CN101359878B - 具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器 - Google Patents

Abstract

一种具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器利用晶体管为次级整流器替代传统二极管整流器，以降低导通损失。然而，晶体管必须被适当的栅极驱动器驱动，传统采用他驱式栅极驱动器以集成电路实现，复杂且昂贵，而一般自驱式栅极驱动器电路仍太过复杂。本发明所揭露的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器由次级驱动线圈串接二极管、开关控制器及开关构成驱动电路以作为自驱式栅极驱动器，其中，开关控制器决定开启或关闭开关；利用一电压检测电路连接于开关控制器，其可检测连接于次级线圈的同步整流器的电压用以控制开关控制器；因此，本发明的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器可有效的简化电路复杂度并降低成本。

Description

具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器

技术领域

本发明有关一种回扫电压变换器，特别是具有自驱动式同步整流器的回扫电压变换器。

背景技术

传统的回扫电压变换器(flyback converter)主要利用变压器以及二极管作为整流器，又称为二极管整流器，用以将电源的能量传输至外部负载电路。变压器电路具有分离的初级线圈(primary winding)及次级线圈(secondary winding)，其中初级线圈用以连接外部电源，而次级线圈是一感应线圈，用以感应初级线圈的磁通量(magnetic flux)变化而生感应电压，连接整流器(rectifier)形成电源电路(power circuit)，用以驱动外部负载电路(load)。

请参考图1，其所示为传统回扫电压变换器的电路。变压器10具有相互分离的初级线圈Lp及次级线圈Ls，初级线圈Lp用以连接外部电源(power source)，而次级线圈Ls，经由电源电路(power circuit)后，连接外部负载电路(load)。图中初级线圈Lp及次级线圈Ls上的黑点表示同极性(同时为正极或负极)。

次级线圈Ls连接二极管D1以形成电源电路，其中二极管D1用以整流，又称为二极管整流器。电源电路的一输出端为电压输出端，另一端为接地端，于电压输出端及接地端之间跨接电容Co，称为负载电容(load capacitor)。

首先介绍外部电源的供电方式，其通常区分为连续导通模式(continuousconduction mode，CCM)及不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。连续导通模式仅为不连续导通模式的特例，以下说明不连续导通模式。其中输入电压以周期性方式供电，时间标为t，其定义如下：

1.首先为开启期间，记为T_on(0＜t＜T_on)，此期间内外部电源施电压V_i(V_i＝HIGH)于初级线圈L_p，初级线圈L_p储能，通过初级线圈L_p线圈的电流渐增至最大值，次级线圈L_s无电流。

2.接着为重置期间，记为T_r(T_on＜t＜T_on+T_r)，此期间内外部电源关闭，次级线圈L_s释能，通过次级线线圈Ls的电流i_s由最大渐减至0，初级线圈L_p受反射输出电压(reflected output voltage)其中N_p及N_s分别初级线圈L_p及次级线圈L_s的线圈数，初级线圈L_p的电流

形成于初级电感及初级线圈L_p的封闭回路中，但通过初级开关的电流i_sw(t)＝0。

3.最后为延迟期间，记为T_dead＝T_s-T_on-T_r(T_on+T_r＜t＜T_s)，其中T_s表示开关一周期的期间，此期间内外部电源关闭(V_i＝0)，次级线圈L_s不再释能，无电流通过初级线圈L_p及次级线圈L_s。

当感应电流未降至0(释能未完全)，下一个周期即开始，则称为连续导通模式。配合图1，以下说明回扫电压变换器的作动原理。

开启期间内，初级线圈L_p及次级线圈L_s上标示黑点的端点为高压端，二极管D₁为反向偏压，电源电路未导通，由负载电容C_o提供外部负载电路的电压V_o。

重置期间，初级线圈L_p及次级线圈L_s上标示黑点的端点为低压端，二极管D₁为顺向偏压，电源电路导通，电力于负载电容C_o及外部负载电路。

延迟期间，初级线圈L_p及次级线圈L_s上的电压为0，二极管D₁为反向偏压-V_o关闭，由负载电容C_o提供外部负载电路的电压V_o。

此种回扫电压变换器的缺点在于二极管整流器将导致严重的导通损失(conduction loss)。为降低导通损失，一般采用同步整流器以替代二极管整流器，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effecttransistor，MOS)常被用来作为同步整流器，其实施电路请参考图2。

比较图2与图1所示的回扫电压变换器的电路，其不同处在于采用n-MOS晶体管(n型金属氧化物半导体场效应晶体管)M₁替代二极管，作为同步整流器，但此种设计需用集成电路控制器(controller)IC以控制n-MOS晶体管M₁的导通。

另有相似的回扫电压变换器的设计，请参考图3，其与图2电路的不同处在于n-MOS晶体管M₁连接于负载线圈的接地端。图3所示的回扫电压变换器称为低压端驱动回扫电压变换器(low side driven flyback converter)，而图2电路的回扫电压变换器称为高压端驱动回扫电压变换器(high side driven flybackconverter)。此类设计，因利用集成电路控制器IC而增加了电路的复杂度及成本。

为降低导通损失、电路的复杂度及成本，利用不同的电路以制造回扫电压变换器，仍有其需求。

发明内容

本发明的一目的是降低回扫电压变换器的导通损失，其利用同步整流器以控制次级电源线圈的导通。

本发明的另一目的是降低回扫电压变换器电路的复杂度，其利用次级驱动线圈连接一开关控制器，用以接收电压检测电路的检测信号，开关控制器依据此检测信号控制开关的输出信号，进而决定开启或关闭同步整流器。

为达上述目的，本发明的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其包含变压器、二极管、电压检测电路、开关控制器、开关及同步整流器。变压器包含初级线圈、次级驱动线圈及次级电源线圈。初级线圈用以连接外部电源。次级电源线圈连接同步整流器构成电源电路，电源电路的输出端包含一接地端(低压端)，一端为电压输出端(高压端)，电压输出端及接地端间跨接输出电容。次级驱动线圈串接二极管、开关控制器及开关以形成驱动电路，开关控制器连接于电压检测电路以接收电压信号，其中电压检测电路用以检测电源电路的电压，并传送电压信号给开关控制器，用以控制开关，进而令开关开启或关闭同步整流器。

附图说明

图1所示为现有技术的回扫电压变换器的电路图。

图2所示为现有技术的高压端驱动回扫电压变换器的电路图。

图3所示为现有技术的低压端驱动回扫电压变换器电路图。

图4所示为本发明一实施例的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器电路示意图。

图5所示为本发明一实施例的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的驱动电路示意图。

图6所示为本发明一实施例的高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器电路示意图。

图7所示为本发明一实施例的低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器电路示意图。

图8所示为本发明一实施例的低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器电路图。

图9所示为本发明一实施例的同步整流器，其中以PNP双极晶体管及二极管作为同步整流器。

具体实施方式

以下将配合附图对本发明的较佳实施例进行详细说明以阐明本发明的精神。

请参考图4，图中示出本发明一实施例的回扫变压器(transformer)100电路，其包含初级线圈(primary winding)L_p、次级驱动线圈(secondary drivingwinding)L_d及次级电源线圈(secondary power winding)L₁，其中初级线圈L_p用以连接外部电源Vi。

次级电源线圈L₁连接电源电路(power circuit)，电源电路的输出包含电压输出端V₀(高压端)以及接地端(低压端)，用以提供外部负载电路(load)(图上未示)的电压，于电压输出端V₀及接地端间跨接一负载电容(load capacitor)C_o用以稳压。次级驱动线圈L_d串接驱动电路，驱动电路连接电压检测电路500及电源电路，分别用以接收检测信号及导通或断开电源电路。

电压检测电路500检测电源电路的电压，并传送检测信号给驱动电路，驱动电路再依据此检测信号决定导通或断开电源电路。

图5为根据本发明的一实施例说明初级线圈L_p、次级驱动线圈L_d、驱动电路以及电压检测电路500的示意图。驱动电路包含二极管D₂、开关控制器400及开关200。开关控制器400具有输入端410、检测端430及输出端420，开关200具有第一电压连接端220、第二电压连接端230及信号输出端240。

次级驱动线圈L_d的第一端连接二极管D₂的正极，二极管D₂的负极连接开关控制器400的输入端410，开关控制器400的输出端420连接开关200的第一电压连接端220，开关控制器400的侦侧端430连接电压侦侧电路500。开关200的第二电压连接端230连接次级驱动线圈L_d的第二端及电源电路上的同步整流器的流入端，而开关200的信号输出端240连接同步整流器的控制端(图中未示)，如此可导通或关闭电源电路。另外，开关控制器400的输入端410与次级驱动线圈L_d第二端间连接电容C₁，用以稳压并避免开关控制器400浮接而受损害。

电压检测电路500可检测电源电路上同步整流器的流入端及流出端的跨压，本实施例中，其包含并联的二电阻R₃、R₄，分别连接同步整流器的流入端及流出端的电压(图中未示)，因次级驱动线圈L_d的第二端连接于同步整流器的流入端，故将电阻R₃连接于次级驱动线圈L_d的第二端，如图中所示。

当同步整流器300导通时，流入端320及流出端330如同短路，电压检测电路500的二电阻R₃、R₄由并联端传送给开关控制器400的检测端430低电位，而令开关开关控制器400开启开关200；当同步整流器300不导通时，流入端320及流出端330则为开路，而传送给开关控制器400的检测端430高电位，而令开关开关控制器400关闭开关200。

图6为根据本发明的一实施例说明高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的初级线圈L_p、次级驱动线圈L_d、驱动电路、次级电源线圈L₁、电源电路及电压检测电路500的示意图。如图所示，电源电路包含同步整流器300，同步整流器300具有控制端310、流入端320及流出端330，次级电源线圈L₁连接流入端320，流出端330连接至电压输出端V₀。

驱动电路的开关200的信号输出端240连接同步整流器300的控制端310，并将开关200的第二电压连接端230连接于同步整流器300的流入端320及次级电源线圈的第二端。

电压检测电路500连接于开关控制器400的检测端430，其包含并联的二电阻R₃、R₄，分别连接于电源电路的同步整流器300的流入端320及流出端330。

根据上述实施例，于电源供电周期内，利用开关控制器400的检测端430的电压变化，控制输入端410及输出端420是否导通，借以控制第一电压连接端220与第二电压连接端230间的电压变化，进而控制开关200的信号输出端240的电位信号。当信号输出端240连接于电源电路上的同步整流器300时，电位信号将可控制同步整流器300的流入端320与流出端330是否导通。若同步整流器300的控制端310被开启且流入端320的电压高于流出端330的电压时，电流由流入端320流向流出端330，次级电源线圈L₁经由同步整流器300充电能于负载电容C_o并驱动外部负载电路(图上未示)。若同步整流器300的控制端310被关闭时，流入端320及流出端330为断路，电源电路形成不导通，由负载电容C_o驱动外部负载电路。

图7为根据本发明的一实施例说明低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的初级线圈L_p、次级驱动线圈L_d、驱动电路、次级电源线圈L₁、电源电路及电压检测电路500的示意图。与高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的电源电路相比较，低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的电源电路中的同步整流器300的流入端320串接于接地端(低压端)上，流出端330连接次级电源线圈L₁，控制端310连接开关200的信号输出端240。本实施例的控制端的开启与关闭与高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的电源电路相同，于此不再赘述。

要说明的是，于一实施例中，利用N(P)型金属氧化物半导体场效应晶体管(n/p-channel metal oxide semiconductor field effect transistor，n/p-MOS)、N(P)型接面场效应半导体(p/n-channel junction field effecttransistor，p/n-JFET)或PNP(NPN)双极晶体管(pnp/npn bipolar junctiontransistor，pnp/npn-BJT)作为同步整流器时，栅(基)极作为控制端310，并依据晶体管源(发射)极与漏(集电)极的特性分别定义流入端320及流出端330。

例如，以n-MOS作为高(低)压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的同步整流器，其控制端310、流入端320以及流出端330分别为n-MOS晶体管的栅极、源极以及漏极，电压检测电路是检测n-MOS晶体管的源-漏极间的本体二极管(body diode)的跨压。

又如，利用PNP或NPN型双极晶体管作为同步整流器，因无如MOS晶体管的本体二极管的特性，需外接一二极管提供跨压，其连接方式是将二极管的正极及负极分别连接流入端320及流出端330。如一实施例中，利用PNP型双极晶体管作为同步整流器时，以其基极、集电极及发射极作为控制端310、流出端330及流入端320，于流入端320(发射极)及流出端330(集电极)之间跨接二极管。

接着，图8所示为一低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器实施例的电路图。如图所示，同步整流器300为一n-MOS晶体管M₂。

开关200以一互锁型电路作为，互锁型电路包含一NPN双极晶体管Q₁、PNP双极晶体管Q₂、二电阻R₁、R₂。晶体管Q₁的发射极连接晶体管Q₂的发射极且连接点定义为信号输出端240。二晶体管Q₁、Q₂的基极相接，电阻R₁跨接在晶体管Q₁的集电极与基极之间，且电阻R₂跨接在晶体管Q₂的集电极与基极之间。晶体管Q₁及晶体管Q₂的集电极分别定义为第一电压连接端220及第二电压连接端230。

开关控制器400为一PNP双极晶体管Q₃，其发射极、基极及集电极分别被定义为输入端410、检测端430及输出端420。

电压检测电路500包含并联的二电阻R₃、R₄，并联端连接于开关控制器400的检测端430(双极晶体管Q₃的基极)，电阻R₃、R₄分别连接于同步整流器300的流入端320及流出端330(n-MOS晶体管M₂的源极与漏极)。

根据电源供电的一周期内的电路的导通情况，电源供电供电周期区分为开启期间、重置期间以及延迟期间(定义已于先前技术中描述)。当应用上述实施例时，其各区间的导通描述如下：

开启期间T_on(0＜t＜T_on)：二极管D₂受反向偏压(reverse biased)而形成断路，电容C₁施电压于双极晶体管Q₃的发射极，分压电阻R₄与R₃施偏压于其基极，因n-MOS晶体管M₂的本体二极管受反向偏压(reverse biased)而形成断路，使其漏极处于高电位，进而使双极晶体管Q₃的基极电位高于其发射极电位，双极晶体管Q₃的发射极与基极受反向偏压而关闭，开关200的双极晶体管Q₁亦关闭，n-MOS晶体管M₂被关闭。即使n-MOS晶体管M₂的栅极积存电荷，也会很快的经由开关200的晶体管Q₂及电阻R₂而释放，使n-MOS晶体管M₂的栅源二极的跨压降为0(V_GS＝0)，而关闭n-MOS晶体管M₂，电源电路不导通，由输出电容C_o驱动外部负载电路的电压V_o。因此，在开启期间T_on(0＜t＜T_on)内，电流由n-MOS晶体管M₂的栅极流向晶体管Q₂，即开关200的信号输出端240提供低电压信号。

重置期间T_r(T_on＜t＜T_on+T_r)：二极管D₂受顺向偏压(forward biased)而导通，因n-MOS晶体管M₂的本体二极管受顺向偏压(forward biased)而导通，使其漏极处于低电位，分压电阻R₄与R₃施于双极晶体管Q₃的基极的电压低于电容C₁施于双极晶体管Q₃的发射极的电压，双极晶体管Q₃的发射极与基极受顺向偏压而导通，开关200的双极晶体管Q₁也导通，电流由开关200的流入端220，经由电阻R₁，开启晶体管Q₁，进而在开关200的信号输出端240提供高电位，此高电位使n-MOS晶体管M₂被开启，因而导通n-MOS晶体管M₂的源极(流入端320)与漏极(流出端330)，电源电路形成通路。因此，在重置期间T_r(T_on＜t＜T_on+T_r)内，电流由晶体管Q₁流向n-MOS晶体管M₂的栅极，即开关200的信号输出端240提供高电压信号。

延迟期间T_dead(T_on+T_r＜t＜T_on+T_r+T_dead)：初级线圈L_p、次级驱动线圈L_d以及次级电源线圈L₁不再释能且无电流通过，此时二极管D₂无偏压而形成断路，n-MOS晶体管M₂被关闭，电源电路不导通，由输出电容C_o驱动外部负载电路的电压V_o。

另一实施例是利用PNP双极晶体管作为同步整流器300时，需外接二极管，以产生流入端320及流出端330的跨压，其同步整流器的实施例如图9所示。

高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的原理同低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，仅需注意同步整流器的极性需连接正确，此不再赘述。

综上所述，利用次级驱动线圈形成一驱动电路，驱动电路上的开关控制器受电压检测电路的检测信号以控制开关，进而可开启或关闭电源电路上的同步整流器，即利用驱动电路开启或关闭电源电路，如此完成具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器。

以上所述的实施例仅是说明本发明的技术思想及特点，其目的在使熟悉本技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，当不能以其限定本发明的专利范围，即凡是根据本发明所揭示的精神所作的均等变化或修饰，仍应涵盖在本发明的专利范围内。

Claims (6)

1.一种具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，包含：

一回扫变压器，具有一初级线圈、一次级驱动线圈以及一次级电源线圈，其中该初级线圈连接一外部电源借以输入电压；

一电源电路，其由该回扫变压器的该次级电源线圈串接一同步整流器所构成，以提供一电压输出端及一接地端，并于该电压输出端及该接地端之间跨接一电容，其中该同步整流器具有一控制端、一流入端及一流出端，该流入端与该流出端串接于该次级电源线圈，该控制端接收一控制信号以导通或断开该流入端及该流出端；

一驱动电路，其由该回扫变压器的该次级驱动线圈串接一二极管、一开关控制器及一开关所构成，其中该开关控制器具有一输入端、一输出端及一检测端，该开关具有一第一电压连接端、一第二电压连接端及一电压信号输出端，该开关第一电压连接端连接该开关控制器的输出端，该开关控制器的输入端连接该二极管的负极，该二极管的正极连接该次级驱动线圈的第一端，该次级驱动线圈的第二端连接该开关的该第二电压连接端及该同步整流器的该流入端，以及该开关的该电压信号输出端连接该同步整流器的该控制端，用以提供该控制信号，并于该开关控制器的输入端与该次级驱动线圈的第二端间跨接一第二电容，用以稳压；以及

一电压检测电路，连接该开关控制器的该检测端及该电源电路，用以检测该同步整流器的流入端与流出端间的跨压，及传送检测信号给该开关控制器。

2.根据权利要求1所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征在于其为一高压端自驱回扫电压变换器或一低压端自驱回扫电压变换器，其中该同步整流器串接于该次级电源线圈与该电压输出端之间称为该高压端自驱回扫电压变换器，若串接于该次级电源线圈与该接地端之间，则称为该低压端自驱回扫电压变换器。

3.根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征在于该开关包含：

一NPN双极晶体管，一第一电阻跨接该NPN双极晶体管的集电极与基极，该NPN双极晶体管的集电极定义为该第一电压连接端；以及

一PNP双极晶体管，一第二电阻跨接该PNP双极晶体管的集电极与基极，并将该PNP双极晶体管的基极与发射极分别连接于该NPN双极晶体管的基极与发射极，其中该PNP双极晶体管的集电极定义为该第二电压连接端，二晶体管发射极的连接点定义为该电压信号输出端。

4.根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征在于该同步整流器是N型金属氧化物半导体场效应晶体管、P型金属氧化物半导体场效应晶体管、N型接面型场效应晶体管、P型接面型场效应晶体管、NPN双极晶体管或PNP双极晶体管，其中NPN双极晶体管或PNP双极晶体管需外接一第二二极管。

5.根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征在于该开关控制器为一PNP双极晶体管，其发射极、基极及集电极分别为该输入端、该检测端及该输出端。

6.根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征在于该电压检测电路是并联的二电阻，其并联端连接该开关控制器的检测端，该二电阻的另一端分别连接该同步整流器的该流入端及该流出端。

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