DE2551106B2

DE2551106B2 - Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit einem Kreis zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel

Info

Publication number: DE2551106B2
Application number: DE2551106A
Authority: DE
Inventors: Roberto Mailand Papeschi (Italien)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-11-27
Filing date: 1975-11-14
Publication date: 1980-05-08
Also published as: IT1026581B; AU8695375A; CH600704A5; GB1525498A; BR7507848A; FR2293112B1; NL7504439A; DE2551106C3; JPS5177002A; JPS5726458B2; SE7513143L; CA1060547A; US4029904A; AR204801A1; DE2551106A1; DK529075A; BE835926A; FR2293112A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit

einem Eingangskreis mil niedriger Ausgangsimpedanz, ■lern die binären Impulssignale im Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur wahrend der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der Korrekturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind.

Derartige Empfänger können in Übertragungssystemen angewandt werden, in denen binäre Impulssignale wie Datensignale oder Telegraphie- und Fernschreibsignale ohne Verwendung von Modulation übertragen werden; sie finden jedoch insbesondere Anwendung in Trägerfrequenztelegraphiesystemen, in denen eine Anzahl Telegraphiesignale mit Hilfe von Frequenzumtastung in Frequenzmultiplex innerhalb des Frequenzbandes eines Sprachkanals übertragen werdet..

Die Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale an der Empfangsseite des Übertragungssystems können viele Ursachen haben. Außer einer fehlerhaften Anpassung des Empfängereingangskreises an die Übertragungsstrecke und dem Einfluß von Temperaturschwankungen sowie Alterungserscheinungen im Empfänger sind in den erwähnten Trägerfrequenztelegraphiesystcmen auch die Stabilität der zentralen Frequenz im Sender und die des Frcquenzdiskriminutors im Empfänger von Bedeutung und insbesondere die Frequenzverschiebungen in den Trägerfrequenzsystemen zwischen dem Sender und dem Empfänger, die den entsprechend den CCITT-Einpfehlungen für Sprachkanäle zugelassenen Wert von ±2 Hz überschreiten.

Es sind bereits mehrere Typen von Korreklurkreisen zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspanntingspegcl bekannt (DE-PS 2145 937 und I0 33Ö98). Viele dieser bekannten Korreklurkrcisc wenden eine Klcmnitechnik an (vgl. DE-PS 21 45 937), wobei aus den augenblicklichen positiven und negativen Spitzenwerten der linpulssignalc Schwellenwerte abgeleitet werden, die einen vorbestimmten Abstand zu diesen Spit/.cnwerlcn aufweisen und wobei die Impulssignaic diesen Schwellenwerten aufgcklcmmt werden. Eine Anforderung für eine gute Wirkung ist, daß die übertragenen Impulssignaic immer die Nennspitzenwerte erreichen. Da die augenblicklichen Spitzenwerte jedoch von der Folge der Kennzustände A und Z in den Impulssignalen sowie von der Übertragungsgeschwindigkeit der Impulssignale abhängen, beide infolge des dynamischen Verhaltens der Filter im Empfängereingangskreis, und diese augenblicklichen Spitzenwerte außerdem noch durch Rauschwerte und Signale in benachbarten Frequenzbändern beeinflußt werden, treten in der Praxis gegenüber den Nennspitzenwerien und den daraus abgeleiteten Schwellenwerten Abweichungen auf, die zu Schwankungen der Übergänge in den regenerierten Inipulssignalen um die gewünschten Zeitpunkte herum führen.

Andere bekannte Korrekturkreise verwenden einen Reihenkondensator zur Sperrung der Gleichspannung (vgl. DE-PS 10 33 698). Auch hier ist eine Anforderung für die gute Wirkung, daß die übertragenen Impulssignale immer ihre Nennspitzenwerte erreichen. Außerdem sind hier Sondermaßnahmen notwendig, um nach einer Vielzahl aufeinanderfolgender Elemente desselben Wertes in den Impulssignalen und nach Unterbrechungen in der Übertragungsstrecke dem richtigen Gleichspannungspegel hinter dem Reihenkondensator beizubehalten, wodurch der Aufbau sowie die Einstellung dieses Korrekturkreistyps verwickelt ist

Ebenso wie die Korrekturkreise, die Klemmtechniken anwenden, ist dieser letztgenannte Typ von Korrekturkreis weniger geeignet für Impulssignale mit höheren Übertragungsgeschwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwindigkeit, auf der der Entwurf der Empfängereingangsfilter basiert ist, und für bereits vorverzerrte Impulssignale, in denen die Dauer der Arbeitselemente der der Ruheelemente nicht entspricht, da die beiden Typen von Korrekturkreisen in diesen Fällen eine wesentlich zusätzliche Verzerrung in den regenerierten. Impulssignalen herbeiführen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine neue Konzeption eines Korrekturkreises in einem Empfänger der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welcher Korrekturkreis sogar für Impulssignale, in denen die Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten und Übertragungsgeschwindigkeiten bis 50% ansteigen, und für Impulssignale mit Vorverzerrungen bis 30% dl·.· Störungen im Gleichspannungspegel über einen großen Störungsbereich sehr genau korrigiert und eine minimale zusätzliche Verzerrung in den regenerierten Inipulssignalen herbeiführt, welcher Korrekturkreis trotzdem einen einfachen Aufbau und eine einfache Einstellung hat und außerdem sich durchaus zur Integration in einem Halbleiterkörper eignet.

Der erfindungsgemäße Empfänger weist das Kennzeichen auf, daß der Korrekturkreis zwei parallele Zweige enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis und deren Ausgang an den Impulsregenerator angeschlossen ist, wobei der erste Zweig einen Reihenkondensator enthält und der zweite Zweig einen Spitzendetektor zur Ableitung eines Schwcllensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher zur Erzeugung eines binären Emscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären Impulssignalcn. welcher Verglcicher über einen Widerstand mit dem Ausgang des zweiten Zweiges gekoppelt ist, wobei die vom Widerstand im zweiten Zweig und vom Reihenkondensator im ersten Zweig gebildete Zeitkonstante viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 einen erfindungsgemäßen Empfänger,

Fig. 2, 3 und 4 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des im Empfänger nach F i g. I verwendeten Korrekturkreises,

Fig.5 und 6 eine Abwandlung des in Fig. 1 verwendeten Korrekturkreises,

Fig. 7 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach F i g. 6,

Fig. 8 eine Abwandlung des Korrekturkreises nach Fig. 6,

Fig.9 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach F i g. 8.

Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger ist als Kanalempfänger in einem Trägerfrequenztelegraphiesystem eingerichtet in dem Telegraphiesignale mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von beispielsweise 50 Baud mit Hilfe von Frequenzumtastung übertragen werden. Pro Kanal ist eine Bandbreite von 120Hz verfügbar, und die FrequenzverschiebLin;! y.wisrhm drr

Arbeits- und Ruhefrequenz beträgt 2 χ 30 Hz.

Die der Übertragungsstreckc entnommenen Signale, die in ihrer Frequenz entsprechend den Elementen des Telegraphicsignals variieren, treten am Eingang t des Empfängers in Fig. 1 auf. In einem Eingangskreis 2 werden diese Signale über ein Kanalfilter 3 mit einer Bandbreite von 120Hz und einen begrenzenden Verstärker 4 einem Frequenzdiskriminator 5 zugeführt. der eine positive und negative Gleichspannung abgibt abhängig davon, ob die Arbeits- oder Ruhefrequenz empfangen wird. An den Frequenzdiskriminator 5 ist ein Operationsverstärker 6 angeschlossen, dessen Ausgang über Widerstände 7, 8 mit dem invertierenden Eingang gekoppelt ist, so daß der Eingangskreis 2 eine niedrige Ausgangsinipedanz aufweist und praktisch als Spannungsquelle wirksam ist, der das Telegraphiesignal im Basisband entnommen wird.

Dieses Telegraphiesignal wird über einen Kreis 9 zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel einem Impulsregenerator 10 mit hoher Eingangsimpedanz zugeführt. Dieser Impulsregenerator 10 wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker 11 mit einem nicht invertierenden Eingang für das zu regenerierende Telegraphiesignal und einem invertierenden Eingang für ein Bezugssignal gebildet, das einer Bezugsquelle 12 mit Hilfe eines einstellbaren Spannungsteilers 13 entnommen wird. Das regenerierte Telegraphiesignal wird zur Weiterverarbeitung zu einem Verbraucher 14 weitergeleitet.

Zur Erhaltung einer äußerst genauen Korrektur der Störungen im Gleichspannungspegel des Telegruphiesignals enthält der Korrekturkreis 9 im crfindungsgeniäßen Empfänger zwei parallele Zweige 15, 16. deren Eingang an den Empfängereingangskreis 2 und deren Ausgang an den Impulsregenerator 10 angeschlossen ist. Der erste Zweig 15 enthält einen Reihenkondensator 17. und der zweite Zweig 16 enthält einen Spil/endetektor 18 zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals sowie einen Vergleicher 19 zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie vom Telegraphiesignal. welcher Vergleicher 19 über einen Widerstand 20 mit dem Ausgang des /weiten Zweiges 16 gekoppelt ist. Die vom Widerstand 20 im Zweig 16 und vom Reihenkondensator 17 im Zweig 15 gebildete Zeitkonstante ist dabei viel größer als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 wird das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals dadurch abgeleitet, daß von diesen Spitzenwerten ein konstanter Signalwert subtrahiert wird; weiter wird das binäre Entscheidungssignal dadurch erhalten, daß die Differenz zwischen diesem Schwellensignal und dem Telegraphiesignal verstärkt und begrenzt wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18 in F i g. 1 zwei Dioden 21, 22, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind und wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweiges 16 über einen Trennverstärker 23 und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Potential Null über einen Kondensator 24 gekoppelt ist. Dieser Kondensator 24 ist von einem Widerstand 25 mit einem derartigen Wert überbrückt, daß die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über den Widerstand 25 viel größer ist als die Dauer eines Elementes im TelegraphiesignaL Die Kniespannung der Dioden 21,22

bildet hier den konstanten Signalweri. der von den Spitzenwerten des Telegraphiesignals subtrahiert wird, so daB das Schwellensignal am Kondensator 24 auftritt. Der Vergleicher 19 wird durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für das Telegraphiesignal am Ausgang des Verstärkers 23 und einen invertierenden Eingang für das Schwellensignal am Verbindungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators 24 gebildet.

Solange im Telegraphiesignal kein Übergang auftritt, bleibt das im Kondensator 24 gespeicherte Schwellensignal konstant. Wenn jedoch ein Übergang im Telegraphiesignal auftritt, muß dieses Schwellensignal so lange konstant bleiben, daß der Vergleicher 19 diesen Übergang ermitteln kann und dieses Schwellensignal muß sich danach schnell auf den Wert einstellen, der zu dem neuen Spitzenwert des Telegraphicsignals gehört. Da unmittelbar nach dem Anfang eines Überganges die beiden Dioden 21, 22 nicht leitend sind und die Entladung über den Widerstand 25 eine große Zeitkonstante aufweist, bleibt das im Kondensator 24 gespeicherte Schwellensignal konstant. In dem Augenblick, wo der Unterschied zwischen dem Telegraphiesignal und dem Schwellensignal ihr Vorzeichen ändert, tritt ein Übergang im binären Entschcidungssignal des Vergleichers 19 auf. Auch danach bleibt das Schwellensignal konstant, bis der Unterschied zwischen dem Telegraphic- und Schwcllensignal wieder einen Wert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 erreicht. In dem Augenblick wird eine der Dioden 21, 22 leitend, so daß sich der Kondensator 24 über die leitende Diode entladen kann, bis am Ende des Überganges das Telegraphiesignal seinen neuen Spitzenwert erreicht und gleichzeitig das Schwellensignal seinen zugehörenden Wert. Infolge des äußerst geringen Widerstandes der leitenden Diode ist die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über diese Diode sehr klein, und das Schwellensignal kann sich nach der Ermittlung des Überganges im Vergleicher 19 tatsächlich schnell auf den richtigen neuen Wert einstellen.

Obenstehendes ist in den Zeitdiagrammen von F i g. 2 näher erläutert, in der das Telegraphiesignal am Ausgang des Verstärkers 23 durch die Kurve .·/ dargestellt ist. Das mit Hilfe des Spitzendetektors 18 aus der Kurve a abgeleitete Schwellensignal ist in F i g. 2 diTch die Kurve b dargestellt, wobei K- der konstante Signalwert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 ist. Weiter ist das von: Vergleicher 19 erzeugte Entscheidungssignal in Fig.2 durch die Kurve c dargestellt, wobei die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, an denen die Kurve a die Kurve b schneidet. Diese Zeitpunkte werden nicht von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals beeinflußt Diese Störungen gelangen ja in einer Verschiebung von der Nullinie der Kurve a. beispielsweise in die Lage, die in Fig.2 durch die gestrichelte Linie d angegeben ist zum Ausdruck, aber durch eine derartige Verschiebung ändert sich die Lage der Kurve b gegenüber der Kurve a nicht und folglich tritt auch keine Änderung in der Lage der Schnittpunkte der Kurven a und b auf. Diese Störungen haben ebenfalls keinen Einfluß auf die beiden Pegel der Kurve c, die durch den Vergleicher 19 völlig bestimmt werden. Die Pegel des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19 sind auf die Nennspitzenwerte des Telegraphiesignals am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 eingestellt

An Hand der Zeitdiagramme in F i g. 3 wird nunmehr

die Wirkungsweise des Korrekturkreises im Empfänger nach der Erfindung näher erläutert.

Am Ausgang des Empfängcrcingangskreises 2 wird ein Telegraphiesignal mit beispielsweise der durch die Kurve a in Fig. 3 dargestellten Form erhalten. Dieses Telegraphiesignal kann als die Zusammensetzung dreier Typen von Anteilen betrachtet werden:

1) Wcchselspannungsanteile, die mit den Übergängen im Telegraphiesignal zusammenhängen,

2) Gleichspanniingsanteile, die dem Telegraphiesignal inhärent sind,

3) Gleichspannungsanteile infolge von Störungen im Gleichspannungspegcl des Tclcgraphiesignals während der Übertragung.

In Fig. 3 sind die störenden Spannungsteile durch eine Verschiebung s von der idealen Nullinic b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt. Weiter ist vorausgesetzt, daß beim Fehlen dieser störenden Gleichspannungsanteile das Telegraphiesignal immer seinen Nennspitzenwert + V₁, und - V_p erreicht, mit anderen Worten, die Spitzenwerte der Kurve a in F i g. 3 in einem Abstand V_n von der idealen Nullinic fliegen.

Die beiden Zweige 15 und 16 des Korrekturkreises 9 sperren die störenden Gleichspannungsantcile des Tclcgraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2. Im ersten Zweig 15 läßt ja der Reihenkondensator 17 weder störende noch die dem Telegraphiesignal ;/ inhärenten Gleichspannungsantcile durch, so daß am Ausgang des ersten Zweiges 15 ein Signal auft.iti mit der durch die Kurve c· in Fig. 3 dargestellten Form. Auch im zweiten Zweig 16 werden die störenden Gleichspannungsantcile des Telegraphiesignals a nicht durchgelassen, da sie weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte des Entschcidungssignals des Vergleichers 19 irgendeinen Einfluß haben, wie bereits obenstehend erläutert wurde. Dadurch tritt am Ausgang der Vergleichers 19 im zweiten Zweige 16 ein Entscheidungssignal mit der durch die Kurve d in Fig. 3 dargestellten Form auf. Abgesehen von einer konstanten Zeitverzögerung der Durchgänge im Telegraphiesignal a durch die Nullinie b gegenüber den Übergängen im Entscheidungssignal d entspricht dieses Entscheidungssignal d dem korrekt regenerierten Telegraphiesignal a. Die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile sind also in diesem Entscheidungssignal d vorhanden, dies im Gegensatz zu den störenden Gleichspannungsanteilen.

Der Widerstand 20 im zweiten Zweig 16 und der Kondensator 17 im ersten Zweig 15 bilden nun ein Tiefpaßfilter für das Entscheidungssignal dam Ausgang des Vergleichers 19. so daß der zweite Zweig 16 ausschließlich die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile durchläßt und am Ausgang dieses zweiten Zweiges 16 ein Signal auftritt mit der durch die Kurve e in Fi g. 3 dargestellten Form. Dieser Kondensator 17 und dieser Widerstand 20 bilden zugleich ein Hochpaßfilter für das Telegraphiesignal a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2, so daß der erste Zweig 15 ausschließlich die durch die Kurve c in F i g. 3 dargestellten Wechselspannungsanteile durchläßt

Die Kombination der Ausgangssignale c und e des ersten Zweiges 15 bzw. des zweiten Zweiges 16 ergibt am Ausgang des Korrekturkreises 9 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve /in Fig.3 dargestellten Form. Die störenden Gleichspannungsanteile des Tclegraphiesignals a sind vom Korrekturkreis 9 völlig eliminiert und sind folglich nicht mehr im Telegraphie signal f vorhanden, sondern die Wechselspannungsanteile und die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsantcile sind dagegen anwesend. Außerdem ist ihr gegenseitiges Verhältnis richtig, da die Pegel des Entscheidungssignals c/den Nennspitzenwer ten des Telegraphiesignals a entsprechen und das Tiefpaßfilter für das Entscheidungssignal d durch dieselben Elemente gebildet wird, die auch das Hochpaßfilter für das Telegraphiesignal a bilden. Die Zeitkonstanten der beiden Filter sind also dieselben und praktisch denen des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 gleich, da der Eingangskreis 2 sowie der Vergleicher 19 eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweisen und folglich praktisch als Spannungsquelle wirksam sind, während der Impulsregenerator 10 sowie der Trennverstärker 23 eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweisen und folglich ihnen zugeführte Signale praktisch nicht beeinflussen. Wie erwähnt ist die Zeitkonstante des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 viel größer als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal a. Die im Entscheidungssignal d vorhandenen Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen zusammenhängen, werden also völlig unterdrückt, während die bereits erwähnte Zeitverzögerung des Telegraphiesignals a gegenüber dem Entscheidungssignal d, welche Verzögerung kleiner ist als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal a, keinen spürbaren Einfluß auf das Ausgangssignal c des /weiten Zweiges 16 hat. Die Form des Telegraphiesignals f am Ausgang des Korrekturkreises 9 entspricht daher genau der Form des Telegraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2. wobei die reelle Nullinie des Telegraphiesignals /'mit der idealen Nullinie b des Telegraphiesignals a zusammenfällt.

Auf diese Weise werden die Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals, welche Störungen in der Praxis bis ±15% des Nenn-Spitze-zu-Spitzenwertes des Telegraphiesignals ansteigen können, immer vom beschriebenen Korrekturkreis 9 äußerst genau korrigiert. Weiter wird dieser richtige Gleichspannungspegel am Ausgang dieses Korrekturkreises 9 auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals beibehalten, da der zweite Zweig 16 die dazu erforderliche galvanische Kontinuität gewährleistet. Dadurch, daß das Telegraphiesignal am Ausgang des Korrekturkreises dem Impulsregenerator 10 zugeführt wird, dessen Bezugssignal auf den richtigen Wert (in diesem Fall auf den Wert Null) eingestellt ist, wird das Telegraphiesignal äußerst genau regeneriert.

Bei der bisher gegebenen Erläuterung wurde vorausgesetzt, daß beim Fehlen störender Gleichspannungsanteile das Telegraphiesignal am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 immer seine Nennspitzenwerte erreicht In der Praxis weisen die augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals jedoch oft wesentliche Abweichungen gegenüber diesen Nennspitzenwerten auf.

Die Ausführungsform der Filter im Empfängereingangskreis 2 (Kanalfilter 3 und das in Fi g. 1 nicht näher dargestellte Nachdetektionsfilter des Frequenzdiskriminators 5) spielt eine wichtige Rolle beim Auftritt dieser abweichenden Spitzenwerte. Diese Filter müssen derart ausgelegt werden, daß sie einerseits die Signale im eingenen Kanal möglichst wenig beeinflussen, aber andererseits die Signale in benachbarten Kanälen möglichst gut unterdrücken. Außerdem muß bei ihrem

Entwurf die Tatsache berücksichtigt werden, daß in vielen Anwendungsbereichen erfordert wird, daß der Empfänger auch noch auf die richtige Weise funktio niert, wenn die Telegraphiesignale mit höheren Geschwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwin- > digkeit des Kanals übertragen werden. Die praktische Ausbildung der Filter ist immer ein Kompromiß zwischen diesen Entwurfsanforderungen.

Eine Folge dieses Kompromisses ist, daß die augenblicklichen Spitzenwerte nicht nur durch Rausch- n> anteile und monochromatische Störungen im eigenen Kanal beeinflußt werden, sondern auch durch Signale in benachbarten Kanälen. Eine andere Folge ist, daß diese Spitzenwerte auch von der Folge der Kennzustände A und Z im Telegraphiesigna! abhängig sind; diese ι ί Spitzenwerte sind beispielsweise für abwechselnd auftretende Arbeits- und Ruheelemente niedriger als für einen statischen Zustand. Eine weitere Folge ist, daß diese Spitzenwerte ebenfalls von der Übertragungsgeschwindigkeit des Telegraphiesignals abhängen; bei- jn spielsweise für ein Telegraphiesignal mit wechselnd auftretenden Arbeits- und Ruheelementen, die mit einer um 50% höheren Geschwindigkeit übertragen werden als die Nennübertragungsgeschwindigkeit (in Fig. 1 also mit einer Geschwindigkeit von 75 Baud statt 50 r< Band), sinkt der Spitze-zu-Spitzenwert bis auf etwa 50% des Nenn-Spitze-zu-Spitzenwertes. Ein ähnlicher Einfluß hat die Übertragung eines vorverzerrten Telegraphiesignals, beispielsweise für ein Telegraphiesignal mit einer Nennübertragungsgeschwindigkeil, wobei die «> Dauer der isolierten Arbeitselemente zweimal größer ist als die der isolierten Ruhceleinenic sinkt der augenblickliche Spitzenwert für ein isoliertes Ruheelement ebenfalls bis auf etwa 50% des Nennspitzenwertes, r,

Da im betreffenden Korrekturkrcis 9 das Sehwellcnsignal im zweiten Zweig 16 aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals am Ausgang des Empfängcreingangskreises 2 abgeleitet wird, werden die beschriebenen Abweichungen gegenüber den Nennspil/.enwertcn ·μι zu den Zeitpunkten der Übergänge im Entscheidungssignal, das der Vergleicher 19 erzeugt, einen störenden Einfluß haben. Dieser Einfluß wird an Hand der Zeitdiagramme in Fig.4 näher erläutert, in der vorausgesetzt ist, daß im Telegraphiesignal keine i> störenden Gleichspannungsanieile vorhanden sind.

Wenn ein Telegraphiesignal mit beispielsweise der durch die Kurve a in Fig.4 dargestellten Form mit Nennübertragungsgeschwindigkeit übertragen wird und wenn das Telegraphiesignal am Ausgang eines ^r>" Eingangskreises 2 immer seine Nennspitzenwerte erreicht, wird dieses letztere Telegraphiesignal die durch die Kurve b in F i g. 4 dargestellte Form aufweisen (vgl. Kurve a in F i g. 3) und das Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichen 19 die durch die Kurve c in v> F i g. 4 dargestellte Form (vgl die Kurve dm F i g. 3).

Die abweichenden Spitzenwerte, die durch Rauschanteile und monochromatische Störungen im Eigenkanal, durch Signale in benachbarten Kanälen und durch die Folge der Kennzustände A und Z im Telegraphiesignal <> <> verursacht werden, führen jedoch dazu, daß in der Praxis am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entscheidungssignal mit beispielsweise der durch die Kurve dm Fig.4 dargestellten Form auftritt In diesem Entscheidungssignal d treten nicht nur beliebige Abwandlungen t>5 zu den Zeitpunkten der gewünschten Obergänge auf, sondern auch Streuübergänge in der Nähe der gewünschten Obergänge. Dieser Typ von Schwankungen der gewünschten Übergangszeitpunkte ist in den Ausgangssignalen des Impulsregenerators 10 durchaus unzulässig. Im betreffenden Korrekturkreis 9 haben diese Schwankungen auf das Ausgangssignal des zweiten Zweiges 16 praktisch keinen Einfluß (vgl. Kurve ein Fig.3). Das Entscheidungssignal c/in Fig.4 kann nämlich als die Zusammenstellung des Entscheidungssignals c in F i g. 4 und der störenden Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen in dem Entscheidungssignal c zusammenhängen, betrachtet werden. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden die mit den Übergängen einhergehenden Wechselspannungsanteile des Entscheidungssignals c durch das Tiefpaßfilter völlig unterdrückt, welches Filter durch den Widerstand 20 im zweiten Zweig 16 und den Kondensator 17 im ersten Zweig 15 gebildet wird, so daß auch die störenden Wechselspannungsanteile des Entscheidungssignals ddurch dieses Tiefpaßfilter 20, 17 völlig unterdrückt werden. Die durch abweichenden Spitzenwerte herbeigeführten Schwankungen im Entscheidungssignal d dringen also praktisch nicht in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch (vgl. Kurve /'in Fig. 3) und folglich verursacht dieser Korrekturkreis 9 auch bei von den Nennspitzenwerten abweichenden Spitzenwerten im Telegraphiesignal des Eingangskreises 2 praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssignalen des Impiilsregenerators 10.

Die obenstehenden Betrachtungen gelten ebenfalls für die abweichenden Spitzenwerte, die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung des Telegraphiesignals verursacht werden. Wenn ein Telegraphiesignal mit einer um 50% höheren Geschwindigkeit als die Ncnniibcriragungsgesehwindigkeil übertragen wird und dieses Signal beispielsweise die durch die Kurve c in Fig.4 dargestellte Form aufweist, wird infolge dieser höheren Geschwindigkeit am Ausgang des Eingangskreises 2 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve /"in Fig.4 dargestellten Form und am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entscheidungssignal mit der durch die Kurve g in F i g. 4 dargestellten Form auftreten. Auf gleiche Weise wird bei einem vorverzerrten Telegraphiesignal mit einer beispielsweise durch die Kurve Λ in F i g. 4 dargestellten Form infolge der Vorverzerrung das Telegraphiesignal am Ausgang des Eingangskreises 2 die durch die Kurve i in Fig. 4 dargestellte Form aufweisen und das Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichers 19 die durch die Kurve /in F i g. 4 dargestellte Form. Wie in Fig.4 angegeben ist, verursachen die abweichenden Spitzenwerte erhebliche Änderungen in den Zeitverzögerungen der Nulldurchgänge in den Telegraphiesignalen / und i gegenüber den Übergängen in den Entscheidungssignalen g und j. Jedoch auch diese Schwankungen der gewünschten Obergangszeitpunkte sind als mit den Nulldurchgängen in Telegraphiesignalen /und /einhergehende störende Wechselspannungsanteile zu betrachten, die auf obenstehend erläuterte Weise vom Tiefpaßfilter 20, 17 völlig unterdrückt werden. Die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung verursachten Schwankungen dringen also auch nicht in der Praxis in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch, so daß auch in diesen Fällen der betreffende Korrekturkreis θ praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssignalendes Impulsregenerators IO herbeiführt

Auf diese Weise haben sogar die größten in der Praxis auftretenden Abweichungen bezüglich der Nennspit-

/.enwertcn und Ncnnübertragungsgeschwindigkeilen und die größte in der Praxis auftretende Vorverzerrung keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des beschriebenen Kreises zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals, welcher Korrekturkreis auch im ungünstigsten Fall keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenerierten Telegraphiesignal herbeiführt.

Alle erwähnten Vorteile werden außerdem mit Hilfe eines Korrekturkreises erhalten, dessen Aufbau äußerst einfach ist und der äußere Einstellungen vermeidet. Weiter brauchen keine Sondermaßnahmen an die Toleranzen der jeweiligen Bauelemente gestellt zu werden, so daß der Korrekturkreis ziemlich einfach als monolithische oder hybride integrierte Schaltung ausgebildet werden kann.

F i g. 5 zeigt eine Abwandlung des Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Korrekturkreis in F i g. 5 weicht nur was die Ausbildung des zweiten Zweiges 16 anbelangt von dem in F i g. 1 ab. In F i g. 5 ist der Trennverstärker 23 zugleich als Differenzerzeuger wirksam mit einem nicht invertierenden Eingang für das dem zweiten Zweig 16 zugeführte Telegraphiesignal und mit einem invertierenden Eingang, an den der Verbindungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators 24 im Spitzendetektor 18 angeschlossen ist, und zwar über einen Verstärker 26 mit einem großen Verstärkungsfaktor. Weiter ist der invertierende Eingang des Vergleichers 19 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden.

Was die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 des Korrekturkreises anbelangt, gibt es keinen Unterschied zwischen den Ausbildungen nach F i g. 1 und 5. es sei denn, daß in F i g. 5 der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 26 viel größer ist als eins. Wenn beispielsweise aus nicht invertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 ein Telegraphiesignal auftritt mit der durch die Kurve a in F i g. 2 dargestellten Form, hat das am invertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 auftretende Sehwcllensignal ebenfalls die Form der Kurve b in Fig.2, so daß das Differenzsignal am Ausgang des Differenzerzeugers 23 ebenfalls sein Vorzeichen ändert zu den Zeitpunkten, zu denen die Kurve <idic Kurve b schneidet. Das vom Verglcichcr 19 in Fig.5 erzeugte Entscheidungssignal entspricht also dem des Vergleichers 19 in Fig. I völlig und hat die Form der Kurve ein F i g. 2.

F i g. 6 zeigt eine andere Abwandlung des Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in diesen beiden Figuren wieder mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Korrekturkreis in Fig.6 weicht von dem in Fig. 1 dadurch ab, daß das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 nun durch den algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte des Telegraphiesignals gebildet wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18 in F i g. 6 zwei Parallelzweige zwischen seinem Eingang und einem Punkt mit dem Potential Null, wobei jeder Zweig durch die Reihenschaltung aus einer Diode 21, 22 und einem Kondensator 27,28 gebildet wird und die Dioden 21,22 derart geschaltet sind, daß der eine Zweig 21,27 einen Spitzendetektor für positive Werte des Telegraphiesignals bildet und der andere Zweig 22, 28 einen Spitzendetektor für negative Werte. Die Verbindungspunkte der Dioden 21,22 und der Kondensatoren 27,28 sind über zwei gleiche und große Widerstände 29,30 miteinander verbunden und der Verbindungspunkt dieser Widerstände ist mit dem Punkt mit dem Potential Null über einen großen Widerstand Jl verbunden. Die Werte der Kondensatoren 27, 28 und der Widerstände 29, 30, 31 sind derart gewählt worden, daß die Zeitkonstante der Entladung dieser Kondensatoren 27, 28 viel größer ist als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal. Das gewünschte Schwellensignal tritt im Verbindungspunkt der Widerstände 29, 30, 31 auf, an welchen Punkt der invertierende Eingang des Vergleichers 19 angeschlossen ist.

Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in Fi g. 6 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig. 7, in denen das Telegraphiesignal am Ausgang des Trennverstärkers 23 durch die Kurve a dargestellt ist, erläutert. Die störenden Gleichspannungsanteile sind in Fig. 7 durch die Verschiebung s von der idealen Nullinie feder Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt; weiter ist wieder vorausgesetzt worden, daß die Spitzenwerte der Kurve a im Nennabstand V_p von der idealen Nullinie fliegen.

Für positive Werte des Telegraphiesignals a ist die Diode 22 nicht leitend und der Kondensator 27 wird dann über die Diode 21 bis praktisch den positiven Spitzenwert + (V_n + s) aufgeladen. Für negative Werte des Telegraphiesignals α ist die Diode 21 nicht leitend, und der Kondensator 28 wird dann über die Diode 22 bis praktisch den negativen Spitzenwert — (V_p-s)aufgeladen. Da die F-ntladung der Kondensatoren 27, 28 eine große Zeitkonstante aufweist, wird am Verbindungspunkt der gleichen Widerstände 29, 3O ein Schwcllcnsigna! auftreten, das dein algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte praktisch entspricht, in einer Formel:

[(V_P + s)-(V„-sJI/2-s.

Dieses Schwellensignal entspricht also der Verschiebung der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie. Das vom Vergleicher 19 erzeugte Entscheidungssignal ist in Fig. 7 durch die Kurve c dargestellt, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve a ihre ideale Nuflinie b schneidet. Die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a haben also weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte dieses Entscheidungssignals reinen Einfluß. Aus Ausgang des zweiten Zweiges 16 in F i g. 6 werden dann die dem Telegraphiesignal .) inhärenten Gleichspannungsanteile auf dieselbe Art und Weise erhalten wie in Fig. 1 mit Hilfe des Tiefpaßfilters, das durch den Widerstand 20 und den Kondensator 17 gebildet wird.

Ebenso wie in den Korrekturkreisen von F i g. 1 und 5 werden auch im Korrekturkreis von Fig. 6 die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesigmals Schwankungen der gewünschten Übergangszeitpunkte im Entscheidungssignal verursachen. Jedoch auch in diesem Fall können diese Schwankungen als störende Wechselspannungsanteile betrachtet werden, die mit Nulldurchgängen des Telegraphiesignals zusammenhängen und auf die bereits eingehend erläuterte Weise vom Tiefpaßfilter 20, 17 völlig unterdrückt werden. Darum haben auch im Ausführungsbeispiel nach Fig.6 die Schwankungen der Obergangszeitpunkte im Entscheidungssignal praktisch keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises und führt auch dieser Korrekturkreis keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenerierten Telegraphiesignal herbei F i g. 8 zeigt eine Abwandlung des Korrekturkreises

nach Fig.b. wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

im zweiten Zweig 16 des Korrekturkreises nach Fig.8 werden die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsantcile aus dem Ausgangssignal des Korrekturkreises und nicht aus dem Eingangssignal, wie bei Fig.6 abgeleitet. Die Telegraphiesignale am Eingang und am Ausgang des Korrekturkreises weichen nur darin voneinander ab. daß die störenden deich-Spannungsanteile im Telegraphiesignal am Ausgang nicht mehr vorhanden sind. Dadurch, daß zur Rückgewinnung der dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile von diesem Telegraphiesignal am Ausgang ausgegangen wird, wird im Korrekturkreis nach F i g. 8 ein größerer dynamischer Bereich erhalten als in dem nach F i g. 6. Weiter ist der Zweig 16 in F i g. 8 derart eingerichtet, daß die galvanische Kontinuität des Korrekturkreises beibehalten wird, so daß der richtige Pegel des Telegraphiesignals am Ausgang auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals am Eingang gewährleistet ist.

Dazu enthält der Zweig 16 in Fig. 8 einen Summierkreis 32, von dem ein erster Eingang mit dem Eingang des Zweiges 16 über einen doppelseitigen Schwellcnkreis 33 gekoppelt ist. der nur die Werte des Telegraphiesignals durchläßt, die größer sind als die Schwellenpegel. Weiter ist der Ausgang des Zweiges 16 mit beiden Eingängen des Vergleichers 19 gekoppelt, und zwar über den Verstärker 23 mit dem nicht invertierenden Eingang und über den Verstärker 23 und den doppelten Spitzendetektor 18 mit dem invertierenden Eingang, während der Ausgang des Vergicichers 19 mit einem zweiten Eingang des Summierkreises 32 verbunden ist. Der Ausgang des Summierkreises 32 ist mit einer bistabilen Triggerschaltung 34 verbunden, deren Ausgang über den Widerstand 20 mit dem Ausgang des Zweiges 16 gekoppelt ist. Der doppelseitige Schwellenkreis 33 und der Summierkreis 32 sind derart ausgebildet, daß für Werte des Telegraphiesignals. die größer sind als die Schwellenpegel, der Einfluß des Telegraphiesignals auf das Ausgangssignal des Summierkreises 33 stärker ist als der Einfluß des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19.

Der doppelseitige Schwellenkreis 33 in F i g. 8 enthält zwei Dioden 35, 36, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweiges 16 und der andere Verbindungspunkt mit dem ersten Eingang jes Summierkreises 32 verbunden ist. Die Kniespannungen der Dioden 35, 36 bilden die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33. der auf diese Weise eine sehr niedrige Impedanz für Telegraphiesignalwerte größer als die Kniespannung und eine sehr hohe Impedanz für Telegraphiesignalwerte kleiner als diese Kniespannung bildet. Diese Schwellenpegel werden niedriger als die möglichst niedrigen augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals gewählt und betragen beispielsweise + 0,3 V_p und -0,3 Vp, wobei V_p wie zuvor der Nennspitzenwert ist. Der Summierkreis 32 in Fig.8 wird durch einen Operationsverstärker 37 gebildet, dessen invertierende und nicht invertierende Eingänge unmittelbar bzw. über einen Widerstand 38 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden sind, während die ersten und zweiten Eingänge des Summierkreises 32 unmittelbar bzw. über einen Widerstand 39 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 37 verbunden sind. Die Werte der Widerstände 38. 39 sind derart gewählt worden, daß der Bruchteil des Entscheidungssignals des Vergleichers, 19, der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, immer kleiner ist als die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33. Die "· bistabile Triggerschaltung 34 ist derart eingerichtet, daß ihr Ausgangssignal für ein positives Ausgangssignal des Summierkreises 32 positiv ist und umgekehrt und daß ihre Ausgangspegel den Nennspitzenwerten + V_p und — Vp des Telegraphiesignals entsprechen.

ι» Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in F i g. 8 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig.9. in denen das Telegraphiesignal am Eingang des Zweiges 16 durch die Kurve a dargestellt ist. näher erläutert. Ebenso wie in F i g. 7 sind in F i g. 9 die störenden

η Gleichspannungsanteile durch die Verschiebung s von der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt und ist wieder vorausgesetzt worden, daß die Spitzenwerte der Kurve a in Nennabstand V_n von der idealen Nullinie b liegen.

m Weiter sind die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33 durch + V, und - V, bezeichnet.

Die Form des Eingangssignals des Verstärkers 37 wird nun dadurch abgeleitet, daß zunächst vorausgesetzt wird, d.iß der Vergleicher 19 ständig ein Signal mit

.·". dem Wert Null abgibt, daß danach vorausgesetzt wird, daß nur der Zweig 15 das Telegraphicsignal a durchläßt und daß am Eingang des Schwellenkrciscs 33 ständig ein Signal mit dem Wert Null auftritt, und daß zum Schluß die gegenseitige Beeinflussung des reellen Telcgraphiesignals a und des reellen Entscheidungssignals des Vergleichers 19 berücksichtigt wird.

Im ersteren Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37 ein Signal mit der durch die Kurve c· in F i g. 9 dargestellten Form auf. da der Schwellenkrcis 33 das

r. Telegraphiesignal a praktisch ungeändert durchläßt für Werte größer als V, (denn eine der Dioden 35, 36 ist dann leitend und ihre Impedanz kann gegenüber den Widerständen 38, 39 vernachlässigt werden), aber der Schwellenkreis 33 das Telegraphiesignal a praktisch

mi nicht durchläßt für Werte kleiner als V, (denn die beiden Dioden 35, 36 sind dann nicht leitend und gegenüber ihren Impedanzen können die Widerstände 38, 39 vernachlässigt werden).

Im zweiten Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37

■)> ein zweiwertiges Signal auf mit der durch die Kurve d in F i g. 9 dargestellten Form, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve a ihre ideale Nullinie schneidet. Denn bei Zufuhr des Telegraphiesignals a zum Verstärker 23 wird am

in Ausgang des Vergleichers 19 ein binäres Entscheidungssignal auftreten, in dem die Übergangszeitpunkte mit den Schnittpunktender Kurve a mit der idealen Nullinie b zusammenfallen, ungeachtet der Verschiebung s der idealen Nullinie b gegenüber der reellen Nullinie. wie

μ bereits eingehend an Hand der F i g. 7 erläutert wurde. Dasselbe Entscheidungssignal tritt dann ebenfalls bei Zufuhr des Telegraphiesignals zum Ausgang des Korrekturkreises in F i g. 8 auf, von dem vorausgesetzt wird, daß es nur darin vom Telegraphiesignal a

Dd abweicht, daß die Verschiebung $ völlig ausgeglichen ist. Im Hinblick auf die Wahl der Widerstände 38, 39 können die beiden Dioden 35, 36 in diesem Fall niemals leitend sein, so daß der Bruchteil des Enlscheidungssignals, der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, die

μ Form der Kurve d\n Fig. 9 hat.

Bei Zufuhr des reellen Telegraphiesignals a zum Schwellenkreis 33 und des reellen Entscheidungssignals zum Summierkreis 32 tritt am Eingang des Verstärkers

37 ein Signal auf mit der durch die Kurve e in F i g. 9 dargestellten Form. Für Werte des Telegraphiesignals a größer als V, entspricht die Kurve e praktisch den Kurven c und a (denn eine der Dioden 35, 36 ist dann leitend und das Entscheidungssignal hat dann keinen Einfluß auf das Eingangssignal des Verstärkers 37). Für Werte des Telegraphiesignals a kleiner als V₁ entspricht die Kurve e praktisch der Kurve d (denn das Telegraphiesignal und das Entscheidungssignal können weder einzeln noch zusammen eine der beiden Dioden ι ο 35, 36 in den leitenden Zustand versetzen und das Telegraphiesignal hat dann keinen Einfluß auf das Eingangssignal des Verstärkers 37). Die Polarität des Ausgangssignals des Summierkreises 32 verläuft dann entsprechend der Kurve /in Fig.9 und das binäre Ausgangssignal der bistabilen Triggerschaltung 34 hat dann die Form der Kurve g in Fig.9, in der die Obergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen das Telegraphiesignal a seine ideale Nullinie b schneidet.

Auch in Fig.8 haben die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte des schlußendlichen Entscheidungssignal g einen Einfluß. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden dann die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile mit Hilfe des Tiefpaßfilters 20,17 erhalten und mit den Wechselspannungsanteilen des Telegraphiesignals i· kombiniert, die mit Hilfe des Hochpaßfilters 17, 20 erha'.ten werden. Dadurch tritt am Ausgang des Korrekturkreises in Fig.8 ein Telegraphiesignal auf, dessen Form der des Telegraphiesignals a genau entspricht, von dem jedoch die reelle Nullinie mit der idealen Nullinie b des Telegraphiesignals a zusammenfällt; die obenstehend gemachte Voraussetzung ist also berechtigt. α

Die Schwankungen der Übergangszeitpunkte im schlußendlichen Entscheidungssignal g, die durch die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals verursacht werden, werden im Korrekturkreis nach Fig.8 auf dieselbe Art und Weise unterdrückt wie im Korrekturkreis nach Fi g. 6 (und zwar durch das Tiefpaßfilter 20, 17) und haben also auch hier keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises. Auch das Auftreten langer statischer Zustände des Telegraphiesignals hat keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises, da die galvanische Kontinuität dann vom Schwellenkreis 33 und vom Summierkreis 32 gewährleistet wird (die Werte des Telegraphiesignals a sind dann immer größer als V₁. so daß ausschließlich das Telegraphiesignal a die Polarität des schlußendlichen Entscheidungssignals £·bestimmt).

Der Korrekturkreis nach Fig.8 weist folglich alle bereits erwähnten vorteilhaften Eigenschaften der Korrekturkreise nach den F i g. 1,5 und 8 auf. Außerdem hat der Korrekturkreis nach Fig.8 einen größeren dynamischen Bereich, und zwar dadurch, daß die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile aus dem Telegraphiesignal am Ausgang des Korrekturkreises zurückgewonnen werden. Obschon dazu der Zweig 16 in Fig.8 derart ausgebildet ist, daß eine positive Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist, die an sich unter bestimmten Umständen und insbesondere bei höherer als Nennübertragungsgeschwindigkeit oder bei Vorverzerrung einen unstabilen Gleichspannungspegel herbeiführen könnte, ist der Gleichspannungspegel am Ausgang des Korrekturkreises in F i g. 8 immer stabil, und zwar durch die Tatsache, daß im Zweig 16 auch eine negative Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist über den Spitzendetektor 18. Auf Grund des obenstehenden wird die in Fig.8 dargestellte Ausführungsform des Korrekturkreises für eine praktische Verwirklichung bevorzugt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit einem Eingangskreis mit niedriger Ausgangsimpedanz, dem die binären Impulssignale im Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der Korrekturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrekturkreis (9) zwei Parallelzweige (15, 16) enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis (2) und deren Ausgang an den Impulsregenerator (10) angeschlossen ist, wobei der erste Zweig (15) einen Reihenkondensator (17) enthält und der zweite Zweig (16) einen Spitzendetekior (18) zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher (19) zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären Impulssignalen, welcher Vergleicher (19) über einen Widerstand (20) mit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) gekoppelt ist, wobei die vom Widerstand (20) im zweiler. Zweig (16) und vom Reihenkondensator (17) im ersten Zweig (15) gebildete Zeilkonstante viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen(Fig. 1).

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (18) mil dem Eingang des zweiten Zweiges (16) des Korrekiurkreises (9) gekoppelt ist und der Vergleichcr (19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssigna-Ie am Eingang des zweiten Zweiges (16), einem invertierenden Eingang für das vom Spii/cndctcktor

(18) herrührende Schwellensignal und einem Ausgang, der mit dem Widerstand (20) im zweiten Zweig (16) verbunden ist, gebildet wird (F ig. 1).

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zweig (16) des Korrekturkreises (9) einen Differenzerzeuger (23) enthält mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Eingang des zweiten Zweiges (16), einem invertierenden Eingang und einem Ausgang, der mit dem invertierenden Eingang über den Spitzendetektor (18) und einen Verstärker (26) für das vom Spitzendetektor (18) herrührende Schwellensignal gekoppelt ist, und weiter der Vergleicher

(19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzerzeugers (23) verbunden ist, einem invertierenden Eingang, der mit einem Punkt mit Bezugspotential verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit dem Widerstand (20) im zweiten Zweig (16) verbunden ist, gebildet wird (F i g. 5).

4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zweig (16) des Korrekturkreises (9) einen Summierkreis (32) enthält mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingang des zweiten Zweiges (16) über einen doppelseitigen Schwellenkreis (33) gekoppelt ist, der die binären Impulssignale nur für Werte größer als vorbestimmte Schwellenpegel durchläßt, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) über den genannten Widerstand (20) gekoppelt ist, wobei der Spitzendetektor (13) mit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) gekoppelt ist und der '· Vergleicher (19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Ausgang des zweiten Zweiges (16), einem invertierenden Eingang für das vom Spitzendetektor (18) herrührende Schwellen-

K) signal und einem Ausgang, der mit dem zweiten Eingang des Summierkreises (32) verbunden ist, gebildet wird, und wobei weiter der Schwellenkreis (33) und der Summierkreis (32) derart eingerichtet sind, daß für Werte der binären Impulssignale

'·"> größer als die genannten Schwellenpegel die Polarität des Signals am Ausgang des Summierkreises (32) ausschließlich durch die binären Impulssignale bestimmt wild(F i g. 8).

5. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 —4, .'» dadurch gekennzeichne!, daß der Spitzendetektor

(19) zwei Dioden (21, 22) enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei ein Verbindungspunkt den Eingang des Spitzendetektors (18) bildet und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Bezugspotential über einen Kondensator (24), der von einem Wideband (25) mit einem derartigen Wert überbrückt ist, daß die Enllüdczeitkonstante des Kondensators (24) viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den

)<> binären Itnpulssignalen, gekoppelt ist und daß weiter dieser andere Verbindungspunkt den Ausgang des Spitzendetekiors (18) bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird (F i g. I).

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 1-4, i"> dadurch gekennzeichnet, daß der Spit/cndctekior

(18) zwischen dem Eingang und einem Punkt mit Bc/.ugspotenlial zwei Parallclzwcige enthält, die je durch eine Reihenschaltung aus einer Diode (21 bzw. 22) und einem Kondensator (27 bzw. 28) gebildet

ι» werden, wobei ein Paar ungleichnamiger Elektroden der Dioden (21, 22) in den zwei Zweigen mit dem Eingang des Spitzendetektors (18) verbunden ist und das andere Paar ungleichnamiger Elektroden miteinander verbunden ist. und zwar über eine Rcihcn-

■i^r> schaltung aus zwei gleichen Widerständen (29, 30). deren Verbindungspunkt mit dem Punkt mit Bczugspotcnti;\l über einen Widerstand (31) verbunden ist, welche Widerstände (29, 30, 31) einen derartigen Wert haben, daß die Entlade/.eitkonstan-

■■><> te der Kondensatoren (27, 28) viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Itnpulssignalen und wobei der Verbindungspunkt der Widerstände (29, 30, 31) den Ausgang des Spitzendetektors (18) bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird (F i g. 6).

7. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenkreis (33) zwei Dioden (35, 36) enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei ein Verbindungs-

Mi punkt den Eingang und der andere Verbindungspunkt den Ausgang des Schwellenkreises (33) bildet (F ig. 8).