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CN108923639B - 一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路 - Google Patents

一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，原边反馈开关电源基于AC‑DC原边控制转换器拓扑结构，其特征在于：设置振荡器、清零电路、噪声检测电路、时间电压转换器、开关电容滤波器、电压电流转换电路和峰值电流检测电路构成的系统，与受控的原边反馈开关电源构成闭环，通过调节系统的峰值电流达到控制系统频率的目的，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，工作在音频区之外；小功率时，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。

Description

一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路
技术领域
本发明涉及一种原边反馈控制的开关电源，特别涉及一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，属于集成电路技术领域。
背景技术
原边反馈控制的开关电源可将高压的交流信号转换为低压的直流信号，因其外围系统器件少，成本低，结构简单等优点，广泛应用于充电器，适配器，LED驱动等领域。目前市场上推出了很多采用原边反馈控制技术的IC，这些IC采用脉冲频率调制模式(pulsefrequencymodulation,简称PFM)，开关电源的工作频率与负载电流成线性关系，当输出负载电流降低时，开关电源的开关频率也随之降低，为了降低系统的空载待机功耗，通常会把工作频率降得很低，当系统的开关频率低到音频区(20Hz～20KHz)时，如果系统工作功率过高，由于变压器、电容及电阻等外部器件的机械振动会产生音频噪声，严重影响设备使用。
发明内容
本发明的目的是为了解决传统的原边反馈AC-DC开关电源芯片工作频率低于20KHz时，进入音频范围产生音频噪声的问题。为此，本发明提供了一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，通过调节系统的峰值电流达到精确控制系统频率的目的，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，工作在音频区之外；小功率时，系统频率迅速穿越音频区，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。
本发明采用的技术方案是：一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，原边反馈开关电源基于AC-DC原边控制转换器拓扑结构，包括整流桥、输入滤波电容、原边绕组NP及原边开关管和采样电阻R5、辅助绕组NA及分压输出电阻、副边绕组NS及整流二极管以及输出电阻R0和电容C0，辅助绕组NA通过电阻分压输出的电压信号连接误差放大器的负端，误差放大器的正端连接2V电压，误差放大器的输出经PFM调制器和驱动电路后控制原边开关管的栅极；其特征在于：设置振荡器、清零电路、噪声检测电路、时间电压转换器、开关电容滤波器、电压电流转换电路和峰值电流检测电路构成的系统，与受控的原边反馈开关电源构成闭环；峰值电流检测电路通过原边开关管采样电阻获取的峰值电流信号CS连接比较器COMP的正端，参考电压VREF通过电阻R3与R4串联后连接比较器COMP的负端，比较器COMP的输出连接PFM调制器，振荡器产生占空比为50％、频率恒定的周期性方波时钟信号CLK，噪声检测电路接受振荡器输出的方波时钟信号CLK作为时钟信号，经过计数器和逻辑电路处理，运算出系统开关频率与25KHz频率的频率倒数的差值即差值信号Tdetect，时间电压转换器接受噪声检测电路输出的差值信号Tdetect，将其转换成与时间成正比的电压值V_DETECT，清零电路接受PFM调制器输出的PFM信号，为噪声检测电路和时间电压转换器提供每个周期开始时的清零重置信号RESET，开关电容滤波器的控制信号为PFM调制器输出的PFM信号，与时间成正比的电压值V_DETECT经过开关电容滤波器输出滤波后的电压V_SCF，经过电压电流转换电路连接至电阻R3与R4的连接端，输出随输入电压线性变化的下拉电流，该电流拉低比较器COMP负端的比较阈值电压，通过调节系统的峰值电流达到控制系统工作频率，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，始终工作在音频区之外；小功率时，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。
所述噪声检测电路包括T触发器T1、T触发器T2、T触发器T3、T触发器T4、SR触发器D1、SR触发器D2、反相器INV1、反相器INV2、反相器INV3、与非门NAND1及异或门XOR1；T触发器T1的时钟输入端CK连接振荡器输出的方波时钟信号CLK，T触发器T1的SET端连接清零重置信号RESET，T触发器T1的输出端Q连接T触发器T2的时钟输入端CK和与非门NAND1的一个输入端，T触发器T2的输出端Q连接T触发器T3的时钟输入端CK，T触发器T3的SET端连接清零重置信号RESET；T触发器T3的输出端Q连接T触发器T4的时钟输入端CK和与非门NAND1的另一个输入端，与非门NAND1的输出连接SR触发器D2的S端，T触发器T4的输出连接反相器INV1的输入，T触发器T4的SET端连接清零重置信号RESET，反相器INV1的输出端连接SR触发器D1的S端，SR触发器D1的R端连接清零重置信号RESET，SR触发器D1的输出端Q连接异或门XOR1的一个输入端，SR触发器D2的R端连接清零重置信号RESET，SR触发器D2的输出端Q连接异或门XOR1的另一个输入端，异或门XOR1的输出连接反相器INV2的输入，清零重置信号RESET经延时控制电路Delay连接反相器INV3的输入端。
所述时间电压转换器包括电流源IP1、开关K1、开关K2及电容C1，电流源IP1的输入端连接电源VDD，电流源IP1的输出端连接开关K1的一端，开关K1另一端连接开关K2的一端和电容C1的一端并作为时间电压转换器的输出端，输出与时间成正比的电压值V_DETECT，开关K2的另一端及电容C1的另一端均接地，开关K1的控制端连接噪声检测电路中反相器INV2的输出，开关K2的控制端连接噪声检测电路中反相器INV3的输出。
所述开关电容滤波器包括开关K3、开关K4、反相器INV4、电容C2和电容C3；时间电压转换器输出的与时间成正比的电压值V_DETEC连接开关K3的一端，开关K3的另一端连接开关K4的一端和电容C2的一端，开关K4的另一端连接电容C3的一端并作开关电容滤波器的输出端，输出滤波电压V_SCF，电容C2的另一端及电容C3的另一端均接地，开关K3的控制端连接PFM调制器输出的PFM信号，开关K4的控制端连接反相器INV4的输出端，反相器INV4的输入端连接PFM调制器输出的PFM信号。
所述电压电流转换电路包括运算放大器A1、电阻R1、NMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5；运算放大器A1的正相输入端连接开关电容滤波器的输出电压V_SCF，运算放大器A1的负相输入端连接NMOS管M1的源极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端接地，运算放大器A1的输出端连接NMOS管M1的栅极，NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极和栅极以及PMOS管M3的栅极，PMOS管M2的源极和PMOS管M3的源极均连接电源VDD，PMOS管M3的漏极连接NMOS管M4的漏极和栅极以及NMOS管M5管的栅极，NMOS管M4的源极和NMOS管M5的源极均接地，NMOS管M5的漏极作为电压电流转换电路的输出端，连接峰值电流检测电路中电阻R3与R4的连接端。
所述清零电路在输入的PFM信号变为高电平的上升沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为噪声检测电路提供每个周期开始时的清零重置信号RESET；在输入的PFM信号变为低电平的下降沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为时间电压转换器提供逐周期的清零重置信号。
本发明的优点及显著效果：本发明可以有效消除原边反馈控制的开关电源音频噪声，通过调节系统的峰值电流达到精确控制系统频率的目的，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，工作在音频区之外；小功率时，系统频率迅速穿越音频区，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。
附图说明
图1为本发明一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路系统方框图；
图2为图1中的振荡器与噪声检测电路和时间电压转换器的连接电路图；
图3为图1中的开关电容滤波器电路图；
图4为图1中的电压电流转换电路和峰值电流检测电路；
图5为噪声检测电路控制时序图。
具体实施方式
如图1，本发明一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，原边反馈开关电源基于AC-DC原边控制转换器拓扑结构，包括整流桥、输入滤波电容、原边绕组NP及原边开关管和采样电阻R5、辅助绕组NA及分压输出电阻，副边绕组NS及整流二极管以及输出电阻R0和电容C0，辅助绕组NA通过电阻分压输出的电压信号连接误差放大器的负端，误差放大器的正端连接2V电压，误差放大器的输出经PFM调制器和驱动电路后控制原边开关管的栅极；其特征在于：设置振荡器、清零电路、噪声检测电路、时间电压转换器、开关电容滤波器、电压电流转换电路和峰值电流检测电路构成的系统，与受控的原边反馈开关电源构成闭环；峰值电流检测电路通过原边开关管采样电阻获取的峰值电流信号CS连接比较器COMP的正端，参考电压VREF通过电阻R3与R4串联后连接比较器COMP的负端，比较器COMP的输出连接PFM调制器，振荡器产生占空比为50％、频率恒定的周期性方波时钟信号CLK，噪声检测电路接受振荡器输出的方波时钟信号CLK作为时钟信号，经过计数器和逻辑电路处理，运算出系统开关频率与25KHz频率的频率倒数的差值即差值信号Tdetect，时间电压转换器接受噪声检测电路输出的差值信号Tdetect，将其转换成与时间成正比的电压值V_DETECT，清零电路接受PFM调制器输出的PFM信号，为噪声检测电路和时间电压转换器提供每个周期开始时的清零重置信号RESET，清零电路在输入的PFM信号变为高电平的上升沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为噪声检测电路提供每个周期开始时的清零重置信号RESET；在输入的PFM信号变为低电平的下降沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为时间电压转换器提供逐周期的清零重置信号。开关电容滤波器的控制信号为PFM调制器输出的PFM信号，与时间成正比的电压值V_DETECT经过开关电容滤波器输出滤波后的电压V_SCF，经过电压电流转换电路连接至电阻R3与R4的连接端，输出随输入电压线性变化的下拉电流，该电流拉低比较器COMP负端的比较阈值电压，通过调节系统的峰值电流达到控制系统工作频率，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，始终工作在音频区之外；小功率时，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。
如图2，噪声检测电路包括T触发器T1、T2、T3、T4，SR触发器D1、D2，反相器INV1、INV2、INV3，与非门NAND1及异或门XOR1；T1的时钟输入端CK连接振荡器输出的方波时钟信号CLK，T1的SET端连接清零重置信号RESET，T1的输出端Q(f1)连接T2的时钟输入端CK和与非门NAND1的一个输入端，T2的输出端Q连接T3的时钟输入端CK，T3的SET端连接清零重置信号RESET；T3的输出端Q(f2)连接T4的时钟输入端CK和与非门NAND1的另一个输入端，与非门NAND1的输出(f4)连接D2的S端，T4的输出端Q连接INV1的输入，T4的SET端连接清零重置信号RESET，INV1的输出(f3)连接D1的S端，D1的R端连接清零重置信号RESET，D1的输出端Q(f20)连接异或门XOR1的一个输入端，D2的R端连接清零重置信号RESET，D2的输出端Q(f25)连接异或门XOR1的另一个输入端，异或门XOR1的输出连接INV2的输入，清零重置信号RESET经延时控制电路Delay连接INV3的输入端。
时间电压转换器包括电流源IP1、开关K1、开关K2及电容C1，电流源IP1的输入端连接电源VDD，电流源IP1的输出端连接开关K1的一端，开关K1另一端连接开关K2的一端和电容C1的一端并作为时间电压转换器的输出端，输出与时间成正比的电压值V_DETECT，开关K2的另一端及电容C1的另一端均接地，开关K1的控制端连接噪声检测电路中反相器INV2的输出，开关K2的控制端连接噪声检测电路中反相器INV3的输出。
图2中，CLK经过由T触发器T1～T4构成的计数器产生逐周期的时间为40us(f25)和50us(f20)的时钟信号，原边反馈控制的开关电源系统工作频率随着负载的降低而降低，当工作频率低于25KHz时(对应的计数时间为40us)，INV2的输出变为高电平，K1闭合，恒流源IP1开始以恒定的电流给电容C1充电，产生时间电压转换器的输出电压值V_DETECT。开关电源系统工作频率越低K1闭合时间越长，V_DETECT电压值也越高。系统工作频率降低到20KHz时，K1打开，V_DETECT电压达到最大值。
如图3，开关电容滤波器包括开关K3、开关K4、反相器INV4、电容C2和电容C3；时间电压转换器输出的与时间成正比的电压值V_DETEC连接开关K3的一端，开关K3的另一端连接开关K4的一端和电容C2的一端，开关K4的另一端连接电容C3的一端并作开关电容滤波器的输出端，输出滤波电压V_SCF，电容C2的另一端及电容C3的另一端均接地，开关K3的控制端连接PFM调制器输出的PFM信号，开关K4的控制端连接反相器INV4的输出端，反相器INV4的输入端连接PFM调制器输出的PFM信号。开关电容滤波器所需电容值小，可节省芯片面积，成本低，并且具有处理速度快，结构简单，精度高的优点。当PFM为高电平时，开关K3闭合，开关K4打开，V_DETEC的电压值传递至电容C2，当PFM为低电平时，开关K3打开，开关K4闭合，电容C2存储的电荷传递至C3，产生滤波电压值V_SCF。PFM频率越高开关电容滤波器的传递速度越快，V_DETEC传递到V_SCF的速度越快。
如图4，电压电流转换电路包括运算放大器A1、电阻R1、NMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5；运算放大器A1的正相输入端连接开关电容滤波器的输出电压V_SCF，运算放大器A1的负相输入端连接NMOS管M1的源极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端接地，运算放大器A1的输出端连接NMOS管M1的栅极，NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极和栅极以及PMOS管M3的栅极，PMOS管M2的源极和PMOS管M3的源极均连接电源VDD，PMOS管M3的漏极连接NMOS管M4的漏极和栅极以及NMOS管M5管的栅极，NMOS管M4的源极和NMOS管M5的源极均接地，NMOS管M5的漏极作为电压电流转换电路的输出端，连接峰值电流检测电路中电阻R3与R4的连接端。M2、M3为电流镜复制电路，通过调节M2、M3的宽长比，可以得到电流镜复制的比例系数。PMOS管M3的漏极接NMOS管M4的漏极、栅极以及M5管栅极，NMOS管M4、M5的源极接地。M4、M5为电流镜复制电路，通过调节M2、M3的宽长比，可以得到电流镜复制的比例系数。电压电流转换电路实现将输入电压V_SCF转换为电流I_CS。
峰值电流检测电路如图4所示，包括电阻R3、R4，比较器COMP，电阻R3一端连接基准电压VREF，另一端连接NMOS管M5的漏极和电阻R4的一端，R4的另一端接比较器的负相输入端，峰值电流检测信号CS接比较器的正相输入端，输出信号为Cout。当I_CS＝0时Vth＝VREF，当I_CS变大时，Vth变小(小于VREF)，CS在较小时使输出信号为Cout发生翻转，即峰值电流变小，输出信号为Cout控制PFM信号的关断。
本发明电路的工作原理如下：基于PFM模式的原边反馈开关电源，其功率传输方程为：
Figure GDA0002323433680000061
其中，P为开关电源系统输出功率，VO和IO分别为系统输出电压和电流，η为系统转换效率，Lm为变压器电感，fs为系统开关频率，Ipk为每个周期系统原边电感的峰值电流。
通过(1)式可知，对于固定峰值电流控制模式的PFM调制系统，Lm为定值，Ipk为定值，开关电源的工作频率与负载电流成线性关系，当输出负载电流降低时，即IO减小时，开关电源的开关频率fs也随之降低，当系统的开关频率fs降低到音频区(20Hz～20KHz)会产生音频噪声。为了不让系统降至音频范围，相同的功率条件下，改变系统工作模式，减小Ipk可提升fs。
如图2所示，以PFM信号变为高电平的上升沿作为一个周期的起点，清零电路在PFM变为高电平的上升沿时产生清零脉冲信号RESET，清零信号RESET对T触发器T1～T4、SR触发器D1～D2进行清零，之后振荡器产生的CLK经过由T触发器T1～T4构成的计数器开始计时，如果系统开关频率大于25KHz，则计数器的逻辑输出使K1始终断开，进而V_DETECT为零，V_SCF为零，I_CS为零，VREF等于Vth，系统工作在固定峰值电流模式。若系统负载电流持续降低，使系统工作频率降低至25KHz以下，振荡器产生的CLK经过由T触发器T1～T4构成的分频器计时至40us(对应的频率为25KHz)时，f25变为低电平，f20为高电平，经过逻辑门电路异或门XOR1和反相器INV2运算之后输出高电平，使K1闭合，恒流源IP1开始以恒定的电流给电容C1充电，由电容公式
Figure GDA0002323433680000071
可以得到，时间电压转换器输出电压
Figure GDA0002323433680000072
其中I为恒流源IP1的电流，t为K1闭合时间，C为电容C1的电容值。
Figure GDA0002323433680000073
由(3)可知，t也可以表示为系统工作周期时间
Figure GDA0002323433680000074
与设定的噪声检测时间40us的差值。V_DETECT接入开关电容滤波器电路。如图3所示，当PFM为高电平时，开关K3闭合，开关K4打开，V_DETEC的电压值传递至电容C2，当PFM为低电平时，开关K3打开，开关K4闭合，电容C2存储的电荷传递至C3，产生滤波电压值V_SCF。PFM频率越高开关电容滤波器的传递速度越快，V_DETEC传递到V_SCF的速度越快，经过若干周期的传递V_DETEC＝V_SCF。V_SCF作为电压电流转换电路的输入，如图4所示，V_SCF由运算放大器A1，NMOS管M1，PMOS管M2，电阻R1组成的电压电流转换电路转换成电流I1，
Figure GDA0002323433680000075
由公式(4)可得I1的电流值，I2通过由PMOS管M2和PMOS管M3组成的电流镜精确复制I1的电流，I_CS通过由NMOS管M4和NMOS管M5组成的电流镜精确复制I2的电流，最终可得
Figure GDA0002323433680000076
I_CS接入峰值电流检测电路，如图4所示，
Vth＝VREF-I_CS×R3 (5)
由公式(5)可知CS的比较阈值电压Vth与下拉电流I_CS的线性关系。
Figure GDA0002323433680000081
由公式(6)可知峰值电流Ipk与CS比较阈值电压和检测电阻R5的关系。
由式(2)(3)(4)(5)(6)可得
Figure GDA0002323433680000082
由式(7)可知，本发明将原边反馈模式的开关电源的峰值电流转换为与系统开关频率相关的函数，开关频率fS的值越小，Ipk越小。
由式(1)(7)可得
Figure GDA0002323433680000083
如果负载电流继续降低，使系统工作频率降低至20KHz时，振荡器产生的CLK经过由T触发器T1～T4构成的计数器计时至50us时(对应频率为20KHz)，f25为低电平，f20变为低电平，经过逻辑门电路异或门XOR1和反相器INV2运算之后输出低电平，使K1打开，恒流源IP1停止给C1充电，此时C1上的电压达到最大值，相应的Ipk达到最小值，噪声检测电路控制时序如图5所示，由(8)式可得此时的功率
Figure GDA0002323433680000084
由(9)式可知合理设置R3，R1，R5，C1的参数，使得开关频率20KHz、Ipk达到最小值时的系统输出功率P足够小，小至即使所产生的传输能量即使在音频区间内也不足以产生音频噪声。系统开关频率在小于25KHz至Ipk最小值之间始终钳位在20KHz以上。之后负载电流继续降低，系统进入脉冲频率调制(PFM)工作模式，系统开关频率低于20KHz，由于此时功率足够小，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声即使系统开关频率低于20KHz，也不会产生音频噪声。
整个系统工作过程分为三个阶段：(1)工作频率大于25KHz，系统采用固定峰值电流的脉冲频率调制模式(PFM)，没有进入音频段不会产生音频噪声。(2)工作频率小于25KHz，消除开关电源音频噪声的电路通过检测系统的开关频率fs实时控制峰值电流，使系统工作频率始终工作在20KHz以上，直到峰值电流降到最小值，此阶段没有进入音频段不会产生音频噪声。(3)工作频率小于20KHz，工作在低峰值电流的脉冲频率调制模式，此时功率足够小，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，即使系统开关频率低于20KHz，也不会产生音频噪声。
综上所述，本发明的消除原边反馈控制的开关电源音频噪声的电路，可精确的检测系统开关频率，通过控制峰值电流，使系统在大功率时，系统工作频率始终钳位在20KHz以上，小功率时，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终实现消除音频噪声的目的。

Claims (6)

1.一种消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，原边反馈开关电源基于AC-DC原边控制转换器拓扑结构，包括整流桥、输入滤波电容、原边绕组NP及原边开关管和采样电阻R5、辅助绕组NA及分压输出电阻、副边绕组NS及整流二极管以及输出电阻R0和电容C0，辅助绕组NA通过电阻分压输出的电压信号连接误差放大器的负端，误差放大器的正端连接2V电压，误差放大器的输出经PFM调制器和驱动电路后控制原边开关管的栅极；
其特征在于：设置振荡器、清零电路、噪声检测电路、时间电压转换器、开关电容滤波器、电压电流转换电路和峰值电流检测电路构成的系统，与受控的原边反馈开关电源构成闭环；峰值电流检测电路通过原边开关管采样电阻获取的峰值电流信号CS连接比较器COMP的正端，参考电压VREF通过电阻R3与R4串联后连接比较器COMP的负端，比较器COMP的输出连接PFM调制器，振荡器产生占空比为50％、频率恒定的周期性方波时钟信号CLK，噪声检测电路接受振荡器输出的方波时钟信号CLK作为时钟信号，经过计数器和逻辑电路处理，运算出系统开关频率与25KHz频率的频率倒数的差值即差值信号Tdetect，时间电压转换器接受噪声检测电路输出的差值信号Tdetect，将其转换成与时间成正比的电压值V_DETECT，清零电路接受PFM调制器输出的PFM信号，为噪声检测电路和时间电压转换器提供每个周期开始时的清零重置信号RESET，开关电容滤波器的控制信号为PFM调制器输出的PFM信号，与时间成正比的电压值V_DETECT经过开关电容滤波器输出滤波后的电压V_SCF，经过电压电流转换电路连接至电阻R3与R4的连接端，输出随输入电压线性变化的下拉电流，该电流拉低比较器COMP负端的比较阈值电压，通过调节系统的峰值电流达到控制系统工作频率，在大功率负载时，开关电源的传输能量高，使系统工作频率始终钳位在20KHz以上，始终工作在音频区之外；小功率时，开关电源的传输能量极低，没有足够的能量产生音频噪声，最终消除了开关电源整个负载范围内的音频噪声。
2.根据权利要求1所述的消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，其特征在于：所述噪声检测电路包括T触发器T1、T触发器T2、T触发器T3、T触发器T4、SR触发器D1、SR触发器D2、反相器INV1、反相器INV2、反相器INV3、与非门NAND1及异或门XOR1；T触发器T1的时钟输入端CK连接振荡器输出的方波时钟信号CLK，T触发器T1的SET端连接清零重置信号RESET，T触发器T1的输出端Q连接T触发器T2的时钟输入端CK和与非门NAND1的一个输入端，T触发器T2的输出端Q连接T触发器T3的时钟输入端CK，T触发器T3的SET端连接清零重置信号RESET；T触发器T3的输出端Q连接T触发器T4的时钟输入端CK和与非门NAND1的另一个输入端，与非门NAND1的输出连接SR触发器D2的S端，T触发器T4的输出连接反相器INV1的输入，T触发器T4的SET端连接清零重置信号RESET，反相器INV1的输出端连接SR触发器D1的S端，SR触发器D1的R端连接清零重置信号RESET，SR触发器D1的输出端Q连接异或门XOR1的一个输入端，SR触发器D2的R端连接清零重置信号RESET，SR触发器D2的输出端Q连接异或门XOR1的另一个输入端，异或门XOR1的输出连接反相器INV2的输入，清零重置信号RESET经延时控制电路Delay连接反相器INV3的输入端。
3.根据权利要求1所述的消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，其特征在于：所述时间电压转换器包括电流源IP1、开关K1、开关K2及电容C1，电流源IP1的输入端连接电源VDD，电流源IP1的输出端连接开关K1的一端，开关K1另一端连接开关K2的一端和电容C1的一端并作为时间电压转换器的输出端，输出与时间成正比的电压值V_DETECT，开关K2的另一端及电容C1的另一端均接地，开关K1的控制端连接噪声检测电路中反相器INV2的输出，开关K2的控制端连接噪声检测电路中反相器INV3的输出。
4.根据权利要求1所述的消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，其特征在于：所述开关电容滤波器包括开关K3、开关K4、反相器INV4、电容C2和电容C3；时间电压转换器输出的与时间成正比的电压值V_DETEC连接开关K3的一端，开关K3的另一端连接开关K4的一端和电容C2的一端，开关K4的另一端连接电容C3的一端并作开关电容滤波器的输出端，输出滤波电压V_SCF，电容C2的另一端及电容C3的另一端均接地，开关K3的控制端连接PFM调制器输出的PFM信号，开关K4的控制端连接反相器INV4的输出端，反相器INV4的输入端连接PFM调制器输出的PFM信号。
5.根据权利要求1所述的消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，其特征在于：所述电压电流转换电路包括运算放大器A1、电阻R1、NMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4和NMOS管M5；运算放大器A1的正相输入端连接开关电容滤波器的输出电压V_SCF，运算放大器A1的负相输入端连接NMOS管M1的源极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端接地，运算放大器A1的输出端连接NMOS管M1的栅极，NMOS管M1的漏极连接PMOS管M2的漏极和栅极以及PMOS管M3的栅极，PMOS管M2的源极和PMOS管M3的源极均连接电源VDD，PMOS管M3的漏极连接NMOS管M4的漏极和栅极以及NMOS管M5管的栅极，NMOS管M4的源极和NMOS管M5的源极均接地，NMOS管M5的漏极作为电压电流转换电路的输出端，连接峰值电流检测电路中电阻R3与R4的连接端。
6.根据权利要求1所述的消除原边反馈开关电源音频噪声的电路，其特征在于：所述清零电路在输入的PFM信号变为高电平的上升沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为噪声检测电路提供每个周期开始时的清零重置信号RESET；在输入的PFM信号变为低电平的下降沿时，产生清零脉冲信号，输出的清零信号为时间电压转换器提供逐周期的清零重置信号。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109462336B (zh) * 2018-12-26 2024-02-27 上海艾为电子技术股份有限公司 电压型pwm比较器及dc/dc变换器
CN112822818B (zh) * 2019-11-15 2023-11-10 华润微集成电路(无锡)有限公司 实现无极调光功能的电路结构
CN112564511B (zh) * 2020-12-16 2022-06-24 南京微盟电子有限公司 一种适用于ccm的自适应软驱动控制电路
CN112542954B (zh) * 2020-12-16 2022-06-24 南京微盟电子有限公司 一种适用于dcm的自适应软驱动控制电路
CN112737339B (zh) * 2020-12-16 2022-06-24 南京微盟电子有限公司 一种自适应软驱动控制电路
CN114697593B (zh) * 2020-12-31 2023-11-10 广州艾美网络科技有限公司 音视频一体机的电源系统
CN114679053B (zh) * 2022-04-15 2023-05-02 Oppo广东移动通信有限公司 电源系统及其控制方法、电子设备

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5369445A (en) * 1992-06-12 1994-11-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Noise reducing apparatus and methods for television receivers
CN100369488C (zh) * 1998-05-22 2008-02-13 松下电器产业株式会社 数据块噪声消除装置及点时钟信号控制装置
US7417879B2 (en) * 2006-03-08 2008-08-26 Micrel, Inc. PFM and current controlled switching regulator
US8879280B2 (en) * 2008-12-18 2014-11-04 Infineon Technologies Ag Techniques to reduce audible noise in a power supply transformer
CN201569491U (zh) * 2009-11-19 2010-09-01 上海第二工业大学 噪声检测及报警装置
CN102769383B (zh) * 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的系统和方法
CN102761273B (zh) * 2012-06-26 2015-05-20 深圳市稳先微电子有限公司 一种原边反馈ac-dc开关电源的空载控制系统
CN203014670U (zh) * 2012-12-28 2013-06-19 上海贝岭股份有限公司 音频噪声消除电路

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