдвига частоты). Помимо этого, эти данные передают идентификатор касательно того, соответствует или нет кадр ЬУВ-Т2стандарту, например, с использованием §1-данных, как указано в табл. 2, с этой целью.
Первые служебные данные (8301) используются для того, чтобы передавать информацию, связанную со схемами, используемыми для того, чтобы передавать кадр относительно защитного интервала, информацию схемы обработки сигналов, используемую для того, чтобы уменьшать РАРК, схему модуляции, используемую для того, чтобы передавать апостериорные служебные данные Ь1, РЕС-схему, скорость ее кодирования, длину и размер апостериорных служебных данных Ь1, шаблон их рабочих данных, конкретные для соты (частотной области) числа, а также то, используется обычный режим или расширенный режим, и другую подобную информацию. Здесь первые служебные данные (8301) не обязательно должны быть данными, соответствующими ОУВ-Т2-стандарту.
Вторые служебные данные (8302) используются для того, чтобы передавать такую информацию, как число РЬР, используемая частотная область, конкретные для РЬР числа, схема модуляции, исполь- 105 030237
зуемая для того, чтобы передавать РЬР, ЕБС-схема, скорость ее кодирования, число блоков, передаваемое посредством каждого РЬР, и т.д.
Конфигурация кадра из фиг. 83 иллюстрирует первые служебные данные (8301), вторые служебные данные (8302), апостериорные служебные данные (7403) Ь1, общий РЬР (7404) и РЬР #1-#N (7405_17405_Щ, разделенные относительно временной области для передачи. Тем не менее, два или более из этих сигналов могут возникать одновременно. Фиг. 84 иллюстрирует такой случай. Как показано на фиг. 84, первые служебные данные, вторые служебные данные и общий РЬР совместно используют единое время, в то время как РЬР #1 и РЬР #2 совместно использует другое единое время. Иными словами, каждый сигнал может сосуществовать в одной точке относительно временной или частотной области в конфигурации кадра.
Фиг. 85 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства (например, широковещательного передающего устройства), применяющего схему передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), как пояснено выше, но соответствующих стандарту, отличному от П'УгВ-Т2-стандарта. На фиг. 85 компоненты, работающие способом, описанным для фиг. 75, используют идентичные ссылки с номерами и ссылаются на вышеприведенные описания.
Формирователь 7608 управляющих сигналов принимает первые и вторые служебные данные 8501 и передаваемые данные 7607 Р1-символов в качестве ввода и выводит управляющий сигнал 7609 (состоящий из такой информации, как коды с коррекцией ошибок и их скорость кодирования, схема модуляции, длина блока, конфигурация кадра, выбранная схема передачи, в которой матрица предварительного кодирования регулярно изменяется, схема вставки пилотных символов, ΙΡΡΤ/ΡΡΤ-информация, способ уменьшения РАРК и схема вставки защитных интервалов) для схемы передачи каждой группы символов по фиг. 83.
Формирователь 8502 сигналов управляющих символов принимает передаваемые первые и вторые служебные данные 8501 и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет кодирование с коррекцией ошибок согласно информации кодов с коррекцией ошибок для первых и вторых служебных данных, включенных в управляющий сигнал 7609, и выполняет преобразование согласно схеме модуляции, аналогично включенной в управляющий сигнал 7609, и затем выводит (квадратурный) сигнал 8503 в полосе модулирующих частот первых и вторых служебных данных.
На фиг. 85 конфигуратор 7610 кадров принимает сигнал 8503 в полосе модулирующих частот, сформированный посредством формирователя 8502 сигналов управляющих символов, в качестве ввода, вместо сигнала 7606 в полосе модулирующих частот, сформированного посредством формирователя 7605 сигналов Р2-символов по фиг. 76.
Далее описывается, со ссылкой на фиг. 77, схема передачи для управляющей информации (информации, передаваемой посредством Р1-символа и посредством первых и вторых служебных данных) и для конфигурации кадра передаваемого сигнала для широковещательного передающего устройства (базовой станции), применяющего схему передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов в системе, не соответствующей П'УгВ-Т2-стандарту.
Фиг. 77 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра в частотно-временной области, когда множество РЬР передается после того, как переданы первые и вторые служебные данные и общий РЬР. На фиг. 77 поток з1 использует поднесущие #1-#Μ в частотной области. Аналогично, поток з2 также использует поднесущие #1-#Μ в частотной области. Соответственно, когда как з1, так и з2 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на одной частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Как показано на фиг. 77, интервал 1 используется для того, чтобы передавать группу 7701 символов РЬР #1 с использованием потока з1 и потока з2. Данные передаются с использованием ΜΙΜΟ-системы с пространственным мультиплексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования ΜΙΜΟ-системы с фиксированной матрицей предварительного кодирования.
Интервал 2 используется для того, чтобы передавать группу 7702 символов РЬР #2 с использованием потока з1. Данные передаются с использованием одного модулированного сигнала.
Интервал 3 используется для того, чтобы передавать группу 7703 символов РЬР #3 с использованием потока з1 и потока з2. Данные передаются с использованием схемы передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот).
Интервал 4 используется для того, чтобы передавать группу 7704 символов РЬР #4 с использованием потока з1 и потока з2. Данные передаются с использованием пространственно-временных блочных
- 106 030237
кодов.
Когда широковещательное передающее устройство передает РЬР, как проиллюстрировано посредством фиг. 77, приемное устройство из фиг. 64, принимающее передаваемые сигналы, должно знать схему передачи каждого РЬР. Соответственно, как описано выше, первые и вторые служебные данные используются для того, чтобы передавать схему передачи для каждого РЬР. Далее описывается пример схемы конфигурации для Р1-символа и для первых и вторых служебных данных в таких случаях. Конкретный пример управляющей информации, передаваемой с использованием Р1-символа, задается в табл. 2.
В О’^-Т2-стандарте управляющая 81-информация (три бита данных) используется посредством приемного устройства с тем, чтобы определять то, используется или нет ΌνΕ-ΤΣ, и в случае подтверждения, определять схему передачи. 3-битовые 81-данные задаются равными 000, чтобы указывать то, что передаваемые модулированные сигналы соответствуют передаче одного модулированного сигнала в П^-Т2-стандарте.
Альтернативно, 3-битовые 81-данные задаются равными 001, чтобы указывать то, что передаваемые модулированные сигналы соответствуют использованию пространственно-временных блочных кодов в П^-Т2-стандарте.
В Όνβ-Τ2 010-111 зарезервированы для будущего использования. Чтобы применять настоящее изобретение при сохранении совместимости с О'^-Т2, 3-битовые 81-данные должны задаваться, например, равными 010 (может использоваться что-либо, отличное от 000 и 001) и должны указывать то, что для модулированных сигналов используется стандарт, отличный от Ονβ-Τ2. Таким образом, приемное устройство или терминал имеет возможность определять то, что широковещательное передающее устройство передает с использованием модулированных сигналов, соответствующих стандарту, отличному от О'^-Т2, посредством обнаружения того, что данные считывают 010.
Далее описывается схема конфигурации для первых и вторых служебных данных, используемых, когда модулированные сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, не соответствуют О'^-Т2-стандарту. Первый пример управляющей информации для первых и вторых служебных данных задается посредством табл. 3.
Двухбитовые данные, перечисленные в табл. 3, являются информацией РЬР ΜΟΌΕ. Как показано на фиг. 77, эта информация является управляющей информацией для сообщения терминалу относительно схемы передачи для каждого РЬР (РЬР #1-#4 на фиг. 77). Информация РЬР ΜΟΌΕ присутствует в каждом РЬР. Иными словами, на фиг. 77, информация РЬР ΜΟΌΕ для РЬР #1, для РЬР #2, для РЬР #3, для РЬР #4 и т.д. передается посредством широковещательного передающего устройства. Естественно, терминал подтверждает прием схемы передачи, используемой посредством широковещательного передающего устройства для РЬР, посредством демодуляции (или посредством выполнения декодирования с коррекцией ошибок для) этой информации.
Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 0, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передается один модулированный сигнал. Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 01, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передаются несколько модулированных сигналов с использованием пространственно-временных блочных кодов. Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 10, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным 11, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой используется фиксированная матрица предварительного кодирования или в которой используется ΜΣΜΟ-система с пространственным мультиплексированием.
Когда РЬР ΜΟΌΕ задается равным любому из 01-11, широковещательное передающее устройство предпочтительно должно передавать конкретную обработку (например, конкретную схему передачи, посредством которой изменение по фазе применяется к предварительно кодированным сигналам (или предварительно кодированным сигналам с переключенными полосами модулирующих частот), схему кодирования для пространственно-временных блочных кодов или конфигурацию матрицы предварительного кодирования) в терминал. Далее описывается альтернатива табл. 3, в качестве схемы конфигурации для управляющей информации, которая включает в себя управляющую информацию, требуемую посредством таких случаев.
Второй пример управляющей информации для первых и вторых служебных данных задается посредством табл. 4.
Как указано в табл. 4, возможны четыре типа управляющей информации: 1-битовая информация РЬР ΜΟΌΕ, 1-битовая информация Μ!ΜΟ ΜΟΌΕ, 2-битовая информация Μ!ΜΟ РАΤΤΕΚN#1 и 2битовая информация ΜΣΜΟ РАΤΤΕΚN#2. Как показано на фиг. 77, терминал уведомляется относительно схемы передачи для каждого РЬР (а именно, РЬР #1-#4) посредством этой информации. Четыре типа управляющей информации присутствуют в каждом РЬР. Иными словами, на фиг. 77, информация РЬР μΟόΕ, информация Μ!ΜΟ ΜΟΌΕ, информация Μ!ΜΟ РАΤΤΕΚN#1 и информация Μ!μΟ РАΤΤΕΚN#2 для РЬР #1, для РЬР #2, для РЬР #3, для РЬР #4 и т.д. передается посредством широковещательного пе- 107 030237
редающего устройства.
Естественно, терминал подтверждает прием схемы передачи, используемой посредством широковещательного передающего устройства для РЬР, посредством демодуляции (или посредством выполнения декодирования с коррекцией ошибок для) этой информации.
Когда РЬР ΜΟ^Ε задается равным 0, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой передается один модулированный сигнал. Когда РЬР ΜΟ^Ε задается равным 1, данные передаются посредством этого РЬР с использованием схемы, в которой применяется любое из следующего: (ί) используются пространственно-временные блочные коды; (ίί) используется ΜΙΜΟ-система, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот); (ίίί) используется ΜΙΜΟ-система, в которой используется фиксированная матрица предварительного кодирования; и (ίν) используется пространственное мультиплексирование.
Когда РЬР ΜΟ^Ε задается равным 1, информация ΜΙΜΟ ΜΟ^Ε является допустимой. Когда информация ΜΙΜΟ ΜΟ^Ε задается равной 0, данные передаются без использования выполнения изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация ΜΙΜΟ ΜΟ^Ε задается равной 1, данные передаются с использованием выполнения изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот).
Когда информация РЬР ΜΟ^Ε задается равной 1 и информация ΜΙΜΟ ΜΟ^Ε задается равной 0, информация ΜΙΜΟ РАТТЕКШ1 является допустимой. В связи с этим, когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕК№1 задается равной 00, данные передаются с использованием пространственно-временных блочных кодов. Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕКЖ1 задается равной 01, данные передаются с использованием фиксированной матрицы #1 предварительного кодирования для взвешивания. Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕК№1 задается равной 10, данные передаются с использованием фиксированной матрицы #2 предварительного кодирования для взвешивания. (Матрица #1 предварительного кодирования и матрица #2 предварительного кодирования являются различными матрицами). Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕК№1 задается равной 11, данные передаются с использованием ΜΙΜΟ с пространственным мультиплексированием. Когда информация РЬР ΜΟ^Ε задается равной 1 и информация ΜΙΜΟ ΜΟ^Ε задается равной 1, информация ΜΙΜΟ РАТТЕКШ2 является допустимой. Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕКЖ2 задается равной 00, данные передаются с использованием версии #1 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕКЖ2 задается равной 01, данные передаются с использованием версии #2 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕКЖ3 задается равной 10, данные передаются с использованием версии #3 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Когда информация ΜΙΜΟ РАТТЕК№4 задается равной 11, данные передаются с использованием версии #4 изменения по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Хотя изменение по фазе выполняется в четырех различных версиях #1-4, возможны следующие три подхода при условии двух различных схем #А и #В:
изменения фазы, выполняемые с использованием схемы #А и выполняемые с использованием схемы #В, включают в себя идентичные и различные изменения;
некоторые значения изменения фазы включаются в схему #А, но не включаются в схему #В; и несколько изменений фазы, используемых в схеме #А, не включаются в схему #В.
Управляющая информация, перечисленная в вышеприведенных табл. 3 и табл. 4, передается посредством первых и вторых служебных данных. В таких случаях нет особой необходимости использовать РЬР для того, чтобы передавать управляющую информацию.
Как описано выше, выбор схемы передачи, которая использует схему с несколькими несущими, к примеру, ΟΡΌΜ, хотя и идентифицируется как отличающаяся от ОУВ-Т2-стандарта, и в которой изменение фазы выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), обеспечивает преимущества в отношении лучшего качества приема в ^Ο8-окружении и больших скоростей передачи. Хотя настоящее изобретение описывает возможные схемы передачи для несущих как представляющие собой ΜΙΜΟ с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток §1, ограничения на это не налагаются.
Кроме того, хотя описание указывает, что широковещательное передающее устройство выбирает одну из вышеуказанных схем передачи, они не являются единственными схемами передачи, доступными для выбора. Другие альтернативы включают в себя:
- 108 030237
М1МО с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток к1;
М1МО с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и пространственно-временные блочные коды;
М1МО с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и схемы передачи, передающие только поток к1;
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, пространственно-временные блочные коды и схемы передачи, передающие только поток к1;
М1МО с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов;
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и пространственно-временные блочные коды; и
схему передачи, выполняющую изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и схемы передачи, передающие только поток к1.
В связи с этим, посредством включения схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, достигаются преимущества в отношении больших скоростей передачи данных в ЬО3-окружении и лучшего качества приема для приемного устройства.
Здесь, при условии, что как описано выше, 31-данные должны задаваться для Р1-символа, возможна другая схема конфигурации для управляющей информации (связанной со схемой передачи для каждого РЬР), передаваемой в качестве первых и вторых служебных данных, отличающаяся от схемы конфигурации из табл. 3. Например, см. вышеприведенную табл. 5.
Табл. 5 отличается от табл. 3 тем, что задание информации РЬР МОЭЕ равной 11 зарезервировано. В связи с этим, когда схема передачи для РЬР является такой, как описано в одном из вышеприведенных примеров, число битов, формирующих информацию РЬР МОЭЕ, как указано в примерах табл. 3 и 5, может быть задано больше или меньше согласно схемам передачи, доступным для выбора.
Аналогично, для табл. 4, когда, например, М1МО-схема используется со схемой передачи, которая не поддерживает изменение фазы предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), управляющая информация М1МО МОЭЕ не необходима. Кроме того, когда, например, не поддерживаются М1МО-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, в таком случае М1МО РАТТЕКИ#1 не необходим. Кроме того, когда несколько матриц предварительного кодирования не требуются, 1битовая информация может быть использована вместо 2-битовой информации. Кроме того, могут быть использованы два или более битов, когда доступно множество матриц предварительного кодирования.
Идентичные принципы применяются к информации М1МО РАТТЕКИ#2. Когда схема передачи не требует множества схем для выполнения изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), 1битовая информация может быть использована вместо 2-битовой информации. Кроме того, могут быть использованы два или более битов, когда доступно множество схем изменения фазы.
Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления описывает передающее устройство, имеющее две антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Управляющая информация также может быть передана с использованием более чем двух антенн. В таких случаях число битов в каждом типе управляющей информации может быть увеличено при необходимости, чтобы реализовывать передачу с использованием четырех антенн. Передача управляющей информации согласно вышеприведенному описанию в Р1-символе и в первых и вторых служебных данных также применяется к таким случаям.
Хотя фиг. 77 иллюстрирует конфигурацию кадра для групп РЬР-символов, передаваемых посредством широковещательного передающего устройства как разделенные относительно временной области, также возможна следующая разновидность.
В отличие от фиг. 77, фиг. 79 иллюстрирует пример схемы для размещения потока к1 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Р1-символ, первые и вторые служебные данные и общий РЬР.
На фиг. 79 символы, помеченные #1, являются символами группы символов РЬР #1 из фиг. 77. Аналогично, символы, помеченные #2, являются символами группы символов РЬР #2, символы, помеченные #3, являются символами группы символов РЬР #3, и символы, помеченные #4, являются символами группы символов РЬР #4, причем все из них из фиг. 77. Как показано на фиг. 77, РЬР #1 используется для того, чтобы передавать данные с использованием М1МО-системы с пространственным мультип- 109 030237
лексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования М1МОсистемы с фиксированной матрицей предварительного кодирования. РЬР #2 используется для того, чтобы передавать данные с использованием только одного модулированного сигнала. РЬР #3 используется для того, чтобы передавать данные с использованием схемы передачи, в которой изменение по фазе выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). РЬР #4 используется для того, чтобы передавать данные с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 79, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Как описано выше, фиг. 79 отличается от фиг. 77 тем, что РЬР разделяются относительно временной области. Помимо этого, фиг. 79 имеет множество РЬР, размещаемых относительно временной и частотной областей. Иными словами, например, символы РЬР #1 и РЬР #2 задаются во время 1, тогда как символы РЬР #3 и РЬР #4 задаются во время 3. В связи с этим РЬР-символы, имеющие различный индекс (#X, где X=1, 2 и т.д.), могут выделяться каждому символу (состоящему из времени и поднесущей).
Хотя для простоты фиг. 79 перечисляет только #1 и #2 во время 1, ограничения в этом отношении не налагаются. Индексы РЬР-символов, отличные от #1 и #2, могут задаваться во время #1. Кроме того, взаимосвязь между РЬР-индексами и поднесущими во время 1 не ограничивается взаимосвязью, проиллюстрированной посредством фиг. 79. Индексы любых РЬР-символов могут назначаться любой поднесущей. То же самое применяется к другим моментам времени, в которые могут назначаться индексы любых РЬР-символов.
В отличие от фиг. 77, фиг. 80 иллюстрирует пример схемы для размещения потока 81 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Р1-символ, первые и вторые служебные данные и общий РЬР. Отличительный признак фиг. 80 заключается в том, что при условии, что использование множества антенн для передачи является основой схемы РЬР-передачи, в таком случае передача с использованием только потока 1 не является альтернативой для Т2-кадра.
Соответственно, на фиг. 80 группа 8001 РЬР-символов передает данные с использованием М1МОсистемы с пространственным мультиплексированием или М1МО-систему с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Кроме того, группа 8002 символов РЬР #2 передает данные с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов. Дополнительно группа 8003 символов РЬР #3 передает данные с использованием пространственно-временного блочного кода. Группы РЬР-символов после группы 8003 символов РЬР#3 передают данные с использованием одной из этих схем, а именно с использованием М1МО-системы с пространственным мультиплексированием или М1МО-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, или с использованием пространственновременных блочных кодов.
В отличие от фиг. 79, фиг. 81 иллюстрирует пример схемы для размещения потока 81 и потока 2 символов в частотно-временной области после того, как переданы Р1-символ, первые и вторые служебные данные и общий РЬР.
На фиг. 81 символы, помеченные #1, являются символами группы символов РЬР #1 из фиг. 80. Аналогично, символы, помеченные #2, являются символами группы символов РЬР #2, символы, помеченные #3, являются символами группы символов РЬР #3, и символы, помеченные #4, являются символами группы символов РЬР #4, причем все из них из фиг. 80. Как показано на фиг. 80, РЬР #1 используется для того, чтобы передавать данные с использованием М1МО-системы с пространственным мультиплексированием, как проиллюстрировано посредством фиг. 23, или посредством использования М1МОсистемы с фиксированной матрицей предварительного кодирования. РЬР #2 используется для того, чтобы передавать данные с использованием схемы передачи, в которой изменение фазы выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). РЬР #3 используется для того, чтобы передавать данные с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 81, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. Как пояснено в других вариантах осуществления, при использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по фазе может быть выполнено в дополнение к взвеши- 110 030237
ванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
Как описано выше, фиг. 81 отличается от фиг. 80 тем, что РЬР разделяются относительно временной области. Помимо этого, фиг. 81 имеет множество РЬР, размещаемых относительно временной и частотной областей. Иными словами, например, символы РЬР #1 и РЬР #2 задаются во время 1. В связи с этим РЬР-символы, имеющие различный индекс (#Х, где Х=1, 2 и т.д.), могут выделяться каждому символу (состоящему из времени и поднесущей).
Хотя для простоты фиг. 81 перечисляет только #1 и #2 во время 1, ограничения в этом отношении не налагаются. Индексы РЬР-символов, отличные от #1 и #2, могут задаваться во время #1. Кроме того, взаимосвязь между РЬР-индексами и поднесущими во время 1 не ограничивается взаимосвязью, проиллюстрированной посредством фиг. 81. Индексы любых РЬР-символов могут назначаться любой поднесущей. То же самое применяется к другим моментам времени, в которые могут назначаться индексы любых РЬР-символов. С другой стороны, одно время также может иметь символы только одного РЬР, назначенного ему, как в случае для времени 3. Другими словами, любое назначение РЬР-символов в частотно-временной области допустимо.
Таким образом, при условии, что единица кадра не включает в себя РЬР с использованием схем передачи, передающих только поток 81, динамический диапазон сигналов, принимаемых посредством терминала, может ограничиваться, что с большой вероятностью приводит к повышенному качеству принимаемого сигнала.
Хотя фиг. 81 описывается с использованием примеров выбора одного из передачи данных с использованием ΜΓΜΘ-системы с пространственным мультиплексированием или ΜΓΜΘ-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов, выбор схемы передачи не ограничивается как таковой. Другие возможности включают в себя:
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов и передачи данных с использованием ΜΓΜΘ-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования;
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием пространственно-временных блочных кодов; и
выбор одного из передачи данных с использованием схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, и передачи данных с использованием ΜIΜΟ-системы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования.
Хотя вышеприведенное пояснение приводится для единицы кадра, имеющей несколько РЬР, далее описывается единица кадра, имеющая только один РЬР.
Фиг. 82 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для потока 81 и потока 82 в частотновременной области, когда единица кадра имеет только один РЬР.
Хотя фиг. 82 указывает управляющие символы, они являются эквивалентными вышеописанному Р1-символу и первым и вторым служебным данным. На фиг. 82 интервал 1 используется для того, чтобы передавать первую единицу кадра, интервал 2 используется для того, чтобы передавать вторую единицу кадра, интервал 3 используется для того, чтобы передавать третью единицу кадра, и интервал 4 используется для того, чтобы передавать четвертую единицу кадра.
Кроме того, первая единица кадра на фиг. 82 передает группу 8101 символов РЬР #1-1. Схема передачи является ΜΣΜΘ с пространственным мультиплексированием или ΜΣΜΘ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования.
Вторая единица кадра передает группу 8102 символов РЬР #2-1. Схема передачи является передачей с использованием одного модулированного сигнала.
Третья единица кадра передает группу 8103 символов РЬР #3-1. Схема передачи является схемой передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов.
Четвертая единица кадра передает группу 8104 символов РЬР #4-1. Схема передачи является передачей с использованием пространственно-временных блочных кодов.
На фиг. 82, когда как 81, так и 82 одновременно имеют символ на идентичной поднесущей, символ из каждого из двух потоков присутствует на общей частоте. При использовании схемы передачи, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), изменение по
- 111 030237
фазе может быть выполнено в дополнение к взвешиванию с использованием матрицы предварительного кодирования (и, если применимо, после переключения сигнала в полосе модулирующих частот). Соответственно, получаются сигналы ζ1 и ζ2. Сигналы ζ1 и ζ2 выводятся посредством различной антенны.
В связи с этим, схема передачи может задаваться с учетом скорости передачи данных и скорости приема данных терминала для каждого РЬР. Это приводит к двойным преимуществам в виде предоставления возможности повышения скорости передачи данных, а также обеспечения высокого качества приема данных. Схема конфигурации для управляющей информации, относящейся к схеме передачи и т.д. для Р1-символа и для первых и вторых служебных данных, может быть такой, как задано посредством табл. 2-5, тем самым получая идентичные преимущества. Конфигурация кадра по фиг. 82 отличается от конфигурации кадра по фиг. 77 и т.п., когда каждая единица кадра имеет несколько РЬР, и требуется управляющая информация, относящаяся к схеме передачи для каждого из РЬР. На фиг. 82 каждая единица кадра имеет только один РЬР, и таким образом, требуется только управляющая информация для информации передачи и т.д., относящейся исключительно к этому РЬР.
Настоящий вариант осуществления описывает схему, применимую к системе с использованием ОУВ-стандарта, и в которой схема передачи заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Схема передачи, заключающая в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), описывается в настоящем описании. Хотя настоящий вариант осуществления использует "управляющий символ" в качестве термина в данной области техники, этот термин не оказывает влияния на настоящее изобретение.
Далее описываются пространственно-временные блочные коды, поясненные в настоящем описании и включенные в настоящий вариант осуществления.
Фиг. 94 иллюстрирует конфигурацию модулированного сигнала с использованием пространственно-временных блочных кодов. Как показано, пространственно-временной блочный кодер (9402) принимает сигнал в полосе модулирующих частот на основе модулированного сигнала в качестве ввода. Например, пространственно-временной блочный кодер (9402) принимает символ 81, символ 82 и т.д. в качестве ввода. Затем, как показано на фиг. 94, выполняется пространственно-временное блочное кодирование, что приводит к ζ1 (9403А) при рассмотрении 81 в качестве символа #0, -82* в качестве символа #1, 83 в качестве символа #2, -84* в качестве символа #3 и т.д., и к ζ2 (9403В) при рассмотрении 82 в качестве символа #0, 81* в качестве символа #1, 84 в качестве символа #2, 83* в качестве символа #3 и т.д. Здесь символ #Х ζ1 и символ #Х ζ2 являются одновременными сигналами на общей частоте, и каждый из них передается в широковещательном режиме из различной антенны. Компоновка символов в пространственно-временных блочных кодах не ограничивается временной областью. Группа символов также может размещаться в частотной области либо в частотно-временной области при необходимости. Кроме того, схема пространственно-временного блочного кодирования по фиг. 94 предоставляется в качестве примера пространственно-временных блочных кодов. Другие пространственно-временные блочные коды также могут применяться к каждому варианту осуществления, поясненному в настоящем описании.
Вариант Е2 осуществления
Настоящий вариант осуществления описывает схему приема и приемное устройство, применимые к системе связи с использованием ОУВ-Т2-стандарта, когда используется схема передачи, описанная в варианте Е1 осуществления, которая заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов.
Фиг. 86 иллюстрирует примерную конфигурацию для приемного устройства в терминале для использования, когда передающее устройство широковещательного передающего устройства из фиг. 76 применяет схему передачи, заключающую в себе изменение по фазе предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Компоненты, работающие идентично компонентам по фиг. 7, используют идентичные ссылки с номерами.
На фиг. 86 детектор и декодер 8601 Р1-символов принимает сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, и принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, тем самым выполняя обнаружение сигналов и частотную синхронизацию. Детектор и декодер 8601 Р1-символов одновременно получает управляющую информацию, включенную в Р1-символ (посредством выполнения его демодуляции и декодирования с коррекцией ошибок), и выводит такую полученную управляющую информацию 8602 Р1-символов.
Связанные с ΟΡΌΜ процессоры 8600_Х и 8600_Υ принимают управляющую информацию 8602 Р1символов в качестве ввода и модифицируют схему обработки ΟΡΌΜ-сигналов (к примеру, преобразование Фурье) соответствующим образом. (Это возможно, поскольку, как описано в варианте Е1 осуществления, сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, включают информацию схемы передачи в Р1-символ). Связанные с ΟΡΌΜ процессоры 8600_Х и 8600_Υ затем выводят сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот после выполнения их демодуляции согласно схеме обработки сигналов.
- 112 030237
Демодулятор 8603 Р2-символов (который также может применяться к служебному РЬР) принимает сигналы 704_X и 704_Υ в полосе модулирующих частот и управляющую информацию 8602 Р1-символов в качестве ввода, выполняет обработку и демодуляцию сигналов (включающую в себя декодирование с коррекцией ошибок) в соответствии с управляющей информацией Р1-символов и выводит управляющую информацию 8604 Р2-символов.
Формирователь 8605 управляющей информации принимает управляющую информацию 8602 Р1символов и управляющую информацию 8604 Р2-символов в качестве ввода, пакетирует управляющую информацию (относящуюся к операциям приема) и выводит управляющий сигнал 8606. Затем, как показано на фиг. 86, управляющий сигнал 8606 вводится в каждый компонент.
Процессор 711 сигналов принимает сигналы 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_Х и 704_Υ, а также управляющий сигнал 8606, в качестве ввода, выполняет демодуляцию и декодирование согласно информации, включенной в управляющий сигнал 8606, и выводит принимаемые данные 712. Информация, включенная в управляющий сигнал, относится к схеме передачи, схеме модуляции, схеме кодирования с коррекцией ошибок и скорости ее кодирования, размеру кодового блока с коррекцией ошибок и т.д., используемым для каждого РЬР.
Когда схема передачи, используемая для РЬР, представляет собой одно из ΜΙΜΟ с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, демодуляция выполняется посредством получения принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) с использованием вывода модулей (705_1, 705_2, 707_1 и 707_2) оценки канала и взаимосвязи принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) с передаваемыми сигналами. Когда схема передачи заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), демодуляция выполняется с использованием вывода модулей (705_1, 705_2, 707_1 и 707_2) оценки канала, принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) и взаимосвязи, заданной посредством математического выражения 48 (формулы 48).
Фиг. 87 иллюстрирует примерную конфигурацию для приемного устройства в терминале для использования, когда передающее устройство широковещательного передающего устройства из фиг. 85 применяет схему передачи, заключающую в себе изменение по фазе предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Компоненты, работающие идентично компонентам из фиг. 7 и 86, используют идентичные ссылки с номерами.
Приемное устройство из фиг. 87 отличается от приемного устройства по фиг. 86 тем, что тогда как второе принимает данные из сигналов, соответствующих ОУВ-Т2-стандарту и другим стандартам, первое принимает данные только из сигналов, соответствующих стандарту, отличному от ЭУВ-Т2.
На фиг. 87 детектор и декодер 8601 Р1-символов принимает сигнал, передаваемый посредством широковещательного передающего устройства, и принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот в качестве ввода, тем самым выполняя обнаружение сигналов и частотную синхронизацию. Детектор и декодер 8601 Р1-символов одновременно получает управляющую информацию, включенную в Р1-символ (посредством выполнения его демодуляции и декодирования с коррекцией ошибок), и выводит такую полученную управляющую информацию 8602 Р1-символов.
Связанные с ΟΡΌΜ процессоры 8600_Х и 8600_Υ принимают управляющую информацию 8602 Р1символов в качестве ввода и модифицируют схему обработки ΟΡΌΜ-сигналов соответствующим образом. (Это возможно, поскольку, как описано в варианте Е1 осуществления, сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, включают информацию схемы передачи в Р1символ). Связанные с ΟΡΌΜ процессоры 8600_X и 8600_Υ затем выводят сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот после выполнения их демодуляции согласно схеме обработки сигналов.
Демодулятор 8701 первых и вторых служебных данных (который также может применяться к служебному РЬР) принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот и управляющую информацию 8602 Р1-символов в качестве ввода, выполняет обработку и демодуляцию сигналов (включающую в себя декодирование с коррекцией ошибок) в соответствии с управляющей информацией Р1символов и выводит управляющую информацию 8702 первых и вторых служебных данных.
Формирователь 8605 управляющей информации принимает управляющую информацию 8602 Р1символов и управляющую информацию 8702 первых и вторых служебных данных в качестве ввода, пакетирует управляющую информацию (относящуюся к операциям приема) и выводит управляющий сигнал 8606. Затем, как показано на фиг. 86, управляющий сигнал 8606 вводится в каждый компонент.
Процессор 711 сигналов принимает сигналы 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X и 704_Υ, а также управляющий сигнал 8606, в качестве ввода, выполняет демодуляцию и декодирование согласно информации, включенной в управляющий сигнал 8606, и выводит принимаемые данные 712. Информация, включенная в управляющий сигнал, относится к схеме передачи, схеме модуляции, схеме кодирования с коррекцией ошибок и скорости ее кодирования, размеру кодового блока с коррекцией ошибок и т.д., используемым для каждого РЬР.
- 113 030237
Когда схема передачи, используемая для РЬР, представляет собой одно из ΜΙΜΟ с пространственным мультиплексированием, ΜΙΜΟ с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и схемы передачи, выполняющей изменение фазы для предварительно кодированных (или для предварительно кодированных и переключенных) сигналов, демодуляция выполняется посредством получения принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) с использованием вывода модулей (705_1, 705_2, 707_1 и 707_2) оценки канала и взаимосвязи принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) с передаваемыми сигналами. Когда схема передачи заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), демодуляция выполняется с использованием вывода модулей (705_1, 705_2, 707_1 и 707_2) оценки канала, принимаемых сигналов (в полосе модулирующих частот) и взаимосвязи, заданной посредством математического выражения 48 (формулы 48).
Фиг. 88 иллюстрирует конфигурацию приемного устройства для терминала, совместимого с ЭУВТ2-стандартом и со стандартами, отличными от ЭУВ-Т2. Компоненты, работающие идентично компонентам из фиг. 7 и 86, используют идентичные ссылки с номерами.
Фиг. 88 отличается от фиг. 86 и 87 тем, что приемное устройство первого из них является совместимым с сигналами, соответствующими ОУВ-Т2-стандарту, а также с сигналами, соответствующими другим стандартам. В связи с этим, приемное устройство включает в себя демодулятор 8801 Р2-символов или первых и вторых служебных данных, обеспечивающий демодуляцию.
Демодулятор 8801 Р2-символов или первых и вторых служебных данных принимает сигналы 704_Х и 704_Υ в полосе модулирующих частот, а также управляющую информацию 8602 Р1-символов, в качестве ввода, использует управляющую информацию Р1-символов, чтобы определять то, соответствуют принимаемые сигналы ОУВ-Т2-стандарту или другому стандарту (например, с использованием таблицы при таком определении), выполняет обработку и демодуляцию сигналов (включающую в себя декодирование с коррекцией ошибок) и выводит управляющую информацию 8802, которая включает в себя информацию, указывающую стандарт, которому соответствуют принимаемые сигналы. В иных отношениях, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг. 86 и 87.
Приемное устройство, сконфигурированное так, как описано в вышеприведенном варианте осуществления, и принимающее сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, имеющего передающее устройство, описанное в варианте Е1 осуществления, предоставляет более высокое качество принимаемых данных посредством применения надлежащей обработки сигналов. В частности, при приеме сигналов, передаваемых с использованием схемы передачи, которая заключает в себе изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированным сигналам (или предварительно кодированным сигналам с переключенными полосами модулирующих частот), эффективность передачи данных, а также качество сигнала повышается в ΕΟδ-окружении.
Хотя настоящий вариант осуществления описывается как приемное устройство, совместимое со схемой передачи, описанной в варианте Е1 осуществления, и, следовательно, имеющее две антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Приемное устройство также может иметь три или более антенн. В таких случаях качество приема данных может быть дополнительно повышено за счет улучшения выигрыша от разнесения. Кроме того, передающее устройство широковещательного передающего устройства может иметь три или более передающих антенн и передавать три или более модулированных сигналов. Идентичные преимущества являются достижимыми посредством соответствующего увеличения числа антенн в приемном устройстве терминала. Альтернативно, приемное устройство может иметь только одну антенну и применять обнаружение способом максимального правдоподобия или аппроксимировать обнаружение способом максимального правдоподобия. В таких случаях схема передачи предпочтительно заключает в себе изменение по фазе предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот).
Такая схема передачи не должна обязательно ограничиваться конкретными схемами, поясненными в настоящем описании. При условии, что осуществляется предварительное кодирование, и до либо после него выполняется изменение по фазе, идентичные результаты достижимы для настоящего варианта осуществления.
Вариант Е3 осуществления
Система варианта Е1 осуществления, которая применяет, к ОУВ-Т2-стандарту, схему передачи, заключающую в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), включает управляющую информацию, указывающую схему вставки пилотных сигналов, в априорную служебную информацию Ь1. Настоящий вариант осуществления описывает схему для применения схемы передачи, которая заключает в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), когда изменяется схема вставки пилотных сигналов в априорной служебной информации Ь1.
Фиг. 89А, 89В, 90А и 90В иллюстрируют примерные конфигурации кадра, соответствующие ЭУВТ2-стандарту в частотно-временной области, в которой общая частотная область используется в схеме передачи, посредством которой множество модулированных сигналов передаются из множества антенн.
- 114 030237
Здесь горизонтальные оси представляют частоту, т.е. номера несущих, в то время как вертикальные оси представляют время. Фиг. 89А и 90А иллюстрируют конфигурации кадра для модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 89В и 90В иллюстрируют конфигурации кадра для модулированного сигнала ζ2, оба из которых являются такими, как пояснено в вышеописанных вариантах осуществления. Номера несущих помечаются £0, £1, £2 и т.д., тогда как время помечается 11, 12, ί3 и т.д. Кроме того, символы, указываемые на идентичной несущей и в одно время, являются одновременными символами на общей частоте.
Фиг. 89А, 89В, 90А и 90В иллюстрируют примеры позиций вставки пилотных символов, соответствующих ОУВ-Т2-стандарту. (В ЭУВ-Т2 возможны восемь способов вставки пилотных сигналов, когда множество антенн используется для того, чтобы передавать множество модулированных сигналов. Два из них проиллюстрированы сейчас). Указываются два типа символов, а именно пилотные символы и символы данных. Как описано для других вариантов осуществления, когда схема передачи заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот) или заключает в себе предварительное кодирование с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, в таком случае символы данных модулированного сигнала ζ1 являются символами потока §1 и потока §2, которые подвергнуты взвешиванию, как и символы данных модулированного сигнала ζ2. (Тем не менее, изменение по фазе также выполняется, когда схема передачи заключает в себе выполнение этого). Когда используются пространственно-временные блочные коды или ΜΙΜΟ-система с пространственным мультиплексированием, символы данных модулированного сигнала ζ1 являются символами потока §1 или потока §2, как и символы модулированного сигнала ζ2. На фиг. 89А, 89В, 90А и 90В пилотные символы помечаются индексом, который представляет собой РР1 или РР2. Они представляют пилотные символы с использованием различных схем конфигурации. Как описано выше, восемь способов вставки пилотных сигналов возможны в ЭУВ-Т2 (варьирующиеся с точки зрения частоты, на которой пилотные символы вставляются в кадр), один из которых указывается посредством широковещательного передающего устройства. Фиг. 89А, 89В, 90А и 90В иллюстрируют две схемы вставки пилотных сигналов из вышеозначенных восьми. Как описано в варианте Е1 осуществления, информация, относящаяся к схеме вставки пилотных сигналов, выбранной посредством широковещательного передающего устройства, передается в приемный терминал в качестве априорных служебных данных Ь1 в Р2-символе.
Далее описывается схема для применения схемы передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), дополняющая схему вставки пилотных сигналов. В этом примере схема передачи заключает в себе подготовку десяти различных значений изменения фазы, а именно Р[0], Р[1], Р[2], Р[3], Р[4], Р[5], Р[6], Р[7], Р[8] и Р[9]. Фиг. 91А и 91В иллюстрируют выделение этих значений изменения фазы в конфигурации кадра частотно-временной области по фиг. 89А и 89В, когда применяется схема передачи, заключающая в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Аналогично, фиг. 92А и 92В иллюстрируют выделение этих значений изменения фазы в конфигурации кадра частотно-временной области по фиг. 90А и 90В, когда применяется схема передачи, заключающая в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Например, фиг. 91А иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ1, тогда как фиг. 91В иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала ζ2. В обоих случаях символ #1 на £1, ί1 является символом, для которого модификация частоты выполнена с использованием значения Р[1] изменения фазы. Соответственно, на фиг. 91А, 91В, 92А и 92В, символ в несущей £х (где х=0, 1, 2 и т.д.), время 1у (где у=1, 2, 3 и т.д.) помечается #Ζ, чтобы указывать то, что модификация частоты выполнена с использованием значения Ρ[Ζ] изменения фазы для символа £х, 1у.
Естественно, способ вставки (интервал вставки) для конфигурации частотно-временного кадра фиг. 91А и 91В отличается от способа вставки (интервала вставки) по фиг. 92А и 92В. Схема передачи, в которой изменение фазы выполняется для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), не применяется к пилотным символам. Следовательно, хотя идентичная схема передачи, заключающая в себе изменение по фазе, выполняемое для идентичных синхронизированных предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот) (для которой, возможно, подготовлено другое число значений изменения фазы), значение изменения фазы, назначаемое одному символу в данной несущей и в данное время на фиг. 91А и 91В, может отличаться на фиг. 92А и 92В. Это становится очевидным при обращении к чертежам. Например, символ на £5, ί2 на фиг. 91А и 91В помечается #7, что указывает то, что его изменение по фазе выполнено с использованием значения Р[7] изменения фазы. С другой стороны, символ на £5, ί2 на фиг. 92А и 92В помечается #8, что указывает то, что его изменение по фазе выполнено с использованием значения Р[8] изменения фазы.
Соответственно, хотя широковещательное передающее устройство передает управляющую информацию, указывающую шаблон пилотных сигналов (способ вставки пилотных сигналов), в априорной служебной информации Ь1, когда схема передачи, выбранная посредством схемы широковещательного
- 115 030237
передающего устройства, заключает в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), управляющая информация дополнительно может указывать схему выделения значений изменения фазы, используемую в выбранной схеме, через управляющую информацию, заданную посредством табл. 3 или табл. 4. Таким образом, приемное устройство терминала, принимающего модулированные сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства, имеет возможность определять схему выделения значений изменения фазы посредством получения управляющей информации, указывающей шаблон пилотных сигналов, в априорных служебных данных Ь1. (Это предполагает, что схема передачи, выбранная посредством широковещательного передающего устройства для РЬР-передачи из табл. 3 или табл. 4, является схемой, которая заключает в себе изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот)). Хотя вышеприведенное описание использует пример априорных служебных данных Ь1, вышеописанная управляющая информация также может быть включена в первые и вторые служебные данные, когда, как описано для фиг. 83, не используются Р2-символы.
Далее описываются примеры дополнительных вариантов. Табл. 6 перечисляет примерные шаблоны изменения фазы и соответствующие схемы модуляции.
Таблица 6
Число модулированных сигналов Схема модуляции Шаблон изменения фазы
2 #1: фРЗК, #2: фРЗК #1: #2: А
2 #1: фРЗК, #2: 16-фАМ #1: #2: В
2 #1: 16-фАМ, #2: 16-фАМ #1: #2: С
Например, как показано в табл. 6, когда указана схема модуляции, и определены значения изменения фазы, которые должны быть использованы в схеме передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), применяются вышеописанные принципы. Иными словами, передачи только управляющей информации, относящейся к шаблону пилотных сигналов, схеме РЬР-передачи и схеме модуляции, достаточно для того, чтобы предоставлять возможность приемному устройству терминала оценивать схему выделения значений изменения фазы (в частотновременной области) посредством получения этой управляющей информации. В табл. 6 столбец "Схема изменения фазы" содержит черточку, чтобы указывать то, что изменение по фазе не выполняется, и содержит #А, #В или #С, чтобы указывать схемы #А, #В и #С изменения фазы. Аналогично, как показано в табл. 1, когда указаны схема модуляции и схема кодирования с коррекцией ошибок, и определены значения изменения фазы, которые должны быть использованы в схеме передачи, заключающей в себе изменение по фазе предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), в таком случае передачи только управляющей информации, относящейся к шаблону пилотных сигналов, схеме РЬР-передачи, схеме модуляции и кодам с коррекцией ошибок в Р2-символе, достаточно для того, чтобы предоставлять возможность приемному устройству терминала оценивать схему выделения значений изменения фазы (в частотно-временной области) посредством получения этой управляющей информации.
Тем не менее, в отличие от табл. 1 и табл. 6, могут быть выбраны два или более различных типов схемы передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), несмотря на определенную схему модуляции. (Например, схемы передачи могут иметь различный период (цикл) или использовать различные значения изменения фазы). Альтернативно, могут быть выбраны два или более различных типов схемы передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), несмотря на определенные схему модуляции и схему коррекции ошибок. Кроме того, могут быть выбраны два или более различных типов схемы передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), несмотря на определенную схему коррекции ошибок. В таких случаях, как показано в табл. 4, схема передачи заключает в себе переключение между значениями изменения фазы. Тем не менее, информация, относящаяся к схеме выделения значений изменения фазы (в частотно-временной области), также может быть передана.
Табл. 7 перечисляет примеры конфигурации управляющей информации для информации, относящейся к таким схемам выделения.
- 116 030237
Т аблица 7
РНА5Е ΕΚΑΜΕ АККААГСЕМЕЙТ (2- Управляющая информация
битовый)
00 Схема #1 выделения
01 Схема #2 выделения
10 Схема #3 выделения
11 Схема #4 выделения
Например, допустим, что передающее устройство широковещательного передающего устройства выбирает фиг. 89А и 89В в качестве схемы вставки шаблонов пилотных сигналов и выбирает схему А передачи, которая заключает в себе изменение по фазе для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот). Таким образом, передающее устройство может выбирать фиг. 91А и 91В или фиг. 93А и 93В в качестве схемы выделения значений изменения фазы (в частотно-временной области). Например, когда передающее устройство выбирает фиг. 91А и 91В, информация РНА5Е ΡΚΆΜΕ АККΆNΘΕΜΕNΤ табл. 7 задается равной 00. Когда передающее устройство выбирает фиг. 93А и 93В, информация РНА5Е ΡΕΆΜΕ АКΕΆNΘΕΜΕNΤ задается равной 01. В связи с этим, приемное устройство имеет возможность определять схему выделения значений изменения фазы (в частотно-временной области) посредством получения управляющей информации табл. 7. Управляющая информация табл. 7 также является применимой к передаче посредством Р2-символа и к передаче посредством первых и вторых служебных данных.
Как описано выше, схема выделения значений изменения фазы для схемы передачи, заключающей в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), может быть реализована через схему вставки пилотных сигналов. Помимо этого, посредством надежной передачи такой информации схемы выделения в приемную сторону, приемное устройство извлекает двойные выгоды в виде повышенной эффективности передачи данных и улучшенного качества принимаемого сигнала.
Хотя настоящий вариант осуществления описывает широковещательное передающее устройство с использованием двух передаваемых сигналов, он применим и к широковещательным передающим устройствам с использованием передающего устройства, имеющего три или более передающих антенн, передающих три или более сигнала. Схема передачи не должна обязательно ограничиваться конкретными схемами, поясненными в настоящем описании. При условии, что осуществляется предварительное кодирование, и до либо после него выполняется изменение по фазе, идентичные результаты достижимы для настоящего варианта осуществления.
Схема конфигурации пилотных сигналов не ограничивается настоящим вариантом осуществления. Когда схема передачи заключает в себе выполнение изменения фазы для предварительно кодированных сигналов (или предварительно кодированных сигналов с переключенными полосами модулирующих частот), приемное устройство должно реализовывать только взаимосвязь, заданную посредством математического выражения 48 (формулы 48) (например, приемное устройство может заранее знать сигналы шаблонов пилотных сигналов, передаваемые посредством передающего устройства). Это применяется ко всем вариантам осуществления, поясненным в настоящем описании.
Передающие устройства, относящиеся к настоящему изобретению, как проиллюстрировано посредством фиг. 3, 4, 12, 13, 51, 52, 67, 70, 76, 85 и т.д., передают два модулированных сигнала, а именно модулированный сигнал #1 и модулированный сигнал #2, по двум различным передающим антеннам. Средняя мощность передачи модулированных сигналов #1 и #2 может задаваться свободно. Например, когда два модулированных сигнала имеют различную среднюю мощность передачи, традиционная технология управления мощностью передачи, используемая в системах беспроводной передачи, может применяться к ним. Следовательно, средняя мощность передачи модулированных сигналов #1 и #2 может отличаться. В таких случаях управление мощностью передачи может применяться к сигналам в полосе модулирующих частот (например, когда преобразование выполняется с использованием схемы модуляции) или может сразу выполняться посредством усилителя мощности перед антенной.
Промышленная применимость
Настоящее изобретение является широко применимым к беспроводным системам, которые передают множество различных модулированных сигналов из множества антенн, таким как ΟΡΌΜ- ΜΙΜΟсистема. Кроме того, в системе проводной связи с множеством местоположений передачи (такой как система по стандарту связи по линиям электросети (РБС), система оптической связи или система по стандарту цифровой абонентской линии (Ώ5Ε)), настоящее изобретение может быть приспособлено к ΜΙΜΟсистеме, когда множество местоположений передачи используется для того, чтобы передавать множество модулированных сигналов, как описано посредством настоящего изобретения. Модулированные сигналы также могут быть переданы из множества местоположений передачи.
- 117 030237
Список номеров ссылок
302А, 302В = кодеры;
304А, 304В = модули перемежения;
306А, 306В = модули преобразования;
314 = формирователь информации схемы обработки сигналов;
3 08А, 308В = модули взвешивания;
310А, 310В = беспроводные модули;
312А, 312В = антенны;
317А, 317В = модули изменения фазы;
402 = кодер;
404 = модуль распределения;
504#1, 504#2 = передающие антенны;
505#1, 505#2 = приемные антенны;
600 = модуль взвешивания;
701_Х, 701_Υ = антенны;
703_Х, 703_Υ = беспроводные модули;
705_1 = модуль оценки колебаний канала;
705_2 = модуль оценки колебаний канала;
707_1 = модуль оценки колебаний канала;
707_2 = модуль оценки колебаний канала;
709 = декодер управляющей информации;
711 = процессор сигналов;
803 = внутренний М1МО-детектор;
805А, 805В = модули вычисления логарифмического правдоподобия;
807А, 807В = модули обратного перемежения;
809А, 809В = модули вычисления логарифмического отношения правдоподобия;
811А, 811В = декодеры с мягким вводом и мягким выводом;
813А, 813В = модули перемежения;
815 = запоминающее устройство;
819 = формирователь коэффициентов;
901 = декодер с мягким вводом и мягким выводом;
903 = модуль распределения;
1201А, 1201В = связанные с ОЕЭМ процессоры;
1302А, 1302А = преобразователи из последовательной формы в параллельную;
1304А, 1304В = модули переупорядочения;
1306А, 1306В = 1ЕЕТ-модули;
1308А, 1308В = беспроводные модули.

Claims (4)

  1. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
    1. Способ передачи множества передаваемых сигналов с использованием множества антенн, содержащий этапы, на которых
    формируют кодированный блок, состоящий из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок;
    формируют для каждого из множества временных квантов первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 из кодированного блока; и
    передают первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2, соответственно, из первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте,
    формирование передаваемого сигнала включает в себя
    формирование для каждого из множества временных квантов первого модулированного сигнала 81 и второго модулированного сигнала 82 из кодированного блока;
    применяют по отношению к первому модулированному сигналу 81 и второму модулированному сигналу 82 предварительное кодирование, выраженное фиксированной матрицей ?, и выполняют изменение фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов,
    матрица ? выражена как
    при кодировании первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и
    схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемо- 118 030237
    го сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
  2. 2. Устройство для передачи множества передаваемых сигналов с использованием множества антенн, содержащее
    модуль кодирования, выполненный с возможностью формировать кодированный блок, состоящий из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок;
    модуль формирования передаваемого сигнала, выполненный с возможностью формировать для каждого из множества временных квантов первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 из кодированного блока; и
    модуль передачи, выполненный с возможностью передавать первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2, соответственно, из первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте,
    причем указанный модуль формирования передаваемого сигнала включает в себя
    модуль формирования модулированного сигнала, выполненный с возможностью формировать для
    каждого из множества временных квантов первый модулированный сигнал 81 и второй модулированный сигнал 82 из кодированного блока;
    модуль предварительного кодирования, выполненный с возможностью применять предварительное кодирование, выраженное фиксированной матрицей Р; и
    модуль изменения фазы, выполненный с возможностью выполнять изменение фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов,
    при этом предварительное кодирование и изменение фазы выполняют по отношению к первому модулированному сигналу 81 и второму модулированному сигналу 82,
    матрица Р выражена как
    указанный модуль кодирования выполнен с возможностью формировать, как кодированный блок, первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, и
    схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
  3. 3. Способ приема множества передаваемых сигналов, переданных с использованием множества антенн, содержащий этапы, на которых
    запрашивают принимающий сигнал, полученный путем приема первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2, соответственно, от первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, причем первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 сформированы путем предварительно определенного способа формирования; и
    получают данные приема путем применения к принимающему сигналу способа демодуляции, соответствующего предварительно определенному способу формирования,
    указанный предварительно определенный способ формирования является способом для формирования для каждого из множества временных квантов первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2 из кодированного блока, сформированного путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок и состоящего из множества битов, и
    включает в себя
    формирование для каждого из множества временных квантов первого модулированного сигнала 81 и второго модулированного сигнала 82 из кодированного блока;
    применение по отношению к первому модулированному сигналу 81 и второму модулированному сигналу 82 предварительного кодирования, выраженного фиксированной матрицей Р, и выполнение изменения фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов,
    причем матрица Р выражена как
    при кодировании первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и
    схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемо- 119 030237
    го сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
  4. 4. Устройство для приема множества передаваемых сигналов, переданных с использованием множества антенн, содержащее
    модуль запроса, выполненный с возможностью запрашивать принимающий сигнал, полученный путем приема первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2, соответственно, от первой антенны и второй антенны в одно время на одной частоте, причем первый передаваемый сигнал ζ1 и второй передаваемый сигнал ζ2 сформированы путем предварительно определенного способа формирования; и
    модуль демодуляции, выполненный с возможностью получать данные приема путем применения к принимающему сигналу способа демодуляции, соответствующего предварительно определенному способу формирования,
    указанный предварительно определенный способ формирования является способом для формирования для каждого из множества временных квантов первого передаваемого сигнала ζ1 и второго передаваемого сигнала ζ2 из кодированного блока, сформированного путем использования предварительно определенной схемы блочного кодирования с коррекцией ошибок и состоящего из множества битов, и
    включает в себя
    формирование для каждого из множества временных квантов первого модулированного сигнала 81 и второго модулированного сигнала 82 из кодированного блока;
    применение по отношению к первому модулированному сигналу 81 и второму модулированному сигналу 82 предварительного кодирования, выраженного фиксированной матрицей Р, и выполнение изменения фазы при регулярном варьировании схемы изменения фазы для каждого из множества временных квантов,
    причем матрица Р выражена как
    при кодировании, первый кодированный блок и второй кодированный блок, отличающийся от первого кодированного блока, сформированы как кодированный блок, и
    схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для первого кодированного блока, является такой же, как схема изменения фазы, выбранная для первого временного кванта, при формировании передаваемого сигнала, предназначенная для второго кодированного блока.
EA201500712A 2010-12-10 2011-11-29 Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала EA030237B1 (ru)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010276448 2010-12-10
JP2011026422 2011-02-09
JP2011033770 2011-02-18
JP2011051841 2011-03-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EA201500712A1 EA201500712A1 (ru) 2016-02-29
EA030237B1 true EA030237B1 (ru) 2018-07-31

Family

ID=46206811

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EA201500712A EA030237B1 (ru) 2010-12-10 2011-11-29 Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала
EA201390044A EA023186B1 (ru) 2010-12-10 2011-11-29 Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EA201390044A EA023186B1 (ru) 2010-12-10 2011-11-29 Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала

Country Status (17)

Country Link
US (13) US8867482B2 (ru)
EP (3) EP3965324A3 (ru)
JP (5) JP5886207B2 (ru)
KR (4) KR101869778B1 (ru)
CN (3) CN105450277B (ru)
AR (1) AR084168A1 (ru)
AU (4) AU2011339962B2 (ru)
BR (1) BR112013002521B1 (ru)
CA (2) CA3017181C (ru)
CL (1) CL2013000510A1 (ru)
EA (2) EA030237B1 (ru)
IL (1) IL223919A (ru)
MX (1) MX2013000954A (ru)
PE (1) PE20131090A1 (ru)
SG (2) SG10201806950YA (ru)
TW (6) TWI706642B (ru)
WO (1) WO2012077299A1 (ru)

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102067618B1 (ko) * 2010-12-10 2020-01-17 선 페이턴트 트러스트 송신장치
EA030237B1 (ru) * 2010-12-10 2018-07-31 Сан Пэтент Траст Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала
MY168825A (en) 2011-02-18 2018-12-04 Sun Patent Trust Method of signal generation and signal generating device
EP3573250B1 (en) * 2011-04-19 2020-12-16 Sun Patent Trust Transmission and reception method and apparatus
CN106850019B (zh) * 2011-04-19 2021-06-01 太阳专利托管公司 发送方法及发送装置、接收方法及接收装置
JP5869697B2 (ja) 2012-12-07 2016-02-24 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブアメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 信号生成方法、送信装置、受信方法および受信装置
KR102097450B1 (ko) * 2013-03-22 2020-04-06 삼성전자주식회사 Sc-fdma 기반 무선 통신 시스템에서 papr 감소 방법 및 장치
WO2014167861A1 (ja) * 2013-04-12 2014-10-16 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法
US9203679B2 (en) * 2013-05-22 2015-12-01 Interra Systems, Inc. Low latency OFDM system
JP6537971B2 (ja) * 2013-10-31 2019-07-03 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信方法
JP6628124B2 (ja) * 2014-05-30 2020-01-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 送信装置、受信装置、送信方法および受信方法
JP7002185B2 (ja) * 2015-07-30 2022-01-20 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法、送信装置、受信方法、受信装置
US9806928B2 (en) * 2015-07-31 2017-10-31 Tejas Networks Ltd. Communication system and method for achieving low peak-to-average power ratio
CN105450273B (zh) * 2015-08-24 2016-11-23 电信科学技术研究院 一种传输编码指示信息和确定预编码矩阵的方法和装置
WO2017150418A1 (ja) 2016-02-29 2017-09-08 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法、送信装置、受信方法、受信装置
EP3223446A1 (en) * 2016-03-22 2017-09-27 Xieon Networks S.à r.l. A method for protecting a link in an optical network
EP3451551A4 (en) * 2016-04-27 2019-04-10 Panasonic Intellectual Property Corporation of America TRANSMISSION DEVICE AND TRANSMISSION METHOD
WO2017204007A1 (ja) * 2016-05-26 2017-11-30 株式会社日立国際電気 無線通信装置及び無線通信方法
JP6892195B2 (ja) 2016-07-14 2021-06-23 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信方法、送信装置、受信方法、および受信装置
WO2018012216A1 (ja) * 2016-07-15 2018-01-18 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および送信方法
DE102017207792A1 (de) * 2017-05-09 2018-11-15 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung und Verfahren zum Prüfen einer Wiedergabe einer Videosequenz einer Spiegelersatzkamera
KR102630181B1 (ko) 2019-06-10 2024-01-26 삼성전자주식회사 위상차 검출기 및 이를 포함하는 장치
JP7439474B2 (ja) * 2019-11-25 2024-02-28 富士電機株式会社 プログラマブルコントローラシステムおよびモジュール
CN111786705B (zh) * 2020-06-29 2021-09-17 东方红卫星移动通信有限公司 预编码方法、多载波传输方法、发射机、接收机及系统
CN112019241B (zh) * 2020-10-22 2021-02-05 中国电力科学研究院有限公司 一种用于在电力系统中识别设备关联关系的方法及系统
CN112667956B (zh) * 2020-12-24 2024-07-12 杭州中科先进技术发展有限公司 一种面向流式计算的多路数据流产生器和产生方法
US11558232B1 (en) * 2021-09-30 2023-01-17 Silicon Laboratories Inc. Generating a preamble portion of an orthogonal frequency division multiplexing transmission using complex sequence values optimized for minimum Peak-to-Average Power Ratio
JPWO2023157133A1 (ru) * 2022-02-16 2023-08-24
JPWO2023157132A1 (ru) * 2022-02-16 2023-08-24

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006019253A1 (en) * 2004-08-17 2006-02-23 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for space-time-frequency block coding for increasing performance
WO2007052941A1 (en) * 2005-10-31 2007-05-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting/receiving data in a multi-antenna communication system
RU2350025C2 (ru) * 2006-09-07 2009-03-20 Корпорация Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Способ приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с n каналами передачи и м каналами приема (варианты) и устройство для его осуществления (варианты)

Family Cites Families (243)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3034281B2 (ja) * 1990-07-12 2000-04-17 株式会社東芝 無線通信方式
JPH10190612A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Sony Corp 通信方法及び受信装置
US6359923B1 (en) * 1997-12-18 2002-03-19 At&T Wireless Services, Inc. Highly bandwidth efficient communications
FI111598B (fi) * 1999-03-03 2003-08-15 Nokia Corp Menetelmä ja järjestelmä nopean kontrollikanavan toteuttamiseksi solukkoradioverkossa
JP3552622B2 (ja) * 1999-12-24 2004-08-11 日本電気株式会社 Ｐｌｄを用いた無限移相器およびその調整方法
JP3544643B2 (ja) * 2000-07-14 2004-07-21 松下電器産業株式会社 チャネル推定装置及びチャネル推定方法
US6937592B1 (en) * 2000-09-01 2005-08-30 Intel Corporation Wireless communications system that supports multiple modes of operation
US7233625B2 (en) * 2000-09-01 2007-06-19 Nortel Networks Limited Preamble design for multiple input—multiple output (MIMO), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system
US6760882B1 (en) 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
US6802035B2 (en) * 2000-09-19 2004-10-05 Intel Corporation System and method of dynamically optimizing a transmission mode of wirelessly transmitted information
JP3855690B2 (ja) * 2001-02-20 2006-12-13 三菱電機株式会社 多重化装置、分離装置
KR100401801B1 (ko) * 2001-03-27 2003-10-17 (주)텔레시스테크놀로지 데이터 전송 성능을 개선하기 위한 직교주파수 분할 다중통신 시스템 및 방법
US6748024B2 (en) * 2001-03-28 2004-06-08 Nokia Corporation Non-zero complex weighted space-time code for multiple antenna transmission
US6859503B2 (en) * 2001-04-07 2005-02-22 Motorola, Inc. Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel
KR100510434B1 (ko) * 2001-04-09 2005-08-26 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치
WO2002098051A1 (en) * 2001-05-25 2002-12-05 Regents Of The University Of Minnesota Space-time coded transmissions within a wireless communication network
JP3978426B2 (ja) * 2001-08-09 2007-09-19 ノキア コーポレイション ダイバシティ送信機及びダイバシティ送信方法
US7248559B2 (en) 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
US7773699B2 (en) 2001-10-17 2010-08-10 Nortel Networks Limited Method and apparatus for channel quality measurements
JP3997890B2 (ja) * 2001-11-13 2007-10-24 松下電器産業株式会社 送信方法及び送信装置
JP3545740B2 (ja) * 2001-11-21 2004-07-21 株式会社東芝 光ディスク及び光ディスク装置
US6693589B2 (en) * 2002-01-30 2004-02-17 Raytheon Company Digital beam stabilization techniques for wide-bandwidth electronically scanned antennas
JP3939165B2 (ja) * 2002-02-20 2007-07-04 三洋電機株式会社 無線装置、無線通信システム、空間パス制御方法および空間パス制御プログラム
US6862271B2 (en) 2002-02-26 2005-03-01 Qualcomm Incorporated Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes
US7042858B1 (en) * 2002-03-22 2006-05-09 Jianglei Ma Soft handoff for OFDM
KR100896682B1 (ko) * 2002-04-09 2009-05-14 삼성전자주식회사 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법
US7463577B2 (en) 2002-04-09 2008-12-09 Panasonic Corporation OFDM communication method and OFDM communication device
JP4178501B2 (ja) * 2002-05-21 2008-11-12 日本電気株式会社 アンテナ送受信システム
US7095709B2 (en) * 2002-06-24 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems
US7006804B1 (en) * 2002-07-10 2006-02-28 At&T Corp. High-speed two-way point-to-point transmission
US7542446B2 (en) * 2002-07-31 2009-06-02 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Space time transmit diversity with subgroup rate control and subgroup antenna selection in multi-input multi-output communications systems
US6940917B2 (en) 2002-08-27 2005-09-06 Qualcomm, Incorporated Beam-steering and beam-forming for wideband MIMO/MISO systems
US20040141222A1 (en) 2002-11-01 2004-07-22 Communications Res. Lab., Ind. Admin. Inst. Optical phase multi-level modulation method and apparatus, and error control method
KR100480268B1 (ko) * 2003-01-14 2005-04-07 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 시스템의 피크전력 대 평균전력 비 감소를 위한 장치 및 방법
KR100552680B1 (ko) * 2003-02-17 2006-02-20 삼성전자주식회사 다중 안테나 ｏｆｄｍ 통신 시스템에서의 ｐａｐｒ 저감방법 및 이를 사용하는 다중 안테나 ｏｆｄｍ 통신 시스템
KR100575930B1 (ko) * 2003-05-16 2006-05-02 삼성전자주식회사 송신다이버시티를 사용하는 이동통신 시스템에 있어송신다이버시티의 방식 전환 장치 및 방법
US7292639B1 (en) * 2003-06-05 2007-11-06 Nortel Networks Limited Method and apparatus for peak to average power ratio reduction for orthogonal frequency division multiplex systems
US7283579B2 (en) * 2003-06-19 2007-10-16 Motorola, Inc. Diversity synchronous connection-oriented audio communication modes
WO2005001500A1 (en) * 2003-06-27 2005-01-06 976076 Alberta Inc. Synthetic aperture mri
JP2005050885A (ja) 2003-07-29 2005-02-24 Kyocera Corp 配線基板及びその製造方法
TWI277308B (en) 2003-08-07 2007-03-21 Nokia Corp Method and apparatus for discrete power synthesis of multicarrier signals with constant envelope power amplifiers
EP1521413A3 (en) * 2003-10-01 2009-09-30 Panasonic Corporation Multicarrier reception with channel estimation and equalisation
US7088784B2 (en) 2003-10-02 2006-08-08 Nokia Corporation Coded modulation for partially coherent systems
US7376883B2 (en) * 2003-10-27 2008-05-20 The Directv Group, Inc. Method and system for providing long and short block length low density parity check (LDPC) codes
US7616698B2 (en) 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
JP4490922B2 (ja) 2003-11-21 2010-06-30 パナソニック株式会社 マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ送信方法
JP2005184730A (ja) * 2003-12-24 2005-07-07 Sony Corp 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
KR20050089698A (ko) * 2004-03-05 2005-09-08 삼성전자주식회사 어레이 안테나를 갖는 이동통신시스템에서 데이터 송/수신장치 및 방법
KR20070053655A (ko) * 2004-03-05 2007-05-25 넥스트넷 와이어리스 인크. 적응 변조를 위한 시스템 및 방법
US7742533B2 (en) 2004-03-12 2010-06-22 Kabushiki Kaisha Toshiba OFDM signal transmission method and apparatus
US7447268B2 (en) * 2004-03-31 2008-11-04 Intel Corporation OFDM system with per subcarrier phase rotation
US7684507B2 (en) * 2004-04-13 2010-03-23 Intel Corporation Method and apparatus to select coding mode
JP4429795B2 (ja) * 2004-05-06 2010-03-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信システム、無線送信機及び無線受信機
US7668199B2 (en) * 2004-06-17 2010-02-23 Texas Instruments Incorporated Methods and systems for communicating using transmitted symbols associated with multiple time durations
US7327983B2 (en) * 2004-06-25 2008-02-05 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. RF-based antenna selection in MIMO systems
US7583586B2 (en) * 2004-07-02 2009-09-01 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for transmitting/receiving pilot signal in communication system using OFDM scheme
CA2568862C (en) 2004-07-07 2012-02-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting pilot signal in a bwa communication system using transmit antennas
US8000221B2 (en) 2004-07-20 2011-08-16 Qualcomm, Incorporated Adaptive pilot insertion for a MIMO-OFDM system
KR101161873B1 (ko) * 2004-09-07 2012-07-03 더 보드 오브 리전츠 오브 더 유니버시티 오브 텍사스 시스템 적응적 전송모드 전환 방식을 이용한 다중입출력 통신시스템
US7826343B2 (en) * 2004-09-07 2010-11-02 Qualcomm Incorporated Position location signaling method apparatus and system utilizing orthogonal frequency division multiplexing
WO2006034577A1 (en) 2004-09-30 2006-04-06 Nortel Networks Limited Channel sounding in ofdma system
US7643839B2 (en) * 2004-10-06 2010-01-05 Broadcom Corporation Method and system for diversity processing
US7522562B2 (en) * 2004-10-06 2009-04-21 Broadcom Corporation Method and system for channel estimation in a spatial multiplexing MIMO system
KR100754617B1 (ko) * 2004-10-11 2007-09-05 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템에서 피크대 평균전력비를 최소화시키기 위한 장치 및 방법
US20060140294A1 (en) * 2004-11-05 2006-06-29 Nokia Corporation Block modulation
JP4680264B2 (ja) * 2004-12-02 2011-05-11 ニュー ジャージー インスティチュート オブ テクノロジー Ｐａｐｒの低減のための方法、及び／またはシステム
GB2423675B (en) * 2005-02-28 2009-08-19 King S College London Diversity transmitter and method
CN1838582A (zh) * 2005-03-24 2006-09-27 松下电器产业株式会社 利用信道分解的自动重传请求方法、及发送/接收处理单元
CN102833685B (zh) * 2005-03-25 2016-01-27 桥扬科技有限公司 用于数据通信的方法和设备以及数据分发设备
GB2424805B (en) * 2005-03-30 2007-02-28 Toshiba Res Europ Ltd Efficient channel tracking in packet based OFDM systems
US20070230391A1 (en) * 2005-05-12 2007-10-04 Ofer Harpak Device and Method for Exchanging Information Over Terrestrial and Satellite Links
KR100981552B1 (ko) * 2005-06-21 2010-09-10 삼성전자주식회사 주파수분할 다중접속 시스템에서 상향링크 파일롯의 송수신장치 및 방법
EP1908242B1 (en) 2005-07-15 2016-10-12 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting pilot symbols in wireless communication system
US8064556B2 (en) * 2005-09-15 2011-11-22 Qualcomm Incorporated Fractionally-spaced equalizers for spread spectrum wireless communication
JP2007086170A (ja) * 2005-09-20 2007-04-05 Nec Corp 汎用ハッシュ関数族計算装置、方法、プログラム、および共有鍵生成システム
US8760994B2 (en) * 2005-10-28 2014-06-24 Qualcomm Incorporated Unitary precoding based on randomized FFT matrices
EP1931070A1 (en) * 2005-10-28 2008-06-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmitting device, receiving device, transmitting method, receiving method and wireless communication system
KR100842521B1 (ko) * 2005-11-22 2008-07-01 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
WO2007066973A2 (en) * 2005-12-06 2007-06-14 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for transmitting data using a plurality of carriers
JP4620132B2 (ja) * 2005-12-20 2011-01-26 三菱電機株式会社 検査行列生成方法、符号化方法、通信装置、通信システム、符号化器
JP4406398B2 (ja) 2005-12-26 2010-01-27 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ信号の送信方法と送信装置及びｏｆｄｍ信号の受信装置
TWI446763B (zh) 2006-01-11 2014-07-21 Interdigital Tech Corp 以不等調變及編碼方法實施空時處理方法及裝置
JP4425880B2 (ja) * 2006-01-18 2010-03-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 通信装置、移動局及び方法
JP4758781B2 (ja) * 2006-01-31 2011-08-31 富士通株式会社 Ｄｃオフセット補正装置及びその方法
US7715786B2 (en) * 2006-02-08 2010-05-11 The Directv Group, Inc. Blind identification of advanced modulation and coding modes
US8116267B2 (en) * 2006-02-09 2012-02-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for scheduling users based on user-determined ranks in a MIMO system
JP5061095B2 (ja) * 2006-03-20 2012-10-31 パナソニック株式会社 無線通信システム、無線送信装置、および再送方法
JP4740778B2 (ja) * 2006-03-27 2011-08-03 富士通東芝モバイルコミュニケーションズ株式会社 Ｏｆｄｍ無線通信システムおよび送信装置、受信装置
US8335282B2 (en) * 2006-04-05 2012-12-18 Via Technologies Inc. Method for implementing an equalizer of an OFDM baseband receiver
EP2022134B1 (en) * 2006-04-27 2017-01-18 Tyco Electronics Services GmbH Antennas, devices and systems based on metamaterial structures
WO2007125591A1 (ja) * 2006-04-28 2007-11-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 無線通信装置
KR20070113967A (ko) * 2006-05-26 2007-11-29 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
TWI343200B (en) * 2006-05-26 2011-06-01 Lg Electronics Inc Method and apparatus for signal generation using phase-shift based pre-coding
KR101295576B1 (ko) * 2006-06-22 2013-08-09 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 구현하는 송신 장치
WO2007149048A1 (en) 2006-06-23 2007-12-27 Panasonic Corporation Retransmission of data in a multiple input multiple output (mimo) system
KR101042995B1 (ko) * 2006-07-06 2011-06-21 엘지전자 주식회사 다중 안테나를 이용하는 다중 부반송파 통신 시스템에서 오류를 정정하기 위한 장치 및 그 방법
EP2044716B1 (en) 2006-07-20 2015-07-08 Intel Corporation Improved multicarrier MIMO communication using Hadamard transform.
KR20080022033A (ko) * 2006-09-05 2008-03-10 엘지전자 주식회사 프리코딩 정보 피드백 방법 및 프리코딩 방법
JP4964540B2 (ja) * 2006-09-08 2012-07-04 京セラ株式会社 基地局装置及び無線通信方法
KR100899744B1 (ko) * 2006-09-11 2009-05-27 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 제어 채널 메시지를 송수신하는 장치 및 방법
KR100878768B1 (ko) * 2006-09-15 2009-01-14 삼성전자주식회사 Ｍｉｍｏ ｏｆｄｍ 송수신 방법 및 장치
KR20080026010A (ko) * 2006-09-19 2008-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 구현하는 송수신 장치
KR20080026896A (ko) 2006-09-22 2008-03-26 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 은닉 학습 신호를 이용하여 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법
US7619997B2 (en) * 2006-09-27 2009-11-17 Broadcom Corporation Beamforming and/or MIMO RF front-end and applications thereof
CN101529777A (zh) 2006-10-23 2009-09-09 Lg电子株式会社 用于使用循环延迟分集发射数据的方法
KR20080036493A (ko) * 2006-10-23 2008-04-28 엘지전자 주식회사 이동통신 시스템에서의 망 접속 방법 및 이를 지원하는단말기
EP2080309B1 (en) * 2006-11-01 2017-01-11 Nokia Solutions and Networks GmbH & Co. KG Hierarchichal frame structure for ofdma system with relay
KR20080040543A (ko) * 2006-11-02 2008-05-08 엘지전자 주식회사 위상천이 기반 프리코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및이를 지원하는 송수신기
US8190961B1 (en) * 2006-11-28 2012-05-29 Marvell International Ltd. System and method for using pilot signals in non-volatile memory devices
US9106296B2 (en) * 2006-12-19 2015-08-11 Qualcomm Incorporated Beam space time coding and transmit diversity
US8374276B2 (en) * 2006-12-28 2013-02-12 Panasonic Corporation Radio communication apparatus and resending controlling method
JP2008177754A (ja) * 2007-01-17 2008-07-31 Sony Corp 通信システム、並びに通信装置及び通信方法
JP5073512B2 (ja) * 2007-01-19 2012-11-14 パナソニック株式会社 マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信方法、マルチアンテナ受信方法、端末装置及び基地局装置
US9059846B2 (en) 2007-01-25 2015-06-16 Panasonic Corporation Retransmission control technique
US8780771B2 (en) * 2007-02-06 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Cyclic delay diversity and precoding for wireless communication
US8065598B1 (en) * 2007-02-08 2011-11-22 Marvell International Ltd. Low latency programmable encoder with outer systematic code and low-density parity-check code
US8019959B2 (en) * 2007-02-09 2011-09-13 Marvell World Trade Ltd. Nonvolatile memory system
CA2677065C (en) * 2007-02-13 2016-06-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and systems for combined cyclic delay diversity and precoding of radio signals
KR20080076683A (ko) 2007-02-14 2008-08-20 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기
US8451915B2 (en) * 2007-03-21 2013-05-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Efficient uplink feedback in a wireless communication system
JP5106193B2 (ja) * 2007-03-23 2012-12-26 パナソニック株式会社 無線送信装置
KR100969753B1 (ko) * 2007-03-26 2010-07-13 삼성전자주식회사 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 무선 통신시스템에서 사전 부호화 장치 및 방법
US8121211B2 (en) * 2007-03-26 2012-02-21 Cisco Technology, Inc. Adaptive switching techniques for hybrid automatic repeat request systems
WO2008118474A2 (en) 2007-03-26 2008-10-02 Sibeam, Inc. Extensions to adaptive beam-steering method
US9036720B2 (en) * 2007-03-29 2015-05-19 Sirius Xm Radio Inc. Systems and methods for transmitting and receiving additional data over legacy satellite digital audio radio signals
US8290079B2 (en) 2007-04-19 2012-10-16 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for precoding validation in wireless communications
CN101296210A (zh) * 2007-04-28 2008-10-29 北京三星通信技术研究有限公司 增强正交频分多址系统中小区边界用户性能的传输系统
WO2008133567A1 (en) * 2007-04-30 2008-11-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Synchronization time difference measurements in ofdm systems
US8571126B2 (en) * 2007-05-15 2013-10-29 Rambus Inc. Multi-antenna transmitter for multi-tone signaling
WO2008139630A1 (ja) * 2007-05-16 2008-11-20 Fujitsu Limited 無線通信装置および無線通信方法
US8107544B2 (en) * 2007-05-16 2012-01-31 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for feedback in closed loop transmitting
JP4435204B2 (ja) * 2007-05-17 2010-03-17 株式会社東芝 無線通信装置および方法
KR100956494B1 (ko) * 2007-06-14 2010-05-07 엘지전자 주식회사 제어신호 전송 방법
US8160177B2 (en) * 2007-06-25 2012-04-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmit methods with delay diversity and space-frequency diversity
US8982779B2 (en) * 2007-07-16 2015-03-17 Blackberry Limited Providing space division multiple access in a wireless network
EP3098989B1 (en) * 2007-08-02 2019-03-06 NEC Corporation Mimo communication system having deterministic communication path and antenna arrangement method therefor
US7907677B2 (en) * 2007-08-10 2011-03-15 Intel Corporation Open loop MU-MIMO
JP4871813B2 (ja) 2007-08-28 2012-02-08 株式会社日立製作所 無線通信装置、無線通信方法及びピーク抑圧方法
KR20090025129A (ko) * 2007-09-05 2009-03-10 엘지전자 주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 다중 부호어를 송수신하는방법
KR20090030200A (ko) * 2007-09-19 2009-03-24 엘지전자 주식회사 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 방법 및이를 지원하는 송수신기
JP2009088649A (ja) * 2007-09-27 2009-04-23 Toshiba Corp 無線通信装置、無線通信装置の制御方法および無線通信装置の制御プログラム
KR101058601B1 (ko) * 2007-10-01 2011-08-22 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 피크전력 대 평균전력비 감소를 위한장치 및 방법
KR101106692B1 (ko) * 2007-10-10 2012-01-18 삼성전자주식회사 다중입출력 통신시스템의 동작 모드 선택 장치 및 방법
US8189455B1 (en) * 2007-11-07 2012-05-29 Research In Motion Limited Coding information for communication over an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA)-based wireless link
US8130847B2 (en) * 2007-11-09 2012-03-06 Motorola Mobility, Inc. Closed-loop transmission feedback in wireless communication systems
KR101048437B1 (ko) 2007-11-30 2011-07-11 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 시변 순환 지연 다이버시티 방법 및 장치
US7962049B2 (en) 2007-12-12 2011-06-14 Ciena Corporation Systems and methods for communication system control utilizing corrected forward error correction error location identifiers
CN101459634B (zh) * 2007-12-14 2011-06-01 华为技术有限公司 一种发送下行链路信号的方法及基站
JP2009152688A (ja) * 2007-12-18 2009-07-09 Toshiba Corp 端末装置、基地局、無線通信方法および通信プログラム
JP5298621B2 (ja) * 2007-12-21 2013-09-25 ソニー株式会社 送信装置および方法、受信装置および方法
EP2075927A1 (en) * 2007-12-21 2009-07-01 Thomson Licensing Method of transmission of at least a data packet by several antennas and corresponding reception method
KR101409730B1 (ko) 2008-01-17 2014-06-19 알까뗄 루슨트 다중-안테나 송신기에서 신호에 대한 순환 지연 맵핑을 행하는 방법 및 장치
EA019287B1 (ru) * 2008-01-18 2014-02-28 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Система радиосвязи, устройство приёма, устройство мобильной станции, устройство передачи, устройство базовой станции, способ управления устройством передачи/приёма
US9178597B2 (en) * 2008-01-28 2015-11-03 Broadcom Corporation Method of updating transmission channel information based on eaves-dropping of beamformed signals
CN101227735B (zh) * 2008-01-30 2012-11-28 中兴通讯股份有限公司 随机接入信道的zc序列排序方法和装置
JP2009188537A (ja) * 2008-02-04 2009-08-20 Fujitsu Ltd 基地局及び既知信号の送信方法
KR101559580B1 (ko) * 2008-03-06 2015-10-12 삼성전자주식회사 공간 다중화 시스템에서 단일 입력 다중 출력 모드 또는 협력적 공간 다중화 모드의 버스트를 프레임에 추가하는 방법
KR101430265B1 (ko) * 2008-03-13 2014-08-14 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 사용자 스케줄링 방법
US8233939B2 (en) * 2008-03-31 2012-07-31 Intel Corporation Multiuser sector micro diversity system
US8533563B2 (en) * 2008-03-31 2013-09-10 Qimonda Ag Memory read-out
US8391408B2 (en) * 2008-05-06 2013-03-05 Industrial Technology Research Institute Method and apparatus for spatial mapping matrix searching
US8509205B2 (en) * 2008-06-05 2013-08-13 The Boeing Company Multicode aperture transmitter/receiver
WO2010000275A1 (en) * 2008-06-30 2010-01-07 Telecom Italia S.P.A. A method of transmitting data, corresponding systems and computer program product therefor
JP2010016572A (ja) * 2008-07-02 2010-01-21 Fujitsu Ltd 無線通信装置及びシステム
KR101027237B1 (ko) * 2008-07-30 2011-04-06 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
RU2485690C2 (ru) * 2008-08-05 2013-06-20 Панасоник Корпорэйшн Устройство и способ радиосвязи
US8571000B2 (en) * 2008-08-08 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Peak-to-average power ratio (PAPR) reduction scheme for wireless communication
US8331310B2 (en) * 2008-08-22 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Systems and methods employing multiple input multiple output (MIMO) techniques
JP5281853B2 (ja) * 2008-09-05 2013-09-04 株式会社日立製作所 テレビジョン受信機
KR101206116B1 (ko) * 2008-09-10 2012-11-28 한국전자통신연구원 다중 셀 협력 통신을 위한 전송 다이버시티 기법
US20100067604A1 (en) * 2008-09-17 2010-03-18 Texas Instruments Incorporated Network multiple antenna transmission employing an x2 interface
EP2169888A1 (en) 2008-09-30 2010-03-31 NTT DoCoMo Inc. A three dimensional pilot aided radio channel estimator
CN102187634B (zh) * 2008-10-20 2014-01-22 汤姆逊许可公司 用于生成在电缆传输系统中使用的前导信号的方法和设备
US8401104B2 (en) * 2008-10-20 2013-03-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Codebook design method for multiple input multiple output system and method for using the codebook
WO2010050874A1 (en) * 2008-11-03 2010-05-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method for transmission of reference signals and determination of precoding matrices for multi-antenna transmission
CN101729131B (zh) * 2008-11-03 2014-06-04 夏普株式会社 无线通信系统及预编码方法
KR101582685B1 (ko) * 2008-12-03 2016-01-06 엘지전자 주식회사 다중안테나를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
US8351544B2 (en) * 2008-12-15 2013-01-08 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for codebook-based feedback in a closed loop wireless communication system
GB0823593D0 (en) * 2008-12-30 2009-01-28 Astrium Ltd Calibration apparatus and method
EP2385733A4 (en) * 2009-01-05 2014-12-31 Fujitsu Ltd COMMUNICATION DEVICE, MOBILE STATION, AND COMMUNICATION CONTROL METHOD
JP4587004B2 (ja) * 2009-01-07 2010-11-24 岩崎通信機株式会社 マルチアンテナを用いた無線通信方法、無線通信システムおよび無線通信装置
JP5361082B2 (ja) 2009-01-08 2013-12-04 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法および受信方法
CN101483632B (zh) * 2009-01-22 2011-03-30 清华大学 正交频分复用系统中利用带外导频的相位噪声校正方法
US8737502B2 (en) * 2009-02-09 2014-05-27 Qualcomm Incorporated Multiplexing and coding schemes for multiple transmit antennas in a wireless communication system
CN101800936B (zh) * 2009-02-11 2015-05-13 中兴通讯股份有限公司 一种广播组播业务控制信令的发送方法及基站
CN102292985B (zh) * 2009-02-18 2014-08-20 Lg电子株式会社 用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法
KR101729548B1 (ko) * 2009-03-06 2017-05-02 엘지전자 주식회사 ＣｏＭＰ 기법이 적용된 무선 통신 시스템에서 채널 품질 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치
US20100232311A1 (en) * 2009-03-12 2010-09-16 Qualcomm Incorporated Concurrent transmission of ack/nack, cqi and cqi from user equipment
KR101587281B1 (ko) * 2009-03-12 2016-01-20 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 제어 정보를 부호화하는 방법과 그 제어 정보를 송수신하는 방법 및 장치
CN102349254A (zh) * 2009-03-12 2012-02-08 夏普株式会社 通信系统与移动台设备
US8982765B2 (en) * 2009-03-17 2015-03-17 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting data on relay communication system
KR101549024B1 (ko) * 2009-04-22 2015-09-01 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 다중 셀 협력 통신을 위한 프리코딩 코드북을 이용하여 피드백 정보 및 데이터를 전송하는 방법
CN106413103B (zh) * 2009-04-28 2020-02-21 三菱电机株式会社 移动通信系统、基站以及移动终端
CN101877609B (zh) * 2009-04-30 2013-06-12 富士通株式会社 通信装置、基站和多点合作通信方法
WO2010128420A2 (en) * 2009-05-04 2010-11-11 Novelsat Ltd Front-end for satellite communication
KR101643258B1 (ko) * 2009-05-18 2016-07-27 삼성전자 주식회사 Ｌｔｅ 시스템에서 자원 할당 방법
US8473820B2 (en) * 2009-05-19 2013-06-25 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for transmitting and receiving data
KR101638905B1 (ko) * 2009-06-01 2016-07-22 엘지전자 주식회사 개루프 다중 입출력 시스템에 있어서, 프리코딩 행렬을 적용하여 데이터를 전송하는 방법
GB2472013B (en) * 2009-07-20 2015-04-29 Nvidia Technology Uk Ltd Adaptive transmission
JP5500894B2 (ja) * 2009-07-22 2014-05-21 シャープ株式会社 端末装置および通信方法
US20110021244A1 (en) * 2009-07-23 2011-01-27 Broadcom Corporation Tethered antenna having serviced device communications interface
CN101990166B (zh) * 2009-07-30 2014-04-09 中兴通讯股份有限公司 多媒体广播组播控制信道资源分配方法和系统
WO2011018121A1 (en) * 2009-08-14 2011-02-17 Nokia Siemens Networks Oy Improvements for coordinated multipoint transmission
JP5413964B2 (ja) * 2009-09-14 2014-02-12 パナソニック株式会社 無線基地局装置、無線端末装置および無線通信方法
JP5418598B2 (ja) * 2009-09-15 2014-02-19 富士通株式会社 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法
JP5039110B2 (ja) * 2009-10-05 2012-10-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局装置、移動局装置及び送信電力制御方法
EP2486666B1 (en) * 2009-10-05 2019-07-03 Koninklijke Philips N.V. A method for signalling a precoding in a cooperative beamforming transmission mode
PL2486710T3 (pl) * 2009-10-05 2024-08-05 Nokia Solutions And Networks Oy Przełączanie trybu transmisji uplink w komunikacji z jednym użytkownikiem i wieloma wejściami
WO2011043497A1 (en) * 2009-10-06 2011-04-14 Pantech Co., Ltd. Precoding and feedback channel information in wireless communication system
JP5856961B2 (ja) * 2009-10-08 2016-02-10 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． セルラ方式通信ネットワークの無線局の動作方法
KR101710391B1 (ko) * 2009-10-16 2017-02-27 엘지전자 주식회사 ＣｏＭＰ 방식에서의 피드백 정보 전송 방법과 이를 수행하는 단말 장치 및 채널상태정보 생성 방법과 이를 수행하는 기지국 장치
KR101559800B1 (ko) * 2009-10-25 2015-10-13 엘지전자 주식회사 ＣｏＭＰ 동작을 수행하는 무선 통신 시스템에서 단말이 피드백 정보를 전송하는 방법 및 장치
US8280426B2 (en) * 2009-10-29 2012-10-02 Cisco Technology, Inc. Adaptive power balancing and phase adjustment for MIMO-beamformed communication systems
KR101663617B1 (ko) * 2009-10-29 2016-10-07 엘지전자 주식회사 하향링크 기준신호 송수신 방법 및, 이를 이용한 기지국 및 사용자기기
IN2012DN05172A (ru) * 2009-11-17 2015-10-23 Sony Corp
EP2504922A4 (en) * 2009-11-25 2015-07-22 Mobileaccess Networks Ltd METHOD AND SYSTEM FOR INTEGRATING RF MODULE IN ACCESS POINT IN DIGITAL NETWORK
EP2504934B1 (en) * 2009-11-25 2015-01-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A method and apparatus for using factorized precoding
WO2011071291A2 (ko) * 2009-12-07 2011-06-16 엘지전자 주식회사 상향링크 CoMP 통신 시스템에서 사운딩 참조 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치
EP2337235B1 (en) 2009-12-21 2013-04-17 Fujitsu Limited Feedback interval control in MIMO-systems
US8315528B2 (en) * 2009-12-22 2012-11-20 Ciena Corporation Zero mean carrier recovery
US8958490B2 (en) * 2009-12-31 2015-02-17 Allen LeRoy Limberg COFDM broadcasting with single-time retransmission of COFDM symbols
US9083411B2 (en) * 2010-01-13 2015-07-14 Alcatel Lucent Device and method of channel information feedback for multi-cell MIMO
KR101789621B1 (ko) * 2010-01-19 2017-10-25 엘지전자 주식회사 하향링크 데이터 전송방법 및 기지국과, 하향링크 데이터 수신방법 및 사용자기기
KR20110090754A (ko) * 2010-02-03 2011-08-10 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 정보의 전송 방법 및 장치
US20110222519A1 (en) * 2010-03-15 2011-09-15 Yen-Chin Liao Phase Rotating Method and Wireless Local Area Network Device
US9396104B1 (en) * 2010-03-22 2016-07-19 Seagate Technology, Llc Accessing compressed data of varying-sized quanta in non-volatile memory
CN104618077B (zh) * 2010-03-29 2018-04-17 Lg电子株式会社 传输控制信息以支持上行链路多天线传输的有效方法和装置
CN102918776B (zh) * 2010-04-01 2015-07-22 瑞典爱立信有限公司 用于具有结构化频率选择性的有效信道的预编码器码本
EP2556599B1 (en) * 2010-04-07 2016-11-09 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Parameterized codebook with subset restrictions for use with precoding mimo transmissions
US8737199B2 (en) * 2010-04-09 2014-05-27 Intel Corporation Techniques using differential precoding for highly correlated channels in wireless networks
US9025428B2 (en) 2010-04-14 2015-05-05 Qualcomm Incorporated Allocating and receiving tones for a frame
US8397140B2 (en) * 2010-06-04 2013-03-12 Apple Inc. Error correction coding for recovering multiple packets in a group view of limited bandwidth
US8982686B2 (en) * 2010-06-07 2015-03-17 Qualcomm Incorporated Communication devices for generating and using a matrix-mapped sequence
US20120008414A1 (en) * 2010-07-06 2012-01-12 Michael Katz Systems and methods for storing, retrieving, and adjusting read thresholds in flash memory storage system
US8605501B2 (en) * 2010-07-06 2013-12-10 Stec, Inc. System and method for determining data dependent noise calculation for a flash channel
US8615047B2 (en) * 2010-07-30 2013-12-24 Nec Laboratories America, Inc. Beamforming systems and methods for link layer multicasting
US8537658B2 (en) * 2010-08-16 2013-09-17 Motorola Mobility Llc Method of codebook design and precoder feedback in wireless communication systems
EP2609690B1 (en) * 2010-08-24 2017-03-22 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Device and method for hspa wcdma uplink pilots
BR112013006264B1 (pt) * 2010-09-15 2021-10-13 Huawei Technologies Co., Ltd Método, equipamento de usuário e sistema de comunicação para reportar informação de canal
US8948305B2 (en) * 2010-11-16 2015-02-03 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Transmission method, transmission apparatus, reception method and reception apparatus
EA030237B1 (ru) * 2010-12-10 2018-07-31 Сан Пэтент Траст Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала
JP6346803B2 (ja) * 2014-06-23 2018-06-20 株式会社フジクラ 光受信回路およびその調整方法
WO2016158537A1 (ja) * 2015-03-31 2016-10-06 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線基地局、ユーザ端末及び無線通信方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006019253A1 (en) * 2004-08-17 2006-02-23 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for space-time-frequency block coding for increasing performance
WO2007052941A1 (en) * 2005-10-31 2007-05-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting/receiving data in a multi-antenna communication system
RU2350025C2 (ru) * 2006-09-07 2009-03-20 Корпорация Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Способ приема многокомпонентного сигнала в системе радиосвязи с n каналами передачи и м каналами приема (варианты) и устройство для его осуществления (варианты)

Also Published As

Publication number Publication date
EP3965324A3 (en) 2022-03-23
US10305556B2 (en) 2019-05-28
CA3017181C (en) 2023-07-18
KR101869357B1 (ko) 2018-06-21
TWI706642B (zh) 2020-10-01
CA2803906C (en) 2018-10-30
TW202218355A (zh) 2022-05-01
CA3017181A1 (en) 2012-06-14
US20220109471A1 (en) 2022-04-07
BR112013002521B1 (pt) 2022-02-22
CL2013000510A1 (es) 2013-08-09
SG187028A1 (en) 2013-02-28
TW202101927A (zh) 2021-01-01
PE20131090A1 (es) 2013-10-16
CN103004121B (zh) 2016-01-27
US20150381251A1 (en) 2015-12-31
KR20180110234A (ko) 2018-10-08
JP2016129373A (ja) 2016-07-14
EP2651062A4 (en) 2017-12-20
EP2651062B1 (en) 2022-01-05
KR20130142986A (ko) 2013-12-30
MX2013000954A (es) 2013-03-22
US9236923B2 (en) 2016-01-12
US20160142118A1 (en) 2016-05-19
KR101905599B1 (ko) 2018-10-10
US10644768B2 (en) 2020-05-05
AU2011339962B2 (en) 2016-09-01
JP2021048637A (ja) 2021-03-25
TW201724777A (zh) 2017-07-01
US9461725B2 (en) 2016-10-04
AU2016219543A1 (en) 2016-09-08
CA2803906A1 (en) 2012-06-14
CN103004121A (zh) 2013-03-27
SG10201806950YA (en) 2018-09-27
US20180254806A1 (en) 2018-09-06
TW201906341A (zh) 2019-02-01
TWI796934B (zh) 2023-03-21
JP2018142996A (ja) 2018-09-13
JPWO2012077299A1 (ja) 2014-05-19
JP6347371B2 (ja) 2018-06-27
TWI757174B (zh) 2022-03-01
IL223919A (en) 2017-03-30
US20180102820A1 (en) 2018-04-12
TW202133574A (zh) 2021-09-01
EA201500712A1 (ru) 2016-02-29
CN105634570A (zh) 2016-06-01
EP3965324A2 (en) 2022-03-09
US11128355B2 (en) 2021-09-21
US9281883B2 (en) 2016-03-08
EP4170937B1 (en) 2024-10-23
US20190229782A1 (en) 2019-07-25
AU2018247322A1 (en) 2018-11-08
EA201390044A1 (ru) 2013-07-30
JP5886207B2 (ja) 2016-03-16
CN105450277B (zh) 2018-11-20
US9882618B2 (en) 2018-01-30
TW201240375A (en) 2012-10-01
US8989137B2 (en) 2015-03-24
US20200235793A1 (en) 2020-07-23
KR101869778B1 (ko) 2018-06-22
KR20160140990A (ko) 2016-12-07
TWI729937B (zh) 2021-06-01
JP2020017982A (ja) 2020-01-30
AU2016265991A1 (en) 2016-12-15
US20150155925A1 (en) 2015-06-04
TWI634758B (zh) 2018-09-01
US20230142497A1 (en) 2023-05-11
EA023186B1 (ru) 2016-05-31
JP6817597B2 (ja) 2021-01-20
US20130121306A1 (en) 2013-05-16
AU2016219543B2 (en) 2018-06-21
KR101998085B1 (ko) 2019-07-09
US20240022287A1 (en) 2024-01-18
US11804880B2 (en) 2023-10-31
EP2651062A1 (en) 2013-10-16
AU2011339962A1 (en) 2013-01-24
AR084168A1 (es) 2013-04-24
AU2016265991B2 (en) 2018-10-25
TWI568206B (zh) 2017-01-21
US20160380683A1 (en) 2016-12-29
WO2012077299A1 (ja) 2012-06-14
US11575412B2 (en) 2023-02-07
US8867482B2 (en) 2014-10-21
JP6598093B2 (ja) 2019-10-30
US20150003555A1 (en) 2015-01-01
CN105450277A (zh) 2016-03-30
EP4170937A1 (en) 2023-04-26
JP7018574B2 (ja) 2022-02-14
KR20180069125A (ko) 2018-06-22
US10038483B2 (en) 2018-07-31
BR112013002521A2 (pt) 2018-01-23
AU2018247322B2 (en) 2020-10-08
CN105634570B (zh) 2019-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EA030237B1 (ru) Способ формирования сигнала и устройство формирования сигнала
AU2022252818B2 (en) Method of signal generation and signal generating device
US11909492B2 (en) Signal generating method and signal generating device
US20230275712A1 (en) Transmission method, reception method, transmitter, and receiver
US11108448B2 (en) Signal generating method and signal generating device
JP6519887B2 (ja) 信号生成方法及び信号生成装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Lapse of a eurasian patent due to non-payment of renewal fees within the time limit in the following designated state(s)

Designated state(s): AM AZ BY KG MD TJ TM