CN103605035A

CN103605035A - 自适应开关电源的空载检测电路结构

Info

Publication number: CN103605035A
Application number: CN201310637760.9A
Authority: CN
Inventors: 田剑彪
Original assignee: SHAOXING DEVECHIP MICROELECTRONICS CO Ltd
Current assignee: SHAOXING DEVECHIP MICROELECTRONICS CO Ltd
Priority date: 2013-12-02
Filing date: 2013-12-02
Publication date: 2014-02-26
Anticipated expiration: 2033-12-02
Also published as: CN103605035B

Abstract

本发明涉及一种自适应开关电源的空载检测电路结构，其中包括开关电源电路；误差放大器，第一输入端与所述的开关电源电路的输出端相连接，所述的误差放大器的第二输入端与参考电压相连接；空载检测比较器；驱动电路；空载门限电压生成电路，输出端与所述的空载检测比较器的第二输入端相连接，输入端与所述的开关电源电路的输入端相连接。采用该种结构的自适应开关电源的空载检测电路结构，可以实现在现有技术的基础上增加了空载门限电压和降频门限电压的生成电路，实现了根据输入电压自动调节空载电压门限和降频点，既不需要采样电阻，又能准确检测空载，在保证效率的基础上实现了准确的空载检测，同时也降低了成本，具有更广泛的应用范围。

Description

自适应开关电源的空载检测电路结构

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及开关电源负载检测领域，具体是指一种自适应开关电源的空载检测电路结构。

背景技术

在移动设备中，当负载移除后，系统一般要进入待机模式，降低系统功耗、增加移动电源续航能力，因此需要检测负载是否移除，即空载。传统的开关电源芯片空载检测技术有两种方法：（1）在负载通路上串联一个阻值较小的电阻，检测该电阻两端的压降，如图1（以升压型为例，降压型与此类似）；（2）检测误差放大器的输出，如图2（以升压型为例）；当负载变轻时，误差放大器的输出会变低。

然而，两种方案都存在一定缺陷。方案（1）在负载通路上增加一个采样电阻R_S，电阻的取值需折衷考虑，取值过大会影响效率，取值小不易检测。对于开关电源来说，效率是个非常重要的指标，因此R_S的阻值不能取得太大。如果R_S电阻取值很小时，这就要求检测电路有很高的精度，高精度的检测电路不易设计且成本高，另外阻值很小的电阻本身的成本也高。因此采用方案（1）总在效率和成本之间艰难选择。

方案（2）中通过检测误差放大器EA的输出检测是否空载。典型峰值电流PWM控制模式升压型开关电源变换器的原理图如图3所示。EA的输出V_EA和电流采样电压V_SENSE比较产生PWM信号，PWM信号与OSC信号配合，交替关闭和导通开关管M。根据电感电流是否连续，变换器分为两种工作模式：连续模式（CCM）和断续模式（DCM），一般情况下，系统接近空载时，变换器工作在断续模式，具体波形如图4所示，此时V_EA的表达式为：

V_{EA} = k (\sqrt{\frac{{2 I}_{load} (V_{o} - V_{I}) T}{ηL}}) R_{on};

其中V_I为输入电压，V_O为输出电压，T为开关周期，L为电感值，η为变换器的效率，I_load为负载电流，R_on为开关管导通阻抗，k为采样放大倍数。从式中可以看出，V_EA和

成正比，因此在其他参数固定时，可以根据V_EA的大小判断负载的轻重。但是，这种方案也存在缺点：（1）相同负载电流下和输出电压下，开关电源空载检测门限V_EA随着输入电压V_I的变化而变化，V_I增大，V_EA减小，相同的V_EA对应的负载电流随输入电压变化，因此空载电流门限也随输入电压变化，无法准确确定空载门限；（2）空载时，负载电流很小，只有几十mA，高效率的开关电源R_on也很小，只有几十mΩ，因此V_EA会很小，不易检测，影响精度。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种能够实现解决现有技术中开关电源空载检测门限随输入电压变化大且不易检测的问题、不需要采样电阻、在保证效率的基础上准确检测开关电源空载、具有更广泛应用范围的自适应开关电源的空载检测电路结构。

为了实现上述目的，本发明的自适应开关电源的空载检测电路结构具有如下构成：

该自适应开关电源的空载检测电路结构，其主要特点是，所述的电路结构包括：

开关电源电路；

误差放大器，第一输入端与所述的开关电源电路的输出端相连接，所述的误差放大器的第二输入端与参考电压相连接；

空载检测比较器，第一输入端与所述的误差放大器的输出端相连接；

驱动电路，输入端与所述的空载检测比较器的输出端相连接，所述的驱动电路的输出端与所述的开关电源电路的控制开关相连接；

空载门限电压生成电路，用以根据所述的开关电源电路的输入电压调节门限电压值并输出，所述的空载门限电压生成电路的输出端与所述的空载检测比较器的第二输入端相连接，所述的空载门限电压生成电路的输入端与所述的开关电源电路的输入端相连接。

较佳地，所述的电路结构还包括第一输出电阻和第二输出电阻，所述的第一输出电阻的第一端与所述的开关电源电路的输出端的正极端相连接，所述的第一输出电阻的第二端分别与所述的第二输出电阻的第一端和所述的误差放大器的第一输入端相连接，所述的第二输出电阻的第二端与所述的开关电源电路的输出端的负极端相连接。

较佳地，所述的空载门限电压生成电路包括第一运算放大器、第一开关管、第一输入电阻、第二开关管、第二输入电阻、第三输入电阻、第二运算放大器、第三开关管、第四开关管、第四输入电阻、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第五输入电阻和第六输入电阻，所述的第一运算放大器的第一输入端与参考电压相连接，所述的第一运算放大器的输出端与所述的第一开关管相连接，所述的第一开关管连接于所述的第二开关管与第一输入电阻之间，所述的第一输入电阻的第一端分别与所述的开关管和所述的第一运算放大器的第二输入端相连接，所述的第二开关管连接于所述的第一开关管和所述的开关电源电路的输入端之间，所述的第二开关管与第八开关管供基极连接，所述的第二输入电阻的第一端与所述的开关电源电路的输入端相连接，所述的第二输入电阻的第二端分别与所述的第二运算放大器的第一输入端和第三输入电阻相连接，所述的第四开关管连接于所述的第三开关管与第四输入电阻之间，所述的第四输入电阻的第一端分别与所述的第二运算放大器的第二输入端和第三开关管相连接，所述的第五开关管与第四开关管共基极连接，所述的第六开关管第七开关管共基极连接，所述的第五开关管连接于所述的开关电源电路的输入端与第六开关管之间，所述的第八开关管连接于所述的开关电源电路的输入端与第五输入电阻的第一端之间，所述的第五输入电阻的第二端分别与所述的第六输入电阻和第七开关管相连接，所述的第五输入电阻的第一端与所述的空载检测比较器的第二输入端相连接。

更佳地，所述的空载门限电压生成电路还包括降频门限电压生成单元，所述的电路结构还包括降频比较器，所述的降频门限电压生成单元连接于所述的开关电源电路的输入端和所述的降频比较器的第二输入端之间，所述的降频比较器的第一输入端与所述的误差放大器的输出端相连接，所述的降频比较器的输出端与所述的驱动电路相连接。

更进一步地，所述的降频门限电压生成单元包括第九开关管、第十开关管、第七输入电阻和第八输入电阻，所述的第九开关管与所述的第七开关管共基极连接，所述的第十开关管连接于所述的第七输入电阻的第一端和开关电源电路的输入端之间，所述的第七输入电阻的第二端分别与所述的第九开关管和第八输入电阻相连接，所述的第七输入电阻的第一端分别与所述的第十开关管和降频比较器的第二输入端相连接。

更进一步地，所述的空载检测比较器和降频比较器均为PWM误差比较器。

更进一步地，所述的驱动电路为RS触发器，所述的RS触发器的R端与所述的空载检测比较器的输出端或降频比较器的输出端相连接，所述的RS触发器的S端与OSC信号相连接，所述的RS触发器的输出端与所述的开关电源电路的控制开关相连接。

采用了该发明中的自适应开关电源的空载检测电路结构，具有如下有益效果：

本发明在现有技术的基础上增加了空载门限电压和降频门限电压的生成电路，实现了根据输入电压自动调节空载电压门限和降频点，既不需要采样电阻，又能准确检测空载，在保证效率的基础上实现了准确的空载检测，同时也降低了成本，具有更广泛的应用范围。

附图说明

图1为现有技术中利用采样电阻检测负载的电路结构图。

图2为现有技术中采用误差放大器检测负载的电路结构图。

图3为现有技术中峰值电流控制模式的变换器采用误差放大器检测负载的电路结构图。

图4为现有技术中峰值电流控制模式的变换器的工作波形图。

图5为本发明的自适应开关电源的空载检测电路结构的电路结构图。

图6为本发明的空载门限电压随输入电压变化的曲线。

图7为本发明的空载门限电压生成的电路结构图。

图8为本发明的降频门限电压随输入电压变化的曲线。

图9为本发明的空载门限电压和降频门限电压生成的电路结构图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

本发明提出了一种新颖的空载检测方案，该方案即不需要采样电阻，又能准确检测空载，这样在保证效率的基础上实现了准确的空载检测，同时也降低了成本。

如图5所示为本发明的实际框图。本发明的电路结构主要包括一个空载检测比较器COMP1，一个空载门限产生电路V_THGenerater，一个降频比较器COMP2，一个误差放大器EA。

为了得到一个准确的空载检测电流门限，本发明基于现有技术中的方案（2）从两方面考虑：

（1）设计一个根据输入电压V_I自动调节的V_TH。方案（2）中V_EA和一个V_TH进行比较判断是否进入空载，门限V_TH如何确定是空载检测的关键，由V_EA的表达式得，

V_{TH} = k (\sqrt{\frac{{2 I}_{TH} (V_{o} - V_{I}) T}{ηL}}) R_{on},

令

K = k (\sqrt{\frac{{2 I}_{TH} T}{ηL}}) R_{on},

则

V_{TH} = K \sqrt{V_{O} - V_{I}},

K的单位为

V_TH随V_I变化的曲线如图6中的曲线①所示，V_IMIN、V_IMAX分别为输入电压的最小值和最大值。由于

在电路上准确实现代价过高，本发明用一条在V_IMIN和V_IMAX之间的直线近似代替，如图6中的曲线②所示，直线的方程可写为

V_{TH} = \frac{K (\sqrt{V_{O} - V_{IMIN}} - \sqrt{V_{O} - V_{IMIAX}})}{V_{IMAX} - V_{IMIN}} V_{I} + \frac{K (V_{IMAX} \sqrt{V_{O} - V_{IMIN}} - V_{IMIN} \sqrt{V_{O} - V_{IMIAX}})}{V_{IMAX} - V_{IMIN}};

根据直线方程，V_TH的电路实现如图7所示。图7的电路结构中产生一个随输入电压增大而减小的空载门限电压V_TH。

图7中，电源电压为输入电压V_I，V_I经过电阻R₂和R₃的分压，再通过运放OP2转化为电流从M8支路流出，V_TH表达式为

V_{TH} = - \frac{R_{3} R_{6}}{(R_{2} + R_{3}) R_{4}} V_{I} + \frac{V_{REF} (R_{5} + R_{6})}{R_{1}};

通过设计电阻的阻值和V_REF的值，使

\frac{R_{3} R_{6}}{(R_{2} + R_{3}) R_{4}} = \frac{K (\sqrt{V_{O} - V_{IMIN}} - \sqrt{V_{O} - V_{IMIAX}})}{V_{IMAX} - V_{IMIN}};

\frac{V_{REF} (R_{5} + R_{6})}{R_{1}} = \frac{K (V_{IMAX} \sqrt{V_{O} - V_{IMIN}} - V_{IMIN} \sqrt{V_{O} - V_{IMIAX}})}{V_{IMAX} - V_{IMIN}};

从而得到随输入电压变化的V_TH值，这样空载的电流门限I_TH就不随输入电压变化。输入电压范围越小，近似误差也越小。

（2）增大空载检测电流检测I_TH对应的V_TH值。从表达式

可以看出在相同输出和输入电压下，通过增大k、R_on、T或减小L都可以使V_TH增大，但是过大的k会使满载工作时误差放大器的输出V_EA超过PWM比较器的共模输入范围，增大R_on会影响效率，减小L会使正常工作时电感电流纹波过大。因此只有通过增大开关周期（图3中振荡器的周期）T来增大V_TH，即降频，虽然增大T也会电感电流纹波过大，但是可以只在负载较轻时增大开关周期，这样不会影响正常工作。从表达式中可以看出V_TH和成正比。当负载降低时，V_EA降低，当V_EA降低到降频门限V_{TH_LF}时，开关频率降低，可降为原来的一半或1/4。同样，V_{TH_LF}也要考虑输入电压变化的影响，降频点处变换器一般工作在连续模式，因此V_EA的表达式为

给定一个负载电流降频点I_{TH_LF}，

V_{TH_LF} = k (\frac{V_{O} I_{TH_LF}}{η V_{I}} + \frac{V_{I} (V_{O} - V_{I})}{{2 V}_{O} L} T) R_{on},

V_{TH_LF}随输入电压变化曲线如图8所示。

同样用一条直线近似V_IMIN和V_IMAX之间的曲线，在图7电路的基础上增加一路产生V_{TH_LF}的电路，即可获得根据输入电压自动调节的V_TH__LF，完整电路如图9所示，产生一个随输入电压增大而减小的空载门限电压V_TH，同时产生一个随输入电压变化的降频门限电压V_{TH_LF}，电路中V_{TH_LF}的表达式为：

V_{TH_LF} = - \frac{R_{3} R_{8}}{(R_{2} + R_{3}) R_{4}} V_{I} + \frac{V_{REF} (R_{7} + R_{8})}{R_{1}};

在前文电路的基础上通过设置R₇和R₈的值即可产生想要的V_{TH_LF}曲线。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims

1.一种自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的电路结构包括：

开关电源电路；

2.根据权利要求1所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的电路结构还包括第一输出电阻和第二输出电阻，所述的第一输出电阻的第一端与所述的开关电源电路的输出端的正极端相连接，所述的第一输出电阻的第二端分别与所述的第二输出电阻的第一端和所述的误差放大器的第一输入端相连接，所述的第二输出电阻的第二端与所述的开关电源电路的输出端的负极端相连接。

3.根据权利要求1所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的空载门限电压生成电路包括第一运算放大器、第一开关管、第一输入电阻、第二开关管、第二输入电阻、第三输入电阻、第二运算放大器、第三开关管、第四开关管、第四输入电阻、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第五输入电阻和第六输入电阻，所述的第一运算放大器的第一输入端与参考电压相连接，所述的第一运算放大器的输出端与所述的第一开关管相连接，所述的第一开关管连接于所述的第二开关管与第一输入电阻之间，所述的第一输入电阻的第一端分别与所述的开关管和所述的第一运算放大器的第二输入端相连接，所述的第二开关管连接于所述的第一开关管和所述的开关电源电路的输入端之间，所述的第二开关管与第八开关管供基极连接，所述的第二输入电阻的第一端与所述的开关电源电路的输入端相连接，所述的第二输入电阻的第二端分别与所述的第二运算放大器的第一输入端和第三输入电阻相连接，所述的第四开关管连接于所述的第三开关管与第四输入电阻之间，所述的第四输入电阻的第一端分别与所述的第二运算放大器的第二输入端和第三开关管相连接，所述的第五开关管与第四开关管共基极连接，所述的第六开关管第七开关管共基极连接，所述的第五开关管连接于所述的开关电源电路的输入端与第六开关管之间，所述的第八开关管连接于所述的开关电源电路的输入端与第五输入电阻的第一端之间，所述的第五输入电阻的第二端分别与所述的第六输入电阻和第七开关管相连接，所述的第五输入电阻的第一端与所述的空载检测比较器的第二输入端相连接。

4.根据权利要求3所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的空载门限电压生成电路还包括降频门限电压生成单元，所述的电路结构还包括降频比较器，所述的降频门限电压生成单元连接于所述的开关电源电路的输入端和所述的降频比较器的第二输入端之间，所述的降频比较器的第一输入端与所述的误差放大器的输出端相连接，所述的降频比较器的输出端与所述的驱动电路相连接。

5.根据权利要求4所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的降频门限电压生成单元包括第九开关管、第十开关管、第七输入电阻和第八输入电阻，所述的第九开关管与所述的第七开关管共基极连接，所述的第十开关管连接于所述的第七输入电阻的第一端和开关电源电路的输入端之间，所述的第七输入电阻的第二端分别与所述的第九开关管和第八输入电阻相连接，所述的第七输入电阻的第一端分别与所述的第十开关管和降频比较器的第二输入端相连接。

6.根据权利要求4所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的空载检测比较器和降频比较器均为PWM误差比较器。

7.根据权利要求4所述的自适应开关电源的空载检测电路结构，其特征在于，所述的驱动电路为RS触发器，所述的RS触发器的R端与所述的空载检测比较器的输出端或降频比较器的输出端相连接，所述的RS触发器的S端与OSC信号相连接，所述的RS触发器的输出端与所述的开关电源电路的控制开关相连接。