CN102473405A - 用于自适应主动噪声消除的系统、方法、设备与计算机可读媒体 - Google Patents

Abstract

一种自适应主动噪声消除设备在第一数字域中执行滤波操作，且在第二数字域中执行对所述滤波操作的调适。

Description

用于自适应主动噪声消除的系统、方法、设备与计算机可读媒体

根据35 U.S.C.§119主张优先权

本专利申请案主张2009年7月10日申请的题目为“用于自适应主动噪声消除的系统、方法、设备与计算机可读媒体(SYSTEMS，METHODS，APPARATUS，ANDCOMPUTER-READABLE MEDIA FOR ADAPTIVE ACTIVE NOISECANCELLATION)”的第61/224,616号美国临时专利申请案的优先权，且所述案转让给本受让人。本专利申请案还主张2009年7月23日申请的题目为“用于自适应主动噪声消除的系统、方法、设备与计算机可读媒体(SYSTEMS，METHODS，APPARATUS，AND COMPUTER-READABLE MEDIA FOR ADAPTIVE ACTIVE NOISECANCELLATION)”的第61/228,108号美国临时专利申请案的优先权，且所述案转让给本受让人。本专利申请案还主张2010年6月30申请的题目为“用于自适应主动噪声消除的系统、方法、设备与计算机可读媒体(SYSTEMS，METHODS，APPARATUS，ANDCOMPUTER-READABLE MEDIA FOR ADAPTIVE ACTIVE NOISECANCELLATION)”的第61/359,977号美国临时专利申请案的优先权，且所述案转让给本受让人。

技术领域

本发明涉及音频信号处理。

背景技术

主动噪声消除(ANC，也称作主动噪声降低)是一种通过产生作为噪波(noise wave)的逆形式(例如，具有相同电平及反相相位)的波形(还称作“反相”或“抗噪声”波形)来主动降低空中的声响噪声的技术。ANC系统通常使用一个或一个以上麦克风来拾取外部噪声参考信号，从所述噪声参考信号产生抗噪声波形，且经由一个或一个以上扬声器再现所述抗噪声波形。此抗噪声波形相消性地干扰原始噪波以降低到达用户的耳的噪声的电平。

主动噪声消除技术可应用于个人通信装置(例如，蜂窝式电话)及声音再现装置(例如，头戴式耳机)以降低来自周围环境的声响噪声。在这些应用中，使用ANC技术可使到达耳部的背景噪声的电平降低达20分贝，同时递送有用的声音信号(例如，音乐及远程语音)。举例来说，在用于通信应用的头戴式耳机中，设备通常具有麦克风及扬声器，其中麦克风用以俘获用户的语音以供发射，且扬声器用以再现接收到的信号。在此状况下，麦克风可安装于一杆架(boom)上或一耳杯(earcup)上，及/或扬声器可安装于一耳杯或耳塞中。

发明内容

根据一般配置，一种产生抗噪声信号的方法包括在第一时间间隔期间通过在具有第一取样率的滤波域中将数字滤波器应用于参考噪声信号来产生所述抗噪声信号。此方法包括在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过在所述滤波域中将所述数字滤波器应用于所述参考噪声信号来产生所述抗噪声信号。在所述第一时间间隔期间，所述数字滤波器具有第一滤波器状态，且在所述第二时间间隔期间，所述数字滤波器具有不同于所述第一滤波器状态的第二滤波器状态。此方法包括基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域(adaptation domain)中计算所述第二滤波器状态。本文中还揭示计算机可读媒体，其具有存储用于此方法的机器可执行指令的有形特征。

根据一般配置，一种用于产生抗噪声信号的设备包括用于在第一时间间隔期间通过在具有第一取样率的滤波域中将数字滤波器应用于参考噪声信号来产生所述抗噪声信号的装置。此设备包括用于在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过在所述滤波域中将所述数字滤波器应用于所述参考噪声信号来产生所述抗噪声信号的装置。在所述第一时间间隔期间，所述数字滤波器具有第一滤波器状态，且在所述第二时间间隔期间，所述数字滤波器具有不同于所述第一滤波器状态的第二滤波器状态。此方法包括用于基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算所述第二滤波器状态的装置。

根据一般配置，一种用于产生抗噪声信号的设备包括数字滤波器，所述数字滤波器经配置以在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。此设备还包括控制块，所述控制块经配置以基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态，其中所述第二滤波器状态不同于所述第一滤波器状态。在此设备中，所述数字滤波器经配置以在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据所述第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。

根据另一一般配置，一种用于产生抗噪声信号的设备包括集成电路，所述集成电路经配置以在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。此设备还包括计算机可读媒体，所述计算机可读媒体具有存储机器可执行指令的有形结构，所述机器可执行指令在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态，其中所述第二滤波器状态不同于所述第一滤波器状态。在此设备中，所述集成电路经配置以在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据所述第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。

附图说明

图1A展示前馈ANC设备A10的框图。

图1B展示反馈ANC设备A20的框图。

图2A展示滤波器AF10的实施方案AF12的框图。

图2B展示滤波器AF10的实施方案AF14的框图。

图3展示滤波器AF10的实施方案AF16的框图。

图4A展示滤波器F10的自适应实施方案F50的框图。

图4B展示滤波器F10的自适应实施方案F60的框图。

图4C展示滤波器F10的自适应实施方案F70的框图。

图5A展示设备A10的实施方案A12的框图。

图5B展示设备A20的实施方案A22的框图。

图6A展示设备A10的实施方案A14的框图。

图6B展示设备A12及A14的实施方案A16的框图。

图7展示设备A16及A22的实施方案A30的框图。

图8A展示作为滤波器F10的实施方案的ANC滤波器F100的框图。

图8B展示作为滤波器F20的实施方案的ANC滤波器F100的框图。

图9展示设备A16的实施方案A40的框图。

图10展示处于前馈布置的包括控制块CB32和ANC滤波器F100的自适应实施方案F110的结构FS10的框图。

图11展示处于反馈布置的ANC滤波器结构FS10的框图。

图12展示自适应结构FS10的经简化实施方案FS20的框图。

图13展示自适应结构FS10的另一经简化实施方案FS30的框图。

图14、图15、图16和图17展示替代的经简化自适应ANC结构。

图18A展示前馈ANC设备A10的自适应实施方案A50的框图。

图18B展示控制块CB34的框图。

图19A展示反馈ANC设备A20的自适应实施方案A60的框图。

图19B展示控制块CB36的框图。

图20A展示ANC设备A10的实施方案AP10的框图。

图20B展示ANC设备A20的实施方案AP20的框图。

图21A展示PDM模/数转换器PAD10的实施方案PAD12的框图。

图21B展示积分器IN10的实施方案IN12的框图。

图22A展示根据一般配置的方法M100的流程图。

图22B展示根据一般配置的设备MF100的框图。

图22C展示自适应ANC设备A12的实施方案AP112的框图。

图23A展示PDM转换器PD10的实施方案PD20的框图。

图23B展示转换器PD20的实施方案PD30的框图。

图24展示转换器PD20的三阶实施方案PD22。

图25展示转换器PD30的三阶实施方案PD32。

图26展示自适应ANC设备A22的实施方案AP122的框图。

图27展示自适应ANC设备A14的实施方案AP114的框图。

图28展示自适应ANC设备A16的实施方案AP116的框图。

图29展示自适应ANC设备A30的实施方案AP130的框图。

图30展示自适应ANC设备A40的实施方案AP140的框图。

图31A展示在固定硬件配置上操作的可调适ANC滤波器与在软件中操作的相关联的ANC滤波器调适例程之间的连接图的实例。

图31B展示ANC设备AP200的框图。

图32A展示耳杯EC10的横截面。

图32B展示耳杯EC10的实施方案EC20的横截面。

图32C展示耳杯EC20的实施方案EC30的横截面。

图33A到图33D展示多麦克风无线耳机D100的各种视图。

图33E到图33G展示耳机D100的实施方案D102的各种视图。

图33H展示在装置D100内可定位参考麦克风MR10的实例的位置的四个实例。

图33I展示在装置D100内可定位误差麦克风ME10的位置的实例。

图34A到图34D展示多麦克风无线耳机D200的各种视图。

图34E及图34F展示耳机D200的实施方案D202的各种视图。

图35展示耳机63的各种标准定向的图式。

图36展示安于用户的耳上的耳机D100的俯视图。

图37A展示通信手持机H100的图式。

图37B展示手持机H100的实施方案H110的图式。

具体实施方式

本文中所描述的原理可应用于(例如)经配置以执行ANC操作的耳机或其它通信或声音再现装置。

除非上下文明确加以限制，否则术语“信号”在本文中用以指示其普通含义中的任一者，包括如在电线、总线或其它传输媒体上所表达的存储器位置(或存储器位置集合)的状态。除非上下文明确加以限制，否则术语“产生”在本文中用以指示其普通含义中的任一者，例如计算或其它方式的产生。除非上下文明确加以限制，否则术语“计算”在本文中用以指示其普通含义中的任一者，例如计算、评估、平滑化及/或从多个值中进行选择。除非上下文明确加以限制，否则术语“获得”用以指示其普通含义中的任一者，例如计算、导出、(例如，从外部装置)接收及/或(例如，从存储元件阵列)检索。当在本说明书及权利要求书中使用术语“包含”时，其并不排除其它元件或操作。术语“基于”(如在“A基于B”中)用以指示其普通含义中的任一者，包括以下状况：(i)“至少基于...”(例如，“A至少基于B”)；及在特定上下文中适当的情况下，(ii)“等于”(例如，“A等于B”)。类似地，术语“响应于”用以指示其普通含义中的任一者，包括“至少响应于”。

除非另有指示，否则具有特定特征的设备的操作的任何揭示内容还明确地既定揭示具有类似特征的方法(且反之亦然)，且根据特定配置的设备的操作的任何揭示内容还明确地既定揭示根据类似配置的方法(且反之亦然)。术语“配置”可参考如其特定上下文所指示的方法、设备及/或系统而使用。除非由特定上下文另作指示，否则一般性地且可互换地使用术语“方法”、“过程”、“程序”及“技术”。除非由特定上下文另作指示，否则还一般性地且可互换地使用术语“设备”与“装置”。术语“元件”及“模块”通常用以指示一较大配置的一部分。以引用方式对一文档的一部分的任何并入还应理解为并入所述部分内所参考的术语或变量的定义(其中这些定义出现于文档中的别处)以及所并入部分中所参考的任何图式。

ANC设备通常具有经布置以从环境俘获参考声响噪声信号的麦克风，及/或经布置以在噪声消除之后俘获声响误差信号的麦克风。在任一状况下，所述ANC设备使用麦克风输入来估计所述位置处的噪声，且产生抗噪声信号，所述抗噪声信号为所估计的噪声的经修改版本。所述修改通常包括通过相位反转而进行的滤波，且还可包括增益放大。

图1A展示ANC设备的实例A10的框图，所述ANC设备包括前馈ANC滤波器F10及经安置以感测环境噪声的参考麦克风MR10。滤波器F10经布置以接收基于由参考麦克风MR10产生的信号的参考噪声信号SX10，且产生对应抗噪声信号SY10。设备A10还包括扬声器LS10，所述扬声器LS10经配置以基于抗噪声信号SY10而产生声响信号。扬声器LS10经布置以将所述声响信号导引到用户的耳道处或甚至导引到用户的耳道中，使得环境噪声在到达用户的鼓膜(也称为“静区”)之前经衰减或消除。设备A10还可经实施以基于来自参考麦克风MR10的一个以上实例的信号的信息(例如，经由经配置以执行空间选择性处理操作(例如，波束成形、盲源分离、增益及/或相位分析等)的滤波器)而产生参考噪声信号SX10。

如上文所描述，ANC设备可经配置以使用一个或一个以上麦克风(例如，参考麦克风MR10)来拾取来自背景的声响噪声。另一类型的ANC系统使用麦克风(有可能外加一参考麦克风)来在噪声降低之后拾取误差信号。反馈布置中的ANC滤波器通常经配置以使误差信号的相位反转，且还可经配置以对所述误差信号求积分、均衡频率响应，及/或匹配或最小化延迟。

图1B展示ANC设备的实例A20的框图，所述ANC设备包括反馈ANC滤波器F20及误差麦克风ME10，所述误差麦克风ME10经安置以感测用户的耳道处的声音，包括由扬声器LS10产生的声音(例如，基于抗噪声信号SY10的声响信号)。滤波器F20经布置以接收基于由误差麦克风ME10产生的信号的误差信号SE10，且产生对应抗噪声信号SY10。

通常需要配置ANC滤波器(例如，滤波器F10、滤波器F20)以产生在振幅上与声响噪声匹配而在相位上与声响噪声相反的抗噪声信号SY10。可执行例如时延、增益放大及均衡或低通滤波等信号处理操作以实现最佳的噪声消除。可能需要配置ANC滤波器以对信号进行高通滤波(例如，衰减高振幅低频率的声响信号)。另外或其它，可能需要配置ANC滤波器以对信号进行低通滤波(例如，使得ANC效应在高频下随频率而变小)。因为在声响噪声从麦克风行进到致动器(即，扬声器LS10)之前抗噪声信号应为可用的，所以由ANC滤波器引起的处理延迟不应超过一极短时间(通常为约30微秒到60微秒)。

滤波器F10包括数字滤波器，以使得ANC设备A10通常将经配置以对由参考麦克风MR10产生的信号执行模/数转换以产生数字形式的参考噪声信号SX10。类似地，滤波器F20包括数字滤波器，以使得ANC设备A20通常将经配置以对由误差麦克风ME10产生的信号执行模/数转换以产生数字形式的误差信号SE10。在模拟及/或数字域中可由ANC设备在ANC滤波器的上游执行的其它预处理操作的实例包括频谱成形(例如，低通、高通及/或带通滤波)、回声消除(例如，对误差信号SE10进行的回声消除)、阻抗匹配，及增益控制。举例来说，ANC设备(例如，设备A10)可经配置以在ANC滤波器的上游对信号执行高通滤波操作(例如，具有为50Hz、100Hz或200Hz的截止频率)。

ANC设备通常将还包括数/模转换器(DAC)，所述DAC经布置以在扬声器LS10的上游将抗噪声信号SY10转换成模拟形式。如下文所述，ANC设备还可能需要将所要声音信号与抗噪声信号(在模拟域或数字域中)进行混合以产生音频输出信号以供由扬声器LS10再现。此所要声音信号的实例包括接收到的(即，远端)语音通信信号、音乐或其它多媒体信号，及侧音信号。

图2A展示前馈ANC滤波器AF10的有限脉冲响应(FIR)实施方案AF12的框图。在此实例中，滤波器AF12具有传递函数B(z)＝b₀+b₁*z^-1+b₂*z^-2，所述传递函数由滤波器系数(即，前馈增益因子b₀、b₁及b₂)的值界定。虽然在此实例中展示二阶FIR滤波器，但滤波器AF10的FIR实施方案可包括任何数目个FIR滤波器级(即，任何数目个滤波器系数)，其取决于例如最大允许延迟等因子。对于参考噪声信号SX10为1位宽的状况，可使用一极性开关(例如，XOR门)来实施所述滤波器系数中的每一者。图2B展示FIR滤波器AF12的替代实施方案AF14的框图。可根据上文参看图2A及图2B所论述的相同原理将反馈ANC滤波器AF20实施为FIR滤波器。

图3展示滤波器AF10的无限脉冲响应(IIR)实施方案AF16的框图。在此实例中，滤波器AF16具有传递函数B(z)/(1-A(z))＝(b₀+b₁*z^-1+b₂*z^-2)/(1-a₁*z^-1-a₂*z^-2)，所述传递函数由滤波器系数(即，前馈增益因子b₀、b₁及b₂及反馈增益因子a₁及a₂)的值界定。虽然在此实例中展示二阶IIR滤波器，但滤波器AF10的IIR实施方案可包括在反馈侧(即，传递函数的分母)及前馈侧(即，传递函数的分子)中的任一者上的任何数目个滤波器级(即，任何数目个滤波器系数)，其取决于例如最大允许延迟等因子。对于参考噪声信号SX10为1位宽的状况，可使用一极性开关(例如，XOR门)来实施所述滤波器系数中的每一者。可根据上文参看图3所论述的相同原理将反馈ANC滤波器AF20实施为IIR滤波器。还可将滤波器F10及F20中的任一者实施为一系列两个或两个以上的FIR及/或IIR滤波器。

ANC滤波器可经配置以具有随时间推移而固定的滤波器状态，或者，具有随时间推移而可调适的滤波器状态。相比于固定ANC滤波操作，自适应ANC滤波操作通常可在操作条件的预期范围内实现更佳的性能。举例来说，相比于固定ANC方法，自适应ANC方法通常可通过响应环境噪声及/或声响路径的变化而实现更佳的噪声消除结果。图4A展示ANC滤波器F10的可调适实施方案F50的框图，所述ANC滤波器F50包括滤波器F10的多个不同固定状态实施方案F15a及F15b。滤波器F50经配置以根据状态选择信号SS10的状态而在分滤波器F15a及F15b当中选择一者。在此实例中，滤波器F50包括选择器SL10，所述选择器SL10将参考噪声信号SX10导引到由状态选择信号SS10的当前状态指示的滤波器。还可将ANC滤波器F50实施为包括选择器，所述选择器经配置以根据选择信号SS10的状态来选择分滤波器中的一者的输出。在此状况下，选择器SL10也可存在，或可被省略，以使得所有分滤波器均接收参考噪声信号SX10。

滤波器F50的所述多个分滤波器可在一个或一个以上响应特性方面彼此不同，所述一个或一个以上响应特性例如为增益、低频截止频率、低频衰减分布(low-frequencyrolloff profile)、高频截止频率及/或高频衰减分布。可将所述分滤波器F15a及F15b中的每一者实施为FIR滤波器、实施为IIR滤波器，或实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器。虽然在图4A的实例中展示两个可选分滤波器，但可视例如最大允许复杂度等因子而定来使用任何数目个可选分滤波器。可根据上文参看图4A所论述的相同原理将反馈ANC滤波器AF20实施为可调适滤波器。

图4B展示ANC滤波器F10的另一可调适实施方案F60的框图，所述ANC滤波器F60包括滤波器F10的固定状态实施方案F15，及增益控制元件GC10。可将滤波器F15实施为FIR滤波器、实施为IIR滤波器，或实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器。增益控制元件GC10经配置以根据由状态选择信号SS10的当前状态指示的滤波器增益更新来放大及/或衰减ANC滤波器F15的输出。增益控制元件GC10可经实施以使得所述滤波器增益更新为一待应用于滤波器F15的输出的线性或对数增益因子，或一待应用于增益控制元件GC10的当前增益因子的线性或对数变化(例如，增量或减量)。在一个实例中，将增益控制元件GC10实施为乘法器。在另一实例中，将增益控制元件GC10实施为可变增益放大器。可根据上文参看图4B所论述的相同原理将反馈ANC滤波器AF20实施为可调适滤波器。

可能需要实施ANC滤波器(例如，滤波器F10或F20)以使得所述滤波器系数中的一者或一者以上具有可随时间推移而改变(即，可调适)的值。图4C展示ANC滤波器F10的可调适实施方案F70的框图，其中状态选择信号SS10的状态指示所述滤波器系数中的一者或一者以上中的每一者的值。可将滤波器F70实施为FIR滤波器或实施为IIR滤波器。或者，可将滤波器F70实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器，其中所述滤波器中的一者或一者以上(可能全部)为可调适的，而其余滤波器具有固定的系数值。

在包括IIR滤波器的ANC滤波器F70的实施方案中，前馈滤波器系数中的一者或一者以上(可能全部)及/或反馈滤波器系数中的一者或一者以上(可能全部)可为可调适的。可根据上文参看图4C所论述的相同原理将反馈ANC滤波器AF20实施为可调适滤波器。

包括可调适滤波器的实例F70的ANC设备可经配置以使得由滤波器引入的等待时间为可调整的(例如，根据选择信号SS10的当前状态)。举例来说，滤波器F70可经配置以使得延迟级(delay stage)的数目可根据选择信号SS10的状态而变。在一个此种实例中，通过将最高阶滤波器系数的值设定为零来减小延迟级的数目。此可调整的等待时间可为理想的，对于前馈ANC设计(例如，设备A10的实施方案)尤其如此。

应特别注意，前馈ANC滤波器F10还可配置为组件可选滤波器F50、增益可选滤波器F60及系数值可选滤波器F70当中的两者或两者以上的实施方案，且可根据相同原理来配置反馈ANC滤波器F20。

可能需要配置ANC设备以基于来自参考噪声信号SX10的信息及/或来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10。图5A展示ANC设备A10的实施方案A12的框图，所述ANC设备A12包括前馈ANC滤波器F10的可调适实施方案F12(例如，滤波器F50、F60及/或F70的实施方案)。设备A12还包括控制块CB10，所述控制块CB10经配置以基于来自参考噪声信号SX10的信息而产生状态选择信号SS10。可能需要将控制块CB10实施为将由处理器(例如，数字信号处理器或DSP)执行的指令集。图5B展示ANC设备A20的实施方案A22的框图，所述ANC设备A22包括反馈ANC滤波器F20的可调适实施方案F22及控制块CB20，所述控制块CB20经配置以基于来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10。可能需要将控制块CB20实施为将由处理器(例如，DSP)执行的指令集。

图6A展示ANC设备A10的实施方案A14的框图，所述ANC设备A14包括误差麦克风ME10及控制块的实例CB20，所述控制块CB20经配置以基于来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10。图6B展示ANC设备A12及A14的实施方案A16的框图，所述ANC设备A16包括控制块CB10及CB20的实施方案CB30，所述控制块CB30经配置以基于来自参考噪声信号SX10的信息及来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10。可能需要将控制块CB30实施为将由处理器(例如，DSP)执行的指令集。可能需要在控制块CB20或CB30的上游对误差信号SE10执行回声消除操作。

可能需要配置控制块CB30以根据最小均方(LMS)算法的实施方案来产生状态选择信号SS10，所述LMS算法类别包括滤波参考(“滤波-X”)LMS、滤波误差(“滤波-E”)LMS、滤波-U LMS及其变体(例如，次频带LMS、步长正规化LMS等)。对于ANC滤波器F12为可调适滤波器F70的FIR实施方案的状况，可能需要配置控制块CB30以根据滤波-X或滤波-E LMS算法的实施方案来产生状态选择信号SS10以指示滤波器系数中的一者或一者以上中的每一者的更新值。对于ANC滤波器F12为可调适滤波器F70的IIR实施方案的状况，可能需要配置控制块CB30以根据滤波-U LMS算法的实施方案来产生状态选择信号SS10以指示滤波器系数中的一者或一者以上中的每一者的更新值。

图7展示包括混合ANC滤波器F40的设备A16及A22的实施方案A30的框图。滤波器F40包括可调适前馈ANC滤波器F12及可调适反馈ANC滤波器F22的实例。在此实例中，滤波器F12及F22的输出经组合以产生抗噪声信号SY10。设备A30还包括：控制块的实例CB30，其经配置以将状态选择信号SS10的实例SS10a提供到滤波器F12；及控制块的实例CB20，其经配置以将状态选择信号SS10的实例SS10b提供到滤波器F22。

图8A展示包括前馈IIR滤波器FF10和反馈IIR滤波器FB10的ANC滤波器F100的框图。前馈滤波器FF10的传递函数可表达为B(z)/(1-A(z))，且反馈滤波器FB10的传递函数可表达为W(z)/(1-V(z))，其中分量函数B(z)、A(z)、W(z)和V(z)根据以下表达式由其滤波器系数(即，增益因子)的值界定：

B(z)＝b₀+b₁z^-1+b₂z^-2+…

A(z)＝a₁z^-1+a₂z^-2+…

W(z)＝w₀+w₁z^-1+w₂z^-2+…

V(z)＝v₁z^-1+v₂z^-2+…

滤波器F100可经布置以执行前馈ANC操作(即，作为ANC滤波器F10的实施方案)或反馈ANC操作(即，作为ANC滤波器F20的实施方案)。图8A展示布置为前馈ANC滤波器F10的实施方案的滤波器F100。在此情况下，反馈IIR滤波器FB10可用以消除来自参考麦克风MR10的声响泄漏。标记k表示时域样本索引，x(k)表示参考噪声信号SX10，y(k)表示抗噪声信号SY10，且y_B(k)表示由反馈滤波器FB10产生的反馈信号。图8B展示布置为反馈ANC滤波器F20的实施方案的滤波器F100。在此情况下，反馈IIR滤波器FB10可用以从误差信号SE10移除抗噪声信号SY10。

注意，前馈滤波器FF10可通过将A(z)设定为零(即，通过将A(z)的反馈系数值a中的每一者设定为零)而实施为FIR滤波器。类似地，反馈滤波器FB10可通过将V(z)设定为零(即，通过将V(z)的反馈系数值v中的每一者设定为零)而实施为FIR滤波器。

前馈滤波器FF10和反馈滤波器FB10中的任一者或两者可实施为具有固定的滤波器系数。在固定ANC方法中，前馈IIR滤波器和反馈IIR滤波器形成全反馈IIR型结构(例如，包含由前馈滤波器和反馈滤波器形成的反馈回路的滤波器拓扑，所述前馈滤波器和反馈滤波器中的每一者可为IIR滤波器)。

图9展示包括处于前馈布置的ANC滤波器F100的可调适实施方案F110(即，作为滤波器F12的实施方案)的设备A16的实施方案A40的框图。在此实例中，可调适滤波器F110包含前馈滤波器FF10的可调适实施方案FF12和反馈滤波器FB10的可调适实施方案FB12。可调适滤波器FF12和FB12中的每一者可根据上文参考可调适滤波器F50、F60和F70论述的原理中的任一者来实施。设备A40还包含控制块CB30的实施方案CB32，其经配置以将状态选择信号SS10的实例SS10ff提供到滤波器FF12且将状态选择信号SS10的实例SS10fb提供到滤波器FB12，其中信号SS10ff和SS10fb是基于来自参考噪声信号SX10和误差信号SE10的信息。可能期望将控制块CB32实施为将由处理器(例如，DSP)执行的指令集。

图10展示包括滤波器F110和控制块CB32的实施方案且以前馈布置来布置的结构FS10的框图。在结构FS10中，无阴影框表示滤波器F110内的滤波操作B(z)/(1-A(z))和W(z)/(1-V(z))，且带阴影框表示控制块CB32内的调适操作。可离线计算的传递函数S_est(z)估计扬声器LS10与误差麦克风ME10之间的二次声响路径S(z)，包括麦克风前置放大器和扬声器放大器的响应。标记d(k)表示在误差麦克风ME10的位置处应消除的声响噪声，且将函数B(z)和S_est(z)复制到控制块CB32内的各种位置以产生中间信号。块LMS_B和LMS_A表示根据LMS(最小均方)原理分别(即，状态选择信号SS10ff)计算B(z)和A(z)的经更新系数值的操作。块LMS_W和LMS_V表示根据LMS(最小均方)原理分别(即，状态选择信号SS10fb)计算W(z)和V(z)的经更新系数值的操作。可实施控制块CB32以使得前馈滤波器FF12和反馈IIR滤波器FB12两者的分子和分母系数相对于正被滤波的信号而同时更新。图11展示处于反馈布置的ANC滤波器结构FS10的框图。

可通过将滤波-U LMS方法的原理应用于滤波器F110的结构来导出用于操作控制块CB32以产生滤波器F110的滤波器系数的经更新值的算法。此算法可在两个步骤中导出：在不考虑S(z)的情况下导出系数值的第一步骤，和其中通过S(z)来卷积经导出系数值的第二步骤。

在导出的第一步骤中，θ＝[B，A，W，V]是滤波器系数：

θ(k+1)＝θ(k)+μ(-▽(k))

$\▿\left(k\right)=\frac{\∂e^2}{\∂\mathrm{\θ}\left(k\right)}=-2e\frac{\∂e}{\∂\mathrm{\θ}\left(k\right)}=-2e\frac{\∂(d\left(k\right)-y\left(k\right))}{\∂\mathrm{\θ}\left(k\right)}=2e\frac{\∂y\left(k\right)}{\∂\mathrm{\θ}\left(k\right)}$

$y\left(k\right)=\underset{i1=0}{\overset{\mathrm{Nf}}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{i1}\left(k\right)[x(k-i1)+y_B(k-i1)]+\underset{j1=1}{\overset{\mathrm{Mf}}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{j1}\left(k\right)y(k-j1)$

$y_B(k-i1)=\underset{i2=0}{\overset{\mathrm{Nb}}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{i2}(k-i1)\left[y(k-i1-i2)\right]+\underset{j2=1}{\overset{\mathrm{Mb}}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{j2}(k-i1)\left[y_B(k-i1-j2)\right]$

其中Nf、Mf分别是前馈滤波器分子和分母的阶，且Nb、Mb分别是反馈滤波器分子和分母的阶。假定相对于当前系数的过去输出的导数为零：

在导出的第二步骤中，以上导出的系数值与s(k)卷积，s(k)为扬声器LS10与误差麦克风ME10之间的声响路径S(z)的时域型式：

$b_n(k+1)=b_n\left(k\right)-2{\mathrm{\μ}}_{b}e\left(k\right)\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}s\left(1\right)[x(k-n-1)+y_B(k-n-1)]$

$a_m(k+1)=a_m\left(k\right)-2{\mathrm{\μ}}_{a}e\left(k\right)\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}s\left(1\right)\left[y(k-m-1)\right]$

$w_n(k+1)=w_n\left(k\right)-2{\mathrm{\μ}}_{w}e\left(k\right)\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}s\left(1\right)\left[\underset{i1=0}{\overset{\mathrm{mf}-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{i1}\left(k\right)y(k-i1-n)\right]$

$v_m(k+1)=v_m\left(k\right)-2{\mathrm{\μ}}_{v}e\left(k\right)\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}s\left(1\right)\left[\underset{i1=0}{\overset{\mathrm{nf}-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{i1}\left(k\right)y_B(k-i1-m)\right]$

其中μ_b，μ_a，μ_w，μ_v是用以控制LMS调适操作的个别步骤参数。

可能期望通过使用可改善LMS收敛性能的一个或一个以上方法来修改以上导出的调适操作。此些算法的实例包括次频带LMS和各种步长正规化LMS技术。

如图10和图11所示的全自适应结构可适用于其中充足的计算资源可用的应用，例如手持机应用。对于其中需要计算复杂性较少的实施方案的应用，可基于此全IIR自适应ANC算法导出各种形式的经简化自适应ANC滤波器结构。这些经简化自适应ANC算法可针对不同应用(例如，资源有限的应用)来调整。

一种此简化可通过将前馈滤波器FF10的反馈(分母)系数A(z)和反馈IIR滤波器FB10的反馈(分母)系数V(z)设定为零来实现，其将前馈滤波器FF10和反馈滤波器FB10配置为FIR滤波器。此结构可较适合于前馈布置。图12展示自适应结构FS10的此经简化实施方案FS20的框图。

另一简化可通过将反馈滤波器FB10的前馈(分子)系数W(z)和反馈(分母)系数V(z)设定为零来实现。图13展示自适应结构FS10的此经简化实施方案FS30的框图。在此实例中，控制块CB32可经配置以根据滤波-U LMS算法的实施方案来执行调适操作LMS_B和LMS_A，如下：

b_t←b_i+μx′(k)e(k)，针对B(z)中的所有b_i

a_i←a_i+μy′(k-1)e(k)，针对A(z)中的所有a_i

其中x’和y’表示将传递函数S_est(z)分别应用于信号SX10和SY10的结果。

在反馈布置中，W(z)/(1-V(z))可预期收敛到S(z)。然而，调适可能使这些函数发散。实际上，离线计算的估计S_est(z)可能并不准确。可期望配置调适以最小化残余误差信号，使得可仍实现噪声减少目标(例如，在最小均方误差(MMSE)意义上)。

可期望配置本文描述的ANC设备A10或A20的实施方案中的任一者(例如，设备A40)以使抗噪声信号SY20与所要声音信号SD10混合，以产生音频输出信号SO10供扬声器LS10再现。在一个此实例中，所要声音信号SD10是经再现的音频信号，例如远端话音通信信号(例如，电话呼叫)或多媒体信号(例如，音乐信号，其可经由广播接收或从存储的文件解码)。在另一此实例中，所要声音信号SD10是载运用户自己的话音的侧音信号。

图14、图15、图16和图17展示针对其中调适S_est(z)的设备A40的此些实施方案的替代经简化自适应ANC结构。调适操作LMS_S支持所要声音信号SD10(指示为a(k))的消除和S(z)的在线估计。在图14的前馈布置中，自适应结构FS10的实施方案FS40经配置以使得反馈滤波器FB10的系数值W(z)/(1-V(z))等于经调适二次路径估计S_est(z)。图15展示处于反馈布置的自适应结构FS10的类似实施方案FS50。在这些实例中，控制块CB32可经配置以根据滤波-X LMS算法的实施方案执行调适操作LMS_B，如下：

b_i←b_i+μx ′(k)e(k)，针对B(z)中的所有b_i

其中x’表示将传递函数S_est(z)应用于信号SX10的结果。

可期望实施如上所述的ANC滤波器结构FS30以包含对S_est(z)的调适。图16展示处于经简化前馈布置的自适应结构FS10的此实施方案FS60，且图17展示处于经简化反馈布置的自适应结构FS10的类似实施方案FS70。在这些实例中，控制块CB32可经配置以根据滤波-U LMS算法的实施方案执行调适操作LMS_B和LMS_A(例如，如上所述)。

可能难以在不发散的情况下实施IIR滤波器的滤波器系数值的全调适。因此，可期望对滤波器结构FS10执行较有限的调适。举例来说，滤波器FF10和FB10两者可实现为组件可选滤波器F50的实施方案，或其中一者可实现为滤波器F50的实施方案且另一者可固定。另一替代方案是以固定系数值实施滤波器FF10和FB10，且仅更新滤波器增益。在此情况下，可期望实施简化ANC算法用于增益和相位调适。

图18A展示包括ANC滤波器FG10和控制块CB34的前馈ANC设备A10的自适应实施方案A50的框图。滤波器FG10是包括滤波器F100的固定系数实施方案F105的增益可选滤波器F60的实施方案。图18B展示控制块CB34的框图，其包括ANC滤波器F105的副本FC105和增益更新计算器UC10。增益更新计算器UC10经配置以产生状态选择信号SS10以包括滤波器增益更新信息(例如，经更新增益因子值或对现有增益因子值的改变)，其基于来自误差信号SE10的信息和来自经滤波器副本FC105滤波的参考噪声信号SX10与所要声音信号SD10的和q(k)的信息。可期望实施设备A50以使得以硬件实施ANC滤波器FG10(例如，在专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)内)，且以软件实施控制块CB34(例如，作为用于例如DSP等处理器执行的指令)。

图19A展示包括ANC滤波器FG20和控制块CB36的反馈ANC设备A20的自适应实施方案A60的框图。滤波器FG20是根据本文相对于增益可选滤波器F60描述的原理的滤波器F20的增益可选实施方案，其包括滤波器F100的固定系数实施方案F115。滤波器FG20还包括滤波器FSE10，其为二次声响路径的传递函数的估计S_est(z)。图19B展示控制块CB36的框图，其包括ANC滤波器F115的副本FC115和增益更新计算器的实例UC10。在此情况下，增益更新计算器UC10经布置以产生状态选择信号SS10以包括滤波器增益更新信息(例如，经更新增益因子值或对现有增益因子值的改变)，其基于来自误差信号SE10的信息和来自经滤波器副本FC115滤波的x(k)(此处，通过二次路径估计S_est(z)滤波的所要声音信号SD10与误差信号SE10的和)与所要声音信号SD10的和q(k)的信息。可期望实施设备A60以使得以硬件实施ANC滤波器FG20(例如，在ASIC或FPGA内)，且以软件实施控制块CB36(例如，作为供例如DSP等处理器执行的指令)。

如图18B和图19B所示的增益更新计算器UC10可经配置以根据基于SNR的增益曲线来操作。举例来说，计算器UC10可经配置以在话音SNR高于(或者不小于)阈值(例如，将产生ANC假象)的情况下将增益值G(k)设定为等于一，否则便如以下操作中描述根据次频带LMS方案来更新G(k)。

在此操作中，M表示次频带的数目，K表示每帧的样本数目(针对例如十或二十毫秒的帧长度)，且m表示次频带索引。此调适不需要二次声响路径S(z)的估计。可根据例如等表达式来在每一样本k处执行增益更新。

可根据例如以下表达式在每一样本处更新每一次频带的能量估计P_m：

$P_{m,e}\left(k\right)=\mathrm{\α}{P}_{m,e}(k-1)+(1-\mathrm{\α})e_m^2\left(k\right);$

$P_{m,q}\left(k\right)=\mathrm{\α}{P}_{m,q}(k-1)+(1-\mathrm{\α})q_m^2\left(k\right).$

能量估计的比率可用以根据例如以下表达式来确定何时改变每一次频带中的参数μ_m的正负号：

μ_m＝-μ_m，如果[P_m，e(k)/P_m，q(k)]＞[P_m，e(k-K)/P_m，q(k-K)]。

以上增益和能量估计中的每一者可在每一样本k处或以某个较不频繁的时间间隔(例如，每帧一次)重复。此算法是基于如下假定：在二次路径S(z)的每一次频带内，改变仅在增益和相位上发生，使得这些改变可通过更新增益G来补偿。可期望配置自适应算法以仅在ANC相关频谱区(例如，约200到2000Hz)上操作。

虽然此增益调适算法不是滤波-X LMS，但μ_m的理论值可从滤波-X LMS导出。实际上，μ_m(可在次频带之间不同)和次频带数目M两者可在实验上选择。

滤波器稳定性不是固定系数结构(例如，如图18A所示的滤波器F105，如图19A所示的滤波器F115)中的问题。对于自适应结构(例如，包括滤波器F110的完全可调适实施方案的结构)，可期望以最优初始值来初始化滤波器系数。实例滤波器初始化方法包括使用系统识别工具来离线计算声响路径估计S_est(z)，且使用自适应LMS算法获得FIR滤波器系数值。可使用平衡模型降阶技术来将FIR系数值转换为初始的IIR系数值集合。

可期望配置调适以使用小步长(μ)来更新滤波器系数值(例如，用以确保较好的误差残余值和IIR滤波器稳定性)。为前馈(分子)和反馈(分母)系数值选择不同的μ值也可帮助维持IIR滤波器稳定性。举例来说，可期望为每一滤波器分母选择的μ值是对应滤波器分子的μ值的约十分之一。

可期望配置控制块(例如，控制块CB10、CB20、CB30和CB32)以检查每一调适更新的滤波器稳定性，之后经由状态选择信号将滤波器系数值发送到ANC滤波器。在s域中，基于李纳德-戚帕特(Lienard-Chipart)准则，当且仅当如下情况时滤波器才稳定：

a_n＞0，a_n-2＞0，a_n-4＞0，...a₁＞0

D₁＞0，D₃＞0，D₅＞0...

其中D_i表示胡尔维兹行列式(Hurwitz determinant)且a_i是IIR滤波器的分母系数。可使用双线性变换来将z域系数转换为s域系数。对于反馈布置，也可期望满足闭环稳定性准则。

如上文所指出，ANC设备所要求的用以处理输入噪声信号且产生对应抗噪声信号的延迟不应超过一极短时间。用于小型移动装置(例如，手持机及耳机)的ANC设备的实施方案通常要求一极短的处理延迟或等待时间(例如，约30微秒到60微秒)以使ANC操作有效率。此延迟要求对可能的处理及ANC系统的实施方法产生极大约束。虽然通常用于ANC设备中的信号处理操作为直接且清晰的，但可能难以在满足延迟约束的同时实施这些操作。

归因于所述延迟约束，用于消费型电子装置的大多数商用ANC实施方案是基于模拟信号处理。因为模拟电路可经实施而具有极短的处理延迟，所以ANC操作通常经实施用于使用模拟信号处理电路的小型装置(例如，耳机或手持机)。当前正在使用包括短延迟、非自适应模拟ANC处理的许多商用及/或军事装置。

虽然模拟ANC实施方案可展现良好性能，但每一应用通常要求定制的模拟设计，从而导致极为不良的普遍化能力。可能难以将模拟信号处理电路实施为可配置或可调适的。相比来说，数字信号处理通常具有极为良好的普遍化能力，且通常较为易于使用数字信号处理来实施自适应处理操作。

相比于等效的模拟信号处理电路，数字信号处理操作通常具有大得多的处理延迟，其可减小针对小尺寸装置的ANC操作的有效性。如上文所描述的自适应ANC设备(例如，设备A12、A14、A16、A22、A30、A40、A50或A60)可经实施以(例如)使得ANC滤波及滤波器调适皆在软件(例如，作为在例如DSP等处理器上执行的相应指令集)中执行。或者，可通过将经配置以对输入噪声信号进行滤波以产生对应抗噪声信号的硬件(例如，脉冲编码调制(PCM)域编码器解码器(“编解码器”))与经配置以在软件中执行自适应算法的DSP进行组合来实施此自适应ANC设备。然而，将模拟信号转换为PCM数字信号以供处理且将经处理的信号转换回到模拟信号的操作引入延迟，对于最佳ANC操作来说，所述延迟通常过大。PCM数字信号的典型位宽度包括8位、12位及16位，且音频通信应用的典型PCM取样率包括8千赫、11千赫、12千赫、16千赫、32千赫及48千赫。在8kHz、16kHz及48kHz的取样率下，每一样本分别具有约125微秒、62.5微秒及21微秒的持续时间。此设备的应用将受到限制，因为可预期显著处理延迟，且ANC性能通常将限于消除重复性噪声。

如上文所指出，ANC应用可能需要获得约10微秒的滤波等待时间。为了在数字域中获得此低等待时间，可能需要通过在脉冲密度调制(PDM)域中执行ANC滤波来避免转换到PCM域。PDM域信号通常具有低分辨率(例如，1位、2位或4位的位宽度)及极高取样率(例如，约100kHz、1MHz或甚至10MHz)。举例来说，PDM取样率可能需要为奈奎斯特速率(Nyquist rate)的8倍、16倍、32倍或64倍。对于最高频率分量为4kHz(即，奈奎斯特速率为8kHz)的音频信号，为64的超取样率产生512kHz的PDM取样率。对于最高频率分量为8kHz(即，奈奎斯特速率为16kHz)的音频信号，为64的超取样率产生1MHz的PDM取样率。对于48kHz的奈奎斯特速率，为256的超取样率产生12.288MHz的PDM取样率。

PDM域数字ANC设备可经实施以引入最小系统延迟(例如，约20微秒到30微秒)。此技术可用以实施高性能ANC操作。举例来说，此设备可经布置以将信号处理操作直接应用于来自模拟/PDM、模/数转换器(ADC)的低分辨率超取样信号，且将结果直接发送到PDM/模拟、数/模转换器(DAC)。

图20A展示ANC设备A10的实施方案AP10的框图。设备AP10包括PDM ADCPAD10，所述PDM ADC PAD10经配置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域。设备AP10还包括ANC滤波器FP10，所述ANC滤波器FP10经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。滤波器FP10为滤波器F10的实施方案，可将其实现为如本文中所揭示的滤波器F15、F50、F60、F100、F105、FG10、AF12、AF14及AF16中的任一者的PDM域实施方案。可将滤波器FP10实施为FIR滤波器、实施为IIR滤波器，或实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器。设备AP10还包括PDM DACPDA10，所述PDM DAC PDA10经配置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域。

图20B展示ANC设备A20的实施方案AP20的框图。设备AP20包括：PDM ADC的实例PAD10，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PDM域；及ANC滤波器FP20，其经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。滤波器FP20为滤波器F20的实施方案，可将其实现为如本文中所揭示的滤波器AF12、AF14、AF16和FG20中的任一者的PDM域实施方案及/或根据本文中参考滤波器F15、F50、F60、F100和F105中的任一者所描述的原理来实现。设备AP20还包括PDM DAC的实例PDA10，所述PDMDAC PDA10经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域。

可能需要将PDM DAC PDA10实施为经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域的模拟低通滤波器。对于PDM DAC PDA10的输入宽于1位的状况，PDM DACPDA10可能需要首先将信号宽度减小到1位(例如，以包括如下文所述的PDM转换器的实例PD30)。可能需要将PDM ADC PAD10实施为∑-Δ调制器AD10(还称作“Δ-∑调制器”)。可使用被认为适合于特定应用的任何∑-Δ调制器。图21A展示PDM ADCPAD10的实施方案的一个实例PAD12的框图，所述PAD12包括：积分器IN10；比较器CM10，其经配置以通过比较其输入信号与阈值来数字化所述输入信号；锁存器LT10(例如，D型锁存器)，其经配置以根据时钟CK10在PDM取样率下操作；及反量化器DQ10(例如，开关)，其经配置以将输出数字信号转换为模拟信号以供反馈。

对于一阶操作，积分器IN10可经配置以执行一级积分。积分器IN10还可经配置以执行多级积分以用于较高阶操作。举例来说，图21B展示可用于三阶∑-Δ调制的积分器IN10的实施方案IN12的框图。积分器IN12包括级联的单一积分器IS10-0、IS10-1、IS10-2，所述积分器的输出由相应增益因子(滤波器系数)c0、c1、c2加权，且接着进行求和。增益因子c0到c2为任选的，且其值可经选择以提供所要的噪声成形分布(noise-shaping profile)。对于积分器IN12的输入为1位宽的状况，可使用极性开关(例如，XOR门)来实施增益因子c0到c2。可以类似方式实施积分器IN10以用于二阶调制，或用于更高阶的调制。

归因于极高的取样频率，可能需要以数字硬件(例如，逻辑门的固定配置，例如FPGA或ASIC)而非软件(例如，由例如DSP等处理器执行的指令)来实施PDM域ANC滤波器FP10及FP20。对于涉及高计算复杂度(例如，如以每秒百万指令或MIPS为单位测量)及/或高功率消耗的应用，以软件来实施PDM域算法(例如，以用于由例如DSP等处理器执行)通常是不经济的，而定制的数字硬件实施方案可为优选的。

相比于固定ANC滤波技术，动态地调适ANC滤波器的ANC滤波技术通常可实现更高的噪声降低效应。然而，以数字硬件来实施自适应算法的一个潜在缺点为：此实施方案可能要求相对较高的复杂度。举例来说，相比于非自适应ANC算法，自适应ANC算法通常要求更大的计算复杂度。因此，PDM域ANC实施方案通常限于固定滤波(即，非自适应)方法。此实践的一个原因在于以数字硬件来实施自适应信号处理算法的高成本。

可能需要使用PDM域滤波与PCM域自适应算法的组合来实施ANC操作。如上文所论述，可使用数字硬件来实施PDM域中的ANC滤波，其可提供最小延迟(等待时间)及/或最佳ANC操作。此PDM域处理可与使用软件(例如，用于由例如DSP等处理器执行的指令)在PCM域中实施自适应ANC算法进行组合，因为自适应算法对于由于将信号转换到PCM域而招致的延迟或等待时间可较不敏感。这些混合自适应ANC原理可用以实施具有以下特征中的一者或一者以上的自适应ANC设备：最小处理延迟(例如，归因于PDM域滤波)；自适应操作(例如，归因于在PCM域中的自适应算法)；低得多的实施方案成本(例如，归因于相比于以硬件实施自适应算法来说在PCM域中实施自适应算法的低得多的成本，及/或在DSP上执行自适应算法的能力，DSP在大多数通信装置中为可用的)。

揭示一种可在低硬件成本下实施的自适应ANC方法。此方法包括在高取样率或“超取样”域(例如，PDM域)中执行高速低等待时间滤波。以硬件实施此滤波可最为容易。所述方法还包括在低取样率域(例如，PCM域)中执行对滤波器的低速高等待时间调适。以软件实施此调适(例如，以用于由DSP执行)可最为容易。所述方法可经实施以使得滤波硬件与调适例程共享同一输入源(例如，参考噪声信号SX10及/或误差信号SE10)。

图22A展示根据一般配置的产生抗噪声信号的方法M100的流程图，其包括任务T100、T200及T300。任务T100在第一时间间隔期间通过在具有第一取样率的滤波域中将数字滤波器应用于参考噪声信号来产生所述抗噪声信号。在所述第一时间间隔期间，所述数字滤波器具有第一滤波器状态。任务T200在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过在所述滤波域中将所述数字滤波器应用于所述参考噪声信号来产生所述抗噪声信号。在所述第二时间间隔期间，所述数字滤波器具有不同于第一滤波器状态的第二滤波器状态。任务T300基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算所述第二滤波器状态。

图22B展示根据一般配置的用于产生抗噪声信号的设备MF100的框图。设备MF100包括用于在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生抗噪声信号，且用于在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据不同于第一滤波器状态的第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号的装置G100(例如，PDM域滤波器)。设备MF100还包括用于基于来自参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态的装置G200(例如，控制块)。

高取样率域的取样率可能需要为低取样率域的取样率的至少2倍(例如，至少4倍、8倍、16倍、32倍、64倍、128倍或256倍)。高取样率与低取样率的比率还称作“超取样率”或OSR。另外或其它，所述两个数字域可经配置以使得低取样率域中的信号的位宽度大于高取样率域中的信号的位宽度(例如，为高取样率域中的信号的位宽度的至少2倍、4倍、8倍或16倍)。

在本文中所说明的特定实例中，将低取样率域实施为PCM域，且将高取样率域实施为PDM域。如上文所指出，用于音频通信应用的典型PCM取样率包括8千赫、11千赫、12千赫、16千赫、32千赫及48千赫，且典型OSR包括4、8、16、32、64、128及256，且明确地预期并特此揭示这些参数的所有42个组合。然而，还明确地预期且特此揭示，这些实例仅为说明性的而非限制性的。举例来说，所述方法可经实施以使得低取样率域(例如，其中以软件执行调适)及高取样率域(例如，其中以硬件执行滤波)均为PCM域。

可能需要设计低取样率域中的滤波器系数值且在OSR下对其进行升取样(upsample)以获得针对超取样时钟域的滤波器系数值。在此状况下，滤波器的单独副本可在每一时钟域中运行。

虽然高速滤波对于ANC性能是重要的，但对ANC滤波器的调适通常可在低得多的速率下(例如，在无高频更新或极短等待时间的情况下)执行。举例来说，ANC调适的等待时间(即，滤波器状态更新之间的间隔)可为约10毫秒(例如，10毫秒、20毫秒或50毫秒)。可在PCM域中以软件执行此调适(例如，以用于由DSP执行)。相比于针对此缓慢处理实施复杂硬件解决方案，以软件来实施自适应算法(例如，以用于由一般DSP执行)可能更具成本效益。另外，自适应算法的软件实施方案通常比硬件实施方案灵活得多。

图22C展示自适应ANC设备A12的实施方案AP112的框图。设备AP112包括PDMADC的实例PAD10，所述PDM ADC PAD10经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域。设备AP112还包括可调适ANC滤波器FP12，所述滤波器FP12经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。滤波器FP12为滤波器F12的实施方案，可将其实现为如本文中所揭示的滤波器F50、F60、F70、F100、FG10、AF12、AF14及AF16中的任一者的PDM域实施方案。可将滤波器FP12实施为FIR滤波器、实施为IIR滤波器，或实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器。设备AP112还包括：PDM DAC的实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；及控制块的实例CB10，其经布置以在PCM域中基于来自参考噪声信号SX10的信息而产生状态选择信号SS10。

设备AP112还包括：PCM转换器PC10，其经配置以将参考噪声信号SX10从PDM域转换到PCM域；及PDM转换器PD10，其经配置以将状态选择信号SS10从PCM域转换到PDM域。举例来说，PCM转换器PC10可实施为包括抽选器，且PDM转换器PD10可实施为包括升取样器(例如，内插器)。PCM域与PDM域之间的转换通常招致显著延迟或等待时间。此转换过程可包括例如低通滤波、降取样(downsample)及/或信号调节滤波等操作，其可产生大延迟或等待时间。对于状态选择信号SS10仅指示在分滤波器(例如，组件可选滤波器F50的实施方案的分滤波器)当中作出的选择或增益更新(例如，增益可选滤波器F60的实施方案的增益更新)的状况，状态选择信号SS10到PDM域(即，PDM转换器PD10)的升取样有可能被省略。

图23A展示PDM转换器PD10(还称作∑-Δ调制器)的实施方案PD20的框图，所述PDM转换器PD20可用以将M位宽的PCM信号转换成N位宽的PDM信号。转换器PD20包括：M位锁存器LT20(例如，D型锁存器)，其经配置以根据时钟CK20在PCM取样率下操作；及最高有效N位提取器BX10，其将其数字输入的N个最高有效位输出为N位宽的信号。转换器CO10还包括N位到M位转换器BC10(也称作N位数/数转换器)。

图23B展示转换器PD20的M位到1位实施方案PD30的框图。转换器PD30包括提取器BX10的实施方案BX12，所述提取器BX12将其数字输入的MSB输出为1位宽的信号。转换器PD30还包括转换器BC10的1位到M位实施方案BC12(也称作1位数/数转换器)，所述转换器BC12根据MSB提取器BX12的输出的当前状态来输出最小或最大M位数字值。

图24展示转换器PD20的三阶实施方案的实例PD22。任选的系数m0到m2的值可经选择以提供(例如)所要噪声成形性能。可以类似方式实施转换器PD20以用于二阶调制，或用于更高阶的调制。图25展示转换器PD30的三阶实施方案的实例PD32。

图26展示自适应ANC设备A22的一实施方案AP122的框图。设备AP122包括PDMADC的一实例PAD10，所述PDM ADC PAD10经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PDM域。设备AP122还包括可调适ANC滤波器FP22，所述滤波器FP22经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。滤波器FP22为滤波器F22的一实施方案，可将其实现为如本文中所揭示的滤波器AF12、AF14、AF16及FG20中的任一者的PDM域实施方案，及/或根据本文中参考滤波器F50、F60、F70及F100中的任一者所描述的原理而实现。可将滤波器FP22实施为FIR滤波器、实施为IIR滤波器，或实施为一系列两个或两个以上FIR及/或IIR滤波器。设备AP122还包括：PDM DAC的一实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；PCM转换器的一实例PC10，其经布置以将误差信号SE10从PDM域转换到PCM域；控制块的一实例CB20，其经布置以在PCM域中基于来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10；及PDM转换器的一实例PD10，其经布置以将状态选择信号SS10从PCM域转换到PDM域。

图27展示自适应ANC设备A14的一实施方案AP114的框图。设备AP114包括：PDM ADC的一实例PAD10，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域；及可调适ANC滤波器的一实例FP12，其经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。设备AP114还包括：PDM DAC的一实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；PCM ADC PCA10，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PCM域；控制块的一实例CB20，其经布置以在PCM域中基于来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10；及PDM转换器的一实例PD10，其经布置以将状态选择信号SS10从PCM域转换到PDM域。

图28展示自适应ANC设备A16的一实施方案AP116的框图。设备AP116包括：PDM ADC的一实例PAD10，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域；及可调适ANC滤波器的一实例FP12，其经配置以在PDM域中对经转换的信号进行滤波。设备AP116还包括：PDM DAC的一实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；PCM ADC PCA10，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PCM域；控制块的一实例CB30，其经布置以在PCM域中基于来自参考噪声信号SX10的信息及来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10；及PDM转换器的一实例PD10，其经布置以将状态选择信号SS10从PCM域转换到PDM域。

图29展示自适应ANC设备A30的一实施方案AP130的框图。设备AP130包括：PDM ADC PAD10的一实例PAD10a，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域；及PDM ADC PAD10的一实例PAD10b，其经配置以将误差信号SE10从模拟域转换到PDM域。设备AP130还包括ANC滤波器F40的可调适实施方案FP40，所述滤波器FP40包括：滤波器的一实例FP12，其经配置以在PDM域中对参考噪声信号SX10进行滤波；及滤波器的一实例FP22，其经配置以在PDM域中对误差信号SE10进行滤波。

设备AP130还包括：PDM DAC的一实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；PCM转换器PC10的一实例PC10a，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PCM域；及PCM转换器PC10的一实例PC10b，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PCM域。设备AP130还包括：控制块的一实例CB30，其经布置以在PCM域中基于来自参考噪声信号SX10的信息及来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10a；控制块的一实例CB20，其经布置以在PCM域中基于来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10b；PDM转换器PD10的一实例PD10a，其经布置以将状态选择信号SS10a从PCM域转换到PDM域；及PDM转换器PD10的一实例PD10b，其经布置以将状态选择信号SS10b从PCM域转换到PDM域。

图30展示自适应ANC设备A40的一实施方案AP140的框图。设备AP140包括：PDM ADC PAD10的一实例PAD10a，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PDM域；及PDM ADC PAD10的一实例PAD10b，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PDM域。设备AP130还包括ANC滤波器F110的实施方案FP110，所述FP110包括可调适滤波器FF12和FB12各自的PDM域实施方案FFP12和FBP12。

设备AP140还包括：PDM DAC的一实例PDA10，其经布置以将抗噪声信号SY10从PDM域转换到模拟域；PCM转换器PC10的一实例PC10a，其经布置以将参考噪声信号SX10从模拟域转换到PCM域；及PCM转换器PC10的一实例PC10b，其经布置以将误差信号SE10从模拟域转换到PCM域。设备AP130还包括：控制块的一实例CB32，其经布置以在PCM域中基于来自参考噪声信号SX10的信息及来自误差信号SE10的信息而产生状态选择信号SS10ff和SS10fb；设备AP140还包括：PDM转换器PD10的一实例PD10a，其经布置以将状态选择信号SS10ff从PCM域转换到PDM域；及PDM转换器PD10的一实例PD10b，其经布置以将状态选择信号SS10fb从PCM域转换到PDM域。

图22及图26到图30中的每一者中的虚线框指示可能需要以硬件(例如，ASIC或FPGA)来实施虚线框内的元件(即，滤波器及转换器)，其中相关联的控制块以在PCM域中执行的软件来实施。图31A展示可调适ANC滤波器与相关联的ANC滤波器调适例程之间的连接图的一实例，所述自适应ANC滤波器在固定硬件配置上(例如，在例如FPGA的可编程逻辑装置(PLD)上)于PDM域中操作，所述ANC滤波器调适例程在PCM域中以软件(例如，在DSP上)操作以在前馈布置中产生如本文中所描述的可调适ANC设备的一实施方案。图31B展示ANC设备AP200的框图，所述ANC设备AP200包括：可调适ANC滤波器，其在PDM域中于FPGA FP10上操作；及相关联的ANC滤波器调适例程，其在PCM域中于DSP CPU10上以软件操作以产生如本文中所描述的自适应ANC设备AP112、AP114、AP116、AP130或AP140的一实施方案。

在固定ANC结构与DSP之间可存在关于模/数转换、数/模转换、麦克风前置放大器及扬声器放大器的传递函数的差别。可能需要配置编解码器(例如，FPGA)以将音频信号(例如，信号x、y、a、e)从OSR(例如，PDM)域转换到调适(例如，PCM)域，且经由I2S(Inter-IC Sound，菲利普，1996年6月)接口将PCM音频输入及输出信号从固定ANC结构直接路由到DSP。在此状况下，可能需要以从属模式来配置DSPI2S。

DSP CPU10可经配置以经由UART(通用异步接收及发射)或I2C接口将状态选择信号SS10(例如，经更新的滤波器系数值)发射到固定编解码器(例如，FPGA)。(“固定编解码器”意味着对滤波器系数的调适并不在编解码器内执行。)可能需要配置设备AP200以使得由状态选择信号SS10载运的更新值存储于FPGA内的存储器块或“缓冲器”中。

PDM域滤波器(例如，滤波器FP10、FP20、FP12、FP22、FFP12、FBP12)可产生输出，所述输出具有大于所述滤波器的输入的位宽度的位宽度。在此状况下，可能需要减小由所述滤波器产生的信号的位宽度。举例来说，可能需要在音频输出级(例如，扬声器LS10或其驱动电路)的上游将由所述滤波器产生的信号转换成1位宽的数字信号。

PDM转换器的一实例PD20可实施于PDM域滤波器内、PDM DAC PDA10内及/或这两个级之间。应注意，PDM域滤波器还可实施为包括级联的两个或两个以上滤波级(每一滤波级接收1位宽的信号且产生具有大于1的位宽度的信号，其中至少一个级可选择性地根据状态选择信号SS10而配置)，所述滤波级与相应转换器级(每一转换器级经配置以将其输入转换为1位宽的信号)相间。

如果系数更新速率过低(即，如果滤波器状态更新之间的间隔过长)，则可能发生可听音频间断。可能需要在固定ANC结构内实施恰当的音频匀变。在一个此种实例中，可调适ANC滤波器(例如，滤波器F12、F22、F40、FF12、FB12、F110、FG10、FG20、FP12、FP22、FP40、FFP12、FBP12或FP110)实施为包括两个并行运行的副本，其中一个副本提供输出，而另一副本正在更新。举例来说，在完成缓冲经更新的滤波器系数值之后，将输入信号馈送到第二个滤波器副本，且音频(例如，根据恰当的匀变时间常数)匀变到第二个滤波器副本。可(例如)通过将两个滤波器副本的输出进行混合且从一个输出渐变到另一输出来执行此匀变。当所述匀变操作完成时，第一个滤波器副本的系数值可得以更新。更新输出过零点处的滤波器系数值还可减小由间断引起的音频失真。

如上文所指出，可能需要配置本文中所描述的ANC设备A10或A20的所述实施方案中的任一者(例如，设备AP10、AP20、AP112、AP114、AP116、AP122、AP130、AP140)以将抗噪声信号SY20与所要声音信号SD10进行混合，从而产生音频输出信号SO10以供由扬声器LS10再现。

包括设备A10或A20的一实施方案的系统可经配置以使用抗噪声信号SY10(或音频输出信号SO10)来直接驱动扬声器。或者，可能需要将此设备实施为包括经配置以驱动扬声器的音频输出级。举例来说，此音频输出级可经配置以放大音频信号、提供阻抗匹配及/或增益控制，及/或执行任何其它所要音频处理操作。在此状况下，次要声响路径估计S_est(z)可能需要包括音频输出级的响应。

可能需要实施自适应ANC算法以将参考噪声信号SX10处理为多通道信号，其中每一通道是基于来自不同麦克风的信号。多通道ANC处理可用以(例如)支持较高频率下的噪声抑制、区分声音源(例如，基于方向及/或距离)，及/或衰减非稳态噪声。控制块CB10、CB30、CB32、CB34或CB36的此实施方案可经配置以执行多通道自适应算法(例如，多通道LMS算法，例如多通道FXLMS或FELMS算法)。

在包括如本文中所描述的ANC设备的装置中，可能需要使用参考噪声信号SX10及/或误差信号SE10来同样地进行其它音频处理操作(例如，噪声减少)。举例来说，除了如上文所描述的增益调适以外，还可通过其它算法来使用次频带参考噪声及/或误差信号频谱以增强语音及/或音乐，例如频域均衡、多频带动态范围控制、基于环境噪声估计对再现的音频信号进行均衡等等。还应注意，设备AP112、AP114、AP116、AP122、AP130和AP140中的任一者还可实施为包括对参考噪声信号SX10及/或误差信号SE10从模拟域到PCM域的直接转换(例如，代替经由PCM转换器PC10的PDM-PCM转换)。在(例如)与其中此模拟-PCM转换已可用的另一设备进行集成时可能需要此实施方案。

图32A到图37B展示可实施上文所描述的各种ANC结构及布置中的任一者的装置的实例。

在包括误差麦克风的ANC系统(例如，反馈ANC系统)中，可能需要将所述误差麦克风安置于由扬声器产生的声场内。举例来说，可能需要将误差麦克风与扬声器一起安置于头戴式送受话器的耳杯内。还可能需要使误差麦克风在声学上与环境噪声隔离。图32A展示耳杯EC10的横截面，所述耳杯EC10包括：扬声器的实例LS10，其经布置以向用户的耳朵再现信号；及误差麦克风的一实例ME10，其经布置以(例如，经由耳杯外壳中的声端口)接收误差信号。在此状况下，可能需要隔离麦克风ME10使其无法经由耳杯的材料而接收来自扬声器LS10的机械振动。图32B展示耳杯EC10的一实施方案EC20的横截面，所述耳杯EC20还包括参考麦克风的一实例MR10，所述参考麦克风MR10经布置以接收环境噪声信号(例如，以使得所述麦克风提供相应麦克风通道)。图32C展示耳杯EC20的一实施方案EC30的横截面(例如，水平平面上或垂直平面上的横截面)，所述EC30还包括参考麦克风MR10的多个实例MR10a、MR10b，所述参考麦克风MR10a、MR10b经布置以接收来自不同方向的环境噪声信号。参考麦克风MR10的多个实例可用以支持对多通道或改进的单通道噪声估计的计算(例如，包括空间选择性处理操作)，及/或支持多通道ANC算法(例如，多通道LMS算法)。

具有一个或一个以上麦克风的耳机或其它头戴式耳机为一种可包括如本文中所描述的ANC设备的实施方案的便携式通信装置。此头戴式耳机可为有线或无线的。举例来说，无线头戴式耳机可经配置以经由与例如蜂窝式电话手持机的电话装置的通信(例如，使用如由华盛顿州贝尔维尤市的蓝牙特别兴趣小组(Bluetooth Special Interest Group)公司发布的Bluetooth^TM协议的一版本)而支持半双工或全双工电话。

图33A到图33D展示可包括本文中所描述的ANC系统中的任一者的实施方案的多麦克风便携式音频感测装置D100的各种视图。装置D100为无线头戴式耳机，其包括携载双麦克风阵列的外壳Z10及从所述外壳延伸的听筒Z20。通常，头戴式耳机的外壳可为如图33A、图33B及图33D中所展示的矩形或其它细长形(例如，如小型杆架形)，或可更圆或甚至为圆形。外壳还可装入电池及处理器及/或其它处理电路(例如，印刷电路板及安装于其上的组件)，且可包括电端口(例如，小型通用串行总线(USB)或用于电池充电的其它端口)及用户接口特征(例如一个或一个以上按钮开关及/或LED)。通常，外壳沿其主轴的长度在一英寸到三英寸的范围内。

通常，阵列R100的每一麦克风在装置内安装于在外壳中充当声端口的一个或一个以上小孔后方。图33B到图33D展示用于装置D100的阵列的主要麦克风的声端口Z40及用于装置D100的阵列的次要麦克风(例如，参考麦克风MR10)的声端口Z50的位置。图33E到图33G展示包括ANC麦克风ME10及MR10的头戴式耳机D100的一实施方案D102的各种视图。

图33H展示在头戴式耳机D100内可安置一个或一个以上参考麦克风MR10的若干候选位置。如此实例中所展示，麦克风MR10可经定向成远离用户的耳朵以接收外部环境声音。图33I展示在头戴式耳机D100内可安置误差麦克风ME10的候选位置。

头戴式耳机还可包括紧固装置，例如耳钩Z30，其通常可从头戴式耳机拆卸。外部耳钩可为可反转的(例如)以允许用户配置头戴式耳机以用于任一耳朵上。或者，可将头戴式耳机的听筒设计为内部紧固装置(例如，耳塞)，其可包括可移除耳承以允许不同用户使用不同大小(例如，直径)的耳承来更佳地配合于特定用户的耳道的外部部分。头戴式耳机的听筒还可包括经布置以拾取声学误差信号的麦克风(例如，误差麦克风ME10)。

图34A到图34D展示可包括本文中所描述的ANC系统中的任一者的实施方案的多麦克风便携式音频感测装置D200的各种视图，所述多麦克风便携式音频感测装置D200为无线头戴式耳机的另一实例。装置D200包括变圆的椭圆外壳Z12及听筒Z22，听筒Z22可经配置为耳塞。图34A到图34D还展示装置D200的阵列的主要麦克风的声端口Z42及次要麦克风(例如，参考麦克风MR10)的声端口Z52的位置。次要麦克风端口Z52有可能会被至少部分地阻塞(例如，由用户接口按钮)。图34E及图34F展示包括ANC麦克风ME10及MR10的头戴式耳机D200的一实施方案D202的各种视图。

图35展示经安装以在用户的耳65上使用的头戴式耳机63(例如，装置D100或D200)的不同操作配置的范围66的图。头戴式耳机63包括可在使用期间相对于用户的口64不同地定向的主要(例如，端射)麦克风及次要(例如，垂射)麦克风的阵列67。此头戴式耳机还通常包括可安置于头戴式耳机的耳塞处的扬声器(未图示)。在另一实例中，包括如本文中所描述的自适应ANC设备的实施方案的处理元件的手持机经配置以经由有线及/或无线通信链路(例如，使用Bluetooth^TM协议的一版本)从具有一个或一个以上麦克风的头戴式耳机接收麦克风信号，且将扬声器信号输出到头戴式耳机。图36展示相对于用户的嘴以标准定向安装于用户的耳朵上的头戴式耳机D100的俯视图，其中次要麦克风MC20(例如，参考麦克风MR10)经定向成远离用户的耳朵以接收外部环境声音。

图37A展示多麦克风便携式音频感测装置H100的横截面图(沿中心轴)，所述多麦克风便携式音频感测装置H100为可包括本文中所描述的ANC系统中的任一者的实施方案的通信手持机。装置H100包括具有主要麦克风MC10及次要麦克风MC20(例如，参考麦克风MR10)的双麦克风阵列。在此实例中，装置H100还包括主要扬声器SP10及次要扬声器SP20。此装置可经配置以经由一个或一个以上编码及解码方案(还称为“编解码器”)无线地发射及接收语音通信数据。此些编解码器的实例包括如2007年2月的标题为“用于宽带扩频数字系统的增强型可变速率编解码器、话音服务选项3、68和70(Enhanced Variable Rate Codec，Speech Service Options 3，68，and 70 for WidebandSpread Spectrum Digital Systems)”的第三代合作伙伴计划2(3GPP2)文献C.S0014-C，v1.0(在www.3gpp.org在线可得)中所描述的增强型可变速率编解码器；如2004年1月的标题为“用于宽带扩频通信系统的可选模式声码器(SMV)服务选项(SelectableMode Vocoder(SMV)Service Option for Wideband Spread Spectrum CommunicationSystems)”的3GPP2文献C.S0030-0，v3.0(在www.3gpp.org在线可得)中所描述的可选模式声码器话音编解码器；如文献ETSI TS 126 092 V6.0.0(欧洲电信标准协会(ETSI)，Sophia Antipolis Cedex，FR，2004年12月)中所描述的自适应多速率(AMR)话音编解码器；及如文献ETSI TS 126 192 V6.0.0(ETSI，2004年12月)中所描述的AMR宽带话音编解码器。在图37A的实例中，手持机H100为掀盖型蜂窝式电话手持机(还称为“翻盖”手持机)。此多麦克风通信手持机的其它配置包括直板式及滑盖式电话手持机。此多麦克风通信手持机的其它配置可包括具有三个、四个或更多麦克风的阵列。图37B展示包括ANC麦克风ME10及MR10的手持机H100的一实施方案H110。

所描述的配置的前述呈现经提供以使任何所属领域的技术人员能够制作或使用本文中所揭示的方法及其它结构。本文中所展示及描述的流程图、框图、状态图及其它结构仅为实例，且这些结构的其它变体也在本发明的范围内。对这些配置的各种修改是可能的，且本文中所呈现的一般原理还可应用于其它配置。因此，本发明无意限于上文所展示的配置，而是将赋予其与本文中以任何方式揭示的原理及新颖特征一致的最广泛的范围，所述原理及新颖特征包括于如所申请的附加权利要求书中且形成原始揭示内容的一部分。

所属领域的技术人员将理解，可使用多种不同技艺及技术中的任一者来表示信息及信号。举例来说，可在整个以上描述中引用的数据、指令、命令、信息、信号、位及符号可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子，或其任何组合表示。

对于如本文中所揭示的配置的实施方案的重要设计要求可包括最小化处理延迟及/或计算复杂性(通常以每秒百万指令或MIPS为单位来测量)，对于计算密集型应用或用于以较高取样率进行语音通信的应用(例如，用于宽带通信)尤其如此，所述计算密集型应用例如为压缩音频或视听信息(例如，根据一压缩格式编码的文件或流，例如本文中所识别的实例中的一者)的回放。

如本文中所揭示的设备(例如，设备A10、A12、A14、A16、A20、A22、A30、A40、A50、A60、AP10、AP20、AP112、AP114、AP116、AP122、AP130、AP140、AP200)的实施方案的各种元件可体现于被认为适合于既定应用的硬件、软件及/或固件的任何组合中。举例来说，此些元件可制造为驻留于(例如)同一芯片上或芯片组中的两个或两个以上芯片之间的电子及/或光学装置。此装置的一个实例为逻辑元件(例如，晶体管或逻辑门)的固定或可编程阵列，且这些元件中的任一者可实施为一个或一个以上此些阵列。这些元件中的任何两者或两者以上或甚至全部可实施于(多个)相同阵列内。此(些)阵列可实施于一个或一个以上芯片内(例如，包括两个或两个以上芯片的芯片组内)。还应注意，在设备A12、A14、A16、A22、A30及A40中的每一者内，ANC滤波器与相关联的控制块的组合本身为ANC设备。同样，在设备AP10及AP20中的每一者内，ANC滤波器与相关联的转换器的组合本身为ANC设备。同样，在设备AP112、AP114、AP116、AP122、AP130及AP140中的每一者内，ANC滤波器与相关联的控制块及转换器的组合本身为ANC设备。

本文中所揭示的设备的各种实施方案的一个或一个以上元件还可全部或部分地实施为一个或一个以上指令集，所述一个或一个以上指令集经布置以在逻辑元件的一个或一个以上固定或可编程阵列(例如，微处理器、嵌入式处理器、IP核心、数字信号处理器、FPGA(现场可编程门阵列)、ASSP(专用标准产品)及ASIC(专用集成电路))上执行。如本文中所揭示的设备的实施方案的各种元件中的任一者还可体现为一个或一个以上计算机(例如，包括经编程以执行一个或一个以上指令集或序列的一个或一个以上阵列的机器，还称为“处理器”)，且这些元件中的任何两者或两者以上或甚至全部可实施于相同的此(些)计算机内。

所属领域的技术人员将了解，可将结合本文中所揭示的配置而描述的各种说明性模块、逻辑块、电路及操作实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。此些模块、逻辑块、电路及操作可由以下各者来实施或执行：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、ASIC或ASSP、FPGA或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其经设计以产生如本文中所揭示的配置的任何组合。举例来说，此配置可至少部分地实施为硬连线电路、实施为制造成专用集成电路的电路配置，或实施为加载到非易失性存储装置中的固件程序或从数据存储媒体加载或经加载到数据存储媒体中作为机器可读代码的软件程序，此代码为可由逻辑元件阵列(例如，通用处理器或其它数字信号处理单元)执行的指令。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。还可将处理器实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器，或任何其它此类配置。软件模块可驻留于RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)、非易失性RAM(NVRAM)(例如，快闪RAM)、可擦除可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可装卸磁盘、CD-ROM，或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。示范性存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息及将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器及存储媒体可驻留于ASIC中。ASIC可驻留于用户终端中。在替代方案中，处理器与存储媒体可作为离散组件而驻留于用户终端中。

应注意，本文中所揭示的各种操作可由逻辑元件阵列(例如，处理器)执行，且如本文中所描述的设备的各种元件可实施为经设计以在此阵列上执行的模块。如本文中所使用，术语“模块”或“子模块”可指代包括呈软件、硬件或固件形式的计算机指令(例如，逻辑表达)的任何方法、设备、装置、单元或计算机可读数据存储媒体。应理解，可将多个模块或系统组合成一个模块或系统，且可将一个模块或系统分成用以执行相同功能的多个模块或系统。在以软件或其它计算机可执行指令实施时，一过程的元件实质上为用以例如通过例程、程序、对象、组件、数据结构等来执行相关任务的代码段。术语“软件”应理解为包括源代码、汇编语言代码、机器代码、二进制代码、固件、宏代码、微代码、可由逻辑元件阵列执行的指令的任何一个或一个以上集合或序列，及此些实例的任何组合。所述程序或代码段可存储于处理器可读媒体中，或由体现于载波中的计算机数据信号经由传输媒体或通信链路进行传输。

本文中所揭示的方法、方案及技术的实施方案还可(例如，在如本文中所列出的一个或一个以上计算机可读媒体中)有形地体现为可由包括逻辑元件阵列(例如，处理器、微处理器、微控制器或其它有限状态机)的机器读取及/或执行的一个或一个以上指令集。术语“计算机可读媒体”可包括可存储或传递信息的任何媒体(包括易失性、非易失性、可装卸及不可装卸媒体)。计算机可读媒体的实例包括电子电路、半导体存储器装置、ROM、快闪存储器、可擦除ROM(EROM)、软盘或其它磁性存储装置、CD-ROM/DVD或其它光学存储装置、硬盘、光纤媒体、射频(RF)链路，或可用以存储所要信息且可被存取的任何其它媒体。计算机数据信号可包括可经由传输媒体(例如，电子网络通道、光纤、空气、电磁、RF链路等)传播的任何信号。可经由计算机网络(例如，因特网或内联网)来下载代码段。在任何状况下，本发明的范围不应被理解为受此些实施例限制。

本文中所描述的方法的任务中的每一者可直接体现于硬件、由处理器执行的软件模块或两者的组合中。在如本文中所揭示的方法的一实施方案的典型应用中，逻辑元件(例如，逻辑门)阵列经配置以执行所述方法的各种任务中的一者、一者以上或甚至全部。所述任务中的一者或一者以上(可能全部)还可实施为代码(例如，一个或一个以上指令集)，其体现于计算机程序产品(例如，例如磁盘、快闪或其它非易失性存储器卡、半导体存储器芯片等一个或一个以上数据存储媒体)中，所述代码可由包括逻辑元件阵列(例如，处理器、微处理器、微控制器或其它有限状态机)的机器(例如，计算机)读取及/或执行。如本文中所揭示的方法的一实施方案的任务还可由一个以上此阵列或机器执行。在这些或其它实施方案中，可在用于无线通信的装置(例如，蜂窝式电话或具有此通信能力的其它装置)内执行所述任务。此装置可经配置以(例如，使用例如VoIP的一个或一个以上协议)与电路交换网络及/或包交换网络进行通信。举例来说，此装置可包括经配置以接收及/或发射经编码的帧的RF电路。

明确地揭示：本文中所揭示的各种操作可由便携式通信装置(例如，手持机、头戴式耳机或便携式数字助理(PDA))执行，且本文中所描述的各种设备可包括于此装置内。典型的实时(例如，在线)应用为使用此移动装置而进行的电话对话。

在一个或一个以上示范性实施例中，可在硬件、软件、固件或其任何组合中实施本文中所描述的操作。如果实施于软件中，则所述操作可作为一个或一个以上指令或代码而存储于计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体进行传输。术语“计算机可读媒体”包括计算机存储媒体与通信媒体两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一处传递到另一处的任何媒)。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。举例来说且非限制，此计算机可读媒体可包含存储元件阵列，例如半导体存储器(其可包括(但不限于)动态或静态RAM、ROM、EEPROM及/或快闪RAM)，或铁电、磁阻、双向、聚合或相变存储器、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以在有形结构中存储呈指令或数据结构形式的所要代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，可适当地将任何连接称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及/或微波的无线技术而从网站、服务器或其它远程源传输软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波的无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘及Blu-ray Disc^TM(加利福尼亚州环球城的蓝光光盘协会)，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘使用激光以光学方式再现数据。以上各者的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。

如本文中所描述的声信号处理设备可并入到接受话音输入以便控制特定操作或可以其它方式受益于所要噪声与背景噪声的分离的电子装置(例如，通信装置)中。许多应用可受益于增强清楚的所要声音或将清楚的所要声音与源自多个方向的背景声音进行分离。此些应用可包括并有例如语音辨识及检测、话音增强及分离、语音激活的控制等的能力的电子或计算装置中的人机接口。可能需要实施此声信号处理设备以适合于仅提供有限处理能力的装置中。

可将本文中所描述的模块、元件及装置的各种实施方案的元件制造为驻留于(例如)同一芯片上或芯片组中的两个或两个以上芯片之间的电子及/或光学装置。此装置的一个实例为固定或可编程逻辑元件阵列，例如晶体管或门。本文中所描述的设备的各种实施方案的一个或一个以上元件还可全部或部分地实施为一个或一个以上指令集，所述一个或一个以上指令集经布置以在逻辑元件的一个或一个以上固定或可编程阵列(例如，微处理器、嵌入式处理器、IP核心、数字信号处理器、FPGA、ASSP及ASIC)上执行。

如本文中所描述的设备的一实施方案的一个或一个以上元件有可能用以执行并非直接关于所述设备的操作的任务(例如关于嵌入有所述设备的装置或系统的另一操作的任务)或执行并非直接关于所述设备的操作的其它指令集。此设备的一实施方案的一个或一个以上元件还有可能具有共同结构(例如，用以执行在不同时间对应于不同元件的代码部分的处理器，经执行以执行在不同时间对应于不同元件的任务的指令集，或在不同时间执行不同元件的操作的电子及/或光学装置的布置)。

Claims (44)

1.一种产生抗噪声信号的方法，所述方法包含：

在第一时间间隔期间通过在具有第一取样率的滤波域中将数字滤波器应用于参考噪声信号来产生所述抗噪声信号；及

在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过在所述滤波域中将所述数字滤波器应用于所述参考噪声信号来产生所述抗噪声信号，

其中在所述第一时间间隔期间，所述数字滤波器具有第一滤波器状态，且其中在所述第二时间间隔期间，所述数字滤波器具有不同于所述第一滤波器状态的第二滤波器状态，且其中所述方法包括在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中，基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而计算所述第二滤波器状态。

2.根据权利要求1所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述数字滤波器包括：

反馈滤波器，其经配置以对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号；及

前馈滤波器，其经配置以对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波以产生所述抗噪声信号。

3.根据权利要求2所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述计算所述第二滤波器状态包括更新所述前馈滤波器的至少一个前馈系数和所述反馈滤波器的至少一个前馈系数。

4.根据权利要求2和3中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述前馈滤波器和所述反馈滤波器中的每一者是无限脉冲响应滤波器。

5.根据权利要求1到4中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述第一滤波器状态包括滤波器增益，且其中所述计算所述第二滤波器状态包括计算所述滤波器增益的更新。

6.根据权利要求1到5中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述第一取样率为至少五万赫兹。

7.根据权利要求1到6中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少8倍。

8.根据权利要求1到6中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少64倍。

9.根据权利要求1到8中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述方法包括基于所要声音信号而计算声响路径的估计，且其中所述第二滤波器状态是基于所述所计算声响路径估计。

10.根据权利要求1到9中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述方法包括从多个不同麦克风中的每一者接收感测噪声信号，且

其中所述参考噪声信号是基于来自所述多个感测噪声信号中的每一者的信息。

11.根据权利要求1到10中任一权利要求所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述在第一时间间隔期间产生所述抗噪声信号包括通过将所述在所述第一时间间隔期间将数字滤波器应用于参考噪声信号的结果与在所述第一时间间隔期间于所述滤波域中将第二数字滤波器应用于所述误差信号的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述在第二时间间隔期间产生所述抗噪声信号包括通过将所述在所述第二时间间隔期间将数字滤波器应用于参考噪声信号的结果与在所述第二时间间隔期间于所述滤波域中将第二数字滤波器应用于所述误差信号的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中在所述第一时间间隔期间，所述第二数字滤波器具有第三滤波器状态，且其中在所述第二时间间隔期间，所述第二数字滤波器具有不同于所述第三滤波器状态的第四滤波器状态，且

其中所述方法包括在所述调适域中，基于来自所述误差信号的信息计算所述第四滤波器状态。

12.一种用于产生抗噪声信号的设备，所述设备包含：

用于在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号的装置；及

用于基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态的装置，其中所述第二滤波器状态不同于所述第一滤波器状态，

其中所述用于产生所述抗噪声信号的装置经配置以在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据所述第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。

13.根据权利要求12所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述用于产生所述抗噪声信号的装置包括：

用于对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号的装置；及

用于对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波以产生所述抗噪声信号的装置。

14.根据权利要求13所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述用于计算所述第二滤波器状态的装置经配置以更新所述用于对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号的装置的至少一个前馈系数和所述用于对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波的装置的至少一个前馈系数。

15.根据权利要求13和14中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述用于对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号的装置和所述用于对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波的装置中的每一者是无限脉冲响应滤波器。

16.根据权利要求12到15中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一滤波器状态包括滤波器增益，且其中所述计算所述第二滤波器状态包括计算所述滤波器增益的更新。

17.根据权利要求12到16中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为至少五万赫兹。

18.根据权利要求12到17中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少8倍。

19.根据权利要求12到17中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少64倍。

20.根据权利要求12到19中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述设备包括用于基于所要声音信号而计算声响路径的估计的装置，且其中所述第二滤波器状态是基于所述所计算声响路径估计。

21.根据权利要求12到20中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述设备包括用于产生所述参考噪声信号的装置，其中所述装置经配置以从多个不同麦克风中的每一者接收感测噪声信号，且

其中所述参考噪声信号是基于来自所述多个感测噪声信号中的每一者的信息。

22.根据权利要求12到21中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述用于产生所述抗噪声信号的装置经配置以在第一时间间隔期间通过将所述在所述第一时间间隔期间将数字滤波器应用于参考噪声信号的结果与在所述第一时间间隔期间于所述滤波域中将第二数字滤波器应用于所述误差信号的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述用于产生所述抗噪声信号的装置经配置以在第二时间间隔期间通过将所述在所述第二时间间隔期间将数字滤波器应用于参考噪声信号的结果与在所述第二时间间隔期间于所述滤波域中将第二数字滤波器应用于所述误差信号的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中在所述第一时间间隔期间，所述第二数字滤波器具有第三滤波器状态，且其中在所述第二时间间隔期间，所述第二数字滤波器具有不同于所述第三滤波器状态的第四滤波器状态，且

其中所述用于计算的装置经配置以基于来自所述误差信号的信息而在所述调适域中计算所述第四滤波器状态。

23.一种用于产生抗噪声信号的设备，所述设备包含：

数字滤波器，其经配置以在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号；及

控制块，其经配置以基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态，其中所述第二滤波器状态不同于所述第一滤波器状态，

其中所述数字滤波器经配置以在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据所述第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。

24.根据权利要求23所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述数字滤波器包括：

反馈滤波器，其经配置以对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号；及

前馈滤波器，其经配置以对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波以产生所述抗噪声信号。

25.根据权利要求24所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述控制块经配置以更新所述前馈滤波器的至少一个前馈系数和所述反馈滤波器的至少一个前馈系数。

26.根据权利要求24和25中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述前馈滤波器和所述反馈滤波器中的每一者是无限脉冲响应滤波器。

27.根据权利要求23到26中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一滤波器状态包括滤波器增益，且其中所述计算所述第二滤波器状态包括计算所述滤波器增益的更新。

28.根据权利要求23到27中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为至少五万赫兹。

29.根据权利要求23到28中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少8倍。

30.根据权利要求23到28中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少64倍。

31.根据权利要求23到30中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述控制块经配置以基于所要声音信号而计算声响路径的估计，且其中所述第二滤波器状态是基于所述所计算声响路径估计。

32.根据权利要求23到31中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述设备包括滤波器，所述滤波器经配置以执行空间选择性处理操作以产生所述参考噪声信号，其中所述滤波器经配置以从多个不同麦克风中的每一者接收感测噪声信号，且

其中所述参考噪声信号是基于来自所述多个感测噪声信号中的每一者的信息。

33.根据权利要求23到32中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述数字滤波器经配置以在所述第一时间间隔期间于所述滤波域中根据第三滤波器状态对所述误差信号进行滤波，且

其中所述数字滤波器经配置以在所述第一时间间隔期间通过将所述在所述第一时间间隔期间对参考噪声信号进行滤波的结果与所述在所述第一时间间隔期间对所述误差信号进行滤波的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述数字滤波器经配置以在所述第二时间间隔期间于所述滤波域中根据不同于所述第三滤波器状态的第四滤波器状态对所述误差信号进行滤波，且

其中所述数字滤波器经配置以在所述第二时间间隔期间通过将所述在所述第二时间间隔期间对参考噪声信号进行滤波的结果与所述在所述第二时间间隔期间对所述误差信号进行滤波的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述设备包括第二控制块，所述第二控制块经配置以基于来自所述误差信号的信息而在所述调适域中计算所述第四滤波器状态。

34.一种用于产生抗噪声信号的设备，所述设备包含：

集成电路，其经配置以在第一时间间隔期间通过根据第一滤波器状态在具有第一取样率的滤波域中对参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号；及

计算机可读媒体，其具有存储机器可执行指令的有形结构，所述机器可执行指令在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器基于来自所述参考噪声信号的信息及来自误差信号的信息而在具有低于所述第一取样率的第二取样率的调适域中计算第二滤波器状态，其中所述第二滤波器状态不同于所述第一滤波器状态，

其中所述集成电路经配置以在接续于所述第一时间间隔之后的第二时间间隔期间通过根据所述第二滤波器状态在所述滤波域中对所述参考噪声信号进行滤波来产生所述抗噪声信号。

35.根据权利要求34所述的产生抗噪声信号的方法，其中所述集成电路包括：

反馈滤波器，其经配置以对所述抗噪声信号进行滤波以产生反馈信号；及

前馈滤波器，其经配置以对所述参考噪声信号与所述反馈信号的和进行滤波以产生所述抗噪声信号。

36.根据权利要求35所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述指令包括在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器进行以下操作的指令：更新所述前馈滤波器的至少一个前馈系数和所述反馈滤波器的至少一个前馈系数。

37.根据权利要求35和36中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述前馈滤波器和所述反馈滤波器中的每一者是无限脉冲响应滤波器。

38.根据权利要求34到37中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一滤波器状态包括滤波器增益，且其中在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器计算所述第二滤波器状态的所述指令包括用以计算所述滤波器增益的更新的指令。

39.根据权利要求34到38中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为至少五万赫兹。

40.根据权利要求34到39中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少8倍。

41.根据权利要求34到39中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述第一取样率为所述第二取样率的至少64倍。

42.根据权利要求34到41中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述指令包括在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器进行以下操作的指令：基于所要声音信号而计算声响路径的估计，且其中所述第二滤波器状态是基于所述所计算声响路径估计。

43.根据权利要求34到42中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述设备包括滤波器，所述滤波器经配置以执行空间选择性处理操作以产生所述参考噪声信号，其中所述滤波器经配置以从多个不同麦克风中的每一者接收感测噪声信号，且

其中所述参考噪声信号是基于来自所述多个感测噪声信号中的每一者的信息。

44.根据权利要求34到43中任一权利要求所述的用于产生抗噪声信号的设备，其中所述集成电路经配置以在所述第一时间间隔期间于所述滤波域中根据第三滤波器状态对所述误差信号进行滤波，且

其中所述集成电路经配置以在所述第一时间间隔期间通过将所述在所述第一时间间隔期间对参考噪声信号进行滤波的结果与所述在所述第一时间间隔期间对所述误差信号进行滤波的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述集成电路经配置以在所述第二时间间隔期间于所述滤波域中根据不同于所述第三滤波器状态的第四滤波器状态对所述误差信号进行滤波，且

其中所述集成电路经配置以在所述第二时间间隔期间通过将所述在所述第二时间间隔期间对参考噪声信号进行滤波的结果与所述在所述第二时间间隔期间对所述误差信号进行滤波的结果进行求和而产生所述抗噪声信号，且

其中所述指令包括在由至少一个处理器执行时使所述至少一个处理器进行以下操作的指令：基于来自所述误差信号的信息而在所述调适域中计算所述第四滤波器状态。

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