DE2909520A1

DE2909520A1 - CIRCUIT ARRANGEMENT FOR DAMPING INTERFERENCE NOISE

Info

Publication number: DE2909520A1
Application number: DE19792909520
Authority: DE
Inventors: Winfried Dipl Ing Jansen
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1979-03-10
Filing date: 1979-03-10
Publication date: 1980-09-18
Also published as: FR2451674B1; JPS55124336A; GB2045031B; DE2909520B2; JPS6211825B2; GB2045031A; FR2451674A1; DE2909520C3; US4313215A

Description

PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH, STEINDAMM 94, 2000 HAMBURGPHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH, STEINDAMM 94, 2000 HAMBURG

4 PHD 79-0224 PHD 79-022

Schaltungsanordnung zur Dämpfung von StörgeräuschenCircuit arrangement for the attenuation of interfering noises

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Dämpfung von Störgeräuschen bei einem FM-Empfanger, bei der das Ausgangssignal eines FM-Demodulators einer Schaltung zur Betragsbildung zugeführt wird, die das Steuersignal für ein Dämpfungsglied liefert, das oberhalb eines Schwellwertes des Betrages des Demodulationsausgangssignals die Dämpfung im Nutzsignalkanal heraufsetzt.The invention relates to a circuit arrangement for damping interference noises in an FM receiver, in which the output signal of an FM demodulator is fed to a circuit for generating the amount which the Provides control signal for an attenuator that is above a threshold value of the amount of the demodulation output signal increases the attenuation in the useful signal channel.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 26 02 bekannt.Such a circuit arrangement is known from DE-OS 26 02.

Die Schaltung zur Betragsbildung besteht dabei aus einem Brückengleichrichter, an dessen Ausgang ein Kondensator angeschlossen ist. Aufgrund des relativ großen Demodulatorausgangswiderstandes und eines VorschaltwiderStandes kann sich der Kondensator aber nur relativ langsam aufladen; auch die Entladung des Kondensators kann nur langsam erfolgen, so daß der Kondensator, dessen Spannung über einen Operationsverstärker ein Dämpfungsglied schaltet, auf den Mittelwert der Demodulatorausgangsspannung aufgeladen wird. Dieser Mittelwert stellt die sog. AFC-Spannung dar, d.h. eine Spannung, die der Abweichung zwischen der Mittenfrequenz des FM-Demodulators und der Trägerfrequenz eines empfange-The circuit for generating the amount consists of a bridge rectifier with a capacitor at its output connected. Due to the relatively large demodulator output resistance and a series resistor however, the capacitor only charges up relatively slowly; also the discharge of the capacitor can only take place slowly, so that the capacitor, the voltage of which switches an attenuator via an operational amplifier, to the Average value of the demodulator output voltage is charged. This mean value represents the so-called AFC voltage, i.e. a voltage that corresponds to the deviation between the center frequency of the FM demodulator and the carrier frequency of a received

030038/0 2 92030038/0 2 92

5 PHD 79-0225 PHD 79-022

nen Senders proportional ist. Mit dieser Schaltung lassen sich aber nicht alle vorkommenden Arten von Störgeräuschen beseitigen. Man kann die Störgeräusche in drei Gruppen unterteilen:is proportional to the transmitter. However, not all types of interfering noise can be eliminated with this circuit remove. Noise can be divided into three groups:

a) Störgeräusche, die entstehen, wenn kein Sender empfangen wird, d.h., wenn innerhalb des Durchlaßbereiches des Zwischenfrequenzverstärkers des Empfängers kein Sender empfangen wird bzw. nur Sender, die so schwach sind,, daß das erzeugte NF-Nutzsignal zu stark durch das Rauschen gestört wird.a) Interfering noises that arise when no transmitter is received, i.e. when within the passband of the Intermediate frequency amplifier of the receiver no transmitter is received or only transmitters that are so weak, that the generated NF useful signal is too much disturbed by the noise.

In einem solchen Fall liefert der Nutzsignalkanal ein starkes Rauschen, das in einem angeschlossenen Lautsprecher nur geringfügig leiser ist als das bei korrekter Abstimmung auf einen mit maximalem Hub modulierten empfangswürdigen Sender sich ergebende Signal. Diese Art von Störgeräusch wird im folgenden als Aufrauschen bezeichnet.In such a case, the useful signal channel delivers a lot of noise that is generated in a connected loudspeaker is only slightly quieter than that with correct adjustment to a modulated with maximum stroke signal with good reception. This type of background noise is referred to below as noise designated.

Die bekannte Schaltung kann dieses Aufrauschen nicht mittels der eingangs beschriebenen Schaltung unterdrücken. Deshalb wird dort zusätzlich eine aus der Empfangsfeldstärke abgeleitete Spannung herangezogen, wobei die Dämpfung im Nutzsignalkanal erhöht wird, wenn die Feldstärke abnimmt.The known circuit cannot handle this noise suppress by means of the circuit described above. Therefore there is also one from the Received field strength derived voltage is used, whereby the attenuation in the useful signal channel is increased, when the field strength decreases.

b) Störgeräusche, die entstehen, wenn ein Sender auf den Flanken des Zwischenfrequenzfilters empfangen wird; dies ist in Fig. 1 dargestellt. Fig. 1 zeigt schematischb) Interfering noises that arise when a transmitter is received on the edges of the intermediate frequency filter; this is shown in FIG. Fig. 1 shows schematically

die Durchlaßkurve 1 des Zwischenfrequenzverstärkers. Die Mittenfrequenz liegt dabei bei der Frequenz fO. Wenn ein Sender mit der Trägerfrequenz f1 oder f2 empfangen wird, ergeben sich starke Verzerrungen, die in einem angeschlossenen Lautsprecher als wesentlich lauter empfunden werden können, als das Signal bei korrekter/ Abstimmung auf diesen Sender.the transmission curve 1 of the intermediate frequency amplifier. The center frequency is at the frequency f0. if a transmitter with the carrier frequency f1 or f2 received there will be strong distortions that will be perceived as significantly louder in a connected loudspeaker than the signal with correct / tuning to this station.

030038/0292030038/0292

6 PHD 79-0226 PHD 79-022

Diese Art von Störgeräuschen, die im nachfolgenden als "Nebenempfang" bezeichnet wird, kann mit der bekannten Schaltung wirksam unterdrückt werden, weil dabei eine von der Abweichung zwischen fO und f2 bzw. zwischen fO und f1 abhängige Gleichspannung erzeugt wird, die zur Abschaltung des Nutzsignalkanals herangezogen werden kann.This type of interfering noise, which is referred to below as "spurious reception", can be compared with the known Circuit can be effectively suppressed because there is one of the deviation between fO and f2 or between fO and f1-dependent DC voltage is generated, which are used to switch off the useful signal channel can.

c) Störgeräusche, die entstehen, wenn die Trägerfrequenzen zweier Sender mit den Filterflanken des Zwischenfrequenzfilters zusammenfallen (in diesem Fall liegt - Fig. 1 die Trägerfrequenz des einen Senders z%B. bei f1 und die Trägerfrequenz des anderen Senders bei f2).c) Noise that occurs when the carrier frequencies two transmitters coincide with the filter edges of the intermediate frequency filter (in this case - Fig. 1 is the Carrier frequency of one transmitter z% B. at f1 and the carrier frequency of the other transmitter at f2).

Diese Art von Störgeräuschen, die im folgenden als "Zwischenempfang" bezeichnet wird, kann mit der bekannten Schaltung nur teilweise unterdrückt werden, denn einerseits ist die Empfangsfeldstärke genügend groß und andererseits kann das bei Abstimmung auf eine zwischen f1 und f2 liegende Frequenz erzeugte AFC-Signal - abhängig von der Lage von f1 und f2 sowie der Empfangsfeldstärken in bezug auf fO - stets einmal den Wert O annehmen (d.h. die AFC-Spannung geht beim Durchstimmen durch Null und wechselt ihr Vorzeichen), so daß zumindest in diesem Fall beim Durchstimmen des Empfängers der "Zwischenempfang" hörbar wird.This type of noise, hereinafter referred to as "Intermediate reception" is referred to, can with the known Circuit can only be partially suppressed, because on the one hand the received field strength is sufficiently large and on the other hand, the AFC signal generated when tuning to a frequency between f1 and f2 can be dependent on the position of f1 and f2 as well as the received field strengths in relation to fO - always the value O once assume (i.e. the AFC voltage goes through zero when tuning through and changes its sign), so that at least in this case, the "intermediate reception" can be heard when the receiver is tuned through.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die durch Auswertung nur eines einzigen Signals die Unterdrückung des Aufrauschens, des Nebenempfangs und des Zwischenempfangs gestattet und die darüber hinaus auch leicht in integrierter Schaltungstechnik hergestellt werden kann. Ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen dem Ausgang des FM-Demodulators und dem Steuer eingang des Dämpf ungsgliedes . ane SchäLtung zurThe object of the invention is to provide a circuit arrangement which, by evaluating only a single signal, the Suppression of noise, side reception and Intermediate reception is permitted and also easily produced using integrated circuit technology can be. Based on a circuit arrangement of the type mentioned at the outset, this object is achieved according to the invention solved in that between the output of the FM demodulator and the control input of the attenuator. ane switch to

030Ώ38/0292030Ώ38 / 0292

7 PHD 79-0227 PHD 79-022

Bildung des Maximalwertes des Betrages des Demodulatorausgangssignals eingeschaltet ist, daß aus dem Maximalwert das Steuersignal für das Dämpfungsglied abgeleitet wird und daß die Schaltung so ausgelegt ist, daß sich das Steuersignal bei einer Zunahme des Maximalwertes mit einer wesentlich kleineren Zeitkonstante ändert als bei einer Abnahme des Maximalwertes.Formation of the maximum value of the amount of the demodulator output signal is switched on that the control signal for the attenuator is derived from the maximum value is and that the circuit is designed so that the control signal with an increase in the maximum value with changes with a much smaller time constant than with a decrease in the maximum value.

Das Ausgangssignal eines FM-Demodulators setzt sich aus einem Nutz- bzw. Niederfrequenzanteil zusammen, der die zu übermittelnde Information darstellt und einem Gleichspannungs-(AFC-)Anteil, der die Abweichung zwischen der Trägerfrequenz und der Mittenfrequenz des FM-Demodulators bzw. des Zwischenfrequenzfeldes darstellt. Bei der Erfindung werden beide Anteile des Demodulatorausgangssignals benutzt und benötigt.The output signal of an FM demodulator is suspended a useful or low frequency component, which represents the information to be transmitted, and a direct voltage (AFC) component, which is the deviation between the carrier frequency and the center frequency of the FM demodulator or the intermediate frequency field. In the invention, both components of the demodulator output signal used and needed.

Zwar werden auch bei der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908 beide Anteile benutzt; doch wird nur der Gleichspannungs-(AFC-)Anteil benötigt, der Niederfrequenzanteil wird durch die Glättung des Ausgangssignals infolge des Kondensators am Ausgang des Brückengleichrichters und des vorgeschalteten Vorwiderstandes sowie des erheblichen Ausgangswiderstandes des FM-Demodulators nicht wirksam.Although the circuit according to DE-OS 26 02 908 both parts used; but only the DC voltage (AFC) component is used required, the low frequency component is due to the smoothing of the output signal as a result of the capacitor at the output of the bridge rectifier and the upstream series resistor as well as the considerable output resistance of the FM demodulator is not effective.

Der Maximalwert des Betrages des Demodulatorausgangssignals entspricht somit der größten Abweichung des Momentanwertes der Frequenz des Demodulatoreingangssignals von der Mittenfrequenz des FM-Demodulators. Wenn diese Frequenzabweichung einen bestimmten Wert nach oben überschreitet - wobei die Überschreitung durch Aufrauschen, Nebenempfang oder Zwischenempfang verursacht sein kann - ist dies ein Kriterium für das Vorhandensein eines Störgeräusches, denn bei exakter Abstimmung auf einen Sender kann der Momentanwert zu einer ins Zwischenfrequenzband transponierten Signalfrequenz nur um einen bestimmten Betrag - den Frequenzhub - von derThe maximum value of the amount of the demodulator output signal thus corresponds to the greatest deviation of the instantaneous value the frequency of the demodulator input signal from the center frequency of the FM demodulator. If this frequency deviation exceeds a certain value upwards - where the Exceeding may be caused by noise, side reception or interim reception - this is a criterion for the presence of a background noise, because with exact tuning to a transmitter the instantaneous value can become a Signal frequency transposed into the intermediate frequency band only by a certain amount - the frequency deviation - from the

030 0 3 8/0292030 0 3 8/0292

8 PHD 79-0228 PHD 79-022

Mitten- bzw. Trägerfrequenz abweichen. Bei UKW-Empfang beträgt diese Abweichung maximal 75 kHz.Center or carrier frequency differ. With FM reception this deviation is a maximum of 75 kHz.

Um zu vermeiden, daß die Störgeräuschdämpfungsschaltung nur während des Maximalwertes der Frequenzabweichung wirksam ist, darf das Steuersignal zur Steuerung des Dämpfungsgliedes bei einer Abnahme des Maximalwertes diesem nur mit einer relativ großen Zeitkonstante folgen.To avoid the noise reduction circuit is only effective during the maximum value of the frequency deviation, the control signal for controlling the Attenuator when the maximum value decreases follow this only with a relatively large time constant.

Auf der anderen Seite muß das Steuersignal einer Zunahme des Maximalwertes relativ schnell folgen können, damit auch nur kurzzeitig wirksame Maximalwerte die Schaltung zum Ansprechen bringen können.On the other hand, the control signal must be able to follow an increase in the maximum value relatively quickly, so that even short-term maximum values can make the circuit respond.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht daher vor, daß die Zeitkonstante, mit der das Steuersignal einer Abnahme des Maximalwertes folgt, mindestens fünfmal, vorzugsweise mindestens zwanzigmal,größer ist als die Zeitkonstante, mit der das Steuersignal einer Zunahme des Maximalwertes folgt.A further development of the invention therefore provides that the time constant with which the control signal decreases the maximum value follows, at least five times, preferably at least twenty times, greater than the time constant, with which the control signal follows an increase in the maximum value.

Bei einem für stationären Betrieb vorgesehenen UKW-(Heim-) Empfänger kann die erstgenannte (Abkling-) Zeitkonstante 200 ms und die zweite (Ansprech-) Zeitkonstante 3 ms betragen. Die Abkling-Zeitkonstante sollte dabei 500 ms möglichst nicht übersteigen, weil sonst die Gefahr besteht, daß ein an sich empfangswürdiger Sender beim schnellen Durchstimmen stummgeschaltet wird. Die Ansprech-Zeitkonstante sollte nicht zu kurz sein, weil sonst schon einmalige, kurzzeitige Störspannungen die Schaltung zum Ansprechen bringen können.In the case of a VHF (home) receiver intended for stationary operation, the first-mentioned (decay) time constant 200 ms and the second (response) time constant 3 ms. The decay time constant should be 500 ms if possible do not exceed, because otherwise there is a risk that a station that is worthy of reception in itself will be swiftly tuned through is muted. The response time constant should not be too short, because otherwise unique, short-term interference voltages can cause the circuit to respond.

Bei UKW-Autoempfängern sollte die Abkling-Zeitkonstante kürzer sein (0,5 ms - 10 ms), weil dabei im Betrieb die Empfangsfeldstärke schnell und stark schwanken kann ("Lattenzauneffekt"), so daß bei langen Abkling-Zeitkonstanten in einer solchen Empfangssituation derFor VHF car receivers, the decay time constant should be shorter (0.5 ms - 10 ms) because the Received field strength can fluctuate rapidly and strongly ("picket fence effect"), so that with long decay time constants in such a reception situation the

0 3 0 0 3 8/02920 3 0 0 3 8/0292

9 PHD 79-0229 PHD 79-022

Empfang ständig unterdrückt bzw. gedämpft würde. Die Ansprech-Zeitkonstante muß dann entsprechend kürzer - im /US-Bereich - sein; die untere Grenze wird dabei durch die Durchlaßbandbreite des ZF-Filters vorgegeben.Reception would be constantly suppressed or attenuated. The response time constant must then be correspondingly shorter - im / US area - be; the lower limit is given by the pass bandwidth of the IF filter.

Grundsätzlich wäre es möglich, die Betragsbildung und die Maximalwertbildung mit einer einzigen Schaltung durchzuführen. Ebenso könnte der Maximalwert des Betrages auch dadurch gebildet werden, daß von dem nichtinvertierten und dem invertierten Demodulatorausgangssignal der Maximalwert gebildet würde (z.B. durch Spitzenwertgleichrichtung) und daß anschließend von diesen beiden Spitzenwerten der größere - z.B. durch eine Diodenanordnung - ausgewählt und zur Steuerung des Dämpfungsgliedes herangezogen wird.In principle, it would be possible to calculate the amount and the maximum value with a single circuit. Likewise, the maximum value of the amount could also be formed by the fact that from the non-inverted and the inverted demodulator output signal the maximum value would be formed (e.g. by peak value rectification) and that the larger of these two peak values is then selected, e.g. by means of a diode arrangement and is used to control the attenuator.

Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung sieht demgegenüber vor, daß dem Schaltungsteil zur Betragsbildung ein Spitzenwertgleichrichter mit einer Kondensatoranordnung nachgeschaltet ist, wobei die Zeitkonstanten für Auf- und Entladung des Kondensators wesentlich voneinander abweichen.In contrast, an expedient development of the invention provides that the circuit part is used to form the amount a peak value rectifier with a capacitor arrangement is connected downstream, the time constants for The charging and discharging of the capacitor differ significantly from one another.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigenThe invention is explained in more detail below with reference to the drawing explained. Show it

Fig. 1 die Durchlaßkurve des Zwischenfrequenzfliters, Fig. 2 ein Blockschaltbild eines mit einer erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung versehenen Empfängers,1 shows the transmission curve of the intermediate frequency fliter, 2 shows a block diagram of a circuit provided with a noise reduction circuit according to the invention Recipient,

Fig. 3 die Demodulatorausgangsspannung und deren Betrag bei verschiedenen Abstimmzuständen,3 shows the demodulator output voltage and its magnitude with different tuning states,

Fig. 4 den schaltungsmäßigen Aufbau einer Schaltung zur Betragsbildung und eines Spitzenwertdetektors bei Ausführung in integrierter Schaltungstechnik und4 shows the circuit structure of a circuit for forming the amount and of a peak value detector when using integrated circuit technology and

Fig. 5 den Verlauf des Steuersignals als Funktion des Maximums des Momentanwertes der Verstimmung.5 shows the course of the control signal as a function of the maximum of the instantaneous value of the detuning.

030038/0292030038/0292

10 PHD 79-022.10 PHD 79-022.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Empfänger werden die von der Antenne 2 empfangenen Signale einer Hochfrequenzeingangs- und Mischstufe 3 zugeführt und mit dem von einem durchstimmbaren Oszillator 4 gelieferten Signal gemischt.In the receiver shown in Fig. 2, the from the antenna 2 received signals from a high-frequency input and mixer 3 and mixed with the signal supplied by a tunable oscillator 4.

Das Ausgangssignal der Hochfrequenzeingangs- und Mischstufe wird von einem Zwischenfrequenzverstärker 4 gefiltert und veisbärkt. An den Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers ist ein Begrenzer 5 angeschlossen, dessen Ausgangssignal einem FM-Demodulator zugeführt wird, der ein Ausgangssignal liefert, das von der Differenz zwischen der Eingangsfrequenz des Demodulators 6 und der Mittenfrequenz fO (vgl. Fig. 1) des Filters im ZF-Verstärker 4 bzw. des Demodulators 6 abhängt. Wenn die in den Zwischenfrequenzbereich transponierte Trägerfrequenz des empfangenen Senders nicht exakt mit der Mittenfrequenz fO zusammenfällt, enthält das Demodülatoraus gangs signal neben dem Nutz- bzw. Niederfrequenzsignal noch einen von der Abweichung der Trägerfrequenz von fO abhängigen Gleichspannungsanteil.The output signal of the high-frequency input and mixer stage is filtered and amplified by an intermediate frequency amplifier 4. A limiter 5 is connected to the output of the intermediate frequency amplifier, the output signal of which is fed to an FM demodulator, which supplies an output signal which is determined by the difference between the input frequency of the demodulator 6 and the center frequency fO (see FIG. 1) of the filter in the IF Amplifier 4 or the demodulator 6 depends. If the carrier frequency of the received transmitter transposed into the intermediate frequency range does not coincide exactly with the center frequency fO, the demodulator output signal contains the useful or low frequency signal and a DC voltage component dependent on the deviation of the carrier frequency from fO.

Die Bandbreite des Zwischenfrequenzfilters ist dabei im allgemeinen kleiner als die Bandbreite des FM-Demodulators Die Filterflanken sind - beispielsweise durch Verwendung von Keramikfiltern - sehr steil, so daß bei Nebenempfang sehr starke Verzerrungen auftreten, die sehr laut hörbar werden können. Der Begrenzer 5 ist so ausgelegt, daß die bei fehlendem Sendersignal auftretenden Rauschsignale durch ihn begrenzt werden. Deshalb ist auch das Aufrauschen besonders laut wahrnehmbar.The bandwidth of the intermediate frequency filter is generally smaller than the bandwidth of the FM demodulator The filter flanks are very steep - for example through the use of ceramic filters - so that there is secondary reception very strong distortion occurs, which can be heard very loudly. The limiter 5 is designed so that the Noise signals occurring in the absence of a transmitter signal are limited by it. That is why there is also the rush especially loud.

In den Nutzsignalkanal ist zwischen dem Demodulator 6 und einem Niederfrequenzverstärker 8, der zugleich ein Dämpfungsglied enthält, ein Dämpfungsglied 7 eingeschaltet. Die Dämpfung bzw. Verstärkung dieses Dämpfungsgliedes 7, das z.B. eine Multiplizierschaltung sein kann, ist von der Steuer spannung U_ST an seinem Steuereingang abhängig,An attenuator 7 is connected in the useful signal channel between the demodulator 6 and a low-frequency amplifier 8, which also contains an attenuator. The attenuation or amplification of this attenuator 7, which can be a multiplier circuit, for example, is dependent _{on the control voltage U ST} at its control input,

0 30038/029 20 30038/029 2

290952Q290952Q

11 PHD 79-02211 PHD 79-022

und zwar vorzugsweise kontinuierlich - im Gegensatz zu der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908, wo die Dämpfung durch Betätigung eines Schalters von Null auf einen Maximalwert geschaltet wird. Die Steuerspannung U_ST wird von einer Störgeräuschdämpfungsschaltung giiefert, die an den Ausgang des FM-Demodulators 6 angeschlossen ist und die aus einer Schaltung 9 zur Betragsbildung und einem nachgeschalteten Spitzenwertdetektor 10 besteht. Die Schaltung 9 bildet den Betrag des Demodulatorausgangssignals, d.h., das Ausgangssignal, das als Funktion der Zeit positive und negative Polarität haben kann, wird in ein Signal umgewandelt, das nur noch eine Polarität, z.B. die positive, hat. Die Beziehung zwischen dem Betrag des Eingangssignals und dem Ausgangssignal ist vorzugsweise linear, kann aber auch nichtlinear sein, so daß zur Betragsbildung u.a. auch ein Zweiquadranten-Quadrierglied herangezogen werden könnte. Der Spitzenwertdetektor 10 kann im Prinzip ein aus einer Diode und einem Kondensator bestehender Spitzenwertgleichrichter sein, wenn für Auf- und Entladung unterschiedliche Zeitkonstanten vorgesehen sind, wie weiter unten beschrieben.and preferably continuously - in contrast to the circuit according to DE-OS 26 02 908, where the damping is switched from zero to a maximum value by actuating a switch. The control voltage U _ST is supplied by a noise attenuation circuit which is connected to the output of the FM demodulator 6 and which consists of a circuit 9 for generating the amount and a downstream peak value detector 10. The circuit 9 forms the amount of the demodulator output signal, ie the output signal, which can have positive and negative polarity as a function of time, is converted into a signal which has only one polarity, for example the positive one. The relationship between the absolute value of the input signal and the output signal is preferably linear, but it can also be non-linear, so that a two-quadrant squaring element could also be used to form the absolute value. The peak value detector 10 can in principle be a peak value rectifier consisting of a diode and a capacitor if different time constants are provided for charging and discharging, as described below.

Die Wirkung der erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung läßt sich anhand der Fig. 3a - 3f erläutern.The effect of the noise suppression circuit according to the invention can be explained with reference to FIGS. 3a-3f.

Fig. 3a zeigt das Demodulatorausgangssignal im Falle des Zwischenempfangs, d.h., wenn zwei Sender empfangen werden, die mit ihren Trägerfrequenzen f1 und f2 beiderseits der Mittenfrequenz und im allgemeinen auf den Filterflanken liegen. Das Demodulatorausgangssignal ist in Fig. 3a in ausgezogenen Linien dargestellt. Die gestrichelte Fortsetzung der Kurven oberhalb und unterhalb der Nullinie stellt den zeitlichen Verlauf dar, den das Demodulatorausgangssignal haben würd^ wenn der jeweils andere Sender nicht vorhanden wäre. In Fig. 3b ist der zeitliche Verlauf des Ausgangssignals der Schaltung 9, d.h. der Betrag des Demodulatorausgangssignals OVj dargestellt. Der Spitzen-Fig. 3a shows the demodulator output in the case of the Intermediate reception, i.e. when two transmitters are received that have their carrier frequencies f1 and f2 on both sides of the Center frequency and generally lie on the filter flanks. The demodulator output is shown in Fig. 3a in shown in solid lines. The dashed continuation of the curves above and below the zero line represents the time course that the demodulator output signal would have if the other transmitter would not exist. In Fig. 3b is the time course of the output signal of the circuit 9, i.e. the amount of Demodulator output signal OVj shown. The top

030038/0292030038/0292

290952Q290952Q

12 PHD 79-02212 PHD 79-022

wert u liegt dabei wesentlich oberhalb eines Schwellwertes u . Die Differenz zwischen dem Spitzenwert undvalue u is significantly above a threshold u. The difference between the peak value and

dem Schwellwert kann zur Dämpfung des Nutzsignals mittels des Dämpfungsgliedes 7 herangezogen werden.the threshold value can be used to attenuate the useful signal by means of the attenuator 7.

Aus den Fig. 3a und 3b lassen sich die Verhältnisse bei Nebenempfang leicht ableiten, wenn also nur einer der beiden Sender mit der Trägerfrequenz f1 oder f2 (Fig. 1) empfangen wird. In diesem Fall entfällt in Fig. 3a der obere bzw. der untere Kurvenzug, so daß sich das Demodulatorsignal aus der Aufeinanderfolge jeweils eines ausgezogen dargestellten und eines gestrichelt dargestellten Kurvenzuges oberhalb bzw. unterhalb der Nullinie ergibt. Das Ausgangssignal weist dann bereits Verzerrungen auf, die um so größer sind, je größer die statische Verstimmung, d.h. der Frequenzabstand zwischen f1 bzw. f2 und fO ist. Wird diese Verstimmung gegenüber der Darstellung der Fig. 3a noch vergrößert, dann kann es an der Stelle der größten Momentanwerte zu Spannungseinbrüchen kommen, so daß die Verzerrungen noch erheblich steigen.From FIGS. 3a and 3b, the conditions for secondary reception can easily be derived, so if only one of the both transmitters with the carrier frequency f1 or f2 (Fig. 1) Will be received. In this case, the upper and lower curves in FIG. 3a are omitted, so that the demodulator signal from the sequence of one curve shown in solid lines and one curve shown in dashed lines above or below the zero line. The output signal then already has distortions that the greater the static detuning, i.e. the frequency difference between f1 or f2 and f0. If this detuning is still increased compared to the illustration in FIG. 3a, then it can take place at the point of The largest instantaneous values lead to voltage dips, so that the distortions increase considerably.

Der zeitliche Verlauf des Betrages der Demodulatorausgangsspannung, der sich im Ausgang der Schaltung 9 einstellt, ergibt sich aus Fig. 3b, wenn man eine der beiden aus durchgezogenen und gestrichelten Teilen zusammengesetzten, sinusförmigen Kurven wegläßt. Man erkennt, daß auch der in diesem Fall sich ergebende Spitzenwert u'_ wesentlich oberhalb des Schwellwertes liegt, so daß die Dämpfung im Nutzsignal entsprechend der Differenz zwischen dem Spitzenwert u' und dem Schwellwert gesteuert werden kann.The time course of the amount of the demodulator output voltage, which is established in the output of the circuit 9, results from Fig. 3b, if one of the two from solid and dashed parts composed, sinusoidal curves omits. You can see that the in this case the resulting peak value u'_ is significant is above the threshold value, so that the attenuation in the useful signal corresponds to the difference between the Peak value u 'and the threshold value can be controlled.

Fig. 3c zeigt den zeitlichen Verlauf des Demodulatorausgangssignals UL· im Falle des Aufrauschens, d.h., wenn kein Sender empfangen wird, dessen Signal vom Begrenzer begrenzt werden könnte. Da die Bandbreite eines Zwischenfrequenzfilters wesentlich größer sein muß als das Doppelte3c shows the time profile of the demodulator output signal UL in the case of noise, i.e. if no transmitter is received, its signal from the limiter could be limited. Since the bandwidth of an intermediate frequency filter must be much larger than twice that

03Ü038/029203Ü038 / 0292

290952Q290952Q

13 PHD 79-02213 PHD 79-022

des maximalen Frequenzhubes des frequenzmodulierten Signals, was gleichbedeutend damit ist, die Abweichung der Momentanfrequenz des Rauschsignals von der Mittenfrequenz fO größer sein kann als der maximale Frequenzhub und da, wie bereits erwähnt, der Begrenzer 5 die Eingangsamplitudendes Rauschsignals am FM-Demodulator 6 begrenzt, kann das Ausgangssignal des Demodulators in diesem Fall Werte erreichen, die wesentlich größer sind. Aus Fig. 3d, die für den Fall des Aufrauschens den zeitlichen Verlauf des Betrages des Demodalatorausgangssignals Uq als Funktion der Zeit zeigt- erkennt man, daß auch in diesem Fall der Spitzenwert u größer ist als der Schwellwert u_s„of the maximum frequency deviation of the frequency-modulated signal, which is synonymous with the fact that the deviation of the instantaneous frequency of the noise signal from the center frequency f0 can be greater than the maximum frequency deviation and since, as already mentioned, the limiter 5 limits the input amplitudes of the noise signal at the FM demodulator 6 In this case, the output signal of the demodulator can reach values which are considerably larger. From Fig. 3d, which shows the time course of the amount of the demodalator output signal Uq as a function of time in the case of noise, it can be seen that in this case too the peak value u is greater than the threshold value u _s "

Fig. 3e zeigt die Demodulatorausgangsspannung Uq als Funktion der Zeit bei exakter Abstimmung auf einen empfangswiirdigen Sender; in diesem Fall fällt also die Trägerfrequenz mit der Mittenfrequenz fO des ZF-Filters bzw. des FM-Demodulators zusammen. In Fig. 3f ist der Betrag der Demodulatorausgangsspannung dargestellt und es ist erkennbar, daß der Spitzenwert u niedriger ist als der Schwellwert. Bei einer geringen Verstimmung verschiebt sich das sinusförmige Ausgangssignal nach oben oder nach unten, was zur Folge hat, daß nach der Betragsbildung die Amplitude der ersten, dritten, fünften usw. Halbwelle zunimmt oder abnimmt, während die Amplitude der zweiten, vierten, sechsten usw. Halbwelle sich gegensinnig dazu ändert. Bei einer weiteren Verstimmung erreicht dann der Spitzenwert der gradzahligen oder der ungradzahligen Halbwellen den Schwellwert, so daß dann die Dämpfung einsetzt.Fig. 3e shows the demodulator output voltage Uq as Function of the time with exact coordination on a receivable Channel; In this case, the carrier frequency falls with the center frequency fO of the IF filter or of the FM demodulator. In Fig. 3f the magnitude of the demodulator output voltage is shown and it is it can be seen that the peak value u is lower than the threshold value. With a slight detuning shifts the sinusoidal output signal increases or decreases below, which has the consequence that after the formation of the absolute value, the amplitude of the first, third, fifth, etc. half-wave increases or decreases, while the amplitude of the second, fourth, sixth, etc. half-wave is in opposite directions changes. In the event of a further detuning, the peak value then reaches the even or the odd Half-waves exceed the threshold value, so that attenuation then begins.

In Fig. 4 ist eine für die Ausführung in integrierter Schaltungstechnik geeignete Schaltungskonfiguration dargestellt. Zwei identisch aufgebaute Emitterfolger 90a und 90b, deren Basiselektroden das Demodulatorausgangssignal zugeführt wird, sind mit ihren Emittern mitIn Fig. 4 is one for the execution in integrated Circuit configuration suitable for circuit technology is shown. Two identically constructed emitter followers 90a and 90b, the base electrodes of which are the demodulator output are fed with their emitters with

030038/0292030038/0292

14 PHiD 79-02214 PHiD 79-022

den Eingängen eines Differenzverstärkers verbunden. Der Differenzverstärker enthält die beiden Transistoren 91 und 92, deren Basiselektroden mit den Emitterelektroden der Transistoren 90a bzw. 90b verbunden sind und deren Emitter- und Kollektorelektroden miteinander verbunden sind. In die gemeinsame Emitterzuleitung der Transistoren und 92 ist eine Stromquelle 98 geschaltet und in ihre gemeinsame Kollektorzuleitung ein Stromspiegel. Der Stromspiegel besteht aus den Transistoren 96 und 97, wobei der Transistor 96 mit seinem Kollektor mit den Kollektorelektroden der Transistoren 91 und 92, mit seinem Emitter mit Masse und mit seiner Basis mit der Basis eines Transistors 97 vom gleichen Leitfähigkeitstyp (npn) verbunden ist. Die Emitterlektrode des Transistors 97 liegt an Masse und seine Kollektorelektrode ist einerseits mit der Basiselektrode kurzgeschlossen und andererseits mit der Kollektorelektrode eines Transistors 93 verbunden, dessen Emitter mit den Emittern der Transistoren 91 und 92 verbunden ist und dessen Basiselektroden über gleich große Wider-connected to the inputs of a differential amplifier. Of the Differential amplifier contains the two transistors 91 and 92, whose base electrodes are connected to the emitter electrodes of transistors 90a and 90b are connected and their emitter and collector electrodes are connected to one another are. A current source 98 is connected in the common emitter lead of the transistors 92 and 92 and in their common Collector lead a current mirror. The current mirror consists of transistors 96 and 97, the Transistor 96 with its collector with the collector electrodes of transistors 91 and 92, with its emitter with Ground and has its base connected to the base of a transistor 97 of the same conductivity type (npn). The emitter electrode of transistor 97 is grounded and its collector electrode is on one side with the base electrode short-circuited and on the other hand connected to the collector electrode of a transistor 93, the emitter of which is connected to the emitters of the transistors 91 and 92 and its base electrodes are connected via resistors of equal size

stände 99 und 99' mit den Basiselektroden der Transistoren 91 und 92 verbunden ist. Der gemeinsame Kollektoranschluß der Transistoren 91 und 92 ist mit der Basis eines weiteren Transistors 94 vom npn-Typ verbunden,dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode des Transistors 93 und dessen Emitterelektrode über einen Emitterwiderstand R2 mit Masse verbunden ist.stands 99 and 99 'with the base electrodes of the transistors 91 and 92 is connected. The common collector of transistors 91 and 92 is connected to the base of another Connected to transistor 94 of the npn type, the collector electrode of which to the base electrode of the transistor 93 and its emitter electrode to ground via an emitter resistor R2 connected is.

Wenn der Momentanwert der Spannung am Demodulatorausgang Null ist, führen die beiden Transistoren 91 und 92 denIf the instantaneous value of the voltage at the demodulator output Is zero, the two transistors 91 and 92 lead

gleichen Kollektorstrom und der Transistor 94 erzwingt, daß der vom Transistor 93 an die Diode 97 gelieferte Kollektorstrom etwa doppelt so groß ist wie der Strom durch den Transistor 91 oder 92. - Wenn das Demodulatorausgangssignal verschieden von Null ist, wobei z.B. dassame collector current and transistor 94 forces that the collector current supplied by transistor 93 to diode 97 is about twice as large as the current through transistor 91 or 92. - When the demodulator output is different from zero, e.g. the

Basispotential an der Basis des Emitterfolgers 90a positiv ist im Vergleich zum Basispotential an der BasisBase potential at the base of the emitter follower 90a is positive compared to the base potential at the base

030038/0292030038/0292

15 PHD 79-02215 PHD 79-022

von 90b, dann "bleibt der Transistor 91 leitend (sein Kollektorstrom wird dabei größer), während der Transistor gesperrt wird. Der Strom durch den Transistor 93 wird dann genauso groß wie der Strom durch den Transistor 91, weil der Transistor 94 zusammen mit dem Transistor 93 und dem Stromspiegel 96, 97 eine Gegenkopplungsschleife bildet, wodurch erzwungen wird, daß der Strom durch die Transistoren 96, 97 stets wenigstens annähernd gleich groß ist. Infolgedessen muß das Basispotential des Transistors 93 genauso groß sein wie das des Transistors 91, so daß über dem Widerstand 99' die gesamte Eingangsspannung des Differenzverstärkers, d.h. die gesamte Demodulatorausgangsspannung anliegt. Der einem solchen Spannungsabfall am Widerstand 99' entsprechende Strom muß vom Transistor 94 aufgebracht werden, d.h. der Kollektorstrom des Transistors 94 entspricht dem Quotienten aus der Demodulatorausgangsspannung und dem Wert d?s Widerstandes 99'. Die gleichen Verhältnisse ergeben sich, wenn die Demodulatorausgangsspannung ihre Polarität umkehrt, nur daß dann der Transistor 92 leitend und der Transistor gesperrt wird und der Kollektorstrom des Transistors 94 über den Widerstand 99 fließt.of 90b, then "transistor 91 remains conductive (be Collector current increases) while the transistor is blocked. The current through transistor 93 becomes then just as large as the current through transistor 91, because transistor 94 together with transistor 93 and the current mirror 96, 97 forms a negative feedback loop, thereby forcing the current to flow through the Transistors 96, 97 is always at least approximately the same size. As a result, the base potential of the Transistor 93 must be the same size as that of transistor 91, so that across resistor 99 'the entire input voltage of the differential amplifier, i.e. the total demodulator output voltage is present. Such a voltage drop across the resistor 99 'corresponding current must be from Transistor 94, i.e. the collector current of transistor 94 corresponds to the quotient of the demodulator output voltage and the value of the resistance 99 '. The same conditions arise if the demodulator output voltage reverses its polarity, only that the transistor 92 is then conductive and the transistor is blocked and the collector current of the transistor 94 flows through resistor 99.

Der Kollektorstrom des Transistors 94 ist also dem BetragThe collector current of the transistor 94 is therefore the amount

der Demodulatorausgangsspannung proportional. Es ist grundsätzlich möglich, den Strom durch den Transistor selbst auszuwerten; in bestimmten Fällen kann es jedoch zweckmäßiger sein, einen weiteren Transistor 95 vom gleichen Leitfähigkeitstyp (npn) zu verwenden, dessen Basis mit der Basis des Transistors 94 und dessen Emitter über einen gleich großen Widerstand R2 mit Masse verbunden ist wie der Transistor 94. Wenn der Kollektorwiderstand R1 des Transistors 95 den gleichen Wert hat wie einer derproportional to the demodulator output voltage. It is basically possible to have the current flowing through the transistor evaluate yourself; in certain cases, however, it may be more appropriate to use a further transistor 95 from the same conductivity type (npn) to use, its base with the base of transistor 94 and its emitter connected to ground via an equal resistor R2 is like transistor 94. When the collector resistance R1 of transistor 95 is the same value as one of the

Widerstände 99 bzw. 99', dann ist der Spannungsabfall am 35Resistors 99 or 99 ', then the voltage drop is on 35

Kollektorwiderstand R1 gleich dem Betrag der Demodulatorausgangsspannung. Collector resistance R1 equal to the amount of the demodulator output voltage.

030038/0292030038/0292

16 PHD 79-02216 PHD 79-022

Im Prinzip arbeitet die beschriebene Schaltung 9 zur Betragsbildung ähnlich xvie der Brückengleichrichter bei der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908. Sie hat jedoch verschiedene Vorteile, weil der Spannungsabfall am Widerstand R1 praktisch genauso groß ist wie der Betrag der Demodulatorausgangsspannung und nicht durch die Spannungsfälle über den Dioden bzw* den Basisemitterstrecken temperaturabhängig wird. Außerdem ist es möglich, das Ausgangssignal (im Spannungsabfall am Widerstand R1) potentialmäßig vom Demodulatorausgang zu entkoppeln und den Erfordernissen der nachgeschalteten Schaltung anzupassen. Schließlich kann die Schaltung leicht in integrierter Schaltungstechnik ausgeführt werden. In principle, the circuit 9 described works to form the amount similar xvie the bridge rectifier in the circuit according to DE-OS 26 02 908. However, it has various advantages because the voltage drop across resistor R1 is practically the same as the amount of Demodulator output voltage and not temperature-dependent due to the voltage drops across the diodes or the base emitter lines will. It is also possible to increase the potential of the output signal (in the event of a voltage drop across resistor R1) to be decoupled from the demodulator output and to adapt to the requirements of the downstream circuit. In the end the circuit can easily be implemented using integrated circuit technology.

Der Spannungsabfall am Widerstand R1, dessen vom Kollektor des Transistors 95 abge^randtes Ende an die positive Gleichspannung U * angeschlossen ist, wird dem Spitzenwertdetektor 10 als Steuersignal zugeführt. Der Spitzenwertdetektor 10 enthält einen aus zwei pnp-TransistorenThe voltage drop across resistor R1, its from the collector of the transistor 95 is connected to the positive DC voltage U *, the peak value detector 10 supplied as a control signal. The peak detector 10 includes one of two pnp transistors

und 107 bestehenden Differenzverstärker. Die Emitter der Transistoren 106 und 107 sind miteinander und über eine Stromquelle 100 mit einer positiven Gleichspannung verbunden. Die Basis des Transistors 106 ist mit dem Kollektor des Transistors 95 verbunden. Der Kollektor desand 107 existing differential amplifiers. The emitters of transistors 106 and 107 are connected to each other and via a Power source 100 connected to a positive DC voltage. The base of transistor 106 is with the collector of transistor 95 connected. The collector of the

Transistors 106 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 101 verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Basis mit der Basis eines weiteren npn-Transistors 102 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 102 ist ebenfalls mit Masse verbunden, während seine Basis und sein KollektorTransistor 106 is connected to the collector of an NPN transistor 101 connected, the emitter of which is connected to ground and the base of which is connected to the base of a further npn transistor 102 is. The emitter of transistor 102 is also connected to ground, while its base and collector

kurzgeschlossen sind (der Transistor arbeitet also als Diode) und mit dem Kollektor des Transistors 107 verbunden sind. Die gemeinsame Kollektorzuleitung der Transistoren 106 und 101 ist mit der Basis eines npn-Transistors 108are short-circuited (so the transistor works as a Diode) and are connected to the collector of transistor 107. The common collector lead of the transistors 106 and 101 is connected to the base of an NPN transistor 108

verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor 35connected, its emitter to ground and its collector 35

mit der Basis des Transistors 107 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 108 bzw. die Basis des Tran-is connected to the base of transistor 107. The collector of the transistor 108 or the base of the tran-

030038/0292030038/0292

17 PHD 79-02217 PHD 79-022

sistors 107 ist über einen Widerstand 104 mit einem Kondensator 103 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Verbindungspunkt des Kondensators 103 und des Widerstandes 104 ist über Widerstände 111 und 112 mit dem Abgriff eines aus den Widerständen 105 und 110 bestehenden Spannungsteilers verbunden, dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit der Spannung Uf. verbunden ist.Sistor 107 is connected via a resistor 104 to a capacitor 103, the second terminal of which with Ground is connected. The connection point of the capacitor 103 and the resistor 104 is via resistors 111 and 112 connected to the tap of a voltage divider consisting of the resistors 105 and 110, whose one end with ground and the other end with the voltage Uf. connected is.

Solange der Betrag der Demodulatorausgangsspannung, der an R1 anliegt, kleiner ist als der Spannungsabfall am Widerstand 105, ist der Transistor 107 leitend urd. der Transistor 106 gesperrt. Infolgedessen fließt durch den Transistor 108 kein Strom und die Widerstände 104, 111 und 112 sind ebenfalls stromlos. Der Kondensator 103 ist in diesem Fall voll aufgeladen; an ihm liegt die Gleichspannung U~ multipliziert mit dem Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers 105, 110.As long as the amount of the demodulator output voltage, the is applied to R1, is smaller than the voltage drop across the resistor 105, the transistor 107 is conductive and. the Transistor 106 blocked. As a result, no current flows through transistor 108 and resistors 104, 111 and 112 are also de-energized. The capacitor 103 is fully charged in this case; the DC voltage is on him U ~ multiplied by the voltage divider ratio of the Voltage divider 105, 110.

Das Spannungsteilerverhältnis ist so gewählt, daß am Widerstand 105 der Schwellwert u_s (vgl. Fig. 3) abfällt. Am Kondensator 103 liegt dann also die Spannung U_ref-u_s. Der Spannungsabfall am Widerstand 112, der die Steuerspannung U_ST für das Dämpfungsglied 7 (Fig. 2) bildet, ist dann Null. Wenn die Demodulatorausgangsspannung und mithin der Spannungsabfall am Widerstand R1 den Schwellwert u_g übersteigt, wird der Transistor 106 leitend und übernimmt einen mehr oder minder großen Teil des von der Stromquelle 100 gelieferten Stromes. Sobald der Strom durch den Transistor 106 größer ist als der Strom durch den Transistor 107, fließt die Differenz in die Basis des Transistors 108 und bewirkt, daß dieser leitend wird, wodurch die Basis des Transistors 107 der Basis des Transistors 106 potentialmäßig nachgeführt wird und der Strom durch den Transistor 102 fast genauso groß wird wie durch den Transistor 101. Der Kondensator 103 wirdThe voltage divider ratio is chosen so that the threshold value u _s (cf. FIG. 3) drops across the resistor 105. _{The voltage U ref} -u _s is then applied to the capacitor 103. The voltage drop across the resistor 112, which forms the control voltage U _ST for the attenuator 7 (FIG. 2), is then zero. When the demodulator output voltage and consequently the voltage drop across the resistor R1 _{exceeds the threshold value u g} , the transistor 106 becomes conductive and takes over a more or less large part of the current supplied by the current source 100. As soon as the current through the transistor 106 is greater than the current through the transistor 107, the difference flows into the base of the transistor 108 and causes it to become conductive, whereby the base of the transistor 107 is potential-wise tracking the base of the transistor 106 and the Current through transistor 102 becomes almost as great as through transistor 101. Capacitor 103 becomes

030038/0292030038/0292

18 PHD 79-02218 PHD 79-022

dann über den Widerstand 104 und die Kollektoremitterstrecke des Transistors 108 entladen. Je größer die Demodulatorausgangsspannung wird, d.h. je größer der Betrag ist, um den die Frequenz des Demodulatoreingangssignals von der Mittenfrequenz fO abweicht, um so stärker wird die Entladung des Kondensators 103 und d=sto größer wird die Steuerspannung U_ST> für die dann gilt U₃₁=U₃--/U₀/ Der Verlauf der Steuerspannung U_ST als Funktion der momentanen Verstimmung Af(das ist die Differenz zwischen dem Momentanwert der Frequenz des Eingangssignals des Demodulators und der Mittenfrequenz) ist in Fig. 5 dargestellt. Man erkennt, daß bis zu einer Verstimmung + Afs, die dem Schwellwert u_ entspricht und die bei UKW-Empfang etwa bei 125 kHz liegt, die Steuerspannung den Wert Null hat.then discharged through resistor 104 and the collector-emitter path of transistor 108. The greater the demodulator output voltage, ie the greater the amount by which the frequency of the demodulator input signal deviates from the center frequency f0, the greater the discharge of the capacitor 103 and the greater the control voltage U _ST> for which U then applies ₃₁ = U ₃ - / U ₀ / The course of the control voltage U _ST as a function of the instantaneous detuning Af (that is the difference between the instantaneous value of the frequency of the input signal of the demodulator and the center frequency) is shown in FIG. It can be seen that up to a detuning + Afs, which corresponds to the threshold value u_ and which is approximately 125 kHz for VHF reception, the control voltage has the value zero.

Oberhalb dieses Schwellwertes nimmt der Betrag der Steuerspannung mit der Verstimmung linear zu. Das Dämpfungsglied 7, dem diese Steuerspannung zugeführt wird, muß dazu so ausgebildet sein, daß mit wachsendem Betrag der Steuerspannung die Dämpfung von einem Minimalwert kontinuierlich ansteigt. Hierbei kann beispielsweise die Änderung der Stromverteilung bei einem Differenzverstärker in Abhängigkeit von einem angelegten Steuersignal ausgenutzt werden.Above this threshold value, the amount of the control voltage increases linearly with the detuning. The attenuator 7, to which this control voltage is supplied, must be designed in such a way that as the amount increases, the Control voltage, the attenuation increases continuously from a minimum value. Here, for example, the change the current distribution in a differential amplifier depending on an applied control signal will.

Aus dem vorstehenden ergibt sich, daß der Kondensator 103 sich entlädt, wenn der Spitzenwert des Betrages der Demodulatorausgangsspannung zunimmt, und daß er sich auflädt, wenn der Spitzenwert des Betrages wieder abnimmt. Infolgedessen muß die Entladezeitkonstante, die im wesentlichen durch den Widerstand 104 bestimmt ist, wesentlich kleiner sein als die Aufladezeitkonstante, die durch die Widerstände 111, 112 und die Parallelschaltung der Widerstände 105 und 110 bestimmt ist. Günstige Resultate erhält man bei einer Entladezeitkonstante von 3 ms und einer Aufladezeitkonstante von 200 ms.It follows from the foregoing that the capacitor 103 discharges when the peak value of the magnitude of the demodulator output voltage increases, and that it charges when the peak value of the amount decreases again. Consequently the discharge time constant, which is essentially determined by the resistor 104, must be considerably smaller as the charging time constant determined by the resistors 111, 112 and the parallel connection of the resistors 105 and 110 is determined. Favorable results are obtained with a discharge time constant of 3 ms and a charge time constant of 200 ms.

030038/0292030038/0292

19 PHD 79-02219 PHD 79-022

3in Vorteil der in Fig. 4 dargestellten Schaltung besteht darin, daß die Steuerspannung Ugm - und infolgedessen auch die Dämpfung - bei exakter Abstimmung auf einen Sender genauso groß ist (0 V) wie dann, wenn der Maximalwert der Verstimmung den Schwellwert Afs (beinahe) erreicht. Dies bedeutet, daß z.B. beim Aufrauschen die Steuerspannung nach einer Rauschspannungsspitze langsamer abnimmt, als sie abnehmen würde, wenn sie unter den Wert, den sie bei Erreichen des Schwellwertes u_ hat, absinken könnte_c Dies erleichtert die Signalauswertung in einer solchen Empfangssituation. The advantage of the circuit shown in Fig. 4 is that the control voltage Ugm - and consequently also the attenuation - is just as large (0 V) when the transmitter is precisely tuned to as when the maximum value of the detuning exceeds the threshold Afs (almost) achieved. This means that when there is noise, for example, the control voltage decreases more slowly after a noise voltage peak than it would decrease if it could drop below the value it had when the threshold value u_ was reached _c This facilitates signal evaluation in such a reception situation.

Ein weiterer Vorteil einer erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung gegenüber den bisher bekannten Schaltungen besteht darin, daß die Störgeräuschdämpfungsschaltung schon bei kleineren Antenneneingangsspannungen wirksam wird. Ein anderer Vorteil gegenüber solchen Störgeräuschdämpfungsschaltungen, bei denen das Rauschen in Abhängigkeit von einer feldstärkeabhängigen Spannung unterdrückt wird, besteht darin, daß das Rauschen nach der Demodulation ausgewertet wird, so daß der Dämpfungseinsatz unabhängig vom Pegel der Antenneneingangsspannung ist. Wenn daher bei FM-Empfängern des gleichen Typs die Verstärkung des Antennensignals bzw. Zwischenfrequenzsignals streut oder wenn derartige Empfänger einmal mit Antennenverstärker und einmal ohne Antennenverstärker betrieben werden, hat dies keinen Einfluß auf den Dämpfungseinsatzpunkt der erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung. Der Aufwand für eine erfindungsgemäße Schaltung ist vergleichsweise gering, weil lediglich eine Spannung (die Ausgangsspannung des FM-Demodulators) ausgewertet werden muß.Another advantage of a noise suppression circuit according to the invention compared to the previously known circuits is that the noise reduction circuit becomes effective even at lower antenna input voltages. Another advantage over such Noise suppression circuits in which the noise depends on a voltage that is dependent on the field strength is suppressed, consists in that the noise is evaluated after the demodulation, so that the attenuation is independent of the level of the antenna input voltage is. If, therefore, in FM receivers of the same type, the gain of the antenna signal or intermediate frequency signal scatters or if such a receiver is operated once with an antenna amplifier and once without an antenna amplifier this has no influence on the damping point of the noise damping circuit according to the invention. The effort for a circuit according to the invention is comparatively low because only one voltage (the output voltage of the FM demodulator) is evaluated must become.

030038/0292030038/0292

-it--it-

Leer seifeEmpty soap

Claims

PHU ₁ IPS-PATENTVERWA-TUJi; - & ΖΓ ,, Γ> ΤΕΙ.ΓΆΙ? Μ 94, 2000 HAMBURG

-f PHD 79-022

PATENT CLAIMS:

1 / Circuit arrangement for attenuating interfering noises iei an FM receiver, in which the output signal of an FM demodulator is fed to a circuit for generating the amount, which controls the control signal for an attenuator '· 5, which is above a threshold value of the amount c-eii Demo dulator output signal never attenuation in the useful signal. ¹ JJ-JiO. raises, thereby keiin & pi suspects that between

IL the output of the FM demodulator (6) and the control input of the attenuator (7) a circuit (9 »10) for forming the maximum value of the amount of the demodulator output signal (Uq) is switched on that also the maximum value (u, u ¹ ) the Control signal (U _ST ) for the attenuator is derived and that the circuit is designed such that the control signal changes with an increase in the maximum value with a substantially smaller time constant than with a decrease in the maximum value.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that that the circuit part for amount formation is a peak value rectifier with a capacitor arrangement (103) is connected downstream, the time constants for charging and discharging the capacitor differ significantly from one another.

3. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the time constant with which the control signal (U _ST ) follows a decrease in the maximum value (u, u ¹ ) is at least five times, preferably at least twenty times, greater than the time constant which the control signal (Ugm) follows an increase in the maximum value (u _p , u ' _p ).

4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3 » characterized in that the circuit part for deriving

030038/0292 BAD ORIGINAL030038/0292 ORIGINAL BATHROOM

2 PHD 79-022

the control voltage (Ug _T ) is designed from the maximum value in such a way that the amount of the control voltage does not decrease significantly below the value which it assumes when the maximum value reaches the threshold value (u).

5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a differential amplifier is used to form the absolute value is provided which contains two transistors (91, 92) whose emitters and collectors are connected to one another, that the sum of the collector currents of these transistors (96, 97) with the mirrored collector current of a third Transistor (93) is compared, the emitter of which is connected to the emitters of the differential amplifier transistors (91, 92) and its base via two equal resistors (99, 99 ') with the base of one of the differential amplifier transistors and connected to the collector of a fourth transistor (94) of the opposite conductivity type, the base of which is the difference between the Collector currents of the two differential amplifier transistors (91, 92) and the collector current of the third transistor (93) is supplied that the third transistor (93) and the fourth transistor (94) together with the current mirror (96, 97) form a negative feedback loop and that the collector current of the fourth transistor (94) or a fifth Transistor (95) »the same between base and emitter how the fourth is wired, serves as an output signal.

6. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the peak value rectifier is one of one sixth and a seventh transistor (106, 107) existing differential amplifier comprises that the collector currents of the sixth and seventh transistors (106, 107) are fed to a current mirror (101, 102), the in the Current mirror current flowing from the collector current of the seventh

Transistor is determined that with the collector of the sixth transistor (106) the base of an eighth transistor (108)

030038/0292

3 PHD 79-022

is connected by the opposite conductivity type, whose collector is connected to the base of the seventh transistor (107) and that the base of the sixth transistor (106) forms the input of the peak value detector and that the base of the seventh transistor (107) is connected to the capacitor arrangement (103).

030338/0292