DE102007042073A1

DE102007042073A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Winkelberechnung für einen dreiphasigen optischen Codierer

Info

Publication number: DE102007042073A1
Application number: DE102007042073A
Authority: DE
Inventors: Chin-Shiong Tsai; Chen-Ping Lin; Meng-Chang Lin; Mi-Tine Tsai; Po-Ming Chen
Original assignee: Delta Electronics Inc
Current assignee: Delta Electronics Inc
Priority date: 2007-09-05
Filing date: 2007-09-05
Publication date: 2009-03-12
Anticipated expiration: 2027-09-06
Also published as: DE102007042073B4

Abstract

Eine Winkelberechnungsvorrichtung für einen dreiphasigen optischen Codierer empfängt dreiphasige Sinussignale mit Phasen von 120° vom optischen Codierer und erhält Winkelinformation für einen Motorrotor. Die Winkelberechnungsvorrichtung verfügt über einen A/D-Wandler, einen digitalen Signalprozessor (DSP), einen Phasendigitalisierer und einen Digitalzähler. Der A/D-Wandler wandelt dreiphasige, analoge Signale des optischen Codierers in dreiphasige, digitale Signale. Der Phasendigitalisierer wandelt die dreiphasigen, analogen Signale in digitale Phasensignale. Der Digitalzähler erzeugt auf Grundlage der digitalen Phasensignale einen Zählwert. Der DSP führt für einen relativ linearen Bereich der dreiphasigen, digitalen Signale eine inverse trigonometrische Funktion aus, um die Winkelinformation zu erhalten. Der DSP erhält die Umdrehungszahl und die Rotationsrichtung des Motorrotors entsprechend dem Zählwert.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1 Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Winkelberechnung zum optischen Codieren, insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Winkelberechnung für einen dreiphasigen optischen Codierer.
Beschreibung des Stands der Technik
Ein Wechselspannungs-Servomotor verfügt allgemein über ein optisches Codierrad zum Erfassen von Winkelinformation eines Rotors, die dazu verwendet werden kann, ein Elektromagnetfeld zum Steuern eines Statorstroms zu bestimmen. Daher kann die Drehzahl des Wechselspannungs-Servomotor genau geregelt werden.
Die 1 zeigt ein schematisches Diagramm eines Wechselspannungs-Servomotors gemäß dem Stand der Technik. Die Winkelposition des Rotors in einem Motor 10 wird durch einen optischen Codierer 12 erfasst und durch eine Signalverarbeitungseinheit 20 verarbeitet, um Winkelinformation zu erhalten. Die Winkelinformation wird durch eine Drehzahl-Abschätzeinheit 14 verarbeitet, um eine abgeschätzte Motordrehzahl zu erhalten. Ein Drehzahlregler 30 empfängt die abgeschätzte Motordrehzahl sowie einen Drehzahlbefehl zum Steuern eines Steuerungsmoduls 32 und eines IGBT-Moduls 34, um ein Motordrehzahl-Steuerungssignal zu erzeugen. Dieses Motordrehzahl-Steuerungssignal kann dazu verwendet werden, die Drehzahl des Motors 10 genau zu steuern.
Störsignale eines Wechselspannungs-Servomotors können vorteilhaft verringert werden, wenn das optische Codiererrad mit höherer Auflösung versehen werden kann. Zu herkömmlichen Arten zum Verbessern der Auflösung eines optischen Codiererrads vom Gittertyp gehören: 1. Erhöhen der Anzahl der Markierungen auf dem optischen Codiererrad. 2. Feinunterteilung durch einen elektronischen Trick. 3. Verwendung verschiedener optischer Prinzipien. Die erste Methode zeigt wegen Herstellschwierigkeiten und einem Beugungseffekt begrenzte Wirkung. Die zweite Methode ist besser realisierbar, da die mechanische Struktur keine beträchtliche Änderung benötigt. Die dritte Methode erfordert ein Ändern der ursprünglichen Architektur, wie das Verwenden einer Laserdiode. Darüber hinaus spielen verschiedene optische Designs, wie Beugung oder Interferenz, eine Rolle beim Verbessern der Auflösung.
Die Feinunterteilung bei existierenden optischen Codierern beinhaltet die folgenden vier Typen. 1. In den optischen Codierer ist ein Feinunterteilungsmechanismus eingebaut, wie bei den Reihen GPI 9220, DRC 25D, RSF MS 6X. 2. Es handelt sich um ein selbstständiges Erzeugnis wie der Reihe RENISHAW RGE, HEIDENHAIN EXE 605 und SONY-Interpolationsmodul der Reihen MJ100/110, MJ500/600/700. 3. Der Feinunterteilungsmechanismus ist in die Controllerkarte oder andere Produkte integriert, wie bei MMI200-PC/104. 4. Der Feinunterteilungsmechanismus ist in den Motor integriert, wie bei Fanuc, Mitsubishi. Der Feinunterteilungstrick kann für eine Verbesserung um das 4- bis 2.048-Fache sorgen, was von der Qualität des ursprünglichen Signals und dem Signalkompensationsaufwand abhängt.
Das Feinunterteilungsverfahren kann in eine Phasenfeinunterteilung und eine Amplitudenfeinunterteilung unterteilt werden. Die Ausgangssignale A, B von einem Codierer sind quasi-sinusförmige Signale, und sie können wie folgt wiedergegeben werden:
A = U₀sinα
B = U₀cosα
Das US-Patent Nr. 6355927 offenbart ein Verfahren mit Amplitudenfeinunterteilung, wobei die Ausgangssignale A, B verschiedener Amplituden einer Subtraktionsoperation unterzogen werden und durch ein logisches Gatter verarbeitet werden, um eine Feinunterteilung zu erzielen.
Wenn die Geschwindigkeit eines DSP und einer MPU erhöht wird, kann das Feinunterteilungsschema durch einen ADC mit Unterstützung durch den DSP oder die MPU implementiert werden. Die Signale werden für eine höhere Auflösung aktiv oder passiv eingestellt. Die 2 und 3 zeigen ein Blockdiagramm und ein Flussdiagramm zur Implementierung einer elektronischen Feinunterteilung. Wie es in der 2 dargestellt ist, werden die ausgegebenen Winkelinformationen sinω und cosω des Codierers 12a durch einen ADC 22a verarbeitet, um eine Wandlung in digitale Signale SIN X und COS X zu erzielen. Die ausgegebenen Winkelinformationen sinω und cosω des Codierers 12a werden durch einen Phasendigitalisierer verarbeitet, um ein digitales Signal M zu erhalten. Das digitale Signal M wird durch einen Hochgeschwindigkeits-Signalverarbeitungsabschnitt 26a verarbeitet, um ein Umdrehungszahlsignal N und ein Phasensignal PH zu erzeugen, um Quadranten- und Vergleichsinformation an den DSP 28a zu liefern. Gemäß der 3 bestimmt der DSP 28a den Rotorwinkel θ entsprechend den digitalen Daten SIN X und COS X, dem Umdrehungszahlsignal N und dem Phasensignal PH.
Die Ätztechnologie für Glasplatten kann den Ansprüchen eines optischen Codierers hoher Auflösung nicht genügen. Um eine höhere Auflösung zu erzielen, wird an den quasi-sinusförmigen Signalen, die dadurch erzeugt werden, dass Licht durch ein optisches Gitter auf der Glasplatte geschickt wird, eine Interpolation ausgeführt. Bei einem Winkelberechnungsverfahren für einen Motorrotor gemäß dem Stand der Technik werden ein Sinussignal und ein Cosi nussignal (um 90° gegenüber dem Sinussignal verschoben) als Ausgangssignal verwendet, und zur Winkelberechnung wird die Umkehrfunktion zum Tangens (tan) oder eine phasenstarre Schleife verwendet. Jedoch wird für das Sinussignal und das Cosinussignal der Teil mit voller Amplitude verwendet. Die Ausgangssignale müssen rein sinusförmig sein. Die Winkelberechnung ist beeinträchtigt, wenn die Ausgangssignale eine andere harmonische Komponente als nur reine Sinuswellen enthalten.
Die Sinussignale mit 90° Differenz werden dazu verwendet, den Einfluss von Harmonischen auf den Interpolationswinkel zu bewerten, wenn:
Der durch die Tangens-Umkehrfunktion berechnete Interpolationswinkel θ = tan^–1(A/B) beim durch die 2 und 3 veranschaulichten Feinunterteilungsverfahren zeigt periodische Fehler von ±2,5 da Harmonische vorhanden sind. Daher kann das Winkelberechnungsverfahren gemäß dem Stand der Technik keine hohe Auflösung erzielen, und es ist nicht robust.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Winkelberechnung für einen dreiphasigen optischen Codierer mit Robustheit und hoher Auflösung zu schaffen.
Demgemäß ist durch die Erfindung eine Vorrichtung zur Winkelberechnung für einen dreiphasigen optischen Codierer geschaffen, die dreiphasige Sinussignale mit Phasen von 120° vom optischen Codierer empfängt und Winkelinformation für einen Motorrotor erzielt. Die Winkelberechnungsvorrichtung verfügt über einen A/D-Wandler, eine digitalen Signalprozessor (DSP), einen Phasendigitalisierer und einen Digitalzähler. Der A/D-Wandler wandelt dreiphasige, analoge Signale des optischen Codierers in dreiphasige, digitale Signale. Der Phasendigitalisierer wandelt die dreiphasigen, analogen Signale in digitale Phasensignale. Der Digitalzähler erzeugt auf Grundlage der digitalen Phasensignale einen Zählwert. Der DSP führt für einen relativ linearen Bereich der dreiphasigen, digitalen Signale eine inverse trigonometrische Funktion aus, um die Winkelinformation zu erhalten. Der DSP erhält die Umdrehungszahl und die Rotationsrichtung des Motorrotors entsprechend dem Zählwert. Der relativlineare Bereich des dreiphasigen, digitalen Signals ist ein realisierbarer Bereich zwischen den Schnittpunkten dieses Signals, um den Effekt eines nicht idealen Sinussignals zu minimieren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die als neuartig angesehenen Merkmale der Erfindung werden in den beigefügten Ansprüchen spezifisch dargelegt. Die Erfindung selbst kann jedoch unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung derselben, die bestimmte beispielhafte Ausführungsformen derselben beschreibt, in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen am besten verstanden werden.
1 zeigt ein schematisches Diagramm eines Wechselspannungs-Servomotors gemäß dem Stand der Technik.
2 zeigt ein Blockdiagramm zum Implementieren einer elektronischen Feinunterteilung.
3 zeigt ein Flussdiagramm zur Implementierung einer elektronischen Feinunterteilung.
4 zeigt ein Blockdiagramm der Winkelberechnungsvorrichtung für einen dreiphasigen optischen Codierer gemäß der Erfindung.
5 zeigt den realisierbaren Bereich bei den dreiphasigen Signalen gemäß der Erfindung.
6A und 6B veranschaulichen die zwölf verschiedenen Abschnitte des realisierbaren Bereichs.
7 ist eine perspektivische Ansicht eines optischen Codierers.
8A bis 8C zeigen die internen Komponenten eines dreiphasigen optischen Codierers gemäß der Erfindung.
9A und 9B zeigen das Ausgangsergebnis eines Phasendigitalisierers in der Vorwärts- und der Rückwärtsrichtung.
10A und 10B demonstrieren den Zählvorgang durch eine Zustandsmaschine.
11 demonstriert ein anderes Zählschema.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung nutzt ein anderes Prinzip als das Schema gemäß dem Stand der Technik, wobei beim Letzteren zwei Phasensignale, nämlich ein Sinus- und ein Cosinussignal, verwendet werden. Bei der Erfindung werden dreiphasige Signale mit einer Phasendifferenz von 120° verwendet, um den Winkel eines Rotors zu erhalten. Die dreiphasigen Sinussignale A, B und C bei der Erfindung entsprechen den folgenden Ausdrücken:
Die 8A bis 8C zeigen die internen Komponenten eines dreiphasigen Codierers gemäß der Erfindung. Die 8A zeigt die schematische Ansicht des Codiererrads im dreiphasigen Codierer gemäß der Erfindung, das demjenigen bei der einschlägigen Technik ähnlich ist. Die 8B zeigt die Fotodiode im dreiphasigen Codierer gemäß der Erfindung, wobei drei Bereiche im mittleren Abschnitt der Zeichnung die Lichtempfangsbereiche für die dreiphasigen Signale A, B und C bei der Erfindung repräsentieren. Die 8C zeigt die Fotomaske für den dreiphasigen Codierer gemäß der Erfindung, wobei drei Bereiche im mittleren Abschnitt Masken für die dreiphasigen Signale A, B und C bei der Erfindung entsprechen. Wie es aus den 8A bis 8C erkennbar ist, kann der aus dem Codiererrad, der Maske und der Fotodiode bestehende dreiphasige Codierer dreiphasige Signale A, B und C mit einer wechselseitigen Phasendifferenz von 120° erzeugen.
Gemäß der 5 verwendet das Winkelberechnungsverfahren gemäß der Erfindung den mittleren Abschnitt der dreiphasigen Signale A, B und C für eine Interpolationsoperation. Der mittlere Abschnitt der dreiphasigen Signale A, B und C hat höhere Robustheit betreffend Sinuseigenschaften. Genauer gesagt, kann der mittlere Abschnitt der dreiphasigen Signale A, B und C vorzugsweise als realisierbarer Interpolationsbereich bezeichnet werden, der durch den Bereich zwischen Schnittpunkten der drei Signale A, B und C definiert ist. Der realisierbare Interpolationsbereich ist relativ linear, und er reagiert auf die Sinuseigenschaften der Kurven nicht empfindlich, wodurch der Interpolationsfehler verringert wird.
Bei der Erfindung werden der Versatz und die Amplitudenvariation der drei Signale A, B und C wie folgt angenommen: A = U0sin θ + V
Der Einfachheit halber wird, unter der Voraussetzung V₀ = V_a = V_b = V_c, der Interpolationsprozess für die Signale mit drei Phasen unten angegeben. Für die momentanen Signale A, B und C werden zwei Variablen V₀ und U₀ wie folgt definiert:
um den relativ linearen Bereich für die Signale der drei Phasen auszunutzen, wird die Periode 2π entsprechend den Relativamplituden zwischen den dreiphasigen Signalen A, B und C in 12 Bereiche unterteilt. Daher kann der relativlineare Bereich für die Signale der drei Phasen verwendet werden, wie es in den 6A und 6B dargestellt ist. Die Gleichung zum Bestimmen des Winkels θ für jeden Bereich ist unten angegeben.
IF C > A > 0, (Bereich 1) θ = asin((A – V0)/U0)ELSEIF A > C > 0, (Bereich 2) θ = π/3 – asin((C – V0)/U0)ELSEIF B < C < 0, (Bereich 3) θ = π/3 + asin((V0 – C)/U0)ELSEIF C < B < 0, (Bereich 4) θ = 2π/3 – asin((V0 – B)/U0)ELSEIF A > B > 0, (Bereich 5) θ = 2π/3 + asin((B – V0)/U0)ELSEIF B > A > 0, (Bereich 6) θ = π – asin((A – V0)/U0)ELSEIF C < A < 0, (Bereich 7) θ = π + asin((V 0 – A)/U0)ELSEIF A < C < 0, (Bereich 8) θ = 4π/3 – asin((V0 – C)/U0)ELSEIF B > C > 0, (Bereich 9) θ = 4π/3 + asin((C – V0)/U0)ELSEIF C > B > 0, (Bereich 10) θ = 5π/3 – asin((B – V0)/U0)ELSEIF A < B < 0, (Bereich 11) θ = 5π/3 + asin((V0 – B)/U0)ELSEIF B < A < 0, (Bereich 12) θ = 2π – asin((V0 – A)/U0)
Bei der praktischen Anwendung kann die inverse Sinusfunktion (asin) durch eine Nachschlagetabelle realisiert werden. Die momentanen Abtastwerte der dreiphasigen Signale A, B und C werden dazu verwendet, den Mittelwert und den gemittelten Versatz dieser dreiphasigen Signale A, B und C gemäß den Formeln (1) und (2) zu berechnen. Beim Verfahren gemäß der Erfindung kann die Amplitudenänderung durch eine inverse Tangensoperation für das Sinus- und das Cosinussignal berechnet werden. Jedoch kann der Versatz für das Sinus- und das Cosinussignal nicht berechnet werden. Bei der Erfindung ist der Interpolationsfehler selbst dann verringert, wenn die dreiphasigen Signale A, B und C positive/negative Versätze aufweisen.
Es kann auch der Einfluss von Harmonischen für die Winkelberechnungsvorrichtung für eine dreiphasigen optischen Codierer gemäß der Erfindung entsprechend einem ähnlichen Beispiel wie zuvor berechnet werden:
Das Verfahren gemäß der Erfindung zeigt einen periodischen Fehler von nur ±0,6% aufgrund von Harmonischen, was kleiner als der Fehler durch Harmonische beim Verfahren gemäß dem Stand der Technik ist.
Die Fotodiode kann pro Umdrehung 2.500 Sinussignale (Signale A, B und C) mit einer Phasendifferenz von 120° bei einer Glasplatte mit 2.500 Markierungen erzeugen. Die 2.500 Sinussignale werden durch einen Hysteresekomparator und einen Signalzähler (Hexagonalfrequenz) verarbeitet, um 2.500·6 Pulse pro Umdrehung zu erzeugen. Der Winkel kann durch eine Nachschlagetabelle bestimmt werden. Die synthetische Auflösung beträgt 2.700.000 ppr, wenn die Tabelle für θ = sin^–1 A über 90 Segmente im Winkelbereich 0 ~ π/6 verfügt.
Die 4 zeigt das Blockdiagramm der Winkelberechnungsvorrichtung 20 für einen dreiphasige optischen Codierer 16 gemäß der Erfindung. Die Winkelberechnungsvorrichtung 20 empfängt die dreiphasigen Signale A, B und C vom optischen Codierer 12, und sie erhält ein Rotationswinkelsignal. Die Winkelberechnungsvorrichtung 20 verfügt über einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 22 zum Wandeln der drei analogen Winkelsignale A, B und C (d. h. sin(x), sin(x – 2p/3), sin(x – 4p/3)) in drei digitale Signale SIN X, SIN Y, SIN Z. Die Winkelberechnungsvorrichtung 20 verfügt ferner über einen Phasendigitalisierer 24 und einen Digitalzäh ler 26 zum Erhalten eines Zählwertsignals N auf Grundlage der drei analogen Winkelsignale A, B und C (d. h. sin(x), sin(x – 2p/3), sin(x – 4p/3)). Die drei digitalen Signale SIN X, SIN Y und SIN Z sowie das Zählwertsignal N werden durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) 28 verarbeitet, um den Rotationswinkel für den Motorrotor zu erhalten.
Das oben genannte Zählwertsignal N kann auf die folgende Art erzeugt werden.
Die dreiphasigen Signale A, B und C verfügen über eine Phasendifferenz von 120°, und der Phasendigitalisierer 24 verarbeitet diese dreiphasigen Signale A, B und C, um Impulssignale (digitale Phasensignale) Ca, Cb und Cc in der Vorwärtsrichtung und der Rückwärtsrichtung zu erhalten, wie es in den 9A und 9B dargestellt ist. Der Digitalzähler kann durch eine Zustandsmaschine implementiert werden, wie dies in den 10A und 10B dargestellt ist. Für die Impulssignale Ca, Cb und Cc existieren sechs verschiedene Kombinationen. Die sechs verschiedenen Kombinationen werden zur Binärcodierung verwendet, und der Zählwert für die dreiphasigen Signale kann unter Bezugnahme auf den aktuellen Zustand der Zustandsmaschine bestimmt werden.
Gemäß der 10A ist die Zustandscodierung der Zustandscodierung diejenige, wie sie nachfolgend angegeben ist:
Wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc niedrigen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 1.
Wenn Ca niedrigen Pegel hat, Cb hohen Pegel hat und Cc niedrigen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 2.
Wenn Ca hohen Pegel hat, Cb hohen Pegel hat und Cc niedrigen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 3.
Wenn Ca niedrigen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 4.
Wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 5.
Wenn Ca niedrigen Pegel hat, Cb hohen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat, entspricht der Codierzustand einem Zustand 6.
Gemäß der 10B zeigt die Zustandsmaschine die folgende Betriebsweise.
Das erste Beispiel ist ein solches, dass der aktuelle Zustand der Zustandsmaschine der Zustand 5 ist (wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat) und der Codierer in der Vorwärtsrichtung bewegt wird. Wenn die Zustandsmaschine erkennt, dass die Eingangsinformation ihren Zustand auf den Zustand 1 ändert (wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc niedrigen Pegel hat), wird der Zählwert des Zählers um 1 inkrementiert, und der Codierzustand der Zustandsmaschine wechselt vom Zustand 1 auf den Zustand 5.
Das zweite Beispiel geht dahin, dass der aktuelle Zustand der Zustandsmaschine der Zustand 5 ist (wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat) und der Codierer in der Rückwärtsrichtung bewegt wird. Wenn die Zustandsmaschine erkennt, dass die Eingangsinformation ihren Zustand auf den Zustand 4 ändert (wenn Ca niedrigen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat), wird der Zählwert des Zählers um 1 dekrementiert, und der Codierzustand der Zustandsmaschine wechselt vom Zustand 4 auf den Zustand 5.
Das dritte Beispiel geht dahin, dass der aktuelle Zustand der Zustandsmaschine der Zustand 5 ist (wenn Ca hohen Pegel hat, Cb niedrigen Pegel hat und Cc hohen Pegel hat). Wenn die Zustandsmaschine erkennt, dass die Eingangsinformation weder dem Zustand 1 noch dem Zustand 4 entspricht, beurteilt sie, dass ein Störsignal vorliegt. Daher wird der Zählwert des Zählers nicht geändert, und die Zustandsmaschine bleibt im ursprünglichen Zustand.
Die 11 zeigt eine andere Art zum Zählen der dreiphasigen Signale A, B und C. Die gezählten Signale Ca, Cb und Cc werden verarbeitet, um ein Signal in Form eines kurzen Impulszugs sowie ein Richtungssignal zu erzeugen. Wenn der Codierer arbeitet, wird ein kurzer Impuls erzeugt, um anzuzeigen, dass sich mindestens eines der gezählten Signale Ca, Cb und Cc geändert hat.
Wenn die Impulssignale Ca, Cb und Cc eine Vorwärtsdrehung anzeigen, wird das Richtungssignal auf niedrigen Pegel rückgesetzt. Wenn die Impulssignale Ca, Cb und Cc eine Rückwärtsdrehung anzeigen, wird das Richtungssignal auf hohen Pegel gesetzt. Daher kann der Zähler einen Zählwert mit zunehmendem und abnehmendem Wert aufgrund des Signals in Form einer kurzen Impulskette und der Richtungssignale erzeugen.
Die Vorteile der Erfindung können wie folgt zusammengefasst werden:

1. Das Verfahren zeigt Robustheit gegen nicht ideale Sinuswellen.
2. Das Verfahren zeigt bessere Linearität für Interpolation und kleineren Interpolationsfehler.
3. Das Verfahren kann für höhere Auflösung sorgen.

Obwohl die Erfindung unter Bezugnahme auf ihre bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, ist es zu beachten, dass sie nicht auf die zugehörigen Einzelheiten eingeschränkt ist. Durch die vorstehende Beschreibung sind verschiedene Ersetzungen und Modifizierungen nahegelegt, und andere werden dem Fachmann ersichtlich. Daher sollen alle derartige Ersetzungen und Modifizierungen vom Schutzumfang der in den beigefügten Ansprüchen definierten Erfindung umfasst sein.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 6355927 [0007]

Claims

Winkelberechnungsvorrichtung für einen dreiphasigen optischen Codierer, der ein dreiphasigen, analoges Sinussignal mit Phasendifferenzen von 120° entsprechend der Drehung eines Motorrotors erzeugt, mit: einem Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler), der so ausgebildet ist, dass er die dreiphasigen, analogen Signale vom dreiphasigen optischen Codierer in dreiphasige, digitale Signale wandelt; und einem digitalen Signalprozessor (DSP), der so ausgebildet ist, dass er die dreiphasigen, digitalen Signale empfängt und für einen relativ linearen Bereich derselben eine Berechung mit einer inversen trigonometrischen Funktion ausführt, um den Rotationswinkel für den Motorrotor zu erhalten.
Winkelberechnungsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner Folgendes aufweist: einen Phasendigitalisierer zum Wandeln der dreiphasigen, analogen Signale in digitale Phasensignale; und einen Digitalzähler zum Verarbeiten der digitalen Phasensignale zum Erzeugen eines Zählwerts; wobei der DSP so ausgebildet ist, dass er die Rotationsrichtung des Motorrotors durch den Zählwert berechnet.
Winkelberechnungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der der relativ lineare Bereich der dreiphasigen, digitalen Signale durch Schnittpunkte derselben bestimmt ist.
Winkelberechnungsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der der Digitalzähler durch eine Zustandsmaschine implementiert ist.
Winkelberechnungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die dreiphasigen, digitalen Signale als A, B und C gekennzeichnet werden und der DSP den Rotationswinkel θ des Motorrotors durch die folgenden Formeln bestimmt. IF C > A > 0, θ = asin((A – V0)/U0)ELSEIF A > C > 0, θ = π/3 – asin((C – V0)/U0)ELSEIF B < C < 0, θ = π/3 + asin((V0 – C)/U0)ELSEIF C < B < 0, θ = 2π/3 – asin((V0 – B)/U0)ELSEIF A > B > 0, θ = 2π/3 + asin((B – V0)/U0)ELSEIF B > A > 0, θ = π – asin((A – V0)/U0)ELSEIF C < A < 0, θ = π + asin((V0 – A)/U0)ELSEIF A < C < 0, θ = 4π/3 – asin((V0 – C)/U0)ELSEIF B > C > 0, θ = 4π/3 + asin((C – V0)/U0)ELSEIF C > B > 0, θ = 5π/3 – asin((B -V0)/U0)ELSEIF A < B < 0, θ = 5π/3 + asin((V0 – B)/U0)ELSEIF B < A < 0, θ = 2π – asin((V0 – A)/U0)mit
Verfahren zum Berechnen des Rotationswinkels eines Motorrotors auf Grundlage dreiphasiger, analoger Signale von einem dreiphasigen optischen Codierer, das Folgendes beinhaltet: Analog-Digital-Wandlung der dreiphasigen, analogen Signale in dreiphasigen digitale Signale; und Ausführen einer Berechnung mit einer inversen trigonometrischen Funktion für einen relativ linearen Bereich der dreiphasige, digitalen Signale, um den Rotationswinkel des Motorrotors zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 6, das ferner Folgendes beinhaltet: Wandeln der dreiphasigen, analogen Signale in digitale Phasensignale; Zählen der digitalen Phasensignale zum Erzeugen eines Zählwerts; und Bestimmen der Rotationsrichtung des Motorrotors durch den Zählwert.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem relativ lineare Bereich der dreiphasige, digitalen Signale durch Schnittpunkte derselben bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die dreiphasigen, digitalen Signale mit A, B und C bezeichnet werden und der Rotationswinkel θ des Motorrotors durch die folgenden Formeln beurteilt wird: IF C > A > 0, θ = asin((A – V0)/U0)ELSEIF A > C > 0, θ = π/3 – asin((C – V0)/U0)ELSEIF B < C < 0, θ = π/3 + asin((V0 – C)/U0)ELSEIF C < B < 0, θ = 2π/3 – asin((V0 – B)/U0)ELSEIF A > B > 0, θ = 2π/3 + asin((B – V0)/U0)ELSEIF B > A > 0, θ = π – asin((A – V0)/U0)ELSEIF C < A < 0, θ = π + asin((V0 – A)/U0)ELSEIF A < C < 0, θ = 4π/3 – asin((V0 – C)/U0)ELSEIF B > C > 0, θ = 4π/3 + asin((C – V0)/U0)ELSEIF C > B > 0, θ = 5π/3 – asin((B – V0)/U0)ELSEIF A < B < 0, θ = 5π/3 + asin((V0 – B)/U0)ELSEIF B < A< 0, θ = 2π – asin((V0 – A)/U0)mit
Winkelberechnungssystem für einen Motorrotor, mit: einem optischen Codierer zum Erzeugen dreiphasiger, analoger Sinussignale mit Phasenverschiebungen von 120° aufgrund der Drehung des Motorrotors; und einer Winkelberechnungsvorrichtung, die so ausgebildet ist, dass sie die dreiphasigen, analogen Signale empfängt und auf Grundlage derselben den Rotationswinkel des Motorrotors berechnet.
Winkelberechnungssystem nach Anspruch 10, bei dem die Winkelberechnungsvorrichtung ferner Folgendes aufweist: einen Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler), der so ausgebildet ist, dass er die dreiphasigen, analogen Signale vom dreiphasigen optischen Codierer in dreiphasige, digitale Signale wandelt; und einen digitalen Signalprozessor (DSP), der so ausgebildet ist, dass er die dreiphasigen, digitalen Signale empfängt und für einen relativ linearen Bereich derselben eine Berechung mit einer inversen trigonometrischen Funktion ausführt, um den Rotationswinkel für den Motorrotor zu erhalten.
Winkelberechnungssystem nach Anspruch 11, ferner mit: einem Phasendigitalisierer zum Wandeln der dreiphasigen, analogen Signale in digitale Phasensignale; und einem Digitalzähler zum Verarbeiten der digitalen Phasensignale zum Erzeugen eines Zählwerts; wobei der DSP so ausgebildet ist, dass er die Rotationsrichtung des Motorrotors durch den Zählwert berechnet.
Winkelberechnungssystem nach Anspruch 11, bei dem der relativ lineare Bereich der dreiphasigen, digitalen Signale durch Schnittpunkte derselben bestimmt ist.
Winkelberechnungssystem nach Anspruch 12, bei dem der Digitalzähler durch eine Zustandsmaschine implementiert ist.