IG2I : TP d'Electronique 2 ème Année TRAVAUX PRATIQUES D'ELECTRONIQUE 2 ème Année

IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année TRAVAUX PRATIQUES D’ELECTRONIQUE 2ème Année 1 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année SOMMAIRE - DETERMINATION PRATIQUE DE LA VALEUR D’UNE RESISTANCE A PARTIR DU CODE DES COULEURS - NOTIONS ELEMENTAIRES SUR LA MESURE DE GRANDEURS - T.P. No 1 : CIRCUIT INTEGRE MULTIFONCTIONS - T.P. No 2 : APPLICATIONS DE L'AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME LINEAIRE - T.P. No 3 : APPLICATIONS DE L'AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME NON-LINEAIRE CHAQUE COMPTE-RENDU EST EXIGE A LA FIN DE LA SEANCE 2 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année REMARQUES PRELIMINAIRES : Le sujet du TP devra être lu avant l’arrivée à la séance afin de résoudre les questions liées à la préparation de cette séance de TP. Les questions de préparation du TP ont pour préfixe la lettre P : Px où x est un nombre entier. Les questions relatives à une manipulation en cours de séance sont notées Mx où x est un nombre entier. Le compte-rendu est la preuve écrite de la qualité du travail effectué par les élèves, de leur sens d’observation et du niveau de compréhension des phénomènes étudiés. Il doit être clairement rédigé d’une manière concise. Une mauvaise présentation ne peut qu’indisposer le correcteur. Les résultats numériques doivent être présentés correctement de façon à pouvoir les vérifier. Si ils sont calculés à partir de mesures expérimentales, ces dernières doivent être indiquées. S’ils résultent d’une interprétation des courbes, celles-ci doivent être annotées. Les résultats théoriques et numériques devront être encadrés. Tout montage devra être câblé hors tension et être vérifié d’abord par le binôme puis par l’enseignant avant la mise sous tension. Ne pas déplacer les appareils d’une table à l’autre. Si un appareil est absent de votre table de TP, le signaler à l’enseignant. Avant de commencer une série de mesures, il est conseillé de relever les valeurs extrêmes. Ceci permet de choisir directement les échelles pour les relevés. 3 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année Détermination pratique de la valeur d’une résistance à partir du code des couleurs 1er chiffre 2ème chiffre multiplicateur tolérance a1 b a0 c Valeur de la résistance : (a1a0) . 10 b Ω à ± c % COULEUR CHIFFRE TOLERANCE Argent 10% Or 5% Noir 0 Marron 1 1% Rouge 2 2% Orange 3 Jaune 4 Vert 5 0,5% Bleu 6 0,25% Mauve 7 0,1% Gris 8 Blanc 9 4 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année Notions élémentaires sur la mesure de grandeurs Un signal x(t) peut être caractérisé par sa valeur moyenne sur une période T: x = ∫ T 1 . x ( t ) dt . T 0 Cette grandeur encore appelée valeur continue est directement indiquée par l’appareil de mesure correspondant (ampèremètre si x(t) est un courant, voltmètre si x(t) est une tension ) en position continu ( - ). Elle peut être également visualisée sur un oscilloscope en position DC. x XM t Exemple d’un signal continu : x(t) = XM , x = X M Un signal alternatif x(t) possède une valeur moyenne nulle et ne peut donc pas être caractérisée par sa valeur moyenne. C’est par exemple le cas de l’onde sinusoïdale ( 240 2 .sin( 2 .Π .50 t ) ) délivré par E.D.F. 1 . On caractérise ces signaux par leur valeur efficace définie par : Xeff = . T T ∫[ x (t )] 2 dt . Cette grandeur 0 est directement indiquée par l’appareil de mesure correspondant en position alternative (AC+DC ou TRMS). x(t) XM Xeff t -XM T X Exemple d’un signal sinusoïdal : x ( t ) = X M .sin 2 . Π . t  , Xeff = M  T  2 Lorsqu’une grandeur alternative est visualisée sur oscilloscope, on la caractérise par sa forme (sinusoïdale, triangulaire...), sa période T (ou fréquence F=1/T) et par son amplitude maximale (XM) ou sa valeur efficace Xeff ou sa valeur crête à crête XC-C. Un signal quelconque peut être caractérisé par sa valeur moyenne, sa valeur efficace, sa forme d’onde… 5 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année x(t) XM t -Xm T Exemple d’un signal quelconque :  2 .Π  .t  + X moy x(t ) = X amp .sin   T  Le signal ci-dessous peut se décomposer en deux parties : un signal alternatif (à valeur moyenne  2 .Π  .t  et un signal constant égal à la valeur moyenne du signal x(t ) .  T  nulle) x(t ) - X moy = X amp .sin  Par défaut, la majorité des appareils de mesure donnent la valeur efficace de la composante alternative du signal. Celle-ci est différente de la valeur efficace du signal. Donner la relation entre la valeur efficace du signal, la valeur moyenne du signal et la valeur efficace de la composante alternative du signal. 6 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année T.P. No 1 : CIRCUIT INTEGRE MULTIFONCTIONS 7 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année CIRCUIT INTEGRE MULTIFONCTIONS ----------------------------------------------------LE COMPTE-RENDU EST EXIGE A LA FIN DE LA SEANCE Ce type de circuits réalise de manière simple, élégante et peu coûteuse, une multitude de fonctions élémentaires telles que : - multivibrateur : astable et monostable - modulation de largeur d’impulsions - temporisation courte ou longue durée, etc... Il trouve ainsi son application dans de nombreux dispositifs industriels : - générateurs BF - modulateurs BF - horloges. L'intérieur du 555 , est l'équivalent de 20 transistors, 15 résistances, et 2 diodes, quantités dépendant du fabricant. 8 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année A. BUT DE LA MANIPULATION La manipulation a pour but : - l'analyse du fonctionnement d'un circuit intégré multifonctions - l'utilisation de la notice technique du circuit - la réalisation et l'étude des schémas types de la notice technique. B. MATERIEL A UTILISER 1. Oscilloscope à 2 voies 2. Générateur BF 3. Multimètre 4. 3 Maquettes « 555 » 5. 2 Maquettes « dérivateur » 6. Potentiomètres 1 de 1 kΩ 2 de 47 kΩ 9 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année C. MANIPULATION 1. ETUDE THEORIQUE DU FONCTIONNEMENT DU CIRCUIT TEMPORISATEUR "555" (Voir la notice technique en annexe) P1. A chaque numéro de broche, associer un nom et décrire brièvement la fonction de chacune des broches P2. Quelles sont les tensions constantes qui apparaissent sur les entrées des comparateurs internes au NE555 câblé selon le schéma représenté figure 1 ? Résistance de protection 220 Ω Ucc 8 R.A.Z. 4 Rl= 1 KΩ 5 KΩ 6 + R 5 7 5 KΩ Q 10 nF 3 + Q S 2 Us - Ue 5 KΩ 10 nF NE 555 1 MAQUETTE PRECABLEE Figure 1. Circuit de test du temporisateur P3. Compléter le tableau de fonctionnement suivant, sachant que : - le niveau de la broche de sortie (3) correspond à Q - la sortie d'un comparateur est au niveau haut, quand U- < U+ et au niveau bas quand U- > U+ Ue croissant de 0 à 1/3 Ucc croissant de 1/3 Ucc à 2/3 Ucc croissant entre 2/3 Ucc et Ucc décroissant de 2/3 Ucc à 1/3 Ucc décroissant de 1/3 Ucc à 0 R P4. Tracer la caractéristique donnant US en fonction de UE. 10 S Q Q ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année 2 MULTIVIBRATEUR MONOSTABLE Le montage correspondant au fonctionnement du 555 en monostable est représenté sur la figure 9 de la notice technique. P1. Que signifie le terme monostable ? P2. Dessiner le schéma de câblage du monostable incluant non seulement les éléments de la maquette précâblée, mais aussi RA. Attention : le condensateur C est déjà présent sur la maquette précablée. Identifier ce condensateur C. On utilisera une résistance de 220Ω en série avec une résistance variable pour synthétiser la résistance RA. P3. Donner l’allure temporelle théorique de la tension de sortie et de celle aux bornes du condensateur C. Il faut préciser les niveaux de tension ainsi que les différentes durées. P4. Sur l'abaque figure 11, trouver la valeur de la résistance variable qui permet d'obtenir des impulsions de largeur tw = 0,4 ms (avec C = 0,01 µF) et choisir la résistance variable à utiliser. P5. En utilisant la formule théorique, calculer la valeur exacte de la résistance variable qui permet d'obtenir des impulsions de largeur tw = 0,4 ms (avec C = 0,01 µF). Tenir compte de la résistance de protection 220Ω à mettre en série avec le potentiomètre monté en résistance variable. P6. Comparer les résultats des deux questions précédentes. M1. Réaliser sur une deuxième maquette le montage du monostable. On rappelle qu’il ne faut pas démonter le montage astable. Brancher la résistance variable déterminée précédemment en série avec la résistance de protection 220 Ω présente sur la maquette. Appliquer à l'entrée 2 le signal rectangulaire issu du générateur de fonction (f = 500 Hz) par l'intermédiaire d'un circuit dérivateur (figure 2). Attention à choisir des niveaux corrects de tension pour le signal rectangulaire (figure 2) 11 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année UCC Générateur Basse Frequence 4,8 3 3 K Maquette 555 câblée en monostable Ω Output Signal rectangulaire 0-UCC 470 pF 2 3 Q Dérivateur Figure 2 : Commande d'un monostable P7. Donner les expressions théoriques caractérisant le fonctionnement du dérivateur ainsi que l’évolution temporelle des tensions en entrée et en sortie. M2. Justifier la forme du signal en sortie du circuit dérivateur (tension de la broche 2 de la maquette monostable). Comparer avec les expressions théoriques caractérisant le fonctionnement du dérivateur. M3. Observer les tensions à la sortie du générateur, à l'entrée (2), à la sortie (3) et aux bornes du condensateur C (6 ou 7). Ajuster la résistance variable pour obtenir la durée tw (0,4 ms). En respectant le synchronisme et en conservant les échelles de temps, tracer les 4 signaux observés (tw = 0,4 ms) les uns en dessous des autres, sur un même oscillogramme. Noter la procédure pour respecter le synchronisme entre les courbes, c’est-à-dire pour relever quatre courbes correctement synchronisées sur un même oscillogramme. Indiquer les domaines pour lesquels la diode est passante ou bloquée. P8. Donner les formules permettant le calcul des grandeurs physiques de la question suivante. M4. Mesure des valeurs limites. Mesurer les largeurs limites des impulsions du monostable (tw min et tw max) correspondant aux deux positions extrêmes de la résistance variable. Joindre les relevés utilisés pour la mesure de ces impulsions : attention à la précision sur les mesures. Commenter le relevé montrant la durée minimale. Calculer le rapport tw max sur tw min. Comparer avec la valeur théorique de ce rapport. Conclure. 12 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année 3. DIVISION DE FREQUENCE M1. Fixer la fréquence du GBF à 5 kHz. En faisant varier la largeur des impulsions du monostable, observer l'effet de division de la fréquence. Fixer la largeur à la valeur minimale qui donne la division par 3. M2. Relever les signaux en sortie du générateur et en sortie du monostable pour la largeur fixée cidessus. Sur ces courbes, indiquer les fréquences des deux signaux, en déduire leur rapport. M3. Eteindre les alimentations et débrancher la résistance variable. Mesurer la valeur de la résistance variable, en déduire la valeur de RA. Comparer à la valeur théorique. Ne pas démonter ce montage monostable. Il est utile pour la suite du TP. 4. MULTIVIBRATEUR ASTABLE Le montage correspondant au multivibrateur astable est représenté sur la figure 12 de la notice technique. Il vous sera demandé de réaliser ce multivibrateur et de confronter les formules théoriques aux résultats de la manipulation. P1. Que signifie le terme astable ? P2. Dessiner le schéma de câblage du multivibrateur astable incluant non seulement les éléments de la maquette précâblée, mais aussi RB et RA. Attention : le condensateur C est déjà présent sur la maquette précablée. Identifier ce condensateur C. Pour synthétiser la résistance RA, on utilisera une résistance de 220Ω (inclue sur la maquette précâblée) en série avec une résistance variable. Justifier l’emploi de cette résistance. P3. Donner l’évolution temporelle théorique de la tension de sortie et de celle aux bornes du condensateur C. Il faut préciser les niveaux de tension ainsi que les différentes durées. P4. Pour obtenir une fréquence de 1,25kHz, en prenant RB = 47 kΩ (maquette contenant les éléments passifs) et C = 0,01 µF, à partir de l'abaque de la figure 14 de la notice technique, déterminer l'ordre de grandeur de la résistance variable. 13 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année P5. En utilisant la formule théorique, calculer la valeur exacte de la résistance variable qui permet d'obtenir la fréquence f=1,25KHz. Tenir compte de la résistance de protection 220Ω à mettre en série avec le potentiomètre monté en résistance variable. P6. Comparer les résultats des deux questions précédentes. M1. Réaliser le câblage de l’astable. A l’aide de l’ohmmètre, régler la résistance variable à la valeur que vous avez prédéterminée et la brancher en série avec la résistance de protection de 220Ω (inclue sur la maquette précâblée). Attention : le condensateur C est déjà présent sur la maquette précablée. Repérer ce condensateur C. M2. Choisir une tension d’alimentation comprise entre 6 et 12V. Noter la valeur de tension retenue. Conseil de mise en œuvre de circuits intégrés : On commence par alimenter le composant (ce sont les premiers fils que l’on branche). On vérifie que l’alimentation est correcte. Puis on applique les signaux d’entrée (s’ils existent). On vérifie alors le fonctionnement du système en relevant des tensions : ceci implique que l’on connaît d’avance les formes d’onde de ces tensions (par une étude théorique…) M3. Ajuster la résistance variable pour obtenir précisément la fréquence f =1,25kHz Mesurer la durée à l’état bas tL et la durée à l’état haut tH correspondant à cette fréquence. M4. Sur l’oscilloscope numérique, visualiser la tension de sortie et celle aux bornes du condensateur C. Relever ces deux tensions à l’aide de l’imprimante. Commenter ces signaux. Sont-ils conformes à la théorie ? Indiquer les durées de charge et de décharge du condensateur. Comparer ces mesures aux résultats donnés par les formules en utilisant les valeurs mesurées des composants. Quelles sont les valeurs maximales et minimales de la tension aux bornes du condensateur ? Les justifier. Mesurer la fréquence du signal de sortie. M5. Eteindre le montage et débrancher la résistance variable pour la mesurer à l’ohmmètre. Comparer sa valeur avec celle donnée par l'abaque et celle obtenue par calcul. Exprimer les écarts en %. P7. Préparer les formules pour répondre à la question suivante. Et calculer les valeurs théoriques. M6. Rebrancher la résistance variable et alimenter le montage. 14 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année Pour les positions extrêmes de la résistance variable, mesurer les fréquences limites fmin et fmax du montage ainsi que les durées à l’état haut et à l’état bas correspondant. Attention : les mesures doivent être précises. Estimer la précision des mesures. Calculer les rapports cycliques (ou facteurs de forme) : m = th , pour f=fmin, f=1,25KHz et th + tl f=fmax. Compléter le tableau ci-dessous RB C RA 10nF 47kΩ 10nF 47kΩ 47,2kΩ 10nF 47kΩ 220Ω f f th th tl tl m m (théorique) (pratique) (théorique) (pratique) (théorique) (pratique) (théorique) (pratique) 1,25 Khz fmin= fmax= Comparer les valeurs théoriques et pratiques. M7. Application : mesurer la résistance du corps humain. Ne pas démonter ce montage astable. Il est utile pour la suite du TP. 5. GENERATEUR D'IMPULSIONS Pour réaliser un générateur d'impulsions, relier les deux multivibrateurs en cascade, l'astable fournissant maintenant le signal d’entrée du dérivateur à la place du GBF. M1. Relever les impulsions de sortie du monostable pour les deux configurations suivantes : - fréquence et largeur minimales, relever les valeurs obtenues fmin et tw min ; pour ce relevé, on utilisera les fonctions de mémorisation et de zoom de l’oscilloscope. - fréquence et largeur maximales, relever les valeurs obtenues fmax et tw max. P1. Donner les formules nécessaires aux calculs de la question suivante et faire les applications numériques des formules théoriques. M2. Calculer les rapports cycliques limites mmin et mmax du générateur d'impulsions. Comparer avec les valeurs théoriques. M3. Quelle est l’influence de UCC sur les mesures précédentes ? Effectuer de nouvelles mesures avec une autre valeur de UCC que vous préciserez. Conclure en répondant à la question posée. M4. Application : brancher en sortie du montage monostable une LED en série avec une résistance. Quel est alors l’effet des réglages des potentiomètres sur la LED ? 15 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année 6. MODULATION DE LARGEUR D'IMPULSION 6.1. Etude statique Conserver la configuration précédente (astable f = fmin + monostable : tw = 0,4 ms). Brancher un potentiomètre de 1 kΩ entre l'alimentation et la masse. Relier son curseur à l'entrée de contrôle (5) du monostable. On applique ainsi une tension continue sur l’entrée de contrôle du montage. Observer la variation de la largeur d'impulsion à l’état haut (tw) en fonction de la tension de contrôle Um.. U CC 4,8 M aq uette 555 câb lée en m o no stable 5 3 Q Um Figure 3 : Etude statique d’un monostable P1. Quelle est l’expression théorique de cette largeur d’impulsion en fonction de la tension de contrôle Um ? M1. Tracer la caractéristique pratique de modulation tw (Um). M2. Choisir une formule pour cette caractéristique et identifier les différents paramètres de la question P1. M3. Indiquer le domaine de variation de Um pour lequel cette caractéristique est assimilable à une droite (relation linéaire). 6.2. Etude dynamique On étudie la réponse du système lorsque l’entrée de contrôle (5) est maintenant variable. Remplacer le potentiomètre de 1 kΩ par une tension sinusoïdale de 100 Hz appliquée par l'intermédiaire du condensateur polarisé de capacité 6,8 µF. 16 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année +6V Générateur Basse Frequence ~ 100 Hz, <5V 4,8 Maquette 555 câblée en monostable + 5 6,8 µF 3 Q Figure 4 : Etude dynamique d’un monostable Attention à la polarisation du condensateur de liaison ! M1. Observer la tension de sortie du GBF et régler son amplitude de façon à avoir une modulation quasiment linéaire (tenir compte de la caractéristique tw (Um)). Observer les signaux à la sortie, à l’entrée et aux bornes du condensateur C du monostable (Utiliser la sinusoïde comme source de synchronisation externe de l’oscilloscope et ajuster sa fréquence afin d'obtenir une image stable). M2. Tracer les 3 signaux observés sur une même feuille. M3. Application : brancher en sortie du montage monostable une LED en série avec une résistance. Quel est alors l’effet de la tension du GBF sur la LED ? choisir une tension de fréquence 1Hz. 7. CIRCUIT DE RETARD D'IMPULSIONS M1. Réaliser un nouveau monostable sans démonter les autres montages. M2. Pour réaliser un circuit de retard de signaux binaires, relier les deux monostables en cascade en n’oubliant pas d’insérer un circuit dérivateur. Les commander par un signal issu d’un astable. Observer simultanément le signal de commande (2) et le signal de sortie. En faisant varier le potentiomètre du premier monostable de la cascade, remarquer l'effet du retard variable sur l'impulsion de sortie. M3. Tracer les deux signaux observés, ainsi que le signal du GBF, sur un même oscillogramme en respectant le synchronisme. M4. Mesurer les valeurs extrêmes du retard tr min et tr max. Comparer avec les valeurs obtenues précédemment. 8. SEQUENCEUR 17 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année M1. Analyser le schéma de figure 22 de la notice technique. En particulier, on précisera les différentes fonctions réalisées par les circuits 555. M2. Choisir les valeurs numériques des composants en fonction de ceux disponibles sur vos maquettes. M3. Réaliser le câblage du circuit en remplaçant l’interrupteur par un signal issu d’un astable dont la fréquence sera judicieusement choisie Relever les trois signaux de sortie sur un même oscillogramme en respectant le synchronisme : comparer ces courbes aux courbes théoriques (durées des impulsions, fréquence, niveaux de tension …) M4. Enlever le générateur de fonctions et relier correctement la sortie C à l’entrée du montage (patte (2) du premier 555). Quelle est la procédure de démarrage ? Relever les trois signaux de sortie sur un même oscillogramme. Quelles peuvent être les applications d’un tel montage ? D. ANNEXES Voir notice technique du circuit temporisateur "NE 555". Voir bibliothèque de montages à base de NE555 18 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année T.P. No 2 et No 3 : APPLICATIONS DE L'AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME LINEAIRE ET NON-LINEAIRE UNE PREPARATION COMPLETE EST EXIGEE DES LA PREMIERE SEANCE DE CE TP DIVISE EN DEUX SEANCES 19 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année APPLICATIONS DE L'AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME LINEAIRE ET NON-LINEAIRE LE COMPTE-RENDU EST EXIGE A LA FIN DE LA SEANCE A. BUT DE LA MANIPULATION L'amplificateur opérationnel permet de réaliser de très nombreuses fonctions de l'électronique analogique dans des volumes réduits avec une faible consommation et un coût très bas : amplification de tension, amplification de courant, adaptation d'impédance, filtrage actif, etc.. Les manipulations ont pour but : • l'analyse des fonctions de transfert de différents schémas utilisant l'amplificateur opérationnel ; • la réalisation et l'étude des circuits en tant qu'applications de base de l'amplificateur opérationnel intégré ; • la détermination des limites de fonctionnement des montages. Deux séances sont prévues pour ce T.P. B. MATERIEL A UTILISER 1. Générateur BF 2. Voltmètre électronique (millivoltmètre) 3. Oscilloscope 4. Alimentation stabilisée 5. Maquette ampli-opérationnel + filtre double T 20 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année C. RAPPEL 1. L’ AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL IDEAL Un amplificateur opérationnel est un amplificateur à grand gain dont le premier étage d'amplification est différentiel. Pour l'analyse des circuits comprenant l'ampli opérationnel, on prend le schéma équivalent idéalisé (figure 1) avec Re = ∞, Rs = 0 et Vs = G (e2 - e1) avec G= ∞ . Rs - e1 G e2 + vs e2 - e1 vs Re ~ G .( e2 - e1) Re = +∞, Rs = 0, G= +∞ Figure 1 : Schéma idéalisé d’un amplificateur opérationnel Aucun courant n'arrive par les entrées. Un amplificateur opérationnel peut fonctionner suivant deux régimes : - un régime linéaire pour lequel e1- e2 ≈ 0 et vs est fixé par le reste du circuit et dans la limite où vs ne dépasse pas les valeurs fixées par les alimentations : -Vcc < vs < +Vcc. - un régime non linéaire pour lequel la tension de sortie vs prend une des limites +Vcc lorsque (e1- e2)>0 ou –Vcc lorsque (e1- e2)<0. 2. LA FREQUENCE DE COUPURE La fréquence de coupure d’un montage est la fréquence pour laquelle le rapport entre l’amplitude de A la tension de sortie et l’amplitude la tension d’entrée correspond à max , où Amax correspond au gain 2 maximal qui a pu être obtenu sans déformation du signal. C’est aussi la valeur de fréquence pour laquelle le gain est égal au gain maximal (obtenu à l’issue d’un balayage de fréquence) divisé par la racine de deux. Pour la déterminer en pratique, on peut balayer largement toutes les fréquences et repérer la fréquence pour laquelle on a l’amplitude maximale en sortie du montage : vs c max (obtenue sans déformation du signal). Une fois cette fréquence repérée, on modifie la fréquence jusqu’à obtenir en sortie l’amplitude vs c max et on vérifie qu’il n’y a aucune déformation du signal. La fréquence lue sur le générateur basse 2 fréquence (ou mesurée sur l’oscilloscope) est la valeur de la fréquence de coupure. Pour l’obtenir à partir du lieu de Bode, il suffit de déterminer graphiquement l’intersection du lieu de Bode avec une droite prise à -3dB du maximum du lieu. 21 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année D. MANIPULATIONS 1. SUIVEUR P1. Déterminer l’expression du gain ( Av ) du montage suiveur représenté figure 2. En déduire l’amplitude maximale de ve en prenant en compte la valeur des alimentations. +15 V 2 ve 3 - 7 6 vs + 4 -15 V Figure 2. Montage suiveur P2. Calculer l'impédance d'entrée et de sortie de ce montage. Remarque : La vitesse maximale d'excursion de la tension de sortie, appelée Slew Rate est la pente du signal de sortie exprimée en V/µs. Elle peut être déterminée en appliquant un signal d'entrée d’amplitude importante (voir annexe ). C'est une caractéristique fondamentale des ampli-opérationnels. Entre autre, elle limite l'amplitude maximale de tension de sortie pour un signal sinusoïdal à une fréquence donnée. Pour de très faibles amplitudes de signaux d'entrée, on introduit la notion de temps de montée. le temps de montée, encore appelé "Rise time", est le temps mis par le signal pour passer de 10% à 90% de son amplitude maximale. Cette valeur se détermine suivant le protocole défini dans la notice technique. P3. Relever dans la notice technique la valeur du Slew Rate. Quelle est la procédure pour mesurer le slew-rate ? Consulter la notice technique pour obtenir le protocole de mesure. Quelle est la fréquence maximale transmissible sans distorsion du signal de sortie lorsque l’amplitude de ve est de 5V et que ce signal est sinusoïdal ? P4. Relever dans la notice technique la valeur du Rise Time. Quelle est la procédure pour mesurer le rise time ? Consulter la notice technique pour obtenir le protocole de mesure. En quoi se distingue-t-il de la procédure pour mesurer le slew-rate ? M1. Réaliser le montage de la figure 2. Appliquer un signal d’entrée sinusoïdal d’amplitude 5V. Quelle est la fréquence maximale transmissible sans déformation ? Quel type de déformation voyez-vous apparaître ? 22 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année M2. Relever la réponse de ce montage aux transitoires en appliquant comme signal d'entrée un créneau. Le but de cette partie est de mesurer le "rise time" et le "slew rate". Consulter la notice technique pour obtenir le protocole de mesure. Comparer les valeurs expérimentales trouvées à celles données par le constructeur. REFAIRE le calcul de la fréquence maximale exigée à la question P3 avec la valeur expérimentale du slew-rate. Comparer alors à la valeur pratique (question M1). M3. Déterminer la fréquence de coupure du montage. Pour cette fréquence, joindre à votre compterendu un relevé des tensions d’entrée et de sortie du suiveur. Calculer le produit gain-bande passante. (Il s’exprime en Hz). 2. AMPLIFICATEUR INVERSEUR P1. Pour R2=100kΩ, puis pour R2=10kΩ, déterminer le gain théorique en tension du montage représenté à la figure 3. Déterminer pour chaque résistance R2, l’amplitude maximale de ve en prenant en compte la valeur des alimentations. R2 R1 : 1KΩ v1 ~ +15 V - 2 7 6 3 vs + 4 -15 V R =R1 || R2 Figure 3. Montage inverseur P2. Calculer l'impédance d'entrée et de sortie de ce montage. M1. Réaliser ce montage. M2. Quelle est la fréquence pour laquelle le déphasage est égal à 90°? Il est conseillé d’utiliser le mode XY de l’oscilloscope. Pourquoi ? M3. Pour chaque valeur de R2, tracer les courbes de gain Av (f) donnant l’évolution du gain, exprimé en dB, en fonction de la fréquence pour un signal sinusoïdal en entrée et en sortie de l’amplificateur (lieu de Bode). Pour cela il est conseillé de suivre la méthode suivante : 1. Pour chaque décade, relever trois points de mesure (également répartis sur une échelle logarithmique) : par exemple 1kHz, 2kHz et 5kHz. 2. Compléter les mesures dans les zones de variation rapide du gain. 23 ème IG2I : TP d’Electronique 2 Année Remarque : A chaque mesure, il faut vérifier qu'il n'y a ni saturation, ni déformation de la tension de sortie et modifier l'amplitude du signal d'entrée si nécessaire. On ne peut donc se contenter de mesures au multimètre : l'oscilloscope est indispensable. Comme cette feuille sera utilisée pour les autres montages, adopter pour Av une échelle de -20dB à +40dB et en fréquence de 10Hz à 10MHz (il faut deux feuilles…). 20 . log|Av | 40 db 20 db Log( f ) 0 db 103 104 106 105 Hz -20 db Figure 4 : Exemple d’un lieu de Bode Attention, l’amplitude de la tension d'entrée doit être choisie de façon à ce que la tension de sortie reste sinusoïdale, ce qui est une condition indispensable pour faire une mesure correcte. Pour gagner du temps dans les mesures, il est conseillé de régler une valeur de fréquence, de faire la mesure correspondant à l’une des valeurs de résistance puis de faire la mesure avec l’autre valeur de résistance. Et de recommencer avec une autre valeur de fréquence. Quelle est la fréquence de coupure ? Quel est l’effet du gain sur la bande passante du montage inverseur ? vs ( j .ω ) . Indiquer les asymptotes et mesurer leurs pentes. En déduire l'expression de la fonction de transfert v1 ( j .ω ) On proposera une fonction de transfert du premier ordre ( H( jω) = second ordre H( jω) = H0 ω 1+ j ω0 ) ou une fonction de transfert du H0 pour laquelle seront calculées les différentes valeurs numériques des ω ω2 − 1 + 2 jζ ω0 ω02 paramètres. M4. Calculer le produit gain-bande passante (Av fcoupure) pour les deux valeurs de R2 où fcoupure représente la fréquence de coupure et Av le gain maximal dans la bande passante. Que constatez-vous ? NE PAS DEMONTER… 24 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 3. AMPLIFICATEUR NON INVERSEUR P1. Déterminer l’expression du gain en tension ( Av ) du montage représenté figure 5. Déterminer l’amplitude maximale de ve pour que le signal de sortie ne soit pas saturé. R 2 :10KΩ R 1 :1KΩ +15 V 2 R :1KΩ ve 3 - 7 6 vs + 4 -15 V Figure 5. Montage non inverseur P2. Calculer les impédances d’entrée et de sortie du montage. P3. On considère un slew-rate fini, noté s. Pour une tension sinusoïdale d’entrée, en fonction de la fréquence, donner l’expression de la valeur maximale de l’amplitude de la tension sinusoïdale de sortie qui permet une amplification sans déformation. En déduire la valeur maximale de la tension d’entrée en fonction de la fréquence. Représenter graphiquement la relation entre l’amplitude maximale de la tension d’entrée et la fréquence. Sur ce graphe, faire apparaître aussi la limite due à la saturation. Enfin hachurer la zone permise pour l’amplitude Ve et la fréquence. M1. Réaliser le montage de la figure 5. Pour réaliser ce montage, on remarquera qu’il suffit simplement de permuter deux potentiels du montage précédent. M2. Quelle est la fréquence pour laquelle le déphasage est égal à 90° ? M3. Par deux mesures adéquates, déterminer la fréquence de coupure. Attention à bien vérifier à l’oscilloscope que les signaux ne soient pas déformés. M4. Calculer le produit fcoupure.Av(basses fréquences) où fcoupure représente la fréquence de coupure et Av le gain maximal dans la bande passante. Que constatez vous en le comparant aux résultats obtenus dans le cas du montage inverseur ? NE PAS DEMONTER… 25 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 4. SOMMATEUR – INVERSEUR R2 : 10KΩ R1 : 1KΩ v1 ~ +15 V 2 R3 : 10KΩ 3 + v2 5V - 7 6 vs 4 -15 V R =R1 || R2 Figure 7. Montage sommateur L'avantage du montage sommateur est de maintenir une isolation parfaite entre les sources de tension v1 et v2. En effet, le gain G étant de l'ordre de 10 à 200 V / mV, la boucle de contre-réaction fixe ∆e = v+ - v au niveau vs / G, toujours négligeable devant v1 et v2 (∆e ne dépasse jamais 1 mV ! ). Ainsi, avec v - ramené au potentiel de la masse (v = 0), on peut traiter l'entrée inverseur ( - ) comme une masse virtuelle, les sources n'étant ainsi pas réunies par les résistances R1 et R3. P1. Pour le montage sommateur représenté figure 7, déterminer l’expression de Vs en fonction de V1 et V2. Quelle doit être l’amplitude maximale de V1, pour que le signal de sortie ne soit pas saturé ? M1. Réaliser le montage de la figure 7. On remarquera qu’il suffit d’ajouter une entrée au montage inverseur… Commencer par vérifier le fonctionnement linéaire du montage en appliquant chaque tension séparément, l’autre tension étant nulle. Décrire le mode opératoire. M2. Observer les 3 signaux (v1, v2 et vs) sur un même oscillogramme (sinus + créneau, f = 1 kHz). Vérifier qu'il constitue bien un sommateur. M3. Se placer à la limite de saturation de la tension de sortie. Relever sur un même oscillogramme les trois signaux en respectant le synchronisme. Mesurer les niveaux des différents signaux et comparer aux résultats théoriques. NE PAS DEMONTER LE MONTAGE SOMMATEUR - INVERSEUR… 26 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 5. AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL P1. Pour le montage représenté figure 8, donner l’expression de Vs en fonction de (V2 - V1). Mettre  v2 + v1   + AV (v2 − v1 )  2  le résultat sous la forme : vS = AVMC  Déterminer les expressions des différents gains. R2 +15 V R1 2 v1 v2 - 6 3 + R3 7 vs 4 -15 V R4 Figure 8 : Amplificateur différentiel Application numérique : R1 = R3 = 1kΩ et R2 = R4 = 10 kΩ. P2. Quelle est la valeur de la résistance d’entrée pour chacun des signaux d’entrée ? Quelle est la valeur de la résistance de sortie ? M1. Réaliser le montage. On remarquera qu’il suffit de déconnecter une entrée du sommateur et de réaliser un pont diviseur sur l’entrée + de l’AO. Vérifier son comportement différentiel de la même façon que dans le cas du sommateur (sinus + créneau, 1 kHz). Avec seulement deux oscillogrammes, prouver le bon fonctionnement de l’amplificateur différentiel. M2. Mesurer et donner la valeur du gain en mode commun Av MC du montage (même signal sinusoïdal sur les deux entrées). L’amplitude du signal d’entrée doit être au maximum de ce que peut délivrer le GBF. Exprimer la valeur du gain en mode commun Av MC en dB (20 log|Av MC |). Comparer avec le gain en mode différentiel Av exprimé en dB. Déterminer le taux de réjection en mode commun en dB et le comparer avec la valeur donnée par le constructeur. Pourquoi y a t il une différence ? Remarque : Le taux de réjection en mode commun τMC exprime la caractéristique du montage à n'amplifier que les différences des deux tensions d'entrées et non pas les variations dans le même sens de ces tensions. Le fonctionnement en mode commun se traduit par v2 = v1 = v, ce qui donne v2 - v1 vs = 0 (signal non nul appliqué aux entrées court-circuitées), le gain étant Av MC = La comparaison de ce v gain avec le gain différentiel ( Av = vs , V1 =- V2) donne le taux de réjection en mode commun τMC qui 2v 2 est : τ MC = 27 Av . Av MC IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 6. INTEGRATEUR P1. Trouver l’expression du gain Av du montage de la figure 10. Quelle est la fréquence de coupure ? Quelle est la fréquence qui donne un gain unitaire ? Donner son expression en basse fréquence (ω CR2 << 1) et en haute fréquence (ω CR2 >> 1) . C : 1µF R 2 : 100K Ω R 1 : 10K Ω ve +15 V 2 3 - 7 6 + vs 4 -15 V R : 1K Ω Figure 10 : Montage intégrateur P2. Quel est l’intérêt de la résistance de 100kΩ ? M1. Réaliser le montage de la figure 10. Vérifier le comportement de l'intégrateur avec des signaux rectangulaires de fréquences différentes. Tracer les deux signaux pour un fonctionnement en intégration. Enlever la résistance de 100kΩ. Que se passe-t-il ?pourquoi ? M2. Replacer la résistance de 100kΩ . Déterminer la fréquence pour un gain unitaire (ou 0dB). Déterminer la fréquence de coupure. Comparer aux valeurs théoriques. NE PAS DEMONTER LE MONTAGE INTEGRATEUR… 28 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 7. OSCILLATEUR Soient les deux montages suivants à réaliser : +15 V - 7 2 6 3 Vs1 4 + -15 V R1 R2 Ve Figure 12 : Montage 1 C2 R6 +15 V R5 Vs1 2 3 - 7 6 Vs2 + 4 -15 V R 5//R 6 Figure 13 : Montage 2 avec R1 = 10kΩ et R2 = 1kΩ, R5= 1kΩ +potentiomètre de 47kΩ, R6 = 100kΩ et C2= 1µF. P1. Quelle est la fonction du montage 1 ? Quelle est celle du montage 2 ? On connecte la sortie du montage 1 à l’entrée du montage 2. On connecte la sortie du montage 2 à l’entrée du montage 1. P2. En supposant que la résistance R6 est infinie, donner les valeurs extrêmes de Vs2 et calculer la période des signaux obtenus. Quelles sont les valeurs des pentes de variation Vs2 ? M1. Relier les deux maquettes de la manière décrite précédemment. Régler le potentiomètre à 10kΩ. Relever les signaux Vs2 et Vs1. Mesurer la période. Mesurer les amplitudes des signaux. Comparer avec les valeurs théoriques. M2. Enlever la résistance R6. Que se passe-t-il ? Pourquoi ? Comparer au comportement du montage intégrateur seul. M3. Si R5= 1kΩ, que se passe-t-il ? Relever les signaux et expliquer. 29 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 4. FILTRE ACTIF C C R R 2 .C R 2 Figure 6 : Filtre "double T" P1. On considère le filtre réjecteur de la figure 6. Donner le schéma équivalent en basses fréquences ainsi que le schéma équivalent en hautes fréquences. Quel est le gain dans chacun des cas ? 1 2 . Π . R.C avec les valeurs : C=100nF et R=33kΩ. P2. Calculer fo : M1. Relier en cascade le filtre réjecteur de fréquence "double T" (figure 6) et l'amplificateur non- fo = inverseur (figure 5, R2 = 10 kΩ). Dessiner le schéma complet de votre montage. M2. Repérer la fréquence pour laquelle le gain est minimal. Quelle est cette fréquence ? Quelle est la valeur minimale du gain ? M3. A partir des mesures précédentes, déduire les échelles du lieu de Bode. Relever le gain Av (f) de ce filtre actif ainsi réalisé (sur une nouvelle feuille) pour des fréquences variant de 1Hz à 10MHz. Pour cela il est conseillé de suivre la méthode suivante : 1. Pour chaque décade, relever trois points de mesure (également répartis sur une échelle logarithmique) : par exemple 1kHz, 2kHz et 5kHz. 2. Compléter les mesures dans les zones de variation rapide du gain. M4. Modifier le montage en remplaçant l'amplificateur non inverseur par l'amplificateur inverseur (R2 = 10 kΩ) en tenant compte de l'influence de la faible impédance d'entrée du montage inverseur. Dessiner le schéma complet du montage et relever Av (f) sur la même feuille. Commenter la courbe de gain ainsi obtenue ; et justifier brièvement et correctement les différentes zones de la courbe de gain. M5. Sur les courbes relevées, indiquer les fréquences de coupure - 3 dB, les fréquences de résonance fo et l’atténuation à ces fréquences : Av (f). NE PAS DEMONTER LE MONTAGE INVERSEUR… 30 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 7. AMPLIFICATEUR D’INSTRUMENTATION (facultatif en séance de TP) P1. Pour le montage représenté figure 9, donner l’expression de VO en fonction de (Vi2 - Vi1). Application numérique : R1 = R’1 = 10 kΩ et R2 = R3 = 1 kΩ et Rg potentiomètre de 47 kΩ . Figure 9 : Amplificateur d’instrumentation P2. Quelle est la valeur de la résistance d’entrée pour chacun des signaux d’entrée ? M1. Réaliser le montage de base de la figure 9. Vérifier son comportement différentiel de la même façon que dans le cas du sommateur (sinus + créneau, 1 kHz). Tracer les 3 signaux observés (v1, v2 et vs) sur un même oscillogramme. M2. Mesurer et donner la valeur du gain en mode commun AvMC du montage (même signal sinusoïdal sur les deux entrées, d’amplitude très elevée). L’exprimer en dB (20 log|Av MC |). Comparer le avec le gain en mode différentiel Av (une des entrées à la masse), l’exprimer le en dB. Déterminer le taux de réjection en mode commun en dB et le comparer avec la valeur donnée par l’amplificateur différentiel. Pourquoi y a t il une différence ? 31 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 8. MULTIVIBRATEUR ASTABLE A AMPLI-OPERATIONNEL Le montage représenté figure 11 permet d’obtenir un signal de sortie vs(t) à largeur d’impulsion variable dont la période est appelée T. Pour l'application, on prendra les valeurs suivantes : C=1µF, P=47kΩ, R=R2=10kΩ et R1=100kΩ. On appelle vc(t) la tension aux bornes de la capacité. R D1 R D2 P α +15 V - 7 2 3 6 vs 4 + -15 V R1 C R2 Figure 11 : Oscillateur à Amplificateur Opérationnel P1. Détermination des expressions théoriques. Lorsque vs=+15v, déterminer la valeur de v+ et l'expression temporelle de v-. Lorsque vs=-15v, déterminer la valeur de v+ et l'expression temporelle de v-. Déterminer les valeurs de vc(t) qui provoquent le basculement de vs(t). Dessiner l’évolution de Vs en fonction de Vc. Déterminer l’expression de la durée du niveau haut th, celle de la durée du niveau bas tb, celle de la période T du signal de sortie et celle du rapport cyclique en fonction de la position (paramétrée par α) du potentiomètre. Faire les applications numériques. M1. Réaliser ce montage. Mesurer la période et la comparer avec la valeur déterminée en théorie. Mesurer la durée à l’état haut et celle à l’état bas. Est-ce que la période varie lorsque la position du curseur du potentiomètre varie ? Par un relevé adéquat, mettre en évidence l’influence du slew-rate. M2. Relever les signaux vc(t) et vs(t) pour un rapport cyclique de ½. Mesurer les deux valeurs de vc(t) qui provoquent le basculement de vs(t). Comparer ces valeurs avec les valeurs théoriques. Indiquer les instants de conduction des diodes. M3. Pour les positions extrêmes du potentiomètre, mesurer thmin, tbmax et thmax, tbmin, comparer ces valeurs avec les valeurs théoriques. 32 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 11. COMPARATEUR A FENETRE +15 V - V LH 3 D1 7 2 6 4 + -15 V RU Ve vs +15 V 2 V LB 3 + D2 7 6 4 -15 V Figure 14 : Comparateur à fenêtre P1. Expliquer le fonctionnement du montage. Présenter dans un tableau l’état de conduction des diodes suivant le niveau de tension en entrée. M1. Réaliser ce montage. Choisir une valeur pour la tension VLB et une autre pour la tension VLH. Appliquer en entrée une tension triangulaire et relever la valeur de la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée. Quelle précaution sur le choix de la fréquence du signal d’entrée faut-il prendre ? 33 IG2I : TP d’Electronique 2 ème Année 12. REDRESSEMENT DOUBLE ALTERNANCE R R2 D1 R’ 2 D2 R +15 V 2 7 6 R 3 +15 V ve 3 4 vs -15 V 7 2 R1 + 6 R + 4 -15 V Figure 15 : Redressement double alternance P1. Expliquer le fonctionnement du montage suivant le signe de la tension d’entrée. Donner la relation entre la tension de sortie et la tension d’entrée. M1. Réaliser ce montage. Choisir R’2=R2. Appliquer en entrée une tension triangulaire et relever la tension de sortie. Estce conforme à la théorie ? Quelle précaution sur le choix de la fréquence du signal d’entrée faut-il prendre ? M2. Insérer une capacité en parallèle sur la résistance de contre-réaction de l’amplificateur opérationnel de sortie. Appliquer en entrée une tension sinusoïdale et relever la tension de sortie. Est-ce conforme à la théorie ? Quelle précaution sur le choix de la fréquence du signal d’entrée faut-il prendre ? Quel est l’intérêt d’un tel montage ? E. ANNEXES Voir notice technique du 741. 34 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 D D D D D Timing From Microseconds to Hours Astable or Monostable Operation Adjustable Duty Cycle TTL-Compatible Output Can Sink or Source up to 200 mA Designed To Be Interchangeable With Signetics NE555, SA555, and SE555 NE555 . . . D, P, PS, OR PW PACKAGE SA555 . . . D OR P PACKAGE SE555 . . . D, JG, OR P PACKAGE (TOP VIEW) GND TRIG OUT RESET 1 8 2 7 3 6 4 5 VCC DISCH THRES CONT description SE555 . . . FK PACKAGE (TOP VIEW) NC GND NC VCC NC These devices are precision timing circuits capable of producing accurate time delays or oscillation. In the time-delay or monostable mode of operation, the timed interval is controlled by a single external resistor and capacitor network. In the astable mode of operation, the frequency and duty cycle can be controlled independently with two external resistors and a single external capacitor. NC TRIG NC OUT NC 4 3 2 1 20 19 18 5 17 6 16 7 15 8 14 NC DISCH NC THRES NC NC RESET NC CONT NC 9 10 11 12 13 The threshold and trigger levels normally are two-thirds and one-third, respectively, of VCC. These levels can be altered by use of the control-voltage terminal. When the trigger input falls below the trigger level, the flip-flop is set and NC – No internal connection the output goes high. If the trigger input is above the trigger level and the threshold input is above the threshold level, the flip-flop is reset and the output is low. The reset (RESET) input can override all other inputs and can be used to initiate a new timing cycle. When RESET goes low, the flip-flop is reset and the output goes low. When the output is low, a low-impedance path is provided between discharge (DISCH) and ground. The output circuit is capable of sinking or sourcing current up to 200 mA. Operation is specified for supplies of 5 V to 15 V. With a 5-V supply, output levels are compatible with TTL inputs. The NE555 is characterized for operation from 0°C to 70°C. The SA555 is characterized for operation from –40°C to 85°C. The SE555 is characterized for operation over the full military range of –55°C to 125°C. AVAILABLE OPTIONS PACKAGE TA VTHRES MAX VCC = 15 V SMALL OUTLINE (D, PS) CHIP CARRIER (FK) CERAMIC DIP (JG) PLASTIC DIP (P) PLASTIC THIN SHRINK SMALL OUTLINE (PW) 0°C to 70°C 11.2 V NE555D NE555PS — — NE555P NE555PW –40°C to 85°C 11.2 V SA555D — — SA555P — –55°C to 125°C 10.6 V SE555D SE555FK SE555JG SE555P — The D package is available taped and reeled. Add the suffix R to the device type (e.g., NE555DR). The PS and PW packages are only available taped and reeled. Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. Copyright  2002, Texas Instruments Incorporated PRODUCTION DATA information is current as of publication date. Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments standard warranty. Production processing does not necessarily include testing of all parameters. On products compliant to MIL-PRF-38535, all parameters are tested unless otherwise noted. On all other products, production processing does not necessarily include testing of all parameters. POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 1 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 FUNCTION TABLE RESET TRIGGER VOLTAGE† THRESHOLD VOLTAGE† OUTPUT DISCHARGE SWITCH Low Irrelevant Irrelevant Low On High <1/3 VDD Irrelevant High Off High >1/3 VDD >2/3 VDD Low On High >1/3 VDD <2/3 VDD As previously established † Voltage levels shown are nominal. functional block diagram VCC 8 6 THRES 2 TRIG RESET 4 CONT 5 ÎÎ Î Î R1 R S 1 Î Î 3 ÎÎ 7 1 GND Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. NOTE A: RESET can override TRIG, which can override THRES. 2 OUT POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 DISCH NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)† Supply voltage, VCC (see Note 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 V Input voltage (CONT, RESET, THRES, and TRIG) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . VCC Output current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ±225 mA Continuous total dissipation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . See Dissipation Rating Table Package thermal impedance, θJA (see Note 2): D package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97°C/W P package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85°C/W PS package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95°C/W PW package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149°C/W Case temperature for 60 seconds: FK package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 260°C Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds: D, P, PS, or PW package . . . . . . . . 260°C Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 60 seconds: JG package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300°C Storage temperature range, Tstg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –65°C to 150°C † Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is not implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability. NOTES: 1. All voltage values are with respect to GND. 2. The package thermal impedance is calculated in accordance with JESD 51-7. DISSIPATION RATING TABLE PACKAGE TA ≤ 25°C POWER RATING DERATING FACTOR ABOVE TA = 25°C TA = 70°C POWER RATING TA = 85°C POWER RATING TA = 125°C POWER RATING FK 1375 mW 11.0 mW/°C 880 mW 715 mW 275 mW JG (SE555) 1050 mW 8.4 mW/°C 672 mW 546 mW 210 mW recommended operating conditions VCC VI IO TA Supply voltage MIN MAX SA555, NE555 4.5 16 SE555 4.5 18 Input voltage (CONT, RESET, THRES, and TRIG) VCC ±200 Output current Operating free-air temperature POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 NE555 0 SA555 –40 85 SE555 –55 125 UNIT V V mA 70 °C 3 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 electrical characteristics, VCC = 5 V to 15 V, TA = 25°C (unless otherwise noted) THRES voltage level VCC = 15 V VCC = 5 V TYP MAX MIN TYP MAX 9.4 10 10.6 8.8 10 11.2 2.7 3.3 4 2.4 3.3 4.2 30 250 30 250 5 5.2 4.5 5 5.6 1.1 1.67 2.2 0.5 2 0.7 1 4.8 TA = –55°C to 125°C TRIG voltage level TRIG current RESET voltage level RESET current 3 1.45 VCC = 5 V 0.3 TA = –55°C to 125°C RESET at VCC 9.6 TA = –55°C to 125°C TA = –55°C to 125°C VCC = 15 V, VCC = 5 V, IOL = 3.5 mA 0.1 0.4 0.1 0.4 –1 –0.4 –1.5 20 100 10 10.4 2.9 VCC = 15 V,, IOH = –100 mA VCC = 15 V, VCC = 5 V,, IOH = –100 mA 100 10 11 3.8 2.6 3.3 4 0.1 0.25 0.4 0.75 2 2.5 µA V mA nA V 3.8 0.15 0.4 0.5 2 2.2 2.7 V 2.5 2.5 0.35 0.1 0.2 0.15 0.25 0.1 0.35 0.15 0.4 0.8 13 13.3 12.75 13.3 12 12.5 3 TA = –55°C to 125°C VCC = 15 V V 1 TA = –55°C to 125°C IOL = 200 mA TA = –55°C to 125°C IOH = –200 mA nA 0.2 TA = –55°C to 125°C IOL = 8 mA VCC = 5 V, 20 9 10.4 3.3 TA = –55°C to 125°C VCC = 5 V,, IOL = 5 mA 0.3 –0.4 TA = –55°C to 125°C VCC = 15 V,, IOL = 100 mA Output high, g No load 1 TA = –55°C to 125°C VCC = 15 V,, IOL = 50 mA Supply current 0.9 0.7 0.1 VCC = 15 V,, IOL = 10 mA Output low,, No load 0.5 9.6 2.9 VCC = 5 V 1.9 1.1 RESET at 0 V VCC = 15 V High-level output voltage 1.67 V 1.9 DISCH switch off-state current Low-level out output ut voltage 6 TA = –55°C to 125°C TRIG at 0 V CONT voltage (open circuit) UNIT MIN THRES current (see Note 3) VCC = 15 V NE555 SA555 SE555 TEST CONDITIONS PARAMETER V 12.5 3.3 2.75 3.3 2 VCC = 5 V VCC = 15 V 10 12 10 15 3 5 3 6 9 10 9 13 mA VCC = 5 V 2 4 2 5 NOTE 3: This parameter influences the maximum value of the timing resistors RA and RB in the circuit of Figure 12. For example, when VCC = 5 V, the maximum value is R = RA + RB ≈ 3.4 MΩ, and for VCC = 15 V, the maximum value is 10 MΩ. 4 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 operating characteristics, VCC = 5 V and 15 V TEST CONDITIONS† PARAMETER Initial error of timing interval‡ Each timer, monostable§ Each timer, astable¶ Temperature coefficient of timing interval Each timer, monostable§ Each timer, astable¶ TA = MIN to MAX Supply-voltage y g sensitivityy of timing interval Each timer, monostable§ Each timer, astable¶ TA = 25°C TA = 25°C NE555 SA555 SE555 MIN TYP MAX 0.5% 1.5%* 1.5% 30 UNIT TYP MAX 1% 3% 2.25% 100* 90 0.05 MIN 50 ppm/°C 150 0.2* 0.15 0.1 0.5 0.3 %/V Output-pulse rise time CL = 15 pF, TA = 25°C 100 200* 100 300 ns Output-pulse fall time CL = 15 pF, TA = 25°C 100 200* 100 300 ns * On products compliant to MIL-PRF-38535, this parameter is not production tested. † For conditions shown as MIN or MAX, use the appropriate value specified under recommended operating conditions. ‡ Timing interval error is defined as the difference between the measured value and the average value of a random sample from each process run. § Values specified are for a device in a monostable circuit similar to Figure 9, with the following component values: RA = 2 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 µF. ¶ Values specified are for a device in an astable circuit similar to Figure 12, with the following component values: RA = 1 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 µF. POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 5 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 TYPICAL CHARACTERISTICS† LOW-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs LOW-LEVEL OUTPUT CURRENT 4 2 1 0.7 0.4 ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ 10 7 VCC = 5 V TA = –55°C TA = 25°C ÏÏÏÏÏ TA = 125°C 0.2 0.1 0.07 0.04 VOL – Low-Level Output Voltage – V VOL – Low-Level Output Voltage – V 10 7 LOW-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs LOW-LEVEL OUTPUT CURRENT 0.02 VCC = 10 V 4 2 TA = 25°C 1 0.7 TA= –55°C TA = 125°C 0.4 0.2 0.1 0.07 0.04 0.02 0.01 0.01 1 2 4 7 10 20 40 70 100 1 2 IOL – Low-Level Output Current – mA 1.8 TA = –55°C 2 1 0.7 TA = 25°C 0.2 TA = 125°C 0.1 0.07 0.04 1.6 1.2 0.8 0.6 0.4 0.01 0 4 7 10 20 40 70 100 TA = 125°C 1 0.2 2 ÏÏÏÏÏÏ VCC = 5 V to 15 V 1 IOL – Low-Level Output Current – mA Figure 3 2 4 7 10 20 40 70 100 IOH – High-Level Output Current – mA Figure 4 †Data for temperatures below 0°C and above 70°C are applicable for SE555 circuits only. 6 70 100 TA = 25°C 1.4 0.02 1 40 TA = –55°C VCC = 15 V 0.4 20 ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ 2.0 ( VCC – VOH) – Voltage Drop – V VOL – Low-Level Output Voltage – V 4 10 DROP BETWEEN SUPPLY VOLTAGE AND OUTPUT vs HIGH-LEVEL OUTPUT CURRENT LOW-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs LOW-LEVEL OUTPUT CURRENT ÏÏÏÏ ÏÏÏÏ 7 Figure 2 Figure 1 10 7 4 IOL – Low-Level Output Current – mA POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 TYPICAL CHARACTERISTICS† NORMALIZED OUTPUT PULSE DURATION (MONOSTABLE OPERATION) vs SUPPLY VOLTAGE SUPPLY CURRENT vs SUPPLY VOLTAGE Pulse Duration Relative to Value at VCC = 10 V 10 Output Low, No Load 9 I CC – Supply Current – mA 8 TA = 25°C 7 6 5 TA = –55°C 4 TA = 125°C 3 2 1 0 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1.015 1.010 1.005 1 0.995 0.990 0.985 15 0 5 VCC – Supply Voltage – V Figure 5 PROPAGATION DELAY TIME vs LOWEST VOLTAGE LEVEL OF TRIGGER PULSE 1.015 300 VCC = 10 V TA = 125°C tpd – Propagation Delay Time – ns Pulse Duration Relative to Value at TA = 25 °C 20 Figure 6 NORMALIZED OUTPUT PULSE DURATION (MONOSTABLE OPERATION) vs FREE-AIR TEMPERATURE 1.010 1.005 1 0.995 0.990 0.985 –75 15 10 VCC – Supply Voltage – V 250 TA = 70°C TA = 25°C 200 150 TA = 0°C 100 TA = –55°C 50 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 TA – Free-Air Temperature – °C 0 0.1 × VCC 0.2 × VCC 0.3 × VCC 0.4 × VCC Lowest Voltage Level of Trigger Pulse Figure 7 Figure 8 †Data for temperatures below 0°C and above 70°C are applicable for SE555 series circuits only. POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 7 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION monostable operation For monostable operation, any of these timers can be connected as shown in Figure 9. If the output is low, application of a negative-going pulse to the trigger (TRIG) sets the flip-flop (Q goes low), drives the output high, and turns off Q1. Capacitor C then is charged through RA until the voltage across the capacitor reaches the threshold voltage of the threshold (THRES) input. If TRIG has returned to a high level, the output of the threshold comparator resets the flip-flop (Q goes high), drives the output low, and discharges C through Q1. ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ RA = 9.1 kΩ CL = 0.01 µF RL = 1 kΩ See Figure 9 RA 5 Î 4 7 6 Input 2 8 CONT VCC RL RESET DISCH OUT 3 Input Voltage Voltage – 2 V/div VCC (5 V to 15 V) Output Output Voltage THRES TRIG ÏÏÏÏÏÏ GND 1 Capacitor Voltage Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. Time – 0.1 ms/div Figure 10. Typical Monostable Waveforms Figure 9. Circuit for Monostable Operation Applying a negative-going trigger pulse simultaneously to RESET and TRIG during the timing interval discharges C and reinitiates the cycle, commencing on the positive edge of the reset pulse. The output is held low as long as the reset pulse is low. To prevent false triggering, when RESET is not used, it should be connected to VCC. 8 POST OFFICE BOX 655303 10 RA = 10 MΩ 1 tw – Output Pulse Duration – s Monostable operation is initiated when TRIG voltage falls below the trigger threshold. Once initiated, the sequence ends only if TRIG is high at the end of the timing interval. Because of the threshold level and saturation voltage of Q1, the output pulse duration is approximately tw = 1.1RAC. Figure 11 is a plot of the time constant for various values of RA and C. The threshold levels and charge rates both are directly proportional to the supply voltage, VCC. The timing interval is, therefore, independent of the supply voltage, so long as the supply voltage is constant during the time interval. RA = 1 MΩ 10–1 10–2 10–3 RA = 100 kΩ RA = 10 kΩ 10–4 RA = 1 kΩ 10–5 0.001 0.01 0.1 1 10 100 C – Capacitance – µF Figure 11. Output Pulse Duration vs Capacitance • DALLAS, TEXAS 75265 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION astable operation As shown in Figure 12, adding a second resistor, RB, to the circuit of Figure 9 and connecting the trigger input to the threshold input causes the timer to self-trigger and run as a multivibrator. The capacitor C charges through RA and RB and then discharges through RB only. Therefore, the duty cycle is controlled by the values of RA and RB. This astable connection results in capacitor C charging and discharging between the threshold-voltage level (≈0.67 × VCC) and the trigger-voltage level (≈0.33 × VCC). As in the monostable circuit, charge and discharge times (and, therefore, the frequency and duty cycle) are independent of the supply voltage. ÏÏÏÏÏÏÏÏÏÏ W W W ÏÏÏÏÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏÏÏÏÏ VCC (5 V to 15 V) RA = 5 k RB = 3 k C = 0.15 µF RA ÎÎ 4 7 RB 8 VCC CONT 6 2 RL RESET DISCH OUT 3 Output tH THRES TRIG Output Voltage tL GND C Voltage – 1 V/div 0.01 µF Open (see Note A) 5 RL = 1 k See Figure 12 1 Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. NOTE A: Decoupling CONT voltage to ground with a capacitor can improve operation. This should be evaluated for individual applications. Figure 12. Circuit for Astable Operation POST OFFICE BOX 655303 Capacitor Voltage Time – 0.5 ms/div Figure 13. Typical Astable Waveforms • DALLAS, TEXAS 75265 9 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION astable operation (continued) Figure 13 shows typical waveforms generated during astable operation. The output high-level duration tH and low-level duration tL can be calculated as follows: 100 k + 0.693 (RA ) RB) C H t + 0.693 (R C L B) RA + 2 RB = 1 kΩ Other useful relationships are shown below. + tH ) tL + 0.693 (RA ) 2RB) C 1.44 frequency [ (R ) 2R ) C period A Output driver duty cycle B + t t)L t + R )RB2R H L A B Output waveform duty cycle R t B H 1– t t R 2R H L A B R t L B Low- t o-high ratio t R R H A B + ) + + 10 ) + ) POST OFFICE BOX 655303 f – Free-Running Frequency – Hz t RA + 2 RB = 10 kΩ 10 k RA + 2 RB = 100 kΩ 1k 100 10 1 RA + 2 RB = 1 MΩ RA + 2 RB = 10 MΩ 0.1 0.001 0.01 0.1 1 10 C – Capacitance – µF Figure 14. Free-Running Frequency • DALLAS, TEXAS 75265 100 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION missing-pulse detector The circuit shown in Figure 15 can be used to detect a missing pulse or abnormally long spacing between consecutive pulses in a train of pulses. The timing interval of the monostable circuit is retriggered continuously by the input pulse train as long as the pulse spacing is less than the timing interval. A longer pulse spacing, missing pulse, or terminated pulse train permits the timing interval to be completed, thereby generating an output pulse as shown in Figure 16. VCC (5 V to 15 V) Input 2 8 VCC OUT 0.01 µF 3 TRIG DISCH 5 RL CONT THRES GND VCC = 5 V RA = 1 kΩ C = 0.1 µF See Figure 15 RA ÏÏÏ Output 7 6 Voltage – 2 V/div 4 RESET ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ Input Voltage ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ C Output Voltage 1 A5T3644 Capacitor Voltage Pin numbers shown are shown for the D, JG, P, PS, and PW packages. Figure 15. Circuit for Missing-Pulse Detector POST OFFICE BOX 655303 Time – 0.1 ms/div Figure 16. Completed-Timing Waveforms for Missing-Pulse Detector • DALLAS, TEXAS 75265 11 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION frequency divider By adjusting the length of the timing cycle, the basic circuit of Figure 9 can be made to operate as a frequency divider. Figure 17 shows a divide-by-three circuit that makes use of the fact that retriggering cannot occur during the timing cycle. ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ Voltage – 2 V/div VCC = 5 V RA = 1250 Ω C = 0.02 µF See Figure 9 Input Voltage Output Voltage Capacitor Voltage Time – 0.1 ms/div Figure 17. Divide-by-Three Circuit Waveforms pulse-width modulation The operation of the timer can be modified by modulating the internal threshold and trigger voltages, which is accomplished by applying an external voltage (or current) to CONT. Figure 18 shows a circuit for pulse-width modulation. A continuous input pulse train triggers the monostable circuit, and a control signal modulates the threshold voltage. Figure 19 shows the resulting output pulse-width modulation. While a sine-wave modulation signal is illustrated, any wave shape could be used. 12 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ VCC (5 V to 15 V) RESET 2 Clock Input RL 8 VCC OUT TRIG 5 CONT Output 7 THRES ÏÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏÏ Modulation Input Voltage 3 DISCH Modulation Input (see Note A) RA Voltage – 2 V/div 4 RA = 3 kΩ C = 0.02 µF RL = 1 kΩ See Figure 18 6 Clock Input Voltage ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ GND C 1 Output Voltage Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. NOTE A: The modulating signal can be direct or capacitively coupled to CONT. For direct coupling, the effects of modulation source voltage and impedance on the bias of the timer should be considered. Capacitor Voltage Time – 0.5 ms/div Figure 19. Pulse-Width-Modulation Waveforms Figure 18. Circuit for Pulse-Width Modulation pulse-position modulation As shown in Figure 20, any of these timers can be used as a pulse-position modulator. This application modulates the threshold voltage and, thereby, the time delay, of a free-running oscillator. Figure 21 shows a triangular-wave modulation signal for such a circuit; however, any wave shape could be used. ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ VCC (5 V to 15 V) 8 RESET 2 Modulation Input 5 (see Note A) VCC OUT RL RA 3 Output TRIG CONT DISCH 7 THRES 6 RB GND C Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. NOTE A: The modulating signal can be direct or capacitively coupled to CONT. For direct coupling, the effects of modulation source voltage and impedance on the bias of the timer should be considered. Figure 20. Circuit for Pulse-Position Modulation POST OFFICE BOX 655303 Voltage – 2 V/div 4 RA = 3 kΩ RB = 500 Ω RL = 1 kΩ See Figure 20 ÏÏÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏÏÏ Modulation Input Voltage ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏÏ Output Voltage Capacitor Voltage Time – 0.1 ms/div Figure 21. Pulse-Position-Modulation Waveforms • DALLAS, TEXAS 75265 13 NE555, SA555, SE555 PRECISION TIMERS SLFS022C – SEPTEMBER 1973 – REVISED FEBRUARY 2002 APPLICATION INFORMATION sequential timer Many applications, such as computers, require signals for initializing conditions during start-up. Other applications, such as test equipment, require activation of test signals in sequence. These timing circuits can be connected to provide such sequential control. The timers can be used in various combinations of astable or monostable circuit connections, with or without modulation, for extremely flexible waveform control. Figure 22 shows a sequencer circuit with possible applications in many systems, and Figure 23 shows the output waveforms. VCC 4 RESET 2 8 VCC OUT TRIG S DISCH 5 0.01 µF CONT THRES GND 1 4 RESET RA 33 kΩ 3 2 0.001 µF 7 TRIG CONT 0.01 µF CA CA = 10 µF RA = 100 kΩ RB THRES GND 1 CB 2 0.001 µF 0.01 µF Output B CB = 4.7 µF RB = 100 kΩ Pin numbers shown are for the D, JG, P, PS, and PW packages. NOTE A: S closes momentarily at t = 0. Figure 22. Sequential Timer Circuit ÏÏÏÏÏ ÏÏ ÏÏÏÏÏ See Figure 22 Voltage – 5 V/div Output A ÏÏÏ ÏÏÏ Output B tw A ÏÏÏÏÏÏ ÏÏÏ ÏÏÏ ÏÏÏÏÏ twA = 1.1 RACA tw B twB = 1.1 RBCB ÏÏÏ ÏÏ ÏÏÏÏÏ Output C tw C twC = 1.1 RCCC ÏÏÏ t=0 t – Time – 1 s/div Figure 23. Sequential Timer Waveforms 14 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 8 VCC OUT TRIG DISCH 5 6 Output A 4 RESET 33 kΩ 3 DISCH 7 5 6 8 VCC OUT CONT THRES GND 1 RC 3 7 6 CC CC = 14.7 µF RC = 100 kΩ Output C µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 D D D D D D D Short-Circuit Protection Offset-Voltage Null Capability Large Common-Mode and Differential Voltage Ranges No Frequency Compensation Required Low Power Consumption No Latch-Up Designed to Be Interchangeable With Fairchild µA741 description The µA741 is a general-purpose operational amplifier featuring offset-voltage null capability. µA741M . . . J PACKAGE (TOP VIEW) NC NC OFFSET N1 IN – IN + VCC – NC OFFSET N1 IN – IN + VCC – The µA741C is characterized for operation from 0°C to 70°C. The µA741I is characterized for operation from – 40°C to 85°C.The µA741M is characterized for operation over the full military temperature range of – 55°C to 125°C. NC OFFSET N1 IN – IN + VCC – 13 3 12 4 11 5 10 6 9 7 8 NC NC NC VCC + OUT OFFSET N2 NC 1 8 2 7 3 6 4 5 NC VCC+ OUT OFFSET N2 µA741M . . . U PACKAGE (TOP VIEW) symbol 1 10 2 9 3 8 4 7 5 6 NC NC VCC + OUT OFFSET N2 µA741M . . . FK PACKAGE (TOP VIEW) NC OFFSET N1 NC NC NC OFFSET N1 + OUT IN – 14 2 µA741M . . . JG PACKAGE µA741C, µA741I . . . D, P, OR PW PACKAGE (TOP VIEW) The high common-mode input voltage range and the absence of latch-up make the amplifier ideal for voltage-follower applications. The device is short-circuit protected and the internal frequency compensation ensures stability without external components. A low value potentiometer may be connected between the offset null inputs to null out the offset voltage as shown in Figure 2. IN + 1 – OFFSET N2 4 3 2 1 20 19 18 5 17 6 16 7 15 8 14 9 10 11 12 13 NC VCC + NC OUT NC NC VCC– NC OFFSET N2 NC NC IN – NC IN + NC NC – No internal connection Copyright  2000, Texas Instruments Incorporated PRODUCTION DATA information is current as of publication date. Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments standard warranty. Production processing does not necessarily include testing of all parameters. POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 1 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 AVAILABLE OPTIONS PACKAGED DEVICES SMALL OUTLINE (D) TA CHIP CARRIER (FK) CERAMIC DIP (J) CERAMIC DIP (JG) PLASTIC DIP (P) TSSOP (PW) µA741CPW 0°C to 70°C µA741CD µA741CP – 40°C to 85°C µA741ID µA741IP – 55°C to 125°C µA741MFK µA741MJ µA741MJG FLAT PACK (U) CHIP FORM (Y) µA741Y µA741MU The D package is available taped and reeled. Add the suffix R (e.g., µA741CDR). schematic VCC+ IN – OUT IN+ OFFSET N1 OFFSET N2 VCC – Component Count Transistors Resistors Diode Capacitor 2 POST OFFICE BOX 655303 22 11 1 1 • DALLAS, TEXAS 75265 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 µA741Y chip information This chip, when properly assembled, displays characteristics similar to the µA741C. Thermal compression or ultrasonic bonding may be used on the doped-aluminum bonding pads. Chips may be mounted with conductive epoxy or a gold-silicon preform. BONDING PAD ASSIGNMENTS (7) (6) IN + IN – (8) (3) (2) OFFSET N1 (1) OFFSET N2 (5) VCC+ (7) + (6) OUT – (4) VCC – 45 (5) (1) (4) CHIP THICKNESS: 15 TYPICAL BONDING PADS: 4 × 4 MINIMUM TJmax = 150°C. (2) (3) TOLERANCES ARE ± 10%. ALL DIMENSIONS ARE IN MILS. 36 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 3 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)† µA741C µA741I µA741M UNIT Supply voltage, VCC+ (see Note 1) 18 22 22 V Supply voltage, VCC – (see Note 1) –18 – 22 – 22 V Differential input voltage, VID (see Note 2) ±15 ±30 ±30 V Input voltage, VI any input (see Notes 1 and 3) ±15 ±15 ±15 V Voltage between offset null (either OFFSET N1 or OFFSET N2) and VCC – ±15 ±0.5 ±0.5 V Duration of output short circuit (see Note 4) unlimited Continuous total power dissipation unlimited unlimited See Dissipation Rating Table 0 to 70 – 40 to 85 – 55 to 125 °C – 65 to 150 – 65 to 150 Operating free-air temperature range, TA – 65 to 150 °C Case temperature for 60 seconds FK package 260 °C Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 60 seconds J, JG, or U package 300 °C Storage temperature range Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds D, P, or PW package 260 260 °C † Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is not implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability. NOTES: 1. All voltage values, unless otherwise noted, are with respect to the midpoint between VCC+ and VCC – . 2. Differential voltages are at IN+ with respect to IN –. 3. The magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 V, whichever is less. 4. The output may be shorted to ground or either power supply. For the µA741M only, the unlimited duration of the short circuit applies at (or below) 125°C case temperature or 75°C free-air temperature. DISSIPATION RATING TABLE 4 PACKAGE TA ≤ 25°C POWER RATING DERATING FACTOR D 500 mW 5.8 mW/°C DERATE ABOVE TA 64°C 464 mW 377 mW N/A FK 500 mW 11.0 mW/°C 105°C 500 mW 500 mW 275 mW J 500 mW 11.0 mW/°C 105°C 500 mW 500 mW 275 mW JG 500 mW 8.4 mW/°C 90°C 500 mW 500 mW 210 mW P 500 mW N/A N/A 500 mW 500 mW N/A PW 525 mW 4.2 mW/°C 25°C 336 mW N/A N/A U 500 mW 5.4 mW/°C 57°C 432 mW 351 mW 135 mW POST OFFICE BOX 655303 TA = 70°C POWER RATING • DALLAS, TEXAS 75265 TA = 85°C POWER RATING TA = 125°C POWER RATING µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 electrical characteristics at specified free-air temperature, VCC± = ±15 V (unless otherwise noted) PARAMETER TEST CONDITIONS VIO Input offset voltage VO = 0 ∆VIO(adj) Offset voltage adjust range VO = 0 IIO Input offset current VO = 0 IIB Input bias current VO = 0 VICR Common-mode input voltage range VOM Maximum peak output voltage swing TA† µA741C MIN 25°C 1 Full range 25°C ± 15 25°C 20 Full range 25°C 80 Full range ± 12 RL = 10 kΩ 25°C ± 12 RL ≥ 10 kΩ Full range ± 12 RL = 2 kΩ 25°C ± 10 RL ≥ 2 kΩ Full range ± 10 RL ≥ 2 kΩ ri Input resistance ro Output resistance Ci Input capacitance CMRR Common-mode rejection j ratio VIC = VICRmin kSVS Supply y voltage g sensitivity y (∆VIO /∆VCC) VCC = ± 9 V to ± 15 V IOS Short-circuit output current VO = ±10 V 25°C 20 Full range 15 25°C 0.3 See Note 5 ICC Supply current VO = 0 0, No load PD Total power dissipation VO = 0 0, No load 6 TYP MAX 1 5 6 ± 15 200 20 500 80 ± 13 500 1500 ± 12 ± 13 ± 12 ± 10 nA nA ± 14 ± 12 ± 13 mV V ± 12 ± 14 UNIT mV 200 500 800 ± 12 Large-signal g g differential voltage amplification MIN 300 Full range AVD µA741I, µA741M MAX 7.5 25°C VO = 0, TYP V ± 13 ± 10 200 50 200 V/mV 25 2 0.3 2 MΩ 25°C 75 75 Ω 25°C 1.4 1.4 pF 25°C 70 Full range 70 90 70 90 dB 70 25°C 30 Full range 150 30 150 150 150 25°C ± 25 ± 40 ± 25 ± 40 25°C 1.7 2.8 1.7 2.8 Full range 3.3 25°C 50 Full range 3.3 85 50 100 85 100 µV/V mA mA mW † All characteristics are measured under open-loop conditions with zero common-mode input voltage unless otherwise specified. Full range for the µA741C is 0°C to 70°C, the µA741I is – 40°C to 85°C, and the µA741M is – 55°C to 125°C. NOTE 5: This typical value applies only at frequencies above a few hundred hertz because of the effects of drift and thermal feedback. operating characteristics, VCC± = ±15 V, TA = 25°C PARAMETER tr Rise time Overshoot factor SR Slew rate at unity gain TEST CONDITIONS VI = 20 mV,, CL = 100 pF, RL = 2 kΩ,, See Figure 1 VI = 10 V, CL = 100 pF, RL = 2 kΩ, See Figure 1 POST OFFICE BOX 655303 µA741C MIN • DALLAS, TEXAS 75265 TYP µA741I, µA741M MAX MIN TYP 0.3 0.3 5% 5% 0.5 0.5 MAX UNIT µs V/µs 5 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 electrical characteristics at specified free-air temperature, VCC± = ±15 V, TA = 25°C (unless otherwise noted) PARAMETER TEST CONDITIONS VIO ∆VIO(adj) Input offset voltage IIO IIB Input offset current VICR Common-mode input voltage range VOM Maximum peak output voltage swing AVD ri Large-signal differential voltage amplification ro Output resistance Ci Input capacitance CMRR Common-mode rejection ratio kSVS Supply voltage sensitivity (∆VIO /∆VCC) IOS ICC Short-circuit output current µA741Y MIN VO = 0 VO = 0 Offset voltage adjust range 1 6 80 500 nA ± 12 ± 14 RL = 2 kΩ ± 10 ± 13 RL ≥ 2 kΩ 20 200 0.3 VIC = VICRmin VCC = ± 9 V to ± 15 V VO = 0, VO = 0, 70 No load mV nA RL = 10 kΩ See Note 5 mV 200 ± 13 VO = 0, UNIT 20 ± 12 Input resistance Supply current MAX ± 15 VO = 0 VO = 0 Input bias current TYP V V V/mV 2 MΩ 75 Ω 1.4 pF 90 dB 30 150 µV/V ± 25 ± 40 mA 1.7 2.8 mA PD Total power dissipation No load 50 85 mW † All characteristics are measured under open-loop conditions with zero common-mode voltage unless otherwise specified. NOTE 5: This typical value applies only at frequencies above a few hundred hertz because of the effects of drift and thermal feedback. operating characteristics, VCC ± = ±15 V, TA = 25°C PARAMETER tr TEST CONDITIONS Rise time Overshoot factor SR 6 Slew rate at unity gain POST OFFICE BOX 655303 VI = 20 mV,, CL = 100 pF, RL = 2 kΩ,, See Figure 1 VI = 10 V, CL = 100 pF, RL = 2 kΩ, See Figure 1 • DALLAS, TEXAS 75265 µA741Y MIN TYP 0.3 MAX UNIT µs 5% 0.5 V/µs µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION VI – OUT IN + 0V INPUT VOLTAGE WAVEFDORM CL = 100 pF RL = 2 kΩ TEST CIRCUIT Figure 1. Rise Time, Overshoot, and Slew Rate APPLICATION INFORMATION Figure 2 shows a diagram for an input offset voltage null circuit. IN + + IN – – OUT OFFSET N2 OFFSET N1 10 kΩ To VCC – Figure 2. Input Offset Voltage Null Circuit POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 7 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 TYPICAL CHARACTERISTICS† INPUT OFFSET CURRENT vs FREE-AIR TEMPERATURE INPUT BIAS CURRENT vs FREE-AIR TEMPERATURE ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ 400 100 350 I IB – Input Bias Current – nA I IO – Input Offset Current – nA 90 VCC+ = 15 V VCC – = –15 V 80 70 60 50 40 30 300 ÏÏÏÏÏ ÏÏÏÏÏ VCC+ = 15 V VCC – = –15 V 250 200 150 100 20 50 10 0 – 60 – 40 – 20 0 20 60 40 0 – 60 – 40 – 20 80 100 120 140 TA – Free-Air Temperature – °C 0 20 40 60 80 100 120 140 TA – Free-Air Temperature – °C Figure 4 Figure 3 MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGE vs LOAD RESISTANCE VOM – Maximum Peak Output Voltage – V ± 14 ± 13 ± 12 VCC+ = 15 V VCC – = –15 V TA = 25°C ± 11 ± 10 ±9 ±8 ±7 ±6 ±5 ±4 0.1 0.2 0.4 0.7 1 2 4 7 10 RL – Load Resistance – kΩ Figure 5 † Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices. 8 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 TYPICAL CHARACTERISTICS OPEN-LOOP SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION vs SUPPLY VOLTAGE MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGE vs FREQUENCY ± 16 AVD – Open-Loop Signal Differential Voltage Amplification – V/mV ± 18 400 VCC+ = 15 V VCC – = –15 V RL = 10 kΩ TA = 25°C ± 14 ± 12 ± 10 ±8 ±6 ±4 VO = ±10 V RL = 2 kΩ TA = 25°C 200 100 40 20 ±2 0 100 10 1k 10k 100k 1M 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 VCC ± – Supply Voltage – V f – Frequency – Hz Figure 6 Figure 7 OPEN-LOOP LARGE-SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION vs FREQUENCY 110 VCC+ = 15 V VCC – = –15 V VO = ±10 V RL = 2 kΩ TA = 25°C 100 AVD – Open-Loop Signal Differential Voltage Amplification – dB VOM – Maximum Peak Output Voltage – V ± 20 90 80 70 60 50 40 30 20 10 0 –10 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M f – Frequency – Hz POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 9 µA741, µA741Y GENERAL-PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS094B – NOVEMBER 1970 – REVISED SEPTEMBER 2000 TYPICAL CHARACTERISTICS COMMON-MODE REJECTION RATIO vs FREQUENCY OUTPUT VOLTAGE vs ELAPSED TIME 28 VCC+ = 15 V VCC– = –15 V BS = 10 kΩ TA = 25°C 90 80 24 VO – Output Voltage – mV CMRR – Common-Mode Rejection Ratio – dB 100 70 60 50 40 30 20 ÏÏ 20 90% 16 12 8 10% 0 10 tr 0 –4 1 100 10k 1M 100M 0 0.5 Figure 9 Figure 8 VOLTAGE-FOLLOWER LARGE-SIGNAL PULSE RESPONSE 8 VCC+ = 15 V VCC– = –15 V RL = 2 kΩ CL = 100 pF TA = 25°C 6 Input and Output Voltage – V 1 t – Time − µs f – Frequency – Hz 4 VO 2 0 VI –2 –4 –6 –8 0 10 20 30 40 50 60 70 t – Time – µs Figure 10 10 VCC+ = 15 V VCC– = –15 V RL = 2 kΩ CL = 100 pF TA = 25°C 4 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265 80 90 1.5 2 2.5 PACKAGE OPTION ADDENDUM www.ti.com 4-Jun-2007 PACKAGING INFORMATION Orderable Device Status (1) Package Type Package Drawing Pins Package Eco Plan (2) Qty UA741CD ACTIVE SOIC D 8 75 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CDE4 ACTIVE SOIC D 8 75 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CDG4 ACTIVE SOIC D 8 75 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CDR ACTIVE SOIC D 8 2500 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CDRE4 ACTIVE SOIC D 8 2500 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CDRG4 ACTIVE SOIC D 8 2500 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM Lead/Ball Finish MSL Peak Temp (3) UA741CJG OBSOLETE CDIP JG 8 TBD Call TI Call TI UA741CJG4 OBSOLETE CDIP JG 8 TBD Call TI Call TI UA741CP ACTIVE PDIP P 8 50 Pb-Free (RoHS) CU NIPDAU N / A for Pkg Type UA741CPE4 ACTIVE PDIP P 8 50 Pb-Free (RoHS) CU NIPDAU N / A for Pkg Type UA741CPSR ACTIVE SO PS 8 2000 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CPSRE4 ACTIVE SO PS 8 2000 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741CPSRG4 ACTIVE SO PS 8 2000 Green (RoHS & no Sb/Br) CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM UA741MFKB OBSOLETE LCCC FK 20 TBD Call TI Call TI UA741MJ OBSOLETE CDIP J 14 TBD Call TI Call TI UA741MJB OBSOLETE CDIP J 14 TBD Call TI Call TI UA741MJG OBSOLETE CDIP JG 8 TBD Call TI Call TI UA741MJGB OBSOLETE CDIP JG 8 TBD Call TI Call TI (1) The marketing status values are defined as follows: ACTIVE: Product device recommended for new designs. LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect. NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design. PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available. OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device. (2) Eco Plan - The planned eco-friendly classification: Pb-Free (RoHS), Pb-Free (RoHS Exempt), or Green (RoHS & no Sb/Br) - please check http://www.ti.com/productcontent for the latest availability information and additional product content details. TBD: The Pb-Free/Green conversion plan has not been defined. Pb-Free (RoHS): TI's terms "Lead-Free" or "Pb-Free" mean semiconductor products that are compatible with the current RoHS requirements for all 6 substances, including the requirement that lead not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, TI Pb-Free products are suitable for use in specified lead-free processes. Pb-Free (RoHS Exempt): This component has a RoHS exemption for either 1) lead-based flip-chip solder bumps used between the die and package, or 2) lead-based die adhesive used between the die and leadframe. The component is otherwise considered Pb-Free (RoHS compatible) as defined above. Green (RoHS & no Sb/Br): TI defines "Green" to mean Pb-Free (RoHS compatible), and free of Bromine (Br) and Antimony (Sb) based flame retardants (Br or Sb do not exceed 0.1% by weight in homogeneous material) (3) MSL, Peak Temp. -- The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDEC industry standard classifications, and peak solder temperature. Addendum-Page 1